JPH0580311B2 - - Google Patents
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- JPH0580311B2 JPH0580311B2 JP62144135A JP14413587A JPH0580311B2 JP H0580311 B2 JPH0580311 B2 JP H0580311B2 JP 62144135 A JP62144135 A JP 62144135A JP 14413587 A JP14413587 A JP 14413587A JP H0580311 B2 JPH0580311 B2 JP H0580311B2
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- 238000003466 welding Methods 0.000 claims description 18
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 7
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 9
- 239000000463 material Substances 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 239000010953 base metal Substances 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- Inverter Devices (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、インバータ制御形のアーク溶接用電
源に係り、特に電流反転後のアークの再点孤に高
電圧を必要とする交流TIG溶接用電源に関する。
源に係り、特に電流反転後のアークの再点孤に高
電圧を必要とする交流TIG溶接用電源に関する。
交流TIG溶接では、電流反転時、特に電極、母
材間に流れる電流の極制が棒マイナス（正極性）
から棒プラス（逆極性）に反転するときに、アー
ク切れが発生しやすい。
材間に流れる電流の極制が棒マイナス（正極性）
から棒プラス（逆極性）に反転するときに、アー
ク切れが発生しやすい。
このため、従来から電流反転時に高周波高電圧
を電極、母材間に重畳して印加し、アーク切れを
防ぐ方法がとられている。また、インバータ制御
形の交流TIG溶接用電源では、電流反転時の再点
孤電圧が200V程度と比較的低いことと、高周波
重畳方式は電波障害などを起こしやすいことか
ら、電流反転時に溶接用電源の二次側主回路に直
流高電圧（ほぼ200V）を重畳して印加すること
により、アークを持続させる方法も考えられてい
る。
を電極、母材間に重畳して印加し、アーク切れを
防ぐ方法がとられている。また、インバータ制御
形の交流TIG溶接用電源では、電流反転時の再点
孤電圧が200V程度と比較的低いことと、高周波
重畳方式は電波障害などを起こしやすいことか
ら、電流反転時に溶接用電源の二次側主回路に直
流高電圧（ほぼ200V）を重畳して印加すること
により、アークを持続させる方法も考えられてい
る。
第２図にこの方法を用い従来の交流TIG溶接用
電源の回路構成を示す。第２図において、１は商
用電源からの交流入力を直流に変換する一次側整
流部、２は直流を高周波交流に変換する一次側イ
ンバータ部、３は高周波トランス、４は高周波ト
ランス３の交流出力を直流に変換する二次側整流
部、５は平滑用リアクタ、６は一次側インバータ
部２へ電流制御用のフイードバツク信号を送る電
流検出部、７は平滑用リアクタ５で平滑化された
直流を再度交流に変換して電極９と母材１０の間
のアーク負荷１１へ供給する二次側インバータ部
である。二次側インバータ部７は、出力反転用パ
ワートランジスタT1〜T4と帰還ダイオードD1〜
D4で構成されていて、制御回路８からの信号に
よりT1，T2とT3，T4の２組のパワートランジス
タを交互にオンオフさせると、出力電流は交流と
なり、正極性半波と逆極性半波の比率を任意に制
御することができる。また、いずれか１組のパワ
ートランジスタをオンし続ければ、直流出力が得
られ、交直両用となる。
電源の回路構成を示す。第２図において、１は商
用電源からの交流入力を直流に変換する一次側整
流部、２は直流を高周波交流に変換する一次側イ
ンバータ部、３は高周波トランス、４は高周波ト
ランス３の交流出力を直流に変換する二次側整流
部、５は平滑用リアクタ、６は一次側インバータ
部２へ電流制御用のフイードバツク信号を送る電
流検出部、７は平滑用リアクタ５で平滑化された
直流を再度交流に変換して電極９と母材１０の間
のアーク負荷１１へ供給する二次側インバータ部
である。二次側インバータ部７は、出力反転用パ
ワートランジスタT1〜T4と帰還ダイオードD1〜
D4で構成されていて、制御回路８からの信号に
よりT1，T2とT3，T4の２組のパワートランジス
タを交互にオンオフさせると、出力電流は交流と
なり、正極性半波と逆極性半波の比率を任意に制
御することができる。また、いずれか１組のパワ
ートランジスタをオンし続ければ、直流出力が得
られ、交直両用となる。
交流TIG溶接において、電流反転後のアーク再
点孤に必要な高電圧は高電圧重畳回路２２から供
給する。この高電圧重畳回路２２は、商用電源か
ら電力の供給を受け、変圧器２３、整流器２４、
平滑用コンデンサ２５でほぼ200Vの直流高電圧
を得ている。平滑用コンデンサ２５の両端は、抵
抗２６を介して、溶接用電源の二次側整流部４の
出力側線間に接続されており、二次側インバータ
部７の出力電流が反転してアークが再点孤すると
きに、この直流高電圧が電極９と母材１０の間に
印加され、アークを持続させるように働く。
点孤に必要な高電圧は高電圧重畳回路２２から供
給する。この高電圧重畳回路２２は、商用電源か
ら電力の供給を受け、変圧器２３、整流器２４、
平滑用コンデンサ２５でほぼ200Vの直流高電圧
を得ている。平滑用コンデンサ２５の両端は、抵
抗２６を介して、溶接用電源の二次側整流部４の
出力側線間に接続されており、二次側インバータ
部７の出力電流が反転してアークが再点孤すると
きに、この直流高電圧が電極９と母材１０の間に
印加され、アークを持続させるように働く。
上記従来技術は交流アークの安定化には有効で
あるが、アークの再点孤後も抵抗２６に電流が流
れ続け、電圧降下を生じるため、高電圧重畳回路
を構成する変圧器２３、整流器２４、平滑用コン
デンサ２５、抵抗２６などの部品の電流容量を大
きくとることが必要で、これら部品の寸法、重量
が大となり、インバータ制御による溶接電源の小
形軽量化のメリツトが損なわれるばかりでなく、
効率も悪い。
あるが、アークの再点孤後も抵抗２６に電流が流
れ続け、電圧降下を生じるため、高電圧重畳回路
を構成する変圧器２３、整流器２４、平滑用コン
デンサ２５、抵抗２６などの部品の電流容量を大
きくとることが必要で、これら部品の寸法、重量
が大となり、インバータ制御による溶接電源の小
形軽量化のメリツトが損なわれるばかりでなく、
効率も悪い。
また、大電流で溶接を行なう場合、二次側イン
バータ部７の電流反転時に主回路のインダクタン
スによりスパイク電圧が発生し、トランジスタな
どの素子を破壊するという問題点もあつた。
バータ部７の電流反転時に主回路のインダクタン
スによりスパイク電圧が発生し、トランジスタな
どの素子を破壊するという問題点もあつた。
本発明の目的は、電流反転後のアークの再点孤
を行なう高電圧重畳回路の小形軽量化を図るとと
もに、大電流反転時に主回路に発生するスパイク
電圧を制御して、回路素子の破壊を防止すること
にある。
を行なう高電圧重畳回路の小形軽量化を図るとと
もに、大電流反転時に主回路に発生するスパイク
電圧を制御して、回路素子の破壊を防止すること
にある。
上記目的は、直流を高周波交流に変換する一次
側インバータ部と、この高周波交流を変成する高
周波トランスと、該高周波トランスの二次側出力
を直流に変換する二次側整流部と、該二次側整流
部の直流出力を再度交流に変換してアーク負荷に
供給する二次側インバータ部を有するアーク溶接
用電源において、前記二次側整流部の出力側線間
に接続されたコンデンサと、前記高周波トランス
の巻線から電力の供給を受ける前記コンデンサの
充電回路と、該充電回路に接続されたスイツチン
グ素子と、前記二次側インバータ部の電流反転時
またはその直前の所定時間のみ該スイツチング素
子を導通させる制御回路を有し、前記二次側イン
バータ部の電流反転時に前記コンデンサを溶接ア
ークの再点孤に必要な高電圧に充電された状態と
する高電圧重畳回路を設けることにより達成され
る。
側インバータ部と、この高周波交流を変成する高
周波トランスと、該高周波トランスの二次側出力
を直流に変換する二次側整流部と、該二次側整流
部の直流出力を再度交流に変換してアーク負荷に
供給する二次側インバータ部を有するアーク溶接
用電源において、前記二次側整流部の出力側線間
に接続されたコンデンサと、前記高周波トランス
の巻線から電力の供給を受ける前記コンデンサの
充電回路と、該充電回路に接続されたスイツチン
グ素子と、前記二次側インバータ部の電流反転時
またはその直前の所定時間のみ該スイツチング素
子を導通させる制御回路を有し、前記二次側イン
バータ部の電流反転時に前記コンデンサを溶接ア
ークの再点孤に必要な高電圧に充電された状態と
する高電圧重畳回路を設けることにより達成され
る。
上記高電圧重畳回路は、二次側インバータ部の
電流反転時またはその直前の所定時間だけ充電回
路のスイツチング素子を導通状態とし、高周波ト
ランスの巻線から供給される電力で二次側整流部
の出旅側線間に接続されたコンデンサを高電圧
（ほぼ200V）に充電する。また、電流反転時に主
回路のインダクタンスにより発生するスパイク電
圧も上記コンデンサで吸収され、これを充電す
る。
電流反転時またはその直前の所定時間だけ充電回
路のスイツチング素子を導通状態とし、高周波ト
ランスの巻線から供給される電力で二次側整流部
の出旅側線間に接続されたコンデンサを高電圧
（ほぼ200V）に充電する。また、電流反転時に主
回路のインダクタンスにより発生するスパイク電
圧も上記コンデンサで吸収され、これを充電す
る。
ついで二次側インバータ部の電流が反転する
と、上記コンデンサの充電電圧が電極、母材間に
加わつて、アークを再点孤させ、溶接電源出力電
流の立上がり時にコンデンサからの放電電流でア
ークを維持する。コンデンサの充電回路には次の
電流反転時またはその直前まで電が流れないの
で、電力損失は少なく、したがつて抵抗などの回
路部品の発熱も少ない。
と、上記コンデンサの充電電圧が電極、母材間に
加わつて、アークを再点孤させ、溶接電源出力電
流の立上がり時にコンデンサからの放電電流でア
ークを維持する。コンデンサの充電回路には次の
電流反転時またはその直前まで電が流れないの
で、電力損失は少なく、したがつて抵抗などの回
路部品の発熱も少ない。
第１図に本発明の一実施例の回路構成を示す。
図中、一次側整流部１、一次側インバータ部
２、高周波トランス３、二次側整流部４、平滑用
リアクタ５、電流検出部６、二次側インバータ部
７からなる主回路については第２図に示したもの
と同じであり、交流部の高周波化によりトラン
ス、リアクタなどが小形化されている。
２、高周波トランス３、二次側整流部４、平滑用
リアクタ５、電流検出部６、二次側インバータ部
７からなる主回路については第２図に示したもの
と同じであり、交流部の高周波化によりトラン
ス、リアクタなどが小形化されている。
本実施例では、高周波トランス３に設けた別巻
線１３から高電圧重畳回路１２に電力を供給して
いる。高電圧重畳回路１２には、該巻線１３から
の交流入力を直流に変換する整流器１４と平滑用
コンデンサ１５を設け、その直流出力側からスイ
ツチング素子であるパワートランジスタ１６、限
流抵抗１７を介してコンデンサ１８に至る充電回
路１９を構成している。コンデンサ１８は溶接電
源主回路の二次側整流部４の出力側線間に接続さ
れ、またパワートランジスタ１６のベースには二
次側インバータ部７の制御回路８から信号線２０
により制御信号が与えられる。
線１３から高電圧重畳回路１２に電力を供給して
いる。高電圧重畳回路１２には、該巻線１３から
の交流入力を直流に変換する整流器１４と平滑用
コンデンサ１５を設け、その直流出力側からスイ
ツチング素子であるパワートランジスタ１６、限
流抵抗１７を介してコンデンサ１８に至る充電回
路１９を構成している。コンデンサ１８は溶接電
源主回路の二次側整流部４の出力側線間に接続さ
れ、またパワートランジスタ１６のベースには二
次側インバータ部７の制御回路８から信号線２０
により制御信号が与えられる。
上記構成において、二次側インバータ部７の
T1，T2とT3，T4の２組のパワートランジスタを
交互にオンオフさせて電極９と母材１０の間に交
流アークを発生させるとき、その電流反転時の所
定時間だけパワートランジスタ１６を導通させる
と、前述したように高周波トランス３の巻線１３
から供給される電力で充電回路１９に電流が流れ
てコンデンサ１８を高電圧（ほぼ200V）に充電
し、また電流反転時に主回路のインダクタンスに
より発生するスパイク電圧も該コンデンサ１８で
吸収する。そして、二次側インバータ部７の電流
が反転したとき、コンデンサ１８の充電電圧が電
極９と母材１０の間に印加され、アーウを持続さ
せるように働く。
T1，T2とT3，T4の２組のパワートランジスタを
交互にオンオフさせて電極９と母材１０の間に交
流アークを発生させるとき、その電流反転時の所
定時間だけパワートランジスタ１６を導通させる
と、前述したように高周波トランス３の巻線１３
から供給される電力で充電回路１９に電流が流れ
てコンデンサ１８を高電圧（ほぼ200V）に充電
し、また電流反転時に主回路のインダクタンスに
より発生するスパイク電圧も該コンデンサ１８で
吸収する。そして、二次側インバータ部７の電流
が反転したとき、コンデンサ１８の充電電圧が電
極９と母材１０の間に印加され、アーウを持続さ
せるように働く。
大電流の反転時には、主回路に発生するスパイ
ク電圧が高くなり、これに伴いコンデンサ１８の
電圧も上昇する。このとき、図示のようにパワー
トランジスタ１６と限流抵抗１７に並列に接続し
たダイオード２１を介してコンデンサ１８の電荷
を電源側に回生し、平滑用コンデンサ１５を充電
するようにしておけば、コンデンサ１８の電圧が
異常に上昇することを防止できる。スパイク電圧
の上限が決まつている場合には、コンデンサ１８
の容量を大きめに設定することで対処でき、ダイ
オード２１はなくてもよい。
ク電圧が高くなり、これに伴いコンデンサ１８の
電圧も上昇する。このとき、図示のようにパワー
トランジスタ１６と限流抵抗１７に並列に接続し
たダイオード２１を介してコンデンサ１８の電荷
を電源側に回生し、平滑用コンデンサ１５を充電
するようにしておけば、コンデンサ１８の電圧が
異常に上昇することを防止できる。スパイク電圧
の上限が決まつている場合には、コンデンサ１８
の容量を大きめに設定することで対処でき、ダイ
オード２１はなくてもよい。
パワートランジスタ１６のターンオンのタイミ
ングは電流反転の直前でもよい。また、上記実施
例は、二次側インバータ部が単電源のフルブリツ
ジ回路からなる場合であるが、二次側インバータ
部に２電源のハーフブリツジ回路を用いた場合に
も適用可能であり、また交直両用とすることもで
きる。
ングは電流反転の直前でもよい。また、上記実施
例は、二次側インバータ部が単電源のフルブリツ
ジ回路からなる場合であるが、二次側インバータ
部に２電源のハーフブリツジ回路を用いた場合に
も適用可能であり、また交直両用とすることもで
きる。
本発明によれば、高電圧重畳回路の電源を主回
路の高周波トランスからとつているので、商用電
源から直接電力を供給する場合のように高電圧重
畳回路に思い電源トランスを別置する必要がな
い。また、高電圧重畳回路は交流アークの電流反
転時の短時間のみ動作させればよいので、抵抗な
どの回路部品の発熱が少なく、したがつて第２図
に示す従来例に比べ回路部品の電流容量を小さく
でき、小形軽量化および電力損失の低減が図れ
る。さらに、主回路の二次側整流部の出力側線間
に接続したコンデンサにより、電流反転時に主回
路に発生するスパイク電圧を吸収させることも可
能で、これにより二次側インバータ部の素子の破
壊を防止し、小電流から大電流まで安定して交流
アークを発生させることができる。
路の高周波トランスからとつているので、商用電
源から直接電力を供給する場合のように高電圧重
畳回路に思い電源トランスを別置する必要がな
い。また、高電圧重畳回路は交流アークの電流反
転時の短時間のみ動作させればよいので、抵抗な
どの回路部品の発熱が少なく、したがつて第２図
に示す従来例に比べ回路部品の電流容量を小さく
でき、小形軽量化および電力損失の低減が図れ
る。さらに、主回路の二次側整流部の出力側線間
に接続したコンデンサにより、電流反転時に主回
路に発生するスパイク電圧を吸収させることも可
能で、これにより二次側インバータ部の素子の破
壊を防止し、小電流から大電流まで安定して交流
アークを発生させることができる。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は
従来の高電圧重畳回路を備えたアーク溶接用電源
の回路図である。 ２……一次側インバータ部、３……高周波トラ
ンス、４……二次側整流部、７……二次側インバ
ータ部、８……制御回路、１１……アーク負荷、
１２……高電圧重畳回路、１３……電源用巻線、
１４……充電用整流器、１５……平滑用コンデン
サ、１６……スイツチング素子、１７……限流抵
抗、１８……高電圧重畳用コンデンサ、１９……
充電回路、２０……信号線、２１……スパイク吸
収用ダイオード。
従来の高電圧重畳回路を備えたアーク溶接用電源
の回路図である。 ２……一次側インバータ部、３……高周波トラ
ンス、４……二次側整流部、７……二次側インバ
ータ部、８……制御回路、１１……アーク負荷、
１２……高電圧重畳回路、１３……電源用巻線、
１４……充電用整流器、１５……平滑用コンデン
サ、１６……スイツチング素子、１７……限流抵
抗、１８……高電圧重畳用コンデンサ、１９……
充電回路、２０……信号線、２１……スパイク吸
収用ダイオード。
Claims (1)
- １ 直流を高周波交流に変換する一次側インバー
タ部と、この高周波交流を変成する高周波トラン
スと、該高周波トランスの二次側出力を直流に変
換する二次側整流部と、該二次側整流部の直流出
力を再度交流に変換してアーク負荷に供給する二
次側インバータ部を有するアーク溶接用電源にお
いて、前記二次側整流部の出力側線間に接続され
たコンデンサと、前記高周波トランスの巻線から
電力の供給を受ける前記コンデンサの充電回路
と、該充電回路に接続されたスイツチング素子
と、前記二次側インバータ部の電流反転時または
その直前の所定時間のみ該スイツチング素子を導
通させる制御回路を有し、前記二次側インバータ
部の電流反転時に前記コンデンサを溶接アークの
再点孤に必要な高電圧に充電された状態とする高
電圧重量回路を設けたことを特徴とするアーク溶
接用電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62144135A JPS63309373A (ja) | 1987-06-11 | 1987-06-11 | ア−ク溶接用電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62144135A JPS63309373A (ja) | 1987-06-11 | 1987-06-11 | ア−ク溶接用電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63309373A JPS63309373A (ja) | 1988-12-16 |
| JPH0580311B2 true JPH0580311B2 (ja) | 1993-11-08 |
Family
ID=15355033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62144135A Granted JPS63309373A (ja) | 1987-06-11 | 1987-06-11 | ア−ク溶接用電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63309373A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2736775B2 (ja) * | 1987-06-26 | 1998-04-02 | 株式会社ダイヘン | アーク溶接電源 |
| JPH0365888A (ja) * | 1989-08-04 | 1991-03-20 | Fujitsu Ltd | 動画像符号化制御方式 |
| JP5537663B2 (ja) * | 2009-09-14 | 2014-07-02 | イーエスエービー エービー | 整流回路を有する逆変換器 |
| CN102773585B (zh) * | 2012-08-10 | 2016-08-17 | 深圳市瑞凌实业股份有限公司 | 一种降低氩弧焊高频高压的电路及其方法 |
| JP6203594B2 (ja) * | 2013-10-09 | 2017-09-27 | 株式会社三社電機製作所 | アーク溶接機用電源装置 |
| CN107052522B (zh) * | 2017-02-28 | 2019-10-08 | 上海广为焊接设备有限公司 | 用于交直流氩弧焊机的稳弧电路及其工作方法 |
| CN110768565A (zh) * | 2019-11-28 | 2020-02-07 | 唐山松下产业机器有限公司 | 电源方法、装置、电源及电子设备 |
-
1987
- 1987-06-11 JP JP62144135A patent/JPS63309373A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63309373A (ja) | 1988-12-16 |
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