JPS638872B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、非消耗電極アーク溶接や被覆アーク
溶接用の溶接電源装置に係る。具体的には溶接電
源装置を軽量・小型化して可搬性を持たせ、かつ
経済的な出力制御方法とそれを具現した出力制御
装置を具備させることにより作業性・経済性のす
ぐれた溶接電源装置の提供を目的としている。

従来より非消耗電極アーク溶接（通常TIG溶接
と呼ぶ）や被覆アーク溶接において用いられる溶
接電源装置は、ほぼ定電流特性（垂下特性）を有
しており、主回路構成としては、第一には漏洩型
変圧器を用いて漏洩磁束の調整により出力制御を
行う方式と、第二には整流回路に制御整流素子を
用い、出力電流を帰還することにより制御整流素
子の導通位相を決めて定電流特性を得る方式と、
第三には余り実用されていないが、アーク負荷と
直列に抵抗を接続し、かつ抵抗値を変えることに
より垂下特性を得る方式がある。それぞれの方式
に利害得失が多く、一概に溶接電源方式として優
劣を決定することはできない。例えば、第一の方
式は機器構成としては単純であるが、出力調整の
遠隔制御が困難であり、第二の方式は出力特性と
してはすぐれ、遠隔制御も容易であるが、機器構
成が複雑で、価格高になる。また第三の方式は安
直であるが、機器効率が悪い欠点がある。このよ
うに個々の方式に優劣はあるものの、共通して挙
げられる欠点は機器重量が大である点である。勿
論出力電流の大小により機器（溶接電源のみ）重
量は影響されるが、出力直流電流150A（出力直流
電圧18V）の機種で機器重量は100Kg前後である。

一般的に溶接電源装置の重量は、大体主変圧器
とリアクトル（出力波形の平滑用とし通常機器に
挿入されている）で多くを占めている。そのため
本発明では、インバータ回路を利用し、主変圧器
の使用周波数を商用周波数より高くして主変圧器
およびリアクトルの重量低減を図り、それに伴つ
て出力制御方式として新規性に富んだ経済的方
策・装置を組合せて最終的に小型・軽量にして可
搬性に富んだ溶接電源装置を提供せんとするもの
である。

本発明を適用する溶接電源装置の主回路構成を
先に説明し、次いで本発明の要件となる出力制御
方式・装置について説明を行う。なお、説明は具
体性を重視するため、それぞれ実施例に基いて行
い、波及的効果・構成はその都度図面に従つて詳
細説明を行う。

まず溶接電源装置の主回路構成の実施例を第１
図に示す。図において、入力・一次側整流部の後
段のC₁は一次側平滑コンデンサ、Q₁〜Q₄はスイ
ツチング素子であるトランジスタ、D₁〜D₄は回
路中のインダクタンスに蓄えられた電磁エネルギ
ーを電源に戻すためのフイードバツクダイオー
ド、B₁〜B₄は各トランジスタQ₁〜Q₄に対応する
ベース回路であり、本発明の要件が多く含まれて
いるため後で詳細に説明を行う。Trは変圧器、
L₁は交流リアクトル、L₂とC₂は平滑回路を示し
ている。そしてこの平滑回路の前段には二次側整
流部があり、後段には負荷としての電極と母材が
接続され、全体としては図示のように結線されて
いる。ここで入力部が三相交流となつているが、
勿論単相交流入力でも機能・効果上の問題はな
い。ただし平滑用コンデンサの容量が単相入力時
に大となることは自明である。また入力としてバ
ツテリーを採用することも可能である。

上記構成において、トランジスタQ₁〜Q₄と変
圧器T_rの一次側巻線によりインバータ部を構成
している。このインバータ部はフルブリツジイン
バータ方式となつているが、この部分もセンター
タツプインバータ方式・コンデンサハーフブリツ
ジインバータ方式の採用も可能であり、インバー
タ方式の選定は入力の形態・出力範囲より自ずと
経済的方式が決定できうるものである。

次に変圧器Trはインバータ部で決定された周
波数により設計でき、本発明の場合は商用周波数
より数十倍高い周波数であるため、コア断面積の
減少、それに伴つてコイル重量の減少と非常に軽
量に設計できる。

また、交流リアクトルL₁は本主回路において
垂下特性をもたせるための要素である。すなわち
インバータ周波数の可変により、リアクトルL₁
のインピーダンスは自由に可変でき、出力部（ア
ーク負荷）の特性を制御できるのである。

第２図に出力特性を示す。図中に４種類（出力
電流150A、100A、50A、10Aの場合）の出力特
性を示しているが、各出力特性のインバータ周波
数を₁〜₄として示す。本発明の原理として、₁
＜₂＜₃＜₄という関係がある。また図中に示す
I₁₅₀，I₁₀₀，I₅₀，I₁₀は各出力時の負荷短絡電流値
を示している。

交流リアクトルL₁のインピーダンスはインバ
ータ周波数に比例するため、単純には₁／₄＝
I₁₀／I₁₅₀という関係が各出力特性間に成り立つ。
具体的には、I₁₀≒13A、I₁₅₀≒200Aであるため、
最大インバータ周波数₄と最小インバータ周波数
₁の比は約15倍となり、経済的効果をあげるため
最小インバータ周波数を商用周波数より充分大き
く（約10倍）とり、かりに600Hzとすれば、最大
インバータ周波数は9KHzとなり、インバータ回
路の転流損失が大きくなり、機器全体としての経
済性をそこなう結果となる。

このため、第２図に示す所望の出力範囲
（150A〜10A）に対するインバータ周波数の可変
範囲をより小さくすることが産業的効果を与える
ことになる。本発明は、このような方策・装置を
提供するところにその主旨がある。

具体的には、最小出力（第２図においては
10A）を得る最大インバータ周波数において、第
１図のQ₁，Q₂，Q₃，Q₄のスイツチング素子（ト
ランジスタ）をすべてOFFさせる期間（以後イ
ンバータ休止時間とする）を最大インバータ周波
数の1/2周期弱とし、そのように定めたインバー
タ休止時間をより低いインバータ周波数域におい
ても採用することである。このことは最大インバ
ータ周波数付近においては、交流リアクトルL₁
のインピーダンスを最大とするとともに出力を大
きく位相制御した効果が重畳される。このような
本発明の構成内容を模式的に示したものが第３図
である。

第３図において、イが最大インバータ周波数₄
の場合、ロが最小インバータ周波数₁の場合であ
る。またS₁，S₁′は後述する発振回路よりトラン
ジスタQ₁〜Q₄に与えられるインバータ周波数の
タイミングである。S₂，S₂′はトランジスタQ₁，
Q₄のベース信号タイミング、S₃，S₃′はトランジ
スタQ₂，Q₃のベース信号タイミングである。図
中、S₂またはS₂′がOFFになつてからS₃または
S₃′がONになるまでの時間（逆にはS₃または
S₃′がOFFになつてからS₂またはS₂′がONになる
までの時間）：Ｔが、インバータ休止時間である。
このように最大インバータ周波数近くにおいて
は、出力は単に交流リアクトルにより垂下特性を
与えられるだけでなく、Ｔ時間が1/2周期に対し
大きな比率を占めるため位相制御された効果が生
じる。一方最小インバータ周波数近くでは、本来
的に1/2周期が長いためＴ時間の影響が少なく、
交流リアクトルL₁の効果のみで出力特性が定ま
るとして差支えない。すなわちこのような方法に
よれば、最大出力をえる最小インバータ周波数を
機器構成（主に変圧器や二次側平滑部と周波数の
関係）が経済的効果を挙げえる値に設定し、最小
出力をえる最大インバータ周波数はインバータ休
止時間の設定により自由に選択できる。すなわち
₄／₁（第２図）の比率が少なくでき、インバー
タ部の転流損失軽減に多く寄与する。実験的に
は、当初₄／₁≒15であつたのが、₁を800Hzと
し、Ｔ：110μsecとすれば、₄＝4KHzで第２図の
出力範囲がカバーできることが確認されている。
₄＝4KHzの場合、1/2周期は125μsecであり、そ
のうち110μsecがＴ時間であることから、如何に
位相制御の相乗効果があるかがうかがえる。

次に、このようなインバータ休止時間Ｔを自在
設定できると共に、Ｔ一定のままで周波数（第３
図のS₁，S₁′に対応する信号）を可変できうる具
体回路例を第４図、第５図に示す。第４図の発振
回路において、R₁〜R₁₂は抵抗、C₃〜C₅はコンデ
ンサ、I₁〜I₅はICインバータ、IC₁はタイマーIC、
AS₁〜AS₄はアナログスイツチ、TR₁，TR₂はト
ランジスタ、PC₁〜PC₄はホトカプラー、VR₁〜
VR₃は可変抵抗である。

図において、可変抵抗VR₁の調整により、IC₁
出力P₁点からは第３図のS₁〜S₁′の必要周波数が
えられる。P₁点信号をアナログスイツチAS₁とP₁
点信号の反転信号を同じくアナログスイツチAS₃
に接続することにより、P₂点、P₃点信号はそれ
ぞれ（VR₂×R₃）×C₄、（VR₃＋R₅）×C₅の時定数
遅れをもつて現れ、その信号は第３図のS₂，
S₂′（P₂点）、S₃，S₃′（P₃点）となる。

Ｔ時間の設定は、可変抵抗VR₂，VR₃で行うこ
とができる。なお、抵抗R₄、アナログスイツチ
AS₂、抵抗R₆アナログスイツチAS₄はそれぞれコ
ンデンサC₄，C₅の放電用回路である。得られた
P₂点、P₃点信号をインバータI₂〜I₅で整形し、ト
ランジスタTR₁，TR₂を動作させる。すなわちト
ランジスタTR₁，TR₂のON時は、それぞれP₂
点、P₃点信号に対応し、ホトカプラーPC₁〜PC₄
に対応する。発光側のPC₁，PC₄は第１図のトラ
ンジスタQ₁，Q₄のベース回路B₁，B₄に、同PC₂，
PC₄は第１図のトランジスタQ₂，Q₃のベース回
路B₂，B₃にそれぞれ対応する。すなわち、一例
として第５図にベース回路を挙げる。R₁₃〜R₁₅
は抵抗、PC₁はホトカプラー（受光側）、TR₃は
トランジスタ、Q₁はインバータスイツチング素
子のトランジスタ（第１図のQ₁に相当する）で
ある。ホトカプラーPC₁が受光すると、トランジ
スタ（増巾器）TR₃を通してスイツチング素子
Q₁をONさせる。このような独立したベース回路
をスイツチング素子Q₁〜Q₄にそれぞれPC₁〜PC₄
に対応して設けることができる。

すなわちこの第４図、第５図は、周波数を変化
させると共にインバータ休止時間を一定に保つ実
施回路例である。

以上詳細に説明したように、本発明は直流溶接
電源装置の可搬性を増大させるための機器軽量化
に際し、機器構成を簡略化させ経済性を高める効
果を有する。すなわち一次側にインバータ回路を
設け、二次側交流リアクトルを利用して、インバ
ータ周波数の変化で出力制御を行うに際し、本発
明の採用はインバータ周波数の可変比率を充分小
さくできることで転流損失の大巾低減が図れると
共に設計の自由度を大巾に増し機器重量の低減に
寄与し、ひいては溶接作業の行動範囲を拡げ作業
性を増すものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の直流溶接電源装置の主回路を
構成する回路図、第２図は同装置における出力特
性図、第３図イ，ロはそれぞれインバータ回路の
動作形態図、第４図は本発明装置における発振回
路の例の回路図、第５図は同ベース回路の例の回
路図である。 Q₁，Q₂，Q₃，Q₄……スイツチング素子（トラ
ンジスタ）、Tr……変圧器、L₁……交流リアクト
ル。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源に接続されたスイツチング素子およ
   び変圧器の一次側巻線により構成されたインバー
   タ回路と、前記変圧器の二次側巻線に交流リアク
   トルおよび整流回路を介して接続された溶接負荷
   端子と、発振周期を変化可能で、かつ設定可能な
   最短発振周期の1/2弱の一定期間の休止時間が半
   周期毎に設定された発振回路と、前記発振回路の
   出力により駆動して前記スイツチング素子を動作
   させる駆動回路とを備えてなる直流溶接電源装
   置。