JPS6352996B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はアーク溶接用電源に関し、特に、被溶
接物が表面の酸化しやすいアルミニウム等であつ
ても伝導を補償するに十分な高い方形波電流を交
流電源より供給すると共に、正負夫々の半サイク
ルにおける該電流の波高値及び持続時間を個々に
制御することのできる溶接用電源に関する。

〔従来の技術〕

従来、交流電源より供給される交流電流を制御
してアルミニウムをアーク溶接するために、該交
流電流の整流効果の向上や、溶接時のタングステ
ンのイオン移動等に起因する該タングステンの溶
融等の問題を解決するため、例えば、米国特許第
2472323号明細書に開示された方法すなわち平衡
（バランス）波のアーク電流を供給する方法が提
案されている。この方法は、交流電源の出力にコ
ンデンサを直列接続することによつて平衡な波形
の電流を発生させるものである。この電源の電圧
降下の大部分がコンデンサの両端に生じ、該コン
デンサは交流のみを通すので整流による直流成分
は発生せず、交流電源よりの最大供給電圧と順方
向（正の）半サイクル中に該コンデンサに充電さ
れた充電電圧とを加えた電圧が、被溶接物（アル
ミニウム等）による電子放出の微少となつた時点
で、逆極性（負の）半サイクルの伝導に切り換え
るのに利用される。

しかしながら、このような平衡（バランス）波
を供給する溶接用電源は、充電容量の大きなコン
デンサと可変型の交流電圧源とを必要とするた
め、非常に大型で高価なものになるという欠点が
あつた。

又、ガスタングステンアーク溶接（GTAW）
やTIG溶接のための安価な溶接用電源として、電
源電圧の正負各半サイクルにおける導通角を制御
する磁気増幅器や飽和リアクトルを用いたものが
知られている。しかし、このような位相制御型溶
接用電源にあつては、アルミニウム溶接を行う際
に、電子が放出して大きな電圧降下を生じるの
で、各半サイクル毎の導通角が不平衡となりリア
クトルのコアを不平衡な状態でリセツトさせる問
題があり、また、溶接電流の波形に鋭いピークが
生じるという問題や、正の半サイクルの間に被溶
接物から放出される電子の強度によつてタングス
テンのイオン移動を生じ、該タングステンが衝突
電子を吸収して次の負の半サイクル間において過
熱され過剰に溶融する等の問題がある。

又、この導通角を制御するために、相互に逆極
性に並列接続された２個のサイリスタやトライア
ツクを利用し、順方向及び逆方向の両半サイクル
時に、平衡（バランス）な伝導または選択的に不
平衡（アンバランス）な伝導を達成するこができ
るようにしたものがあるが、この場合にも溶接電
流の流れが反転する際に鋭いピークを生じるとい
う問題があつた。

更に、このようなピークを低減するために、交
流回路中に誘導子を介在するものがあるが、この
誘導子はある特定の電流レベルについてのみ確実
なインダクタンスを示すけれども、他の電流レベ
ルについては十分な効果が得られない。即ち、電
流レベルを広範囲に変化させることができないと
いう欠点があつた。

又、このような電流ピークを溶接電流に比例し
て低減させるために位相制御溶接用電源に抵抗を
直列に付加したものもあるが、この種のものは部
分的に成功しているにすぎず、効率が悪いために
極めて大きな供給電源を必要とする欠点があつ
た。

又、詳細は本発明の実施例の説明と併せて後述
するが、交流回路に全波整流型のダイオードブリ
ツジ回路を直列に接続し、該ブリツジ回路の直流
側端子間に誘導子を接続した溶接用電源が従来提
案され、例えば、米国特許第3364334号明細書に
開示のものがある。しかしながら、この種の装置
にあつては、該ダイオードブリツジ回路自身では
溶接電流の値やその持続時間を制御し得ないの
で、結局、交流電源内部にこれらを制御する制御
回路を設ける必要が生じ、装置の大型化を招来し
ていた。更に、該ダイオードブリツジ回路は、ア
ルミニウム溶接におけるタングステンのイオン移
動を阻止するのに都合のよい非対称の波形の溶接
電流（１周期において電流が正となる期間と負と
なる期間が異なるものや、夫々の期間での電流振
幅が異なるもの）を発生することができない。即
ち、交流アーク溶接では、電極（タングステン
等）から被溶接物（アルミニウム等）に向けて電
流が流れる期間と、逆に被溶接物から電極へ電流
が流れる期間とが存在するが、前者の電極から被
溶接物に向けて電流が流れる期間（クリーンサイ
クルという）が長いと、被溶接物から電極へ放出
されるイオンによつて該電極が過熱して溶融を招
来することとなる。これを防ぐには、該クリーン
サイクルの期間を短縮し、後者の溶接のための期
間（溶接期間）を長くすることが好ましく、この
ような効果を得るには電流波形を非対称にするの
がよい。しかし、上述したように従来のダイオー
ドブリツジ回路を用いる技術ではそのための制御
が困難であつた。

更に、上記ダイオードブリツジ回路は、電源電
圧の正の零点（交流電源より交流電圧が正の半サ
イクルから負の半サイクルに切り換わるとき）と
電源電圧の負の零点（交流電圧が負の半サイクル
から正の半サイクルに切り換わるとき）におい
て、更に厳密にいえば、電源電圧が夫々のダイオ
ードのカツトオフ電圧以内（夫々の零点を中心と
して約±1.2ボルトの範囲内）となるときに、
夫々のダイオードは誘導子に発生した逆起電力に
よる電流を流すフリーホイル回路を形成するの
で、溶接電流の反転切換えが急峻に成されない等
の問題があつた。即ち、このフリーホイル回路が
発生する期間内においては、誘導子に発生した逆
起電力による電流がこのフリーホイル回路を流れ
るので、アーク電流として作用せず、この状態は
ダイオードブリツジ回路中の特定の２個のダイオ
ードが順バイアスになるまで続く。したがつて、
フリーホイル回路が発生する期間は交流電源より
の交流電圧の周波数に依存することとなり、溶接
電流の反転は急峻に成されない。尚、このフリー
ホイル回路の問題点は実施例の説明の欄で再び説
明するものとする。

本発明はこのような従来技術の欠点等を解消す
るために成されたものであり、次のような特徴を
有する。

先ず、本発明は制御可能な成波整流サイリスタ
回路を備え、交流電源側で溶接電流を制御するも
のではないので、可変型交流電源を必要とせず、
装置の小型化を達成できる。

又、該制御可能な全波整流サイリスタ回路内に
誘導子を介在し、交流アーク溶接を行う場合に
は、該誘導子は交流電源よりの正弦波交流電圧の
各極性反転時（前記零点を通過するとき）にフリ
ーホイル回路を形成せず、その代わりに、該交流
電圧の極性反転時を過ぎた後の或る時点において
のみフリーホイル回路を形成する。そして、該誘
導子はフリーホイル回路が消滅した時点からアー
クへ送る多量の「ボルト−秒」を吸収・蓄積す
る。この結果、該誘導子は溶接期間に直流アーク
電流を安定に供給する直流安定誘導子として作用
すると共に、電極と被溶接物との間に存在する塵
や酸化物に打ち勝つアークを発生させるのに十分
な電圧を誘起することができる。ただし、極性反
転時のピーク電流は誘導子に吸収されてしまうの
で、極めてシヤープな矩形のアーク電流を発生す
ることができる。

更に、磁気的に増幅または減少する２次的な誘
導子を、サイリスタ等の電子的切換えスイツチを
用いて、整流サイリスタ回路中に介在させる機能
を備え、その介在を所定のタイミング（例えば、
クリーンサイクルと溶接期間との各半サイクル毎
に）で行うことにより、溶接電流の正の半サイク
ル（即ち、クリーンサイクル）における溶接電流
の振幅を、負の半サイクル（即ち、溶接期間）に
おける溶接電流の振幅よりも夫々低くしたり高く
したりすることができる。

〔発明の目的〕

すなわち、本発明の第１の目的は、直流TIG、
STICK及びMIG溶接の可能な交流ガスタングス
テン溶接（GTAW）やTIG溶接の装置を改良す
ることにあり、単相交流電源を使用した低コスト
の溶接用電源を提供することにある。

第２の目的は、交流電源より供給される交流電
流（電圧）の周期と等しい周期の方形波溶接電流
を発生させ、その夫々の一周期（360゜）内の正負
の半サイクルにおける該溶接電流の振幅（波高
値）及び持続時間を容易に調節することのできる
溶接用電源を提供することにある。

第３の目的は、全波整流サイリスタ回路中の誘
導子を高リアクタンスとして作用させて、極めて
誘導性の高い溶接用の方形波電流、即ち極めてシ
ヤープな矩形状の方形波溶接電流を発生させる溶
接用電源を提供することにある。

第４の目的は、特にアルミニウムのように表面
が酸化され易い被溶接物を溶接する場合におい
て、溶接電流の負の半サイクル（溶接期間）の開
始時点でこれらの酸化物に勝るような全体的に高
い電圧を発生することができ、且つ、操作者に対
する電撃危険を回避することのできる狭幅パルス
での溶接を可能とする溶接用電源を提供すること
にある。

第５の目的は、アルミニウム溶接作業におい
て、タングステンのイオン移動を最少にするため
に、各周期における方形波溶接電流の正の半サイ
クルと負の半サイクルとの波高値の比をいかよう
にも調節することができる溶接用電源を提供する
ことにある。即ち、正負の夫々の半サイクルの溶
接電流を非対称にしてタングステンの溶融等を防
止する等の効果を得る。

更に他の目的は、STIK、TIG及びMIG溶接の
ための改良した直流溶接電源を提供することにあ
る。

〔実施例〕

以下、本発明の好適な実施例を添付図面に基づ
いて説明する。

まず、従来公知の溶接用電源を説明することで
本発明との相違を明らかにする。

第１図は、前述の米国特許第3364334号明細書
に開示された公知の交流溶接用電源の概略回路図
である。

この回路において、可変交流電源の出力に溶接
トランスＴの入力側端子１０及び１２が接続さ
れ、該トランスＴの２次側出力端子１４及び１６
間に単相交流電源E₂が発生する。端子１４と溶
接電極端子２０との間にはダイオードブリツジ回
路１８が直列に接続され、端子２２を被溶接物に
接続し、溶接作業の際に電極端子２０と被溶接物
との間にアークが形成される。尚、ブリツジ回路
１８の２個の端子２４，２６即ち、トランスＴの
２次側出力端子１４と溶接電極端子２０に接続さ
れる端子を交流側端子、他方の２個の端子２８，
３０即ち、相互に逆接続される２対のダイオード
D₁，D₂とD₃，D₄の接続端子を直流側端子と称
し、誘導子Ｌが直流端子２８，３０間に接続され
ている。

ブリツジ回路１８は４辺から成り、各辺には図
示するように、アークに電流を供給するための上
記ダイオードD₁〜D₄が夫々配置され、交流電圧
E₂の極性が反転する毎に所謂フリーホイル回路
を形成する。即ち、該フリーホイル回路は、交流
電圧E₂が全てのダイオードD₁〜D₄のカツトオフ
電圧（約±0.6ボルトの範囲）まで下がるときに
生じ、誘導子Ｌの起動力に起因する電流がこれら
のダイオードでできる閉回路中を流れる現象であ
る。この約±0.6ボルトに交流電圧E₂が下がるの
は、該交流電圧の極性が正から負へまたは負から
正へ反転する時点（零点）を含む或る範囲で起こ
る。

次に、端子１４の電圧が正極性になると、電流
は端子１４，２４、ダイオードD₁、端子２８、
誘導子Ｌ、端子３０、ダイオードD₃、端子２６，
２０，２２，１６によつて形成される第１の電流
路を流れる。一方、端子１６の電圧が正極性とな
つた場合は、端子１６，２２、アーク、端子２
０，２６、ダイオードD₂、端子２８、誘導子Ｌ、
端子３０、ダイオードD₄及び端子２４，１４に
よつて形成される第２の電流路を流れる。そし
て、いずれの場合においても、明らかに誘導子Ｌ
には同一方向（端子２８から端子３０）へ電流が
流れる。

この従来装置においては、ダイオードブリツジ
回路１８は直流側端子２８，３０間に誘導子Ｌを
配して交流電源ライン（ACライン）側の一方に
直列に接続するが、このような回路構成では、ブ
リツジ回路１８は単に交流電圧の変化に従つてダ
イオードD₁〜D₄がオン・オフを繰り返すにすぎ
ないので、溶接電流の振幅や正負の各半サイクル
の持続時間を非対称にする等の制御を行うことは
できない。したがつてこの従来技術にあつては、
電流の波形を制御するには可変交流電源等の電源
ライン内に別設しなければならなかつた。アルミ
ニウム溶接の場合に、タングステンのイオン移動
を阻止するのに都合のよい非対称の溶接電流を発
生させる場合も同様であり、該ブリツジ回路１８
だけでは所望の電流波形を形成することはできな
かつた。

又、フリーホイル回路が形成される期間は、交
流電圧E₂がダイオードD₁，D₃あるいはD₂，D₄の
順方向電圧になるまで続くので、アーク電流の方
向反転は該電圧の周波数に依存し、瞬時には切り
換わらない。

ここで、特に定常状態においては、誘導子Ｌは
このフリーホイル回路に流す電流分だけの「ボル
ト−秒」を吸収・蓄積し得るにすぎないという問
題がある。この誘導子Ｌによる「ボルト−秒」の
吸収能力に関して更に述べると、この「ボルト−
秒」は磁束のデイメンジヨンを有する量であり、
時間（ｔ）の関数として表される誘導子電圧（起
電力）e_ioductprの電圧特性曲線の積分値に等しい
（次式参照）。

e_ioductpr＝Ｎdφ／dt e_ioductprdt＝Ndφ ∫^t1 ₀edt＝Ｎ△φ〔ボルト−秒〕 又は〔ウエーバ〕 ここで、Ｎは誘導子Ｌの巻数、φはこの巻数に
よる磁束である。また、 e_ioductpr＝Ｌdi／dt ∫^t1 ₀edt＝Ｌ△ｉ〔ボルト−秒〕 となる。

定常状態においては、各半サイクルでの磁束の
減少と磁束△φの増加は等しくなり、この磁束の
減少および増加は誘導子Ｌを流れる直流電流の平
均値を中心として変化する。そして、ブリツジダ
イオードD₁〜D₄は交流電圧の極性が反転する毎
にフリーホイル回路を形成するので、誘導子Ｌに
流れる電流は決してゼロにはならない。例えば、
直流側端子３０に現れる電圧が起電力に起因して
正（プラス）でしかも交流側端子２４に現れる電
圧よりも高い場合には、該起電力に起因する電流
を流すフリーホイル回路が直列のダイオードD₄，
D₁及びダイオードD₃，D₂によつて形成されるの
で、誘導子Ｌに吸収・蓄積される「ボルト−秒」
の量が極めて僅かになる。そして、誘導子Ｌの磁
束が減少する場合（電流の変化率が減少する場
合、換言すれば、電圧の零点の近傍）にあつて
は、誘導子Ｌが吸収・蓄積する「ボルト−秒」は
僅か２個のダイオード分の電圧降下（1.2ボルト）
に相当する量にしかならない。この「ボルト−
秒」のおよその量は次式で表される。

（t₂−t₁）×２×0.6＝1.2×（t₂−t₁） ここで、0.6は各ダイオードの閾値電圧であり、
上記式の（t₂−t₁）は線間電圧が反転する際にト
ランスＴ内の電流が反転するのに要する時間であ
つて、最大でも数ミリ秒である。

従つて、２次巻線電圧E₂の瞬間電圧がアーク
又は負荷電圧E_arcより高い時の誘導子Ｌのインダ
クタンスをいかに大きくしても、電圧吸収はダイ
オードの閾値電圧に依存する「ボルト−秒」に限
定されてしまい、誘導子Ｌに蓄積されるエネルギ
ーは僅かでかない。

こうした制限に加えて、更に、この誘導子Ｌは
非導電性の塵や被溶接物面の酸化膜に打ち勝ち得
るに十分な一定値のアーク電流を継続的に発生す
る直流安定誘導子として機能し得ない。つまり、
各ダイードが誘導子の両端電圧を零ボルト（厳密
にはダイオード２個分の閾値電圧）にクランプす
るので、誘導子ＬはトランスＴの２次電圧E₂に
加わる高い起電力を誘起することができないから
であり、このことは、電圧E₂の極性反転時にお
いてダイオードが交流回路をカツトオフするので
誘導子Ｌが連続的に「ワツト−秒」（エネルギー）
を吸収することができず、交流電源よりの電流の
変化率が最も大きい時にエネルギーを吸収し得な
いことからも明らかである。そして、誘導子Ｌは
吸収・蓄積した僅かなエネルギーを次のサイクル
で放出するにすぎない。

以上説明したように、ダイオードブリツジ回路
と誘導子からなる従来の回路では、フリーホイル
回路は、該回路に放出する僅かなエネルギー以上
のエネルギーを誘導子Ｌが蓄積するのを妨げ、高
いアーク電流の発生を妨げていた。即ち、従来の
溶接電源は、誘導子Ｌに十分のエネルギー（電磁
エメルギー）を吸収させそれでもつて十分な溶接
電流を形成するような効果が発揮されていなかつ
た。

次に、本発明にかかわる実施例を第２図ととも
に説明する。同図は直流TIG、STICK溶接に適
用した実施例の概略回路図であり、まず構成を説
明すると、トランスT₁の入力端子４２，４４に
単相交流電源が接続され、トランスT₁の２次側
即ち出力端子４６，４８に、通常は80ボルトの２
次電圧E₂が現れる。トランスT₁の２次側出力端
子４６と溶接電極５２との間に交流アーク電流発
生手段としての制御型全波整流サイリスタ回路５
０が直列に接続されている。端子５４は被溶接物
に接続される。したがつて、E_arcで表される溶接
電圧が端子５２，５４との間にかかつて溶接アー
クを発生する。端子５２，５４の間には、抵抗
R₂と相互に直列接続された抵抗R₁及びコンデン
サC₁が並列に接続されている。

この回路５０は個々にサイリスタＡ，Ｂ，Ｃ，
Ｄを配した４辺を有し、２次電圧E₂が正の半サ
イクルのとき順方向バイアスとなるサイリスタ
Ａ，Ｃの対と負の半サイクルのとき順方向バイア
スとなるサイリスタＢ，Ｄの対が夫々相互に逆接
続され、各対の接続端子６０，６２が直流側端
子、これらの対を接続するための端子５６，５８
が交流側端子である。そして、ブリツジ回路５０
は交流側端子５６，５８により回路内に接続さ
れ、その直流側端子６０，６２間には誘導子L₂
が接続されている。トランスT₁の１次及び２次
漏洩リアクタンスL_P，L_Sで示してある。

第２図に示す回路は交流溶接に使用する場合を
示す。即ち、スイツチSW₅を端子６２側に切り換
えると共にスイツチSW₆を解放することで交流溶
接モードに切り換り、端子５２，５４間にアーク
を発生させる。

一方、直流溶接の場合は、スイツチSW₆を直流
側の所定接点に切り換え接続することにより交流
用出力端子５２，５４間を短絡すると共に、スイ
ツチSW₅を端子５３側に切り換えて誘導子L₂を
溶接電極および被溶接物と直列に接続する。即
ち、スイツチSW₅及びSW₆を直流側接点に切り換
えることによつて直流溶接が達成され、これによ
つて、直流用出力端子５３と端子５５（端子６２
に接続している）の間にアークが形成される。

第２図に示す交流溶接モードの直流誘導子L₂
は、制御型全波整流サイリスタ回路５０を設けず
にトランスT₁と電極端子５２間の交流路中に誘
導子を直接に接続して該誘導子を交流誘導子とし
て作用させる場合に較べてずつと大きなインダク
タンスを有する。何故ならばそのように大きな交
流誘導子を設けた場合には、電圧降下が極めて大
きくなるからである。

サイリスタＡ，Ｂ，Ｃ及びＤの導通制御は、誘
通開始制御回路６４より供給される夫々所定の導
通開始パルスによつて選択的に行われる。

次に、第２図に示す回路の典型的な動作を第３
図に示す波形を参照して説明する。尚、図中の
E₂はトランスT₁の２次側出力電圧、E_arcは溶接用
電圧、Ｉはアーク電流を示し、特に、アーク電流
Ｉの正の半サイクルにおける電流をI_C、負の半サ
イクルに於ける電流をI_Wで示す。

まず、２次側電圧E₂の正の半サイクルにおけ
る時点a′においてサイリスタＡ，Ｂを導通（トリ
ガ）させるものとして以下に説明する。尚、定常
状態の動作では、サイリスタＣ，Ｄは時点a′より
前の時点でもはや導通しており、誘導子L₂に蓄
積されたエネルギーと「ボルト−秒」が、負方向
へ流す溶接電流（時点a′におる正極性の電圧E₂と
は反対の極性の溶接電流）を維持するのに十分な
電圧を発生しているものとする。

このように時点a′でサイリスタＡ，Ｂが導通す
ると、誘導子L₂はサイリスタＤ，Ａによつて形
成される電流路およびサイリスタＢ，Ｃによつて
形成される電流路を介して瞬間的にフリーホイル
状態となり、誘導子L₂の誘導電圧はほぼゼロ
（厳密には、２個のサイリスタの電圧降下分、１
個当たり1.2ボルトであるから合計で2.4ボルト）
に降下する。尚、このようなフリーホイル回路が
できることで、サイリスタ回路５０は短絡回路と
ならず、したがつて、交流回路を短絡による破損
等から防止することができるという効果が得られ
る。

サイリスタＡ，Ｂが導通した時点a′において、
トランスT₁の漏洩リアクタンスL_P，L_Sの電流は
ブリツジ回路の誘導子L₂を流れる電流に等しく
なる。この小さい漏洩インダクタンスはそれ自身
でトランス電圧に対抗するに十分な電圧を誘起
し、ここで蓄積されたエネルギーは、溶接電流Ｉ
が負の時点a′（この時点a′までの溶接用電流をI_W
で示す）から正の時点a″（この時点a″からの溶接
用電流I_Cで示す）までの間で急速に消費される。
この負の時点a′から正の時点a″までの間の電流の
変化率は次式で表される。即ち、 di／dt＝E₂＋E_arc／L_P＋L_S ここで、E₂はトランスT₁の２次側出力電圧E₂
の瞬時値、E_arcはアークプラズマ電圧であり、通
常、アルゴンに対して20〜30ボルト程度である。
上記式から明らかなように、サイリスタＡ，Ｂを
導通にして溶接電流の流れる方向を反転させる際
の交流電圧E₂は第１図に示した従来の回路の場
合より高電圧であるから、分母に較べて分子の値
が大きくなり、溶接電流の方向反転に要する時間
は極めて短くなる。

電流カーブ（第３図のＩで示す）に沿つて誘導
電流の値がサイリスタ回路５０のフリーホイル値
（即ち、時点a″における値）に達すると、サイリ
スタＣ及びＤは逆バイアスとなり、この時点a″で
ターン・オフして非導通となる。この時点a″後
は、溶接電流Ｉは極めて僅かの変化率をもつて増
加し、その変化率は、 di／dt＝（E₂−E_arc／（L_P＋L_S＋L₂） で表され、E₂がE_arcより小さくなる時点b′まで続
く。

そして、時点a″から時点b′までの溶接電流Ｉの
増加総量△I_a″_b′は、 △I_a″_b′＝１／（L_P＋L_S＋L₂）∫^b′_a″（E₂−E_arc）d
t 尚、上記式の（di／dt）は、右辺における分子
に較べて分母の値が大きいので変化率は微少であ
り、また、溶接電流Ｉの増加量△I_a″_b′は微増の
「ボルト−秒／Ｈ」であるから、電流I_Cはほぼ一
定値と見なしうる。又、上述したように時点a′か
ら時点a″までの溶接電流の反転が急峻であるの
で、極めてシヤープな矩形の溶接電流となる。

次に、２次電圧E₂はゼロ電圧（零点）を通つ
て負の半サイクルにおける時点c′の負値へと変化
する。ここで、時点b′から時点c′において電圧E₂
の極性が反転するにもかかわらず、誘導子L₂は
逆起電力により引き続き正の方向（電極から被溶
接物へ電流が流れる方向）へ電流I_Cを流し続ける
ための十分な溶接電流を誘導する（第３図のb′〜
c′間を参照）。このb′〜c′の期間においては、サイ
リスタＣ及びＤは依然非導通状態にあるので、誘
導子L₂がフリーホイル状態となるのが阻止し続
けられる。

この動作は、第１図に示した先行技術の回路中
のブリツジダイオードが、２次側電圧E₂の極性
反転毎すなわち電圧E₂の正の零点及び負の零点
で誘導子Ｌをただちにフリーホイル状態にするの
とは誘導子の蓄積エネルギー量に大差を生じる点
で重要な違いである。

次に、時点c′においてサイリスタＣ及びＤを導
通（トリガ）にする。このことは電圧E₂の正の
半サイクルでサイリスタＡ，Ｂをトリガする時点
a′と電圧B₂の負の半サイクルでサイリスタＣ，Ｄ
をトリガする時点c′を、夫々の半サイクルで同位
相にする必要がないという点で重要である。つま
り、本発明の最も重要な特徴は、正負の夫々の半
サイクルにおける導通時点の位相について、サイ
リスタＣ及びＤの導通時点c′をサイリスタＡ及び
Ｂの導通時点a′よりも早めたり遅らしたり或いは
等しくするなどの自由な調節を行なうことができ
ることにある。即ち、正負各半サイクルにおける
制御角を任意に設定することができる。第３図
は、時点a′，c′が電圧E₂のカーブの正負各半サイ
クルにおけるほぼ同じ位相位置にあり、これによ
つて溶接電流ＩはI_CとI_Wが平衡（バランス）した
対称的な電流波形となる。これに対して、導通時
点b′，c′を相互にずらした第４図および第５図に
例示するような非対称の溶接電流を作ると、交流
TIG溶接への適用に極めて都合が良い。

第３図に戻つて更に説明を続ける。サイリスタ
Ｃ及びＤが導通状態になると、すでに負の値に成
つている電圧E₂に追従して溶接電流Ｉが負の値
（時点d′）まで降下し、このc′〜d′間に誘導電流が
サイリスタＡ〜Ｄによるフリーホイル回路を介し
て流れる。このときの変化率（c′〜d′間）は前述
の正極性における傾斜部分（a′〜a″間）の変化率
と同じである。時点d′において、溶接電流Ｉが誘
導子L₂を流れるフリーホイル電流の値に達する
と、サイリスタＡ，Ｂは逆バイアスとなつてフリ
ーホイル状態は止まり、そして負の溶接電流Ｉ
（I_W）は電圧E₂がアーク電圧E_arcに等しくなる時
点e′に達するまで若干負方向に増大していく。但
し、この変化も電流I_Cと同様に極めて僅かであ
る。

次に、時点e′を過ぎると、電圧E₂は電圧ゼロ
（零点）を通過し、更に増加して時点f′に達する
正の電圧となると、溶接電流I_Wは先の時点a′に相
当する値となる。そして、時点f′以後は先の時点
a′以後と同様の作動が繰り返されることとなる。

ここで、第３図のような平衡（バランス）波の
溶接電流を発生させる場合、２次電圧E₂のハツ
チングで示す部分即ち溶接電流の１サイクル
（full cycle）における「ボルト−秒」増加分と図
中の空白部分即ち「ボルト−秒」減少部分とが等
しくなり、これによつて、きれいな矩形状の溶接
電流を安定に発生することができる。

一方、第４図及び第５図のような不平衡（アン
バランス）波の溶接電流を発生させる場合におい
ても、第３図と同様に、図中のハツチングを施し
た部分即ち溶接電流の１サイクルにおける「ボル
ト−秒」増加分と図中の空白部分即ち「ボルト−
秒」減少部分が等しくなり、この不平衡の溶接電
流であつても安定した溶接動作を発揮する。

このように、溶接電流が平衡又は不平衡のいず
れの場合であつても安定したアーク溶接をおこな
うことができる。

ここで、この安定的アーク溶接を得るために、
溶接電流Ｉのあらゆる半サイクル（180゜）期間に
おいて「ボルト−秒」増加分と「ボルト−秒」減
少量とが等しくなければならないという条件が必
須の条件ではない。換言すれば、サイリスタＡ，
ＢとＣ，Ｄを適宜の位相で導通させても安定的ア
ーク溶接を得ることができる。例えば、第４図に
示すようにサイリスタＣ，Ｄの導通時点c′をサイ
リスタＡ，Ｂの導通時点a′に相当する位相上対称
な時点（位相上180゜の時点）よりも遅れた位置に
ずらすと、溶接電流I_Cとなる正のサイクル期間
（a′〜c′）内における期間b′〜c′間の空白部分（ボ
ルト−秒減少区域）の面積は増大し、一方、I_Wと
なる負のサイクル期間内における空白部分（ボル
ト−秒減少区域）の面積は相対的に減少する。こ
のことは、溶接電流Ｉの１サイクル期間（full
cycle）の下では、即ち隣接する電流I_C及びI_Wを
合わせたサイクルでは、「ボルト−秒」の増加分
と「ボルト−秒」の減少量とが等しくなり、安定
的な作動がえられる。尚、図中の網目状ハツチン
グを付した極めて短時間の区域（例えば、第３図
の時点c′〜d′の期間に相当する）では、もはや極
性が逆となつている高い電圧E₂のために、サイ
リスタの導通が急速に反転し、その反転時で誘導
子L₂はフリーホイル状態となるが、このとき、
誘導子は「ボルト−秒」の吸収も放出もしないの
で、誘導子を流れる電流はほぼ一定となる。した
がつて、溶接電流は極性反転時に変動がなく極め
てシヤープな矩形となる。

溶接電流Ｉの正負半サイクルの相対的な幅（図
中の横軸における幅）にかかわらず振幅を増大さ
せるためには、導通時点a′とc′を共に横軸の左側
に移動させる。即ち、第３図に示す場合よりも早
い時点で導通を行わせればよい。一方、電流波形
の振幅を下げるには、第３図に示す場合よりも導
通時点a′，c′を右側に移動し、導通を遅らせれば
よい。

この溶接電流Ｉの振幅の調整は、第６図に示す
ように、ホール素子を用いた変流器６７により誘
導子L₂を流れる直流電流値I_Aを検出し、該検出電
流値I_Aと所望の溶接電流値I_dとを電流調整器ある
いはコンパレータ６６で比較し、その電流誤差に
対応してサイリスタＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの最適な導通
時点a′，c′を導通制御回路６４により自動的に設
定することにより行われる。

第７図は、この振幅制御を行うサイリスタ導通
開始制御回路６４を含む本発明の好ましい態様を
示す。

構成を説明すると、第７図において、トランス
の２次側電圧E₂に比例する電圧が入力トランス
T₁のコアに巻装されたコイル７０に誘起され、
積分器７２に供給される。積分器７２はコイル７
０に誘起された正弦波sin（L₁−L₂）の位相を90゜
遅らせて、第８図に示すように、２次電圧E₂と
90゜位相のずれた交流信号cos（L₁−L₂）を発生す
る。特に、２次電圧E₂がE₂・sin（ωt）と表され
るものとすると、交流信号（以下、余弦信号とい
う）はE₂・cos（ωt）となる。

余弦信号cos（L₁−L₂）はスイツチング増幅器
A₅の上部入力端子及びインバータ７３に供給さ
れ、インバータ７３で反転された−cos（L₁−L₂）
がスイツチング増幅器A₄の上部入力端子に供給
される。インバータ７３の入力側に接続されたポ
テンシヨ・メータP₁は所望の不平衡状態が得ら
れるようにブリツジ５０の各サイリスタの導通時
点を調節するために設けられている。

実際の溶接電流に相当する電流信号I_FBと、所
望の溶接電流に比例する信号I_REFとが共に電流調
整器７４に供給され、信号I_FBはブリツジ５０の
誘導子L₂に直列に接続したホール効果素子等の
電流検出装置（第６図の変流器６７等）で検出さ
れる。信号I_REFはポテンシヨ・メータP₂により設
定される。電流調整器７４の出力は信号I_REFとI_FB
との差分に比例する信号−E_si9であり、この信号
はスイツチング増幅器A₄とA₅の夫々の下側入力
端子に供給され、余弦信号−cos（L₁−L₂）及び
cos（L₁−L₂）と比較される。増幅器A₄及びA₅は
−E_si9信号が夫々余弦信号−cos（L₁−L₂）あるい
はcos（L₁−L₂）を交叉したとき反転動作し、サ
イリスタ制御信号「FIRE Ａ、Ｂ」及び「FIRE
Ｃ、Ｄ」を発生する。これらサイリスタ制御信号
は夫々同一構成の第１導通開始制御回路７６、第
２導通開始制御回路７６に供給され、導通開始制
御回路７６，７６のパルストランスPTを介して
ブリツジ５０の夫々相応するサイリスタＡ，Ｂ，
Ｃ，Ｄのゲート電極に導通パルス信号を印加し、
点弧制御が成される。

例えば、サイリスタＡ及びＢの導通パルスはサ
イリスタＡ及びＢのゲート電極に接続したパルス
トランスPT−ＡとパルストランスPT−Ｂによつ
て印加される。第９図は、このような回路をサイ
リスタＡについて適用した場合を代表して示す。

第３図における導通時点a′は第７図のスイツチ
ング増幅器A₄，A₅において電流調整器７４より
の電流が正の余弦波信号cos（L₁−L₂）のレベル
を超える時点で定まり、時点c′は負の余弦波信号
−cos（L₁−L₂）を超える時に定まる。不平衡状
態はポテンシヨ・メータP₁によりバイアス量を
調整し、正の余弦波形を上昇ないし下降させるこ
とによつて実現することができる。又、このこと
は、ポテンシヨ・メータP₁による調整だけでな
く、ポテンシヨ・メータP₂により電流信号−E_si9
を調整しても実現することができる。

後者のポテンシヨ・メータP₂による方法では、
ポテンシヨ・メータP₂の接点をグランドの位置
まで動かして電流信号−E_si9を零レベルにする
と、第３図の電圧E₂の負の半サイクルにおける
時点c′が90゜の位相に対応するので、アルミニウ
ムの被溶接物があまり電子を放射しない場合に
は、反転動作を確実にするための最大電圧を発生
する。

この溶接用電源は上述の交流溶接の他に直流溶
接にも使用することができる。即ち、直流溶接の
場合には、第７図における４個のスイツチSW₁，
SW₂，SW₃，SW₄を図示の点線で示す「DC」側
端子に切り換える。そして、ACラインの交流電
圧が零点になる毎に誘導子L₂をフリーホイル状
態にすることが望ましい。即ち、周知の全波整流
回路と同様の効果をえることができる。この時点
でフリーホイル状態を実現するには、図中のダイ
オード７７をブリツジの負側から正側（端子５２
が負側、端子５４が正側の端子である）へ接続す
るか、もしくは、ACラインの電圧が零点を通る
毎に相互に直列接続される１対のサイリスタ、例
えばサイリスタＡとＤ又はＣとＢに起動トリガ信
号を印加すればよい。又、直流溶接の場合に、図
示するように、サイリスタＡの代わりにサイリス
タＥを付加してこれを導通させれ、相互に隣接す
る２個の半サイクルの電流の高さ（振幅）を２対
１或いは４対１等に変化させることができる。即
ち、誘導素子L₂を１次側と２次側のリアクタン
スに分割するようにサイリスタＥを導通させれば
よい。このサイリスタＥによる制御は、溶接電極
から被溶接物への溶融金属によつてアークの長さ
が減少した場合に、アークによる掘り返し特性
（digging characteristics）を得るのに利用する
ことができる。即ち、この制御によれば、誘導子
L₂の磁界は一定のアンペア巻数を必要とするの
でサイリスタＡの代わりにサイリスタＥを導通さ
せて巻数を減らすと、数倍の電流を急速に得るこ
とができ、高レベルの溶接電流Ｉを発生させるこ
とができるのである。

この電流の高さ（振幅）の変更は上記説明した
直流溶接に利用するだけでなく、交流TIG溶接等
の交流アーク溶接にも利用できる。その場合、前
述の溶接用電流I_Wに対応する半サイクルよりもク
リーン電流I_Cに対応する半サイクルを狭くするだ
けでなく、溶接電流路における誘導子L₂の巻数
を減らすことにより溶接電流I_Wをクリーン電流I_C
よりも大きくすることができて、タングステンの
加熱を低減することができる。

〔発明の効果〕

以上、実施例と共に説明したように、本発明に
よれば、整流サイリスタ回路を溶接電極と交流電
源との交流ライン中に設け、該サイリスタ回路の
直流側端子側に誘導子を接続し、該交流電源より
出力される交流電圧の零点を除く適宜の位相角に
おいてサイリスタ回路の所定のサイリスタを導通
制御するようにしたので、極性反転が急峻でしか
も電流値が一定した極めてシヤープな方形波溶接
電流を形成することができると共に、該溶接電流
の正の半サイクルと負の半サイクルの持続時間及
び振幅を適宜に調節することができるという優れ
た効果を発揮する。

【図面の簡単な説明】

第１図は交流溶接用電源の従来例による概略回
路図、第２図は本発明の好ましい実施例による溶
接用電源回路、第３図は第２図図示の実施例にお
ける種々な波形を示す説明図、第４図および第５
図は第２図図示の実施例における他の波形説明
図、第６図は第２図の溶接用電源に使用するサイ
リスタ導通制御回路図、第７図はサイリスタ導通
制御回路を含む好ましい実施例による電源回路の
説明図、第８図は第７図図示の回路により得られ
る２個の波形を示すグラフ、第９図は第２図及び
第７図図示の回路に用いられているサイリスタ回
路の説明図である。 Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ；サイリスタ、L₂；誘導
子、５０；交流アーク電流発生手段、６４；導通
開始制御回路、６６；コンパレータ、７２；積分
器、７３；インバータ、７４；電流調整器、７
６；第１導通開始制御回路、７６；第１導通開始
制御回路、A₄，A₅；スイツチング増幅器、SW
１，SW２，SW３。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 単相交流電源の正の半サイクル期間において
   順方向バイアスとなるように配置された第１の一
   対のサイリスタの間に誘導子が直列に接続され且
   つ該単相交流電源とアーク端子間に直列接続され
   て成る第１電流路と、該単相交流電源の負の半サ
   イクル期間において順方向バイアスとなるように
   配置された他の一対のサイリスタの間に上記誘導
   子が直列に接続され且つ該単相交流電源と該アー
   ク端子間に直列接続されて成る第２電流路とから
   成り、上記各対のサイリスタに各対毎にアーク電
   流が導通すると上記誘導子に常に同一方向の誘導
   電流が流れるようにこれらのサイリスタが相互に
   接続されて成る交流アーク電流発生手段と、 上記誘導子の自己誘導負電圧によつて発生され
   る誘導電流によつて導通状態にある上記第２電流
   路を介して負方向のアーク電流が供給されている
   期間であり且つ上記単相交流電源よりの供給電圧
   が正の半サイクルにおける零値でない適宜の時点
   で上記第１の一対のサイリスタを導通制御するこ
   とにより、上記誘導電流が流れるフリー・ホイル
   電流路を上記第１、第２電流路内に形成させると
   共に該正の供給電圧による上記アーク電流の正方
   向への反転を引き起こさせ、且つ該正方向に反転
   したアーク電流が上記フリー・ホイール電流路を
   流れる誘導電流を超えることで上記第２電流路の
   非導通状態を引き起こさせる第１の導通開始制御
   手段と、 上記単相交流電源よりの供給電圧が次の負の半
   サイクルにおける零値でない期間であり且つ上記
   誘導子からの誘導電流によつて導通状態にある上
   記第１電流路を介して正方向のアーク電流が供給
   されている適宜の時点で上記他の一対のサイリス
   タを導通制御することにより、上記誘導子の自己
   誘導正電圧によつて発生する誘導電流が流れるフ
   リー・ホイル電流路を上記第１、第２電流路内に
   形成させると共に該負の供給電圧による上記アー
   ク電流の負方向への反転を引き起こさせ、且つ該
   負方向に反転したアーク電流が該フリー・ホイル
   電流路を流れる誘導電流を超えることで上記第１
   電流路の非導通状態を引き起こさせる第２の導通
   開始制御手段とを具備することを特徴とする溶接
   用電源。 ２ 前記複数のサイリスタの内の１個のサイリス
   タが前記誘導子の中間点に接続することにより、
   前記第１の電流路に係わる誘導子の巻数線と第２
   の電流路に係わる誘導子の巻線数とが異なるよう
   に配線することを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の溶接用電源。