JPH0466274A - 交流アーク溶接電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、商用周波数の単相電源を用いた交流アーク溶
接電源に関するものである。

〈従来の技術〉 従来、商用周波の単相交流を用いて正・逆開極性の期間
と電流とを調整可能とした交流アーク溶接電源としては
、サイリスタとこれに直列に接続した直流リアクトルと
を用いた装置が提案されていた。（例えば、特開昭５１
−１３６５４４号。

特開昭５２−３３８５３号、他） 第６図に従来装置の例を示す。同図において１は交流電
源、２は電源スィッチ、３は変圧器、４ａ、４ｂは出力
調整用サイリスタ、５ａ、５ｂは直流リアクトルであり
両リアクトルは鉄心を共有しかつそれぞれ直列のサイリ
スタ４ａ、４ｂが導通ずることによって共有する鉄心に
同一方向の磁束を生ずる極性の巻線を有する。６はアー
ク点弧用の高周波を重畳するためのカップリングコイル
、７は高周波電源、８は電極、９は被溶接物である。

同図において、電源スィッチ２を閉じてサイリスタ４ａ
、４ｂを図示を省略した制御回路によって所定の位相で
交互に点弧させると、電極８および被溶接物９からなる
溶接負荷には直流リアクトル５ａ、５ｂの働きによって
波高値が制限された矩形波に近い電流が供給される。即
ち、いま電源電圧が図示の極性でサイリスタ４ａが導通
状態にあり、電流が［サイリスタ４ａ−直流リアクドル
５ａ→被溶接物９−電極８−変圧器３の２次巻線３Ｓ１
］の経路で流れているとする。この電流は、直流リアク
トル５ａのインダクタンスが大であると、これによって
制限されて電源電圧が正弦波状に変化してもこれに応じ
て変化せずほぼ一定の電流となり、この間に直流リアク
トル５ａには正弦波との差に相当する電磁エネルギーが
蓄えられる。

次に電源電圧が図示と逆の極性の半波になってもこの直
流リアクトル５ａに蓄えられた電磁エネルギーを放出し
て電流は同じ方向に流れ続け、その値もあまり変化しな
い。この状態でサイリスタ４ｂに点弧信号が供給される
と、電源電圧はすでにサイリスタ４ｂに対して順方向と
なっているので直ちにサイリスタ４ｂは導通し、これに
よって電源からの逆電圧が印加されてアークは消滅する
。

このとき、直流リアクトル５ａと５ｂとは前述のように
鉄心を共有しかつその極性がそれぞれ直列サイリスタ４
ａ、４ｂの導通によって流れる電流によって共有する鉄
心に同一方向の磁束を発生する極性であるので、リアク
トル５ａに残存する電磁エネルギーは速かにリアクトル
５ｂに移行し、このとき高周波電源７からの高周波高電
圧が供給されるとアークが再生し、電極８から被溶接物
９に向う方向に電流の極性が反転し、かつそのときに流
れ始める電流はりアクドル５ａにその直前に流れていた
電流と同じ絶対値の電流が流れることになる。この結果
、溶接負荷には急峻に極性が反転する略矩形波状の電流
が流れることになる。さらに時間が経過して電源電圧の
極性が反転し、図示の極性に戻ったときには同様の順序
で電流の継続、サイリスタ４ａの点弧、アークの消滅、
再生が行なわれる。

〈発明が解決しようとする問題点〉 上記従来装置においては、スイッチング素子にサイリス
タを用いているために自己消弧できない。

このために反対極性のサイリスタが点弧したときにリア
クトルの蓄積エネルギーによる電流が両サイリスタを通
して循環電流となり、このときの溶接負荷には先に導通
していた方のサイリスタが自己消弧し得ないために電源
電圧のみが印加されるので、アークの再点弧が難しく失
敗することが多い。

この理由をつぎに説明する。いまサイリスタ４ａが導通
していて電源電圧が逆の極性になり、溶接電流の極性を
反転させるべくサイリスタ４ｂを導通させると、リアク
トル５ａを流れていた電流は〔リアクトル５ａ−リアク
トル５ｂ−サイリスタ４ｂ＝変圧器３の２次巻線３Ｓ２
−２次巻線３Ｓｌ−サイリスタ４ａ−リアクトル５ａｌ
を巡る循環回路を流れる。このためにアークは消滅し、
また電極８と被溶接物９との間には変圧器２の２次巻線
３Ｓ２の出力電圧のみが印加されることになる。

この２次巻線３８２の出力電圧は高々１００ｖ前後であ
るのでアークの再点弧に必要な電圧に達しないときがあ
る。特に電極８や被溶接物９までのケーブルが長く、こ
のケーブルのインダクタンスが大であるときには溶接電
流の極性の切替時に比較的電流の変化が遅くなり、この
ためにアーク力に消滅したときの電極８と被溶接物９と
の間の絶縁の回復速度が大となってアークの再点弧に必
要な電圧が高くなる。このようなときには２次巻線３Ｓ
２の出力電圧だけではアークの再生に失敗することが起
る。もしアークの再生に失敗すればサイリスタ４ａには
りアクドル５ａの蓄積エネルギーによる電流が流れ続け
るために消弧せず、電流はりアクドル５ｇ、５ｂ、サイ
リスタ４ａ、４ｂを通して流れ続けることになる。この
現象はサイリスタ４ｂが導通していてサイリスタ４ａに
点弧信号が供給されたときにも同様に発生し得る。この
ためにアークの再生を確実にするために高周波電圧の供
給が不可欠であり、このために近隣の電子機器等に対す
る誘導障害が発生することがさけられなかった。

く問題点を解決するための手段〉 本発明は、単相交流の各半波をスイッチング素子と直流
リアクトルとを用いて略矩形波状の出力電流を得るもの
において、スイッチング素子に自己消弧形の単方向スイ
ッチング素子を用いかつスイッチング素子を実質的に導
通期間が重なりを有するように交互に０Ｎ−ＯＦＦ制御
してリアクトルの誘起電圧を有効に溶接負荷に供給する
ことによって上記従来装置の問題点を解決したものであ
る。

〈実施例〉 第１図は本発明の交流アーク溶接電源の実施例を示す接
続図である。

同図において１ないし３および５ａ、５ｂないし９は第
６図の従来装置と同機能のものを示す。

１０ａ、１０ｂはトランジスタ、ｌｌａ、ｌｌｂ。

１２ａ、１２ｂはそれぞれトランジスタ１０ａ。

１０ｂに逆電圧が印加されるのを防止するためのダイオ
ードであり、これらのトランジスタ１０ａ。

ダイオードｌｌａ、１２ａおよびトランジスタＪｏｂ、
ダイオードｌｌｂ、１２ｂはそれぞれ自己消弧形単方向
スイッチング素子を構成している。

なおトランジスタ１０ｇ、１０ｂに替えてゲートターン
オフサイリスタや転流回路付サイリスタのように自己消
弧機能と整流機能とを有するスイ・ソチング素子を用い
るときにはダイオード１１ａ。

１１ｂ、１２ａ、１２ｂは省略することができる。

１３は出力電流検出器、１４は出力電流設定器、１５は
出力電流設定器１４の出力ｅｒと出力電流検出器１３の
出力ｅｆとを入力とし差信号Δｅ　−ｅｒ−ｅｒを出力
する比較器、１６は比較器１６の出力に応じた位相でト
ランジスタ１０ａ、１０ｂを交互に０Ｎ−ＯＦＦ制御す
るスイッチング素子制御回路である。

同図の実施例においては、出力電流は検出器１３にて検
出されて比較器１４にて設定信号ｅ「と比較されて差信
号Δｅ−ｅｒ−ｅｆがスイッチング素子制御回路１６に
供給される。スイッチング素子制御回路１６はこの差信
号ΔＣが減少する方向に出力信号ＳＬ、　８２の位相を
決定する定電流制御回路として動作する。

ここでスイッチング素子駆動回路１６は、スイッチング
素子１０ａまたは１０ｂをそれぞれ間隙なく、実質上導
通期間が重複するように０Ｎ−ＯＦＦするものであれば
よく、このためには例えば通常の遮断遅れ時間を有する
スイッチング素子を用いるときには駆動信号Ｓ１と８２
とを互に同時に反転する信号とすることにより実現でき
る。即ち信号Ｓ１の遮断と同時に信号Ｓ２を出力すれば
、信号Ｓｌの存在によってそれまで導通していたスイッ
チング素子１０ａはこれによって直ちには遮断せず若干
の遅れ時間ｔｓの後に遮断する。一方スイツチング素子
１０ｂは信号Ｓ２によって若干の遅れ時間ｔｄの後に導
通するが、通常この導通遅れ時間ｔｄは遮断遅れ時間ｔ
ｓよりも十分に短いので、この（ｔｓ−ｔｄ　）の間は
すべてのスイッチング素子が導通ずる時間として確保で
きる。したがってスイッチング素子駆動回路６としては
特に複雑な回路を用いる必要はなく、電源電圧位相に同
期したパルス幅と位相の調整が可能なパルス発生器とこ
のパルス発生器の出力を反転する反転回路とを組合せた
ものでよく、公知の回路素子を組合せることによって簡
単に実現できる。そして信号Ｓ１としては発振器の出力
をそのまま、また信号Ｓ２としては反転回路の出力を引
出せばよい。

第２図は第１図の実施例の装置の動作を説明するために
各部の波形を時間の経過とともに示したものであって、
同図（、りは交流電源電圧波形、（ｂ）は信号Ｓ１、（
ｃ）は信号Ｓ２、（ｄ）はスイッチング素子１０ａに流
れる電流Ｉａｓ　　（ｅ）はスイッチング素子１０ｂに
流れる電流１ｂ、（ｆ）はスイッチング素子１０ａ、１
０ｂ、　　リアクトル５ａ、５ｂ、ダイオードｌｌａ、
ｌｌｂ、２次巻線ＢＳ１．３８２を流れる循環電流１ｃ
、（ｇ）は電極８と被溶接物９との間の電圧ｅｏ、（ｈ
）は溶接電流Ｉｗをそれぞれ示す。また第３図は第２図
の線図のうち極性の切替時、即ち信号Ｓ１と８２とが反
転する前後の短期間を拡大して詳細に示した線図であり
、同図（ａ）は信号Ｓ１、（ｂ）は信号Ｓ２、ＣＣ）は
スイッチング素子１０ａを流れる電流■ａ、（ｄ）はス
イッチング素子１０ｂを流れる電流Ｉｂ、（ｅ）はスイ
ッチング素子１０ａの端子電圧ｅａｓ　　（ｆ）はスイ
ッチング素子１０ｂの端子電圧ｅｂ、（ｇ）はスイッチ
ング素子１０ａ。

１０ｂ、リアクトル５ｇ、５ｂｌ　ダイオード１１ａ、
ｌｌｂ、２次巻線３Ｓｌ、　　３８２を流れる循環電流
Ｉｃ、（ｈ）は出力電圧、即ち電極８と被溶接物９との
間の電圧ｅｏの各変化をそれぞれ時間の経過とともに示
しである。

第１図の実施例において第２図（ｂ）、（ｃ）および第
３図（ａ）、（ｂ）のような駆動信号ＳＬおよびＳ２が
各スイッチング素子１０ａおよび１０ｂに交互に供給さ
れているときを考える。いま信号Ｓ１が供給されている
とスイッチング素子１０ａが導通し電流は２次巻線３Ｓ
１からダイオード１１ａ１スイツチング素子１０ｇ、リ
アクトル５　ａ　ｓ被溶接物９、溶接アーク、電極８を
経て２次巻線３Ｓ１に戻る経路を流れている。

次に時刻ｔ−ｔｌにて信号Ｓｌが消滅すると同時に信号
Ｓ２がスイッチング素子１０ｂに供給されると、スイッ
チング素子１０ａは遅れ時間ｔｓの後に遮断し、スイッ
チング素子１０ｂはこれより早く時刻ｔｌからｔｄＯ後
に導通する。したがって時刻（ｔｌ＋ｔｄ）から時刻（
１１＋ｔｓ）の間は第２図の（ｄ）、（ｅ）および第３
図の（Ｃ）。

（ｄ）に示すようにスイッチング素子１０ａおよび１０
ｂがともに導通することになる。このために時刻ｔ−（
ｔｌ＋ｔｄ）以前にリアクトル５ａに流れていた電流は
、リアクトル５ｂ、スイッチング素子１０ｂ、ダイオー
ドｌｌｂ、２次巻線３８２、　３　Ｓｔ、　ダイオード
１１ａ、スイッチング素子１０ａ、リアクトル５ａの回
路を循環する電流１ｃとなる。この電流Ｉｃは、リアク
トル５ａに蓄えられていた電磁エネルギーによるもので
あるので、これがリアクトル５ｂをも流れるために先に
流れていた溶接電流１ｗの１／２の値となる。一方、溶
接電流Ｉｖは一旦零となって溶接アークは消滅する。そ
して、このとき電極８と被溶接物９との間には変圧器３
の２次巻線３Ｓ２の出力電圧（先と逆の極性）が印加さ
れるが、その値は前述のように低いのでアークは再生し
ない。

次に時刻ｔ−ｔｌ　＋ｔＳに至ると遅れていたスイッチ
ング素子１０ａは遮断するので電流通路が急に断たれる
ことになり、リアクトル５ｂはこの電流の急変を阻止す
べく高いサージ電圧を発生する。このサージ電圧はスイ
ッチング素子１０ｂがすでに導通しているために全て電
極８と被加工物９との間に印加されることになる。この
サージ電圧と２次巻線３Ｓ２の出力電圧とは同極性であ
るので加算されて溶接アークを再生するのに十分な高電
圧に達する。この結果、電極８から被溶接物９に向う方
向のアークが発生することになる。

上記と逆の場合、即ち信号Ｓ２が供給されている状態か
ら信号Ｓ１に切替わるとき（第２図の時刻ｔ２）におけ
る動作は上記と同様であるので省略する。

以上の結果、溶接電流■は各極性の切替時点で一旦途切
れるものの、この休止期間の末期に発生するサージ電圧
が変圧器の出力電圧に重畳されて溶接部に有効に供給さ
れるために安定に溶接アークが再生することになる。

なお第１図の実施例においてはスイッチング素子駆動信
号８１と８２とを単純に逆の位相関係として同時に相反
して０Ｎ−ＯＦＦするものについて説明したが、第２図
の線図においてその動作を説明したようにこの実施例は
スイッチング素子の導通開始遅れ時間ｔｄよりも遮断遅
れ時間ｔｓの方が長いことを利用している。したがって
低速の大容量トランジスタやゲートターンオフサイリス
ク（ＧＴＯ）または転流回路付サイリスタなどをスイッ
チング素子として用いると、この遮断遅れ時間が長すぎ
てスイッチング素子がすべて導通している期間が長くな
りすぎることがある。この時間があまり長いと電極８と
被溶接物９との間の絶縁回復が進んで溶接アークの再生
が困難になることが考えられる。それ故このような遅い
素子をスイッチ素子として用いるときには駆動信号Ｓ１
と８２との間に短時間の間隙を設けておき、一方のスイ
ッチング素子の遮断遅れ時間の終了直前に他方のスイッ
チング素子が導通するように駆動回路を構成すればよい
。逆にスイッチング素子として高速のトランジスタ、例
えばＭＯＳ　　ＦＥＴのような素子を使用するときは、
遅れ時間ｔｓとｔｄとの差がほとんどなく、かつ短いの
で、駆動信号Ｓ１と８２とを同時に相反して０Ｎ−ＯＦ
Ｆする先の例のような制御を行うと、スイッチング素子
が重復して導通する期間が安定に得られないことがある
。したかってこの場合には駆動信号Ｓ１と８２にも相互
に重復する期間を有するようにスイッチング素子駆動回
路を構成すればよい。上記いずれの場合もスイッチング
素子駆動回路１６としては各スイッチング素子が実質的
にすべてか導通ずる期間を経て一方から他方に切替わる
ように制御するものであればよい。

第４図は、本発明の別の実施例を示す接続図である。同
図は第１図の実施例の変圧器３を１個の２次巻線とした
ものであり、この２次巻線の出力を逆並列に接続した自
己消弧形単方向スイッチング素子と直流リアクトルとか
らなる直列回路によって正・負の出力調整を行うように
したものであり、図中第１図と同機能のものに同符号を
付してあり、その動作も第１図と略同様であるので詳細
な説明は省略する。

第５図は本発明のさらに別の実施例を示す接続図でる。

同図は先の第１図および第４図に示した実施例と異なり
、自己消弧形単方向スイッチング素子をダイオード１１
ａないしｌｌｄおよび１２ａないし１２ｄとトランジス
タ１０ａないし１０ｄからなる４組とし、これをブリッ
ジに接続し、一方の交流端子を変圧器３の２次巻線の出
力の一方に接続し、ブリッジ回路の他方の交流端子と変
圧器３の２次巻線の他方の出力とを溶接用出力端子に接
続したものであり、さらにブリッジ回路の直流端子間に
は直流リアクトル５を接続しである。

また各トランジスタはブリッジ回路の相対向するトラン
ジスタ１０ａとＩＣ１ｂ、またはトランジスタ１０ｃと
１０ｄとがそれぞれ１対となって、スイッチング素子制
御回路１６の出力信号ＳＬ、　Ｓ２によってそれぞれ同
時にかつ各対のトランジスタが導通期間の初期と終期と
に重なり期間をもって交互に０Ｎ−ＯＦＦ制御される。

同図において変圧器３の出力電圧の極性が図中に示した
通りの極性のときにスイッチング素子制御回路１６から
信号Ｓ１が出力されると、トランジスタ１０ａと１０ｂ
とが導通し、電流は〔変圧器３の２次巻線→ダイオード
１１ａ→トランジスタ１０ａ→リアクトル５→トランジ
スタ１０ｂ→ダイオードｌｌｂ→被溶接物９→溶接アー
ク→電極８−変圧器３の２次巻線〕の経路を通って流れ
る。

このときりアクドル５のインダクタンスを大きな値にし
ておくと変圧器の出力電圧が正弦波状に変化しても流れ
る電流の変化は少なく、リアクトル５にはこの電流によ
って電磁エネルギーが蓄積される。次に電源電圧の極性
が図示と逆の極性になると変圧器３の２次巻線からの電
力の供給はなくなるが、それまでにリアクトル５に蓄積
された電磁エネルギーによって電流は流れ続ける。この
状態で信号Ｓ１を遮断すると同時に信号Ｓ２を供給する
と、第１図にて説明したようにトランジスタ１０ａ、ｌ
Ｑｂは遅延時間ｔｓの後に遮断し、トランジスタ１０ｃ
、１０ｄは遅れ時間ｔｄ　　（ｔｄ＜ｔｓ）の後に導通
ずる。このため遅れ時間の差（ｔｓｔｄ）の間はすべて
のトランジスタが導通する。

このため（ｔｓ　−ｔｄ　）の間はりアクドル５はトラ
ンジスタ１０ａと１０ｃおよび１０ｂと１０ｄとによっ
て短絡された状態となり、リアクトル５に流れていた電
流は〔リアクトル５→トランジスタ１０ｂ→ダイオード
ｌｌｂ→ダイオード１１ｄ−トランジスタ１０ｄ−リア
クトル５〕の回路と〔リアクトル５→トランジスタ１０
ｃ→ダイオードｌｌｃ→ダイオードｌｌａ→トランジス
タ１０ａ−リアクトル５〕の回路とに分れて循環する電
流となる。また電極８と被溶接物９とには変圧器３の出
力電圧（図示と逆の極性）が印加され、この電圧はそれ
までの電流の方向と逆であるのでアークは一旦消滅する
。アークが消滅した後もリアクトル５の電流は変化しな
いのでリアクトル５は何ら電圧を発生せず電極８と被溶
接物９との間には変圧器３の出力電圧のみが印加される
ので、アークが再点弧するためには不足する。この状態
、即ちアークが消滅し、リアクトル５がトランジスタに
て短絡状態にある間は、高周波発生回路７からの高電圧
が供給されない限りアークは再点弧しない。次に信号Ｓ
１が消滅してから時間ｔｓが経過するとトランジスタ１
０ｇと１０ｃとは完全に遮断する。このときりアクドル
５の蓄積エネルギーによってブリッジ回路の両側に流れ
ていた循環電流は急に遮断されることになるために、リ
アクトル５にこれを妨げる方向の図示の極性の高いサー
ジ電圧が発生する。このサージ電圧はトランジスタ１０
ｃ、１０ｄがこれより先にすでに導通状態であるので、
このとき図示と逆の極性になっている変圧器３の出力電
圧に同極性で加算されて電極８と被溶接物９との間に印
加される。アークか消滅した直後の電極８と被溶接物９
との間の成長しつつある絶線は、この電圧（サージ電圧
十変圧器出力電圧）によって破壊されてアークが再生し
、先とは逆に電極８から被溶接物９に向う方向の電流が
流れる。この電流はブリッジ接続されたトランジスタ１
０ｃと１０６とを通るのでリアクトル５には再び先と同
じ方向に電流が流れて、電磁エネルギーが蓄積されてゆ
く、さらに電源電圧の極性が反転して、再び図示の極性
になっても信号Ｓ２が供給されている間はりアクドル５
に蓄積された電磁エネルギーよってこの方向の電流が維
持される。その後に信号Ｓ２を遮断し信号ＳＬを供給す
るとりアクドル５の電流はブリッジ回路の両側を循環す
る電流となるとともにアークが消滅し、この後にトラン
ジスタ１０ｃ、１０ｄが遮断するときのサージ電圧がト
ランジスタ１０ａ、１０ｂによって変圧器３の出力電圧
と同極性に加算されて被溶接物９から電極８に向う方向
のアークを再生する。

なお、第４図および第５図に示した実施例においても、
第１図に示した実施例と同様にスイッチング素子をＧＴ
Ｏや転流回路材のサイリスクにすることは可能である。

また、スイッチング素子制御回路の出力信号も、スイッ
チング素子の導通期間が実質的に短時間の重なりをもっ
て切替わるように制御するものであればよく、使用する
スイッチング素子の性能に応じて、信号ＳＬ、　８２を
同時に反転するもの、短時間の重なりをもって反転する
もの、あるいは短時間の間隙をもって反転するものなど
を適宜用いればよい。

〈発明の効果〉 本発明は上記の通りであるのでつぎの効果を有する。

（１）スイッチング素子駆動回路に複雑な回路や高精度
の回路を必要としない。

（２）溶接電流の極性切替時に発生するサージ電圧は溶
接アークの再生時に溶接電源の出力電圧に同極性で加算
されて出力端子即ち溶接電極と被溶接物との間に印加さ
れるので溶接アークの再生が確実である。

（３）極性の切替時にアークの再生が確実に行なわれる
ので高周波高電圧を重畳してアークの再生を補助する必
要がなく、高周波は溶接の開始時にのみ用いるだけでよ
いので、近隣の電子機器に対する誘導障害が極めて少な
くなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例の動作を説明するために示した各部の波形を示
した線図、第３図は第１図の実施例における極性切替時
のみを拡大して示した詳細説明図、第４図および第５図
は本発明の別の実施例を示す接続図、第６図は従来の装
置の例を示す接続図である。 １・・・単相交流電源、　　３・・・変圧器、５，５ａ
、５ｂ・・・直流リアクトル、１０ｃ〜１０ｄ・・・ス
イッチング素子（トランジスタ）、　　１１ａ〜１１ｄ
および１２ａ〜１２ｂ・・・ダイオード、　　　１６・
・・スイッチング素子制御回路 第２

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、商用周波の単相交流電源をアーク溶接に適した電圧
   に変換する変圧器と、前記変圧器の２次端子と溶接負荷
   との間に直列接続された第１の自己消弧形単方向スイッ
   チング素子と第１の直流リアクトルとからなる第１の直
   列回路と、前記第１の直列回路に対して逆の極性に前記
   変圧器の２次端子と溶接負荷との間に直列接続された第
   ２の自己消弧形単方向スイッチング素子と前記第１の直
   流リアクトルと鉄心を共有しかつ共有する鉄心に同方向
   の磁束を生ずる極性の巻線を有する第２の直流リアクト
   ルとからなる第２の直列回路と、前記第１および第２の
   自己消弧形単方向スイッチング素子を交互に導通期間に
   実質的に重なり期間を設けて導通・遮断するためのスイ
   ッチング素子制御回路とを具備した交流アーク溶接用電
   源。 ２、商用周波の単相交流電源をアーク溶接に適した電圧
   に変換する変圧器と、前記変圧器の２次側と溶接負荷と
   の間に交流端子が接続された自己消弧形単方向スイッチ
   ング素子からなるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整
   流回路の直流端子間に接続された直流リアクトルと、前
   記ブリッジ整流回路を構成する自己消弧形単方向スイッ
   チング素子の相対向する素子を１組として同時にかつ相
   隣接する素子と交互に導通期間が実質的に重なり期間を
   設けて導通・遮断制御するためのスイッチング素子制御
   回路とを具備する交流アーク溶接電線。