JPH02151371A

JPH02151371A - 交直両用アーク溶接電源

Info

Publication number: JPH02151371A
Application number: JP30414788A
Authority: JP
Inventors: Yoshifumi Yamanaka; 山中　善文; Takayuki Kashima; 孝之鹿島
Original assignee: Hitachi Seiko Ltd
Current assignee: Via Mechanics Ltd
Priority date: 1988-12-02
Filing date: 1988-12-02
Publication date: 1990-06-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、特にＴＩＧ溶接用電源として好適なインバー
タ制御形の交直両用アーク溶接電源に関する。

〔従来の技術〕

近年、インバータ制御の採用により小形軽量化を図った
交直両用アーク溶接電源が実用化されている。その−例
として、本出願人の出願に係る特願昭６２−１４６９５
３号に記載され九交直両用アーク溶接電源の主回路構成
を第４図に示す。

すなわち、入力端子１に供給された商用周波数の三相交
流入力を入力側整流回路２により直流とし、これをイン
バータ３により商用周波数より高い周波数、例えば２　
Ｑ　ｋ　Ｉｓの交流に変換して主変圧器４に印加し、主
変圧器４により溶接に適した電圧に降圧した後、中性点
Ｎを有する出力側整流回路５、リアクタ６、コンデンサ
８，９、極性反転用スイッチング素子１０．１１を介し
て出力端子１４から交流出力と直流出力を選択的に取り
出す構成となっている。

上記構成において、スイッチング素子１０をオンスイツ
チング素子１１をオフにすると、出力側整流回路５の正
側出力端子からスイッチング素子１０、負荷（図示せず
）、リアクタ６を経て中性点Ｎへ正方向の直流電流が流
れ、スイッチング素子１０をオフ、スイッチング素子１
１をオンにすると、中性点Ｎからリアクタ６、負荷（図
示せず）スイッチング素子１１を経て出力側整流回路５
の負側出力端子へと逆方向の直流電流が流れる。また、
スイッチング素子１０，１１を交互にオン・オフさせる
と、上記の経路で負荷に交流電流を供給することができ
る。このとき、オン・オフの時間比と周期を選択するこ
とによって任意の交流出力波形が得られる。

このようにスイッチング素子１０．１１のオン・オフを
制御するのか駆動回路１８であり、出力電流値の制御は
、変流器１５の電流検出値を電流設定器１７の設定値と
比較し、両者が一致するようにパルス幅制御回路１６で
インバータ３の出力パルス幅を制御することによって行
なわれる。

本機が最も一般的に使われる交流ＴＩＧ溶接では、正極
性半波から逆極性半波に移るときに再点弧しにぐい。こ
の再点弧を助けるために、逆極性半波への極性反転時に
コンデンサ９を所要の電圧に充電する再点弧補助回路１
９を設けている。

インバータ出力周波数の電流リップルはリアクタ６とコ
ンデンサ８．９で平滑化し、出力電流の極性反転時にリ
アクタ６および図示しない負荷ケーブルに発生する過渡
電圧もコンデンサ８，９で吸収する。その作用をスイッ
チング素子１０がオンからオフになる反転時について説
明すると、このときリアクタ６に発生する過渡電圧は、
リアクタ６→主変圧器４→出力側整流回路５→コンデン
サ８→リアクタ６の経路でコンデンサ８を充電する。ま
た、負荷ケーブルに発生する過渡電圧は、負荷ケーブル
→コンデンサ９→逆並列ダイオード１３→負荷ケーブル
の経路でコンデンサ９を充電する。そして、コンデンサ
９の電荷は、続いてスイッチング素子１１がオフからオ
ンになったときに負荷を通して放電し、アークの再点弧
を助ける。

スイッチング素子１１がオンからオフになる反転時につ
いても上記と同様である。このように、コンデンサ８，
９は電流リップルの平滑化、過渡電圧の吸収・再点弧の
促進を行なう。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術では、出力側の極性反転用スイッチング素
子のオン・オフ時間比と周期を選択することによって任
意の波形の交流出力が得られ、また、交流出力の電流極
性反転時には、高周波高電圧を印加せずにアークを再点
弧させることができる。しかし、以下述べるように、設
定電流の小′α流域では、極性反：賑直後にアーク切れ
が生じるという問題があった。

第５図はこのアーク切れ現象を説明するための交流出力
時の負荷電流波形の略図、第６図は正側出力端子に接続
されたスイッチング素子１０がオフし、負側出力端子に
接続されたスイッチング素子１１がオンする極性反転時
の負荷電流の波形図で、第５図の点線で囲んだ部分Ｂを
拡大して示したものである。すなわち、スイッチング素
子１１がオンすると、まずコンデンサ９の放電電流が流
れる。しかし、主変圧器４から供給される出力電流は、
途中にリアクタ６かあるため、設定電流値になるまでに
数ｍｇの時間がかかる。一方、コンデンサ９の放電時間
は短いため、放電が終ったとき、特に設定電流の小電流
域では、主変圧器４からの出力電流はまだほとんど立上
っていない。コンデンサ９の族１１Ｌｘ流は負荷とスイ
ッチング素子１１を経て流れるが、配線のインダクタン
スとコンデンサ９の共振によって電流が振動し、第６図
のｄ−Ｌ−ｆ−９で示すような波形となることがおり、
このとき、電流零となるｆ点でアークが切れるという問
題が生じる。

また、極性反転時、主変圧器４０両端子間か出力側整流
回路５を介してコンデンサ８，９で短絡される期間がち
シ、このときもアーク切れの原因になる。

上記の現象は、負側出力端子に接続されたスイッチング
素子１１がオフし、正側出力端子に接続されたスイッチ
ング素子１０がオンするときも同様に発生する。

本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解決し、極性
反転時に高周波高電圧を印加せずにアークを再点弧させ
ることができ、小電流域でもアーク切れのないインバー
タ制御形の交直両用アーク溶接電源を提供することにあ
る。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために本発明は、インバータにより
出力制御される主変圧器の出力側に中性点を有する整流
回路を設け、この出力側整流回路の正負出力端子間に、
直列接続された２組の電流制限素子とコンデンサの直列
回路と、直列接続された２個の逆並列ダイオード付スイ
ッチング素子とを並列に接続してブリッジ回路を構成し
、かつブリッジ回路の上記２組の電流制限素子とコンデ
ンサの直列回路の接続点と上記中性点との間またはブリ
ッジ回路と出力側整流回路の正負出力端子との間にリア
クタる設け、ブリッジ回路の上記２組の電流制限素子と
コンデンサの直列回路の接続点と上記両スイッチング素
子の接続点から溶接用出力端子を導出し、上記両スイッ
チング素子のオンオフ制御により交流出力と直流出力を
選択的に取）出し得るようにし友ものである。

〔作　　用〕

本発明の交直両用アーク溶接電源は、出力側整流回路の
正負出力端子と中性点側の溶接用出力端子との間に設け
たコンデンサによりミ流すップルの平滑化、極性反転時
の過渡電圧の吸収・再点弧の促進を行わせる点は第４図
に示す従来例と同様であるが、各々のコンデンサに直列
に接続した抵抗のような電流制限素子が極性反転時にコ
ンデンサの放電時間を長くする働きをし、コンデンサの
放電が終るまでに主変圧器から供給される出力電流を十
分に立上らせることができるので、設定電流の小電流域
でも、極性反転直後にアークを安定に持続させることが
でき、アーク切れを防止できる。

〔実　施　例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

本実施例は、第４図に示す従来例のコンデンサ８．９に
、各々直列に電流制限素子としての抵抗２０．２１を接
続したものである。すなわち、主変圧器４の二次巻線の
両端間に出力側整流回路５を接続し、主変圧器４の交流
出力を出力側整流回路５で全波整流して直流に変換する
。

一方、抵抗２０−コンデンサ８の直列回路と抵抗２１−
コンデンサ９の直列回路を直列接続したものと、逆並列
ダイオード１２．１３を有する２個のスイッチ／グ素子
１０．１１を直列接続し友ものとを並列に接続してブリ
ッジ回路を構成する。

逆並列ダイオード１２．１３は、それらの順方向がスイ
ッチング素子１０．１１を構成するトランジスタの通電
方向と各々逆向きになるように接続されている。上記ブ
リッジ回路のスイッチング素子１０と抵抗２０−コンデ
ンサ８の直列回路との接続点を出力側整流回路５の正側
出力端子に、スイッチング素子１１と抵抗２１−コンデ
ンサ９の直列回路との接続点を出力側整流回路５の頁側
出力端子に、抵抗２０−コンデンサ８の直列回路と抵抗
２１−コンデンサ９の直列回路との接続点をリアクタ６
を介して主変圧器４の二次側中性点Ｎにそれぞれ接続す
る。また、溶接用出力をスイッチング素子１０．１１の
接続点と、抵抗２０−コンデンサ８、抵抗２１−コンデ
ンサ９の各直列回路と出力側整流回路５の正負出力端子
との間に設てもよい。

それ以外の回路構成は第４図に示す従来例と同一で、１
１１シ、同等部分に同一符号を付して示すのみで説明を
省略する。

従来例と同様に、駆動回路１８によυスイッチング素子
１０．１１のオン・オフを切り換えることで、交流出力
と直流出力を選択的に取り出すこトカでき、コンデンサ
８，９は電流リップルの平滑化、極性反転時の過渡電圧
の吸収・再点弧の促進を行なう。

次に、本実施例の極性反転時の動作を第２図。

第３図により説明する。第２図は交流出力時の負荷電流
波形の略図、第３図は正側出力端子に接続されたスイッ
チング素子１０がオフし、負側出力端子に接続されたス
イッチング素子１１がオンする極性反転時の負荷電流の
波形図で、第２図のＡ部の拡大して示したものである。

スイッチング素子１１がオンすると、コンデンサ９に蓄
えられた電荷が抵抗２１、負荷（図示せず）、スイッチ
ング素子１１を経て放電する。抵抗２１を挿入したこと
で、放′に１！流のピーク値は押えられるが、放電時間
は長くなるため、放電か終ったときには、主変圧器４か
らの出力電流は十分に立上っている。

また、抵抗２１があるため、放電電流の振動が押えられ
、第３図のａ　−１）　−ｃで示すような波形となる。

また、極性反転時、主変圧器４の両端子間が出力側整流
回路５を介して、コンデンサ８．９で短絡されることも
なくなり、主変圧器４からの出力電流の立上シが早くな
るので、設定電流の小電流域でもアーク切れしなくなる
。

ただし、コンデンサ８．９は電流リップルの平滑化、過
渡電圧の吸収、再点弧の促進をするためのものであるか
ら、これらに接続する抵抗値はあまり大きくできないか
、数１０Ｗ程度の抵抗で十分である。

°また、上記実施例の抵抗２０　ｅ　２１の代わりに、
リアクタを挿入して同様の効果を得ることもできる。

〔発明の効果〕本発明ＶＣよれば、下記のような効果がある。

（１）過′ｇ、電圧の吸収・再点弧の促進をするコンデ
ンサに直列ＶＣ電流制限素子を接続することにより、極
性反転直後にアークを安定に持続させることができ、第
４図に示す従来技術の問題点でめった小電流域でのアー
ク切れを防止できる。

（２）　　％性反転時にコンデンサからの放電電流のピ
ーク値を押え、電流変化をゆるやかにすることができる
ので、アーク音が小さくなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
動作説明用として示した交流出力時の負荷電流波形の略
図、第３図はそのＡ部拡大図・第４図は従来技術による
交直両用アーク溶接電源の回路図、第５図は従来技術の
問題点を説明するために示した交流出力時の負荷電流波
形の略図、第６図はそのＢ部拡大図でおる。４・・・主変圧器、　　５・・・出力側整流回路、　６
・・・リアクタ、　　８，９・・・コンデンサ、　　１
０．１１・・・スイッチング素子、　　　１２．１３・
・・逆並列ダイオード、　　１４・・・出力端子、　　
２０　、２１・・・抵抗、　Ｎ・・・中性点。１−一一＼力瑞＋　４−−一主支圧器　５−−一出力僧
１引糺ロ絡６．７＋−リアク５　　８，９−−−　コ＞
テ°ン゛す”　　　１０．ｆｆ−・スイッテ〉グ′（１
シ／２．／３−ｉｔテ１ダイオ−）’　　　ｔａ−ｍ−
出力’ｄｌｔ）Ｎ−ｍ−中＋１．榮、２０．２１−一一
汰毘。

Claims

【特許請求の範囲】

１、インバータにより出力制御される主変圧器の出力側
に中性点を有する整流回路を設け、この出力側整流回路
の正負出力端子間に、直列接続された２組の電流制限素
子とコンデンサの直列回路と、直列接続された２個の逆
並列ダイオード付スイッチング素子とを並列に接続して
ブリッジ回路を構成し、かつブリッジ回路の上記２組の
電流制限素子とコンデンサの直列回路の接続点と上記中
性点との間またはブリッジ回路と出力側整流回路の正負
出力端子との間にリアクタを設け、ブリッジ回路の上記
２組の電流制限素子とコンデンサの直列回路の接続点と
上記両スイッチング素子の接続点から溶接用出力端子を
導出し、上記両スイッチング素子のオンオフ制御により
交流出力と直流出力を選択的に取り出し得るようにした
ことを特徴とする交直両用アーク溶接電源。