JPS6145977Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は交直両用のアーク溶接装置の改良に関
するものである。溶接変圧器の出力側に相互に逆
極性に接続されたサイリスタなどの半導体スイツ
チング素子毎に直列に各１つのリアクトル巻線を
接続し、各リアクトル巻線を共通の鉄心に捲回し
かつその巻線の極性をそれぞれ直列に接続される
半導体スイツチング素子の導通によつて同方向の
磁束を発生する極性としておくと、リアクトルの
作用により出力端子には略矩形波状の出力電流が
得られる。第１図はこのようにして構成された交
直両用アーク溶接装置の接続図を示すものであ
る。第１図において、１，１は溶接装置の入力端
子、２は入力端子１，１に接続された１次巻線２
ｐと２次巻線２ｓ，２s′とを有する溶接変圧器、
３ａおよび３ｂは２次巻線２ｓおよび２s′の端子
２ａ，２a′にそれぞれ接続された互いに逆方向に
のみ導通するサイリスタなどの半導体スイツチン
グ素子（以下単にサイリスタという）、４ａおよ
び４ｂは同一の鉄心に捲回された２組のリアクト
ル巻線で、各リアクトル巻線４ａおよび４ｂはそ
れぞれサイリスタ３ａおよび３ｂに直列に接続さ
れており、その極性は図中に示すようにそれぞれ
直列に接続されたサイリスタの導通により同方向
の磁束を発生するように決定されている。５ａお
よび５ｂはそれぞれサイリスタ３ａおよび３ｂを
半サイクルごとに交互に導通および位相制御する
位相制御回路、６は電極、７はアーク、８は被溶
接物でこれら電極６ないし被溶接物８は溶接負荷
Ｒを構成する。またS₁は出力電流を交流（AC）
と直流（DC）とに切換ええる切換えスイツチで
ある。

第１図の装置において切換スイツチS₁をAC側
にしたときの動作を第２図を参照して説明する。

第２図において正弦波状のEoは２次巻線２ｓ
および２s′の無負荷電圧を示し、破線で示したIo
は溶接負荷Ｒを流れる電流を示す。また鎖線で示
したＩ_Lはリアクトル巻線４ａまたは４ｂを流れ
る電流を示し、実線は溶接負荷Ｒの端子電圧IoR
を示している。尚同図の横軸には時刻ｔをとつて
ある。

第２図に示す時刻ｔ＝T₁において位相制御回
路５ａが点弧信号を出力し、サイリスタ３ａが導
通する。サイリスタ３ａが導通すると、溶接電流
Ioは２次巻線２ｓの端子２ａ、サイリスタ３ａ、
リアクトル巻線４ａ、溶接負荷Ｒおよび２次巻線
２ｓの端子２ｂの径路を流れる。このとき時刻
T₁＜ｔ＜T₂に期間におてはEo＞IoRとなる。リ
アクトル巻線４ａのインダクタンスＬを大きな値
に選定しておくと、溶接電流Ioはほとんど変化し
ないが、厳密にはわずかずつ増加を続け、この溶
接電流Ioの増加と大きなインダクタンスＬによつ
てリアクトル巻線４ａにはEo−IoR＝ｅ＝Ｌ
（di／dt）の起電力が発生して、第２図の斜線で
示された部分に相当するエネルギーが蓄積され
る。

つぎに時刻T₂＜ｔ＜T₃の期間になると、Eo＜
IoRになるにもかかわらず、溶接電流Ioはわずか
ずつ減少するのでリアクトル巻線４ａには時刻
T₁＜ｔ＜T₂の期間とは逆に−Ｌ（di／dt）の起
電力を発生し先に蓄積されたエネルギーを放出し
て溶接負荷Ｒに時刻T₁＜ｔ＜T₂の期間と同一方
向の電流Ioを流し続ける。この電流Ioはインダク
タンスＬが大なので変化が少なくほぼ一定の値と
なる。さらに時刻T₃＜ｔ＜T₄の期間になると、
電源電圧Eoの極性は逆になるが、インダクタン
スＬに蓄積されたエネルギーを放出して、時刻
T₂＜ｔ＜T₃の期間と同一方向にほぼ一定の電流
Ioを溶接負荷Ｒに供給し続ける。

つぎに時刻ｔ＝T₄のときに、位相制御回路５
ｂからサイリスタ３ｂに点弧信号を供給してサイ
リスタ３ｂを導通させると２次巻線２s′の端子２
b′、切換スイツチS₁、溶接負荷Ｒ、切換スイツチ
S₁、リアクトル巻線４ｂ、サイリスタ３ｂおよび
２次巻線２s′の端子２a′に電流が流れる。この電
流が流れる回路のインダクタンスはリアクトル巻
線４ｂを除けば小さいので時刻ｔ＝T₄以後の期
間にリアクトル巻線４ｂに流れる電流Ｉ_Lすなわ
ち溶接負荷Ｒを流れる電流Ioの絶対値は時刻ｔ＝
T₄より以前に流れていた電流に略等しい値とな
る。このときリアクトル巻線４ｂの両端電圧の極
性はサイリスタ３ｂ側がマイナスとなり、リアク
トル巻線４ａのサイリスタ３ａ側の電位がプラス
となり、またサイリスタ３ａのアノード側の２次
巻線２ｓの端子２ａがすでにマイナスになつてい
るので、サイリスタ３ａは遮断となる。時刻ｔ＝
T₄以後は上記と同様の動作がくり返される。

第３図は、位相制御回路５ａおよび５ｂの点弧
信号の位相を第２図θ_１からθ_２に遅らせた場合
を示したもので、溶接負荷Ｒを流れる電流I′o
は、Eo＞I′oRのときにEo−I′oR＝ｅ＝Ｌ（di／
dt）によつて蓄積されるエネルギーとEo＜I′oR
のときに放出されるエネルギーとが等しくなる値
になる。このように、点弧信号を遅らせた場合に
は第３図に示すごとくI′oの反転する位相が遅れ
ると同時に電流値も小さくなるが、動作順序は第
２図で説明した場合と同様になる。またサイリス
タに供給される点弧信号の位相を遅らせることに
より、溶接負荷に通電する電流値を小さくして
も、溶接負荷に供給される電流は遮断時間を持た
ず、電源の半サイクルの周期で急峻に極性を変え
る交流電流となる。

このように第１図のアーク溶接装置は略矩形波
状の溶接電流が得られるので電流の零点通過時に
アークの再点弧に失敗することが少なく理想的で
あるが同図の装置を用いてアルミニユームなどを
非消耗電極にて溶接するときは次のような問題が
ある。即ちアルミニユームなど軽合金類をタング
ステン電極にて溶接するTIG溶接においては被溶
接物表面の酸化被膜を除去するために交流電源を
用いるが、このとき実際に溶接に利用されるのは
主として電極側が負電位となる正極性時であり、
電極が正電位となる逆極性時は被溶接物表面の酸
化被膜の除去いわゆるクリーニング作用とタング
ステン電極の加熱とにエネルギーが費される。こ
のように正極性時の電流と逆極性時の電流とは全
く別の効果をもたらすから全電流値に対するそれ
ぞれの極性における電流の占める比率が変化する
と同一の溶接電流においても溶接結果に大きな差
が現われる。本考案者は電源電圧の１サイクルを
基準に考えるとき、この１サイクルの期間におけ
る正極性電流の平均値をＩ_SP、逆極性電流の平均
値をＩ_RPとするときの全電流値に対する正極性電
流Ｉ_SPの占める比率β（＝Ｉ_ＳＰ／Ｉ_ＳＰ＋Ｉ_ＲＰ）（
以下βを アンバランス比という）を種々変化させて溶接し
た結果、つぎのような結果を得た。アンバランス
比β＝0.5即ち正、逆各極性の電流が完全にバラ
ンスしているときはクリーニング巾、溶着ビード
巾、電極消耗量ともに比較的大であり一方溶け込
み深さは小であるが、アンバランス比βが0.5よ
り大きくなるに従い、全電流（Ｉ_SP＋Ｉ_RP）が一
定であるにもかかわらずクリーニング巾、ビード
巾、電極消耗量ともに小となり逆に溶け込み深さ
が大となつてくる。実験結果の例を第４図に示
す。第４図は溶接電流180A一定として上述のア
ンバランス比βを変化させたときのクリーニング
巾Ｗ_C、ビード巾Ｗ_B、溶け込み深さＰを示したも
のであり、同図から明らかな如く、β＝0.7のと
きはβ＝0.5のときにくらべクリーニング巾Ｗ_Cは
約60％に、ビード巾Ｗ_Bは約90％に減少し、逆に
溶け込み深さＰは約２倍に増加している。しかも
これらの変化量は被溶接物の表面状態、使用する
溶接電流の大きさ、溶接電圧、電極の太さ、シー
ルドガス流量などによつて異なる値を示す。した
がつて溶接時には目的とする溶接部を得るために
は所要の溶接電流を定める以外に上記比率βの値
を溶接電流値とは別に任意に選択できることが必
要となる。一方直流溶接時においては第２図の波
形から容易にわかる通り出力電流は正、逆各半波
におけるサイリスタの導通期間が異つてもそれを
両波整流した出力は略一定の直流電流となるので
前述のアンバランス比βの値は溶接結果には無関
係である。ところが直列に接続されているリアク
トルはそのインダクタンスは無限大にはできず有
限の値となるので溶接電流は電源電圧の波形にし
たがつて増加、減少する。このためにβが0.5以
外の値になると導通期間の長い方の半波における
電流の減少量が大きくなりリツプル分の増加を招
く。

本考案は交流電源電圧の正、逆各半波の電流を
制御する半導体スイツチング素子の導通位相を制
御する制御回路として２組の位相制御回路を設
け、各位相制御回路は出力電流設定回路を設ける
とともに正逆各方向の半導体スイツチング素子の
導通位相を同時に相反する方向に増減させるアン
バランス比調整器によつて結合させ、かつこのア
ンバランス比調整器が交流溶接時にのみ有効とな
り直流溶接時は交直切換スイツチに連動して自動
的に正、負両波が略バランスするようにした交直
両用アーク溶接装置を提供するものである。

第５図は本考案の装置の実施例を示す接続図で
ある。同図において１ないし８は第１図と同様の
機能を有するものであるが溶接変圧器２は第１図
と異なり２次巻線が１個でありこのため整流器
REC１、REC２を用いてサイリスタ３ａ，３ｂ
とともにリアクトル巻線４ａ，４ｂを含む混合ブ
リツジ回路を設けてある。９は溶接電流検出回路
であり溶接電流に対応した信号efを発生する。１
１は出力電流設定回路であり例えば直流電源と出
力電流調整器となるポテンシヨメータとにより構
成され出力erを発生する。１２は比較回路であり
出力電流設定回路の出力信号erと溶接電流検出回
路９の出力信号efとの差信号eoを発生する。この
場合制御系の次段との関係において出力インピー
ダンスや出力信号レベルを変更する必要のあると
きはさらに増巾器や減衰器を設けることはもちろ
んである。１３および１４はサイリスタ３ａおよ
び３ｂを導通させるためのパルス発生回路であり
前述の出力電流設定回路１１、溶接電流検出回路
９、比較回路１２とともに後述するアンバランス
比調整器１５によつて結合されて２組の位相制御
回路を構成する。スイツチS₂は主回路の交流−直
流切換スイツチS₁と連動するスイツチである。１
５は２組の位相制御回路を相互に結合させて交流
溶接時にのみ両サイリスタの導通位相を積極的に
不平衡にするアンバランス比調整器であり、中央
に引出しタツプを有するポテンシヨメータを用
い、その摺動子はスイツチS₂のAC側に、また中
央タツプ端子はスイツチS₂のDC側に接続されて
いる。なお同図においては簡単のため溶接起動ス
イツチは特に図示していないが、これは溶接変圧
器の一次側または２次側の主回路に開閉器を挿入
して開閉してもまたパルス発生回路に起動スイツ
チを設けてもよい。同図の装置においては出力電
流設定回路１１の出力信号は比較回路１２にて溶
接電流検出回路の出力信号efと比較され両者の差
信号eoがスイツチS₂およびアンバランス比調整器
１５を通してパルス発生回路１３，１４に供給さ
れる。スイツチS₂がDC側にあるときは比較器１
２の出力eoはアンバランス比調整器１５の中央タ
ツプ端子からパルス発生器１３，１４に平均して
供給されることになり、したがつてパルス発生回
路１３，１４の発生するパルスの位相も両者で同
じ位相となりサイリスタ３ａ，３ｂはそれぞれが
順バイアスとなる半波において等しい位相で導通
し正、負両半波において等しい導通期間となる。
一方スイツチS₂をAC側に切換えたとき信号eoは
アンバランス比調整器１５の摺動子の位置に応じ
た比率でパルス発生回路１３，１４に分配され
る。この結果サイリスタ３ａ，３ｂの導通位相が
異なる位相となり正負両半波の導通期間が変化す
ることになる。この場合でも正、負各半波におけ
る出力電流を総合した値は出力電流設定回路にて
設定された信号erに対応する一定の値を維持す
る。

第６図は本考案の装置の別の実施例を示す接続
図である。同図において１ないし１５は第１図お
よび第５図と同様の機能を有するものである。ま
たS₃は溶接中閉じているスイツチであり例えば足
踏スイツチや溶接トーチに設けられたトリガスイ
ツチまたはリレー接点である。１６は補助変圧器
でありスイツチS₃を通して溶接変圧器２と同相の
交流電源に接続されている。同図においてパルス
発生回路１３はスイツチS₃の閉路によりサイリス
タ３ａが順バイアスされる電圧位相においてのみ
整流器D₂、抵抗器R₇，R₈を通して定電圧ダイオ
ードZD₁によつて波頭を裁断された半波整流台形
波電圧をユニジヤンクシヨントランジスタUJT₁
のベースに供給して発振可能の状態とする。パル
ス発生回路１４は逆にサイリスタ３ｂが順バイア
スされる電圧位相においてのみユニジヤンクシヨ
ントランジスタUJT₂が発振可能となるものであ
る。一方比較回路１２の出力eoは交直切換スイツ
チS₁に連動して動作するスイツチS₂を通してアン
バランス比調整器１５の摺動子または中央タツプ
端子に供給されて分割され抵抗器Ｒ₁₁およびＲ₁₂
を通してそれぞれコンデンサC₂，C₃を充電す
る。コンデンサC₂およびC₃の充電によつてユニ
ジヤンクシヨントランジスタUJT₁およびUJT₂は
それぞれベースに電圧が供給されている各半波に
おいて交互に発振する。ここで後述するようにス
イツチS₂をAC側即ち交流側にしたときにのみア
ンバランス比調整器１５は有効となりスイツチS₂
がDC側即ち直流側にあるときは正逆ともに等し
い導通期間となる。まずスイツチS₂をDC側にし
たときを考えると比較回路１２の出力はアンバラ
ンス比調整器１５の中央タツプ端子を経てコンデ
ンサC₂およびC₃に平等に分割供給され、これら
のコンデンサを同じ速度で充電するのでユニジヤ
ンクシヨントランジスタUJT₁およびUJT₂は全く
同じ位相で発振しパルストランスPT₁およびPT₂
を通してパルス出力をそれぞれサイリスタ３ａお
よび３ｂのゲートに供給する。この結果溶接電流
は正、負両半波ともに等しい波形となり、直流溶
接時に一方のサイリスタに重負担をかけたり、リ
ツプルの増大を招くことがなくなる。またこの溶
接電流は検出回路９にて検出されて出力電流設定
回路１１の出力と比較されるので両出力の差が略
零となるとき安定し完全な定電流特性が得られ
る。スイツチS₂をAC側にしてアンバランス比調
整器１５の摺動子を中央位置から一方に移動させ
たときを考える。例えばアンバランス比調整器１
５の摺動子を抵抗器Ｒ₁₂側に移動させた場合はコ
ンデンサC₃の充電回路の抵抗値が小さくなり充
電速度が速くなつてパルストランスPT₂はサイリ
スタ３ｂが順バイアスとなる極性のとき、即ち電
極６が負電位となる正極性の半波において早い位
相でパルスが発生しサイリスタ３ｂの点弧位相を
進める。一方コンデンサC₂は充電回路の抵抗値
が大きくなつて逆にサイリスタ３ａの点弧位相が
遅くなる。この結果正極性側のサイリスタ３ｂの
導通期間が長くなりその増加分だけ逆極性側のサ
イリスタ３ａの導通期が短くなる。このとき回路
を流れる電流の実効値はスイツチS₂がDC側にあ
るときと同様基準信号erによつて一定値に制御さ
れているので変化することはない。したがつて交
流溶接時においては溶接電流の実効値とは全く独
立してアンバランス比調整器１５の摺動子の位置
を調整することによつて全電流に対する正極性電
流の平均値の比率を任意に設定することができ
る。

位相制御回路は第６図の実施例に限定されるも
のではなく種々の変形が可能である。

第７図は本考案の別の実施例を示す接続図であ
りパルス発生回路部分の要部のみを示すものであ
る。同図は第６図の実施例のうちアンバランス比
調整器１５の中央タツプ端子をなくしそのかわり
にスイツチS₂をDC側にしたときは別に設けた抵
抗器Ｒ₁₃およびＲ₁₄の回路を通してコンデンサC₂
およびC₃を充電するようにし、さらにコンデン
サC₂およびC₃を充電回路にトランジスタQ₁およ
びQ₂を接続して充電電流を常に一定とし位相制
御に直線性を付加したものである。また第８図は
さらに別の実施例を示す接続図でありユニジヤン
クシヨントランジスタのベース間に供給する電圧
を交流溶接時のみ切換スイツチS₂，S₂によつて定
電圧ダイオードZD₁，ZD₂の端子電圧から抵抗器
R₈，Ｒ₁₅，Ｒ₁₀，Ｒ₁₆および可変抵抗器１７，１
８にて分圧した電圧としてこのベース間電圧を調
整可能とするとともに可変抵抗器１７，１８の抵
抗値を図に示すように互いに逆方向に変化するよ
う２連の可変抵抗を用いている。また直流溶接時
はスイツチS₂−S₂を切換えて可変抵抗器１７，１
８のかわりに固定抵抗器Ｒ₁₇，Ｒ₁₈を接続し正負
両波ともに等しいベース電圧とするものである。
同図に示す実施例においては交流溶接時は可変抵
抗器１７，１８を図に示す矢印の方向に変化させ
るとユニジヤンクシヨントランジスタUJT₁のベ
ース間電圧は高くなり、逆にユニジヤンクシヨン
トランジスタUJT₂のベース間電圧は低くなる。
このため各ユニジヤンクシヨントランジスタのエ
ミツタ回路に接続されたコンデンサC₂およびC₃
は抵抗器Ｒ₁₁，Ｒ₁₂の抵抗値を等しくしておくと
同じ速度で充電されるが、ベース間電圧が異なる
ためユニジヤンクシヨントランジスタUJT₁の発
振位相は遅く、ユニジヤンクシヨントランジスタ
UJT₂の発振位相は早くなり、正極性時の導通期
間を逆極性時の導通期間より長くすることができ
る。したがつて第７図の実施例においては可変抵
抗器１７，１８がアンバランス比調整器となる。

第６図ないし第８図において、交流溶接時に
正、逆各極性時の導通期間の割合を変化させるア
ンバランス比調整器として可変抵抗器を用いた
が、可変抵抗器のかわりに他の適当な手段たとえ
ばロータリースイツチによつて固定抵抗器の組合
せをかえるもの、コンデンサC₂，C₃の容量を相
反的に増減するものでもよくまた第８図において
ユニジヤンクシヨントランジスタのベース間電圧
を変える手段としては直列または並列トランジス
タにより可変電圧を得るようにしてもよい。さら
にまた上記各手段、実施例を２つ以上組合せて用
いてもよく、また粗調整を一方の手段により行い
微調整を他方の手段にて行うよう２段式にしても
よい。

以上のように本考案の装置においては出力電流
値も設定する出力電流設定回路の他に交流溶接時
においてのみ正極性、逆極性方向の各半導体スイ
ツチング素子の導通位相を同時に相反する方向に
増減するよう動作する交流溶接時にのみ有効なア
ンバランス比調整器を設けて２組の位相制御回路
を結合させたので交流溶接時においては出力電流
値が一定のまま正極性方向の電流の占める割合を
任意に調整することができ、かつ直流溶接時にお
いてはアンバランス比調整器の位置には全く無関
係に正、負両波の比率が等しくなるのでサイリス
タの負荷の偏りおよびリツプルの増大が防止でき
る。また交流溶接時、直流溶接時ともに出力電流
は別途設けた出力電流設定回路により決定される
ので、交流溶接時において正極性方向の電流の平
均値の占める割合を変化させてもそれによつて全
体の電流が変化することがない。さらにアンバラ
ンス比調整器によつて２組の位相制御回路の出力
が同時に相反する方向に増減するので片方の導通
位相のみを増減させて他方の増減はフイードバツ
ク系の応答により行う場合と異なり設定値の変更
時における過渡現象の発生がなく安定な動作が得
られるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の基礎となる矩形波電流を得る
ための装置を説明するための接続図、第２図およ
び第３図は第１図の装置の動作の説明図である。
第４図はアンバランス比を変えて実験したときの
結果を示す線図、第５図ないし第８図は本考案の
装置の実施例を示す接続図である。 ２……溶接変圧器、３ａ，３ｂ……サイリス
タ、４ａ，４ｂ……リアクトル巻線、５ａ，５ｂ
……位相制御回路、９……溶接電流検出回路、１
１……出力電流設定回路、１２……比較回路、１
３，１４……パルス発生回路、S₁……交直切換ス
イツチ、S₂……切換スイツチ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 溶接変圧器と、前記溶接変圧器の出力側に接続
   されて正極性時および逆極性時にそれぞれ導通す
   る２組の単方向半導体スイツチング素子と、前記
   半導体スイツチング素子に直列に接続されてそれ
   ぞれ直列に接続される半導体スイツチング素子の
   導通により同方向に磁化される共通の鉄心を有す
   る２組のリアクトルと、出力電流を交流と直流と
   に切換える交直切換スイツチとを有した交直両用
   アーク溶接装置において、前記各半導体スイツチ
   ング素子の導通位相を制御する２組の位相制御回
   路と、前記２組の位相制御回路の間に接続され
   て、前記各半導体スイツチング素子の導通位相を
   同時に相反する方向に増減させるためのアンバラ
   ンス比調整器と、前記交直切換スイツチに連動し
   前記アンバランス比調整器を交流溶接時にのみ前
   記位相制御回路に接続するための切換スイツチと
   を具備した交直両用アーク溶接装置。