JPS5849111B2 - インバ−タ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は変圧器結合の転流回路を持つインバータ、更
Ｇこ具体的に云えば、変圧器によって電力回路に結合さ
れた１個の転流パルス発生器を持ち、負荷電流を通す全
てのサイリスクを１度に１つずつ転流する様に該発生器
が制御される単相並び（こ多相サイリスク形インバータ
に関する。

この発明は他の形式のインバータ回路で起り得る下記の
問題に対する解決策となるものである。

いづれの場合も、問題を述べた後、従来の解決策とその
欠点を説明する。

１ 一般的に、転流し得る負荷電流は主直流電源電圧に
比例するので、交流出力電圧を調整する為に直流電圧を
調節するの６こ実用的でない。

また直流電圧が一定の公称値の前後に変動する時、最低
電圧によってコンデンサの大きざが決まる。

変圧器作用又はその他の方法により、調節自在の直流電
圧を持つ主回路に対して、独立ｔこ制御される転流パル
スを結合することは可能であるが、一般に他の方式では
、かなりの数の付属部品を必要とし、複雑さを増すと共
に費用が高くなる。

２，１対の主サイリスクあたり少なくとも１つの転流コ
ンデンサを必要とするのが普通である。

多相インバータの幾つかの枝路が１個のコンデンサを共
有することが出来るが、従来の方法では、各々の主サイ
リスクに対して少なくとも１つの補助サイリスクを必要
とし、その他に幾つかの補助サイリスクを必要とする。

３．転流パルスを発生する為６こ補助サイリスクを使う
回路では、各々の主サイリスタに対して少なくとも１つ
の補助装置を必要とするのが普通である。

１対の主装置あたり１つの補助サイリスクを用いた変圧
器結合の転流回路を有する他のインバータでは、捕捉エ
ネルギの点で問題がある。

４．交流負荷が容量性又は回生形である時、転流パルス
が冗長になることがあるが、次の転流に備えて転流コン
デンサの電荷を反転する為σこ、大電流パルスを発生す
ることが一般的に必要である。

チョソパ形転流回路は冗長な転流を避ける様に制御する
ことが出来るが、一層複雑になり、こういうことが出来
る変圧器結合の回路も捕捉エネルギの点で問題がある。

５．冗長な転流によって、出力電流が過負荷状態６こ上
昇することがあるが、この上昇は回収が完了するまで止
めることが出来ない。

場合によっては、この回収が長い。

従来の或る回路は冗長な転流時間が非常に短いが、この
発明のインバータは全く遅延を持たずに済む。

６．転流パルスの大きさは、負荷が小さくても、最悪の
場合のピーク過負荷電流を増す位の大きさにしなければ
ならない。

多重レベルの転流パルス発生器も考えられるが、１対の
主サイリスク毎６こ別々のパルス発生器を必要とする時
には、禁止的に複雑で高価になる。

７．動作効率を改善する為の転流パルスの波形整形は、
多相インバータでは数多くの付加的な部品を必要とする
のが普通であって、実用的でない。

前項６に述べた欠点が波形整形についても云える。

８．大抵の転流回路は、減衰振動又はその他で散逸され
る損失が不可避である。

この様な損失のない公知の転流回路は、ことととくの主
装置に対して高圧の補助サイリスタを用いると共に高価
な磁気部品を用いる。

９．或る回路は、転流後６こリアクタンス素子ｌこ捕捉
されたエネルギを回収する為６こ高圧の変圧器巻線及び
補助ダイオードを必要とする。

従来の方式は、捕捉エネルギを避け、最小限に抑え、回
収し又は散逸ざせる為（こ非常Ｏこ複雑になっている。

１０．大抵のインバータは出力電圧が２段しかない。

３番目（ゼロ電圧）の出力レベルを付け加えることが出
来るが、この為には負荷の両端に逆並列の惰走ザイリス
タを使う。

然し、従来、惰走サイリスクの転流に複雑な補助回路が
必要である為、この方式はあまり用いられなかった。

この発明を広義にみた場合、変圧器結合の補助転流回路
を単相半ブリフジ形の中心タップに負荷を接続したイン
バーク形式で利用することが出来るが、惰走サイリスク
を付け加えたり、この様なインバータ装置を幾つか組合
せて完全ブリフジ形の多相インバータにすれば、この発
明の潜在的な可能性は更に明らかになる。

この発明の１実施例の半ブリフジ形インバータ装置では
、１個の結合変圧器が中心タップつき１次巻線を持ち、
これらが主サイリスタと直列になっていて、変圧器は入
力端子の間に接続された橋絡リアクトルとして作用する
と共に、１個の転流パルス発生器によって発生された転
流電流パルスを主サイリスクに結合する様に作用する。

各々の主サイリスクの両端に直接的に又は１次巻線のタ
ップに饋還整流器を接続し、転流の際、主サイリスクに
逆電圧を印加する。

転流パルス発生器は、主転流コンデンサ及び２次巻線を
介してのコンデンサの放電を開始させる直列接続の補助
サイリスクで構成ざれる。

このコンデンサの両端に直接的に直列に接続された整流
器と誘導子の様な復勢回路が捕捉エネルギを回収する。

補助直流電源の端子間に復勢誘導子及びコンデンサと直
列に接続ざれた再充電サイリスクがコンデンサを初期電
圧まで再充電する。

この初期電圧は、１次巻線側に変換した時、同じ極性で
あるが入力電圧より高い。

この構成にすると、入力電圧及び負荷電流（こ関係なく
、転流パルスが調整される。

補助サイリスクを順次点弧して両方の主サイリスクを転
流するが、冗長な転流の間は点弧を抑制し、その後入側
の主サイリスクをそのま５点弧する。

反対極性の惰走サイリスクを付加し、１次巻線のタップ
に接続して３番目の（ゼロ）出力電圧レベルを発生する
ことが出来る。

これらの惰走サイリスクは、補助サイリスクを点弧する
ことにより、同じ様にオフに転じられる。

別の半ブリフジ形の実施例では、別別の２次巻線を持つ
１対の結合変圧器を、１対の補助サイリスクによって転
流パルス発生器に選択的に接続する。

負荷の両端（こ逆並列に接続ざれた惰走サイリスクは、
１つの補助サイリスクを点弧することによってオフに転
じられる。

単相ブリフジ形インバータ又は３相インバータの様に、
このインバータ装置を複数個用いた、これより犬形のイ
ンバータ装置は、全ての電力サイリスタが逐次的に転流
されると仮定すれば、１つの転流コンデンサを持つ基本
的な転流パルス発生器しか必要としない。

更に、各々のインバータ装置が１つ（又は２つ）の結合
変圧器を持ち、その２次巻線に補助サイリスクが付設さ
れ、転流ざれる電カサイリスタを選択すると共に転流パ
ルスを送込む。

部品の数が少なくなる為、例えばパルスの波形整形用の
矩形パルス回路や、パルスの大きさを２段に出来る様に
並列コンデンサを用いた過電流パルス回路の様な付加的
な特徴を設けた更に複雑なパルス発生器を経済的に使う
ことが出来る。

コンデンサ電圧を制御する特徴も説明する。

この発明の利点は、従来技術に説明した前述の各項と対
応する項目別に分けて、終りに説明する。

この発明は以下図面について好ましい実施例を説明する
所から明らかになろう。

こへで説明する様に変圧器によって転流パルス発生器を
主電力回路に結合する強制転流サイリスク形インバータ
に多数の特徴を取入れ、その結果全体的な改善をもたら
すと共に或る用途に於で利点をもたらす。

好ましい形式の変圧器結合の転流回路の構成並びに必要
な転流及び冗長な転流の両方に対するその動作を最初に
第１図の基本的な単相半ブリフジ形の場合について説明
する。

然し、複数個の半ブリッジ形インバータ装置を組合せて
３相インバータ又は単相完全ブリッジ形インバータの様
な一層大形の装置にするまでは、この発明の潜在的な可
能性を十分ｔこは活用することｌこならない。

この場合、唯１つの主鴨流コンデンサを持つ１個の転流
パルス発生器を幾つかのインバータ装置で時分割式に制
御して使い、転流が逐次的である限り、全ての負荷電流
サイリスタを転流する。

第１図について説明すると、主電力回路が、正及び負の
１対の入力直流電源端子１２．１３の間に、結合変圧器
１１の中心タップつき１次巻線１１ｐと直列に接続され
た第１及び第２の主サイリスタＳ１，Ｓ２で構成ざれる
。

饋還整流器ダイオードＤＩ ，Ｄ２が夫々の主サイリス
タＳｌ，Ｓ２と逆並列に接続される。

主サイリスクはシリコン制御整流器であることが好まし
い。

ＳＣＲとダイオードの組合せの代りに両方向に導電する
電力用トライアソクを使ってもよい。

交流負荷１４が１次巻線１１ｐの中心タップに設けられ
た出力端子１５と直流電源の中性点１６又は中点との間
に接続ざれる。

直流電源は変化しない電圧Ｅｄであると仮定する。

この代りに、負荷の１端を，入力端子１ ２ ． １
３の間に直列Ｑこ接続された１対のコンデンサの接続点
に接続し、出力変圧器を用いてもよい。

結合変圧器１１は、入力端子間に設けられた橋絡リアク
トルとして作用すると共に、１個の転流パルス発生器１
７によって発生ざれた、両方の主サイリスクに対する転
流パルスを主電力回路に結合するという２重の作用をす
る。

典型的には結合変圧器１１は、磁気インダクタンスを決
定する空隙を持つ変圧器である。

転流パルス発生器１７では、主転流コンデンサ１９及び
補助サイリスタＳＡが実効的に２次巻線１１８の両端に
直列に接続されており、転流パルス・ループは転流用誘
導子１９を含むのが普通である。

この誘導子の一部分は変圧器の漏洩リアクタンスであっ
てよい。

転流コンデンサ１８に図示の極性の初期電圧が加わって
いると仮定すると、補助サイリスタＳＡをオンに転じて
コンデンサを転流用誘導子１９及び２次巻線１１５を介
して放電させることにより、転流が開始される。

転流パルス発生器は復勢回路手段をも含む。

この復勢回路手段は、転流コンデンサの両端に直接的に
直列に接続された復勢整流器ダイオードＤＲ及び復勢誘
導子２０で構成され、転流が行なわれた後、転流パルス
・ループに捕捉されたエネルギを回収して、次の転流に
必要な適正な電圧の極性をもって、それをコンデンサに
返す。

毎回の転流でコンデンサ１８が制御された初期電圧に保
たれる様に、独立に制御し得る補助電圧源ＥＡから再充
電サイリスクＳＲを介して付加的なエネルギを取出し、
主電力回路に転送されたエネルギと損失とを埋め合せる
。

この為、再充電サイリスクＳＲが１対の補助電源入力端
子２１．２２の間で復勢誘導子２０及び転流コンデンサ
１８と実効的に直列に接続されている。

補助電源ＥＡは主電源Ｅｄと別個であってもよいし、或
いは同じ源でもあってもよい。

結合変圧器１１の巻数比は用途に合せて選ばれるが、こ
こでは解析を簡単にする為に巻数比が１であると仮定す
る。

正しく動作させる為に、転流コンデンサの初期電圧は、
結合変圧器の１次巻線１１ｐ側に変換した時、同じ極性
であるが入力電圧Ｅｄより高い。

当業者に周知の形式の適当な制御回路２３が、両方の主
サイリスク、補助サイリスタＳＡ及び再充電サイリスク
ＳＲに所定の順序でゲート信号を供給するが、再充電サ
イリスクは必ずしも必要ではない。

最適の構或では、再充電サイリスクＳＲの点弧を転流コ
ンデンサ１８又は復勢誘導子２０の状態σこ対して制御
する。

この理由で、後に更に詳しく説明するが、復勢誘導子２
０に誘導結合の別の制御巻線２０Ｃを設けて、再充電サ
イリスタ点弧制御回路に感知情報を供給することが出来
る。

変圧器結合の転流回路の動作期間全体は、主サイリスク
８１ ．８２の導電期間に較べて比較的短い。

例えば、オフ転化時間が２０マイクロ秒のサイリスクで
は、補助サイリスタＳＡをオンに転じてコンデンサ１８
を再充電してから所望の初期電圧（こ達するまでの合計
期間が３００マイクロ秒未満である。

この形式では、補助サイリスクＳＡが両方の主サイリス
タＳｌ ，Ｓ２に対する転流パルスを発生するのに役立
つ。

次に第２図４こ示した電流及び電圧波形について、主サ
イリスクＳ１から饋還ダイオードＤ２へ負荷電流ＩＬを
転流する場合を詳しく説明する。

この図で、ｉａは補助サイリスタＳＡの電流、Ｉｒは復
勢誘導子２０の電流、ｅｏは転流コンデンサ１８の瞬時
電圧、ｅｓ１は主サイリスタＳ１の両端の電圧である。

所要の転流中の種々の局面を縦線で分けてあり、これら
を順にリアクトル橋絡期間、反動期間、ＳＡ消弧期間、
復勢期間及び再充電期間と呼ぶ。

初期条件として、主サイリスタＳ１が導電しており，サ
イリスク８２，ＳＡ及びＳＲは非導電で、コンデンサ１
８の初期電圧Ｅ。

が入力電圧Ｅｄより高く、電流ＩＬが転流期間全体にわ
たって定電流シンクの負荷に流れ込んでいると仮定する
。

補助サイリスタＳＡを点弧して転流用誘導子１９及び２
次巻線１１８を介して転流コンデンサ１８を放電させる
時、転流が始まる。

転流パルス・ループには、実効的に直列共振回路があり
、これが半波正弦状の電流パルスを発生する。

更に変圧器巻線の点を打った側が正の極性であると仮定
すると、結合変圧器１１に誘起された電圧は入力直流電
圧Ｅｄに等しくなるまで上昇し、その時、饋還ダイオー
ドＤ２が強制的に導電させられ、第１の主サイリスタＳ
１及び次いで饋還ダイオードＤ１が導電する為、そのレ
ベルにクランプされる。

変圧器の巻線が密結合であると、差の電圧ｅ。

−Ｅｄが転流用誘導子１９の両端に現われ、２次側ルー
プに半波正弦状の電流パルス＋ａ（第２図）を流す。

誘導子１９は変圧器に漏洩がある場合それをも含む。

主電力回路では、転流電流パルスが負荷電流に対抗し、
最初は主サイリスタＳ１の電流があれば、それを消滅さ
せ、残りが饋還ダイオードＤ１を介して直流電源に戻る
。

この時、サイリスタＳ１が導通阻止能力を回復するまで
、サイリスタＳ１に対してオフ転化時間ｔ。

を持たせる。

この為、リアクトル橋絡期間ｔ８の間、第１図に示す電
流１２は常（こ負（ダイオードＤ２が導電している）が
、電流１１が正から負に反転し、転流回路から主直流電
源にエネルギが転送される。

コンデンサ電圧ｅ。は引続いて減少し、ダイオードＤ１
が非導通になる時にリアクトル橋絡期間が終り、サイリ
スタＳ１はオフに転じていて、導電を再開してはならな
い。

こ〜で回路の局面が切換わる。

これは、ダイオードＤ２及び補助サイリスタＳＡだけが
この時導電しているからである。

この期間を反動期間ｔｄと呼ぶことが出来る。

１次側回路では、定常負荷電流ＩＬがダイオードＤ２に
流れ、それ以上の電流の乱れはないが、負荷電圧は、２
次側回路Ｏこ振動が続く時にリアクトル巻線の下側半分
に誘起された分だけ、−Ｅｄ／２からずれる。

転流パルス・ループでは、共振周波数が低い値に変わり
、インピーダンスが増加する。

反動の間、変圧器に磁束として貯蔵されたエネルギが１
次側負荷及び２次側の転流コンデンサの両方に影響する
。

然し、振動の振幅はコンデンサ１８、転流用誘導子１９
及び結合変圧器１１の捕捉エネルギによって決定される
。

第２図では、コンデンサ電圧が電流期間ｔｄの後にゼロ
に達した時、ピーク電流１ｍに達する。

転流コンデンサの電圧が反転すると、復勢ダイオードＤ
Ｒが導電し始め、第２図の上側に太い破線で示す様に、
電流ｉｒが復勢誘導子２０に蓄積される。

ダイオードＤ２及びＤＲと補助サイリスタＳＡがこの時
導電しているという点で、回路の局面が変わり、補助サ
イリスタ消弧期間ｔｒが始まる。

転流パルス・ループからの捕捉エネルギが完全に放電し
、ループ電流１８がゼロに下がった時、補助サイリスタ
ＳＡがオフに転ずる。

この期間の間、サイリスクＳ１に印加される逆電圧であ
るｅｓ１の尖頭値がコンデンサ電圧ｅ。

と一致し、その逆方向尖頭値によって決定されることが
判る。

この時復勢ダイオードＤＲが導電しているから、逆方向
コンデンサ電圧の尖頭値、従ってサイリスタＳ１に印加
される最大逆電圧が、この形式の復勢回路を使うことに
より、他の場合より減少する。

この時回路の局面が変わり、ダイオードＤ２及びＤＲだ
けが導電し、復勢期間が始まる。

この時、主電力回路は、変圧器結合の転流回路でこの後
に起る事象から完全に切離される。

転流回路では、コンテンサ１８が復勢誘導子２０と共に
引続いてリンギングをする。

補助サイリスタＳＡが利用し得るオフ転化期間は時間ｔ
。

８であり、その後コンデンサ電圧が再び正になる。

勿論、復勢誘導子２０のピーク電流■ｍｒはコンデンサ
電圧がゼロの時である。

普通、転流コンデンサに対して放電する時にこの誘導子
に貯蔵されているエネルギでは、コンデンサ電圧を所望
の初期電圧Ｅ。

まで上げるのに不十分である。

コンデンサ電圧の所望の値Ｅ。

を再び達成する為、復勢期間中の適正な時刻ｔαに再充
電サイリスクＳＲを点弧する。

これによってダイオードＤＲが消弧され、転流コンデン
サ１８及び復勢誘導子２０が補助電圧源ＥＡに接続され
る。

前に述べた様に、損失を埋め合せる為に適正な時刻に再
充電サイリスクＳＲを点弧する方法並びに制御回路は後
で説明する。

良好な結果を得るには、ＥＣは犬体２’ＥＡにする。

復勢電流ｉｒがゼロになった時に再充電が終り、再充電
サイリスクＳＲは時間ｔβの後に導通阻止になる。

転流回路の動作が完了した時、饋還ダイオードＤ２はま
だ導電しており、入側の主サイリスタＳ２にゲート信号
が供給ざれ、負荷電流を任意に反転することが出来る様
にする。

リアクトル橋絡期間の終りより前にコンデンサ電圧がゼ
ロになると、所要の転流の局面の順序に若干の変化が起
る。

この時、主電力回路の饋還ダイオードＤ１が消弧する前
に、復勢ダイオードＤＲが導電を始める。

この為、反動期間（こ変化があり、その結果反動期間中
の回路の数学的な解析にも変化が起る。

この様式の場合の転流回路の動作は改めて詳しく説明し
なければならない程違うものではなく、復勢期間及び再
充電期間のいづれも前と略同じである。

導電期間の後の主サイリスタＳ２の転流も補助サイリス
タＳＡを点弧することによって開始ざれる。

変圧器結合の転流回路は同じ様に作用するから、前に述
べた詳しい説明から明らかである。

電流レベルでみた回路の転流能力は差の電圧ｅ。

−Ｅｄによって決定される。

従って、主直流電圧Ｅｄが可変であるか或いは交流出力
電圧を制御する為にわざと調節する時、この差の電圧を
一定に保ち、あらゆる電圧状態で同じ電流を転流する様
にしながら、直流電圧Ｅｄが高い時に過犬な電流が発生
されない様にするのが有利である。

この為、ＥＡをＥｄの関数として制御するか、更に再充
電サイリスクの点弧角を制御するか，或いはその両方の
方法を組合せて使う。

然し、一般に、転流パルスの大きさは、補助電源又は再
充電サイリスクＳＲを制御することＣこより、直流電源
に無関係にすることが出来る。

冗長な転流の場合、転流回路を作動することは不必要で
あり、補助サイリスタＳＡの点弧を抑制し、単に入側の
主サイリスタＳ１又はＳ２を点弧することにより、冗長
な転流を避ける。

インバータに於ける転流は、切換えの時点に瞬時負荷電
流が饋還ダイオードを流れる様な負荷状態になった時に
、冗長であると云う。

例えば、切換えが必要な時に、負荷電流が最初に饋還ダ
イオードＤ１に流れていれば、主サイリスタＳ１をオフ
に転ずることは冗長である。

大抵の転流方式では、コンデンサの放電が行なわれる。

これは（相補形の転流の場合の様に）避けることが出来
ないか、又は（大抵の補助転流回路の場合の様に）コン
デンサを次の転流に対して準備させるのに必要な為であ
る。

補助サイリスタＳＡを点弧してもよいが、その代りに、
入側の主サイリスタＳ２を単に点弧することにより、損
失並びにそれに伴う擾乱を避ける。

第１図では初期条件として、第１図の負荷電流ＩＬが１
次巻線の中心タップに流れ込み、１次巻線１１ｐの半分
及びダイオードＤ１に流れる。

リアクトル橋絡期間の間、ダイオードＤ１及び入側の主
サイリスタＳ２の両方が導電し、回路条件が許せば、ダ
イオードＤ１からサイリスクＳ２への自然の転流が行な
われる。

同様に、負荷電流が饋還ダイオードＤ２？こ流れる場合
、反対側の入側の主サイリスタＳ１を点弧してダイオー
ドＤ２からサイリスタＳ１への自然の転流が出来る様に
することにより、サイリスタＳ２の冗長な転流が避けら
れる。

普通は過電流を検出して是正措置を開始する為に電流監
視装置を設けるから、電流の極性を反転し、適正な場合
に補助サイリスタＳＡに対するゲート信号を抑圧する様
に監視装置を変更することは、難しくもないし費用もか
からない。

複数個の半ブリフジ形インバータ装置を１個の転流パル
ス発生器と個々に変圧器結合することによって構成され
た完全ブリッジ形多相回路にすると、この発明の変圧器
結合の転流回路の潜在的な可能性が発現される。

主転流コンデンサの大きさは、１度に１つの、負荷電流
を通すサイリスクだけを転流する様に選ばれ、この為、
選定されたインバータ装置に転流電流パルスを向ける手
段を設ける。

転流コンデンサの数を少なくしたことにより、これから
説明する様（こ、一層手のこんだパルス発生器を実際的
に用いることが出来る。

第３図の３相ブリフジ形インバータはこの発明を実施し
た１例である。

この回路では、第１図に示した様な形式の３つの半ブリ
フジ形インバータ装置を入力直流端子１２．１３の間に
接続してある。

夫々の半ブリフジ形装置にある部品は対応する参照数字
にＡ相、Ｂ相及びＣ相を表わす添字を付してある。

主直流電源Ｅｄは過犬な転流パルス電流｛こ対して低イ
ンピーダンスを持っていなければならない。

入力側にＦ波コンデンサ２４を必要とすることがある。

３角結線の３相負荷２５が、別々の３つの結合変圧器の
１次巻線の中心タップに設けた夫々の出力端子１５Ａ，
１５Ｂ，１５Ｃの間に接続ざれる。

転流パルス発生器１７′を時分割で使う為、転流電流パ
ルスは３つの補助サイリスタＳＡ，ＳＢ，ＳＣにより、
夫々の結合変圧器の２次巻線に送込む。

更に複雑な転流パルス発生器は矩形パルス波形整形回路
を含んでおり、この場合、第２の転流コンデンサ１８′
及び第２の転流誘導子１９′が主コンデンサ１８及び転
流用誘導子１９の両端に直列になっている。

コンデンサ１８′がコンデンサ１８の１／９の静電容量
を持ち、誘導子１９′，１９が等しいと仮定すると、補
助の部品は、基本パルス周波数の第３高調波で共振する
様に同調させ、その結果矩形に近い転流パルスが得られ
る。

矩形パルスであると、所定量のコンデンサの電荷に対し
、オフ転化時間が長くなる。

直列可飽和リアクトル２６を随意選択によって転流パル
ス・ループに設け、同様に別の可飽和リアクトル２７を
再充電サイリスクＳＲの直ぐそばに入れる。

普通の動作では、６つの主サイリスクが逐次的にオンに
転じられ且つオフに転流され、ＳＩＡ，Ｓ２Ｃ，ＳＩＢ
，Ｓ２Ａ，ＳＩＣ，Ｓ２Ｂの順序で負荷に対して多相交
流出力電圧を印加する。

勿論、各々のインバータ装置の内部では、２つの主サイ
リスクが大体１８０°の期間にわたって交代的に導電す
る。

今述べた順序に従って選ばれた主サイリスクをオフに転
流する為に、転流パルス発生器１７′を特定の結合コン
デンサに結合する為、補助サイリスタＳＡ，ＳＢ又はＳ
Ｃをゲート駆動する。

任意の所定の時刻（こ、相異なるインバータ装置内で２
つの主サイリスクが導電しているが、選ばれた主サイリ
スクだけをオフに転流する。

従来の多相インバータに較べて部品の数が少ないことは
明らかである。

補助サイリスクの最小限の数は、主サイリスクの数の半
分に再充電用の１つを加えたものである。

本質的には、１つの主転流コンデンサしか必要とせず、
転流パルス発生器のその他の部品は随意選択である。

可飽和リアクトル２６は全ての補助サイリスクに於ける
ｄ ｉ ／ｄ ｔを制限し、可飽和リアクトル２７もｄ
ｉ／ｄｔを制限する作用がある。

第３図に示した半ブリッジ形インバータ装置では、変更
として饋還ダイオードを対応する主サイリスクに対して
直接的に逆並列に接続する代りに、夫々の結合変圧器の
１次巻線のタップに接続する。

この為、主サイリスクがオフに転じた後、それに対して
約２０乃至５０ボルトの範囲内の一層高い逆電圧が印加
され、一般的にオフ転化時間を短縮する。

例えば、最初ｌこサイリスタＳＩＡが負荷電流を通して
いると、補助サイリスタＳＡを点弧して転流用電流パル
スを発生し、これを結合変圧器１１Ａの１次巻線に結合
する。

リアクトル橋絡期間の間、パルスが饋還ダイオードＤ２
Ａ及びサイリスタＳＩＡを介して直流電源に送り込まれ
、サイリスタＳＩＡが導通阻止になった後、過剰のパル
ス電流が饋還ダイオードＤＩＡに転送される。

リアクトル橋絡期間の間、１次巻線の内、ダイオード用
タップの間ζこある部分が直流電圧Ｅｄに接続され、そ
の一部分が巻線の端部に誘起されて、サイリスクＳ１の
両端に一定の逆電圧を印加する。

転流回路が逐次的Ｇこ動作する際、特にＳＡの消弧期間
の間、タップ式の場合には、第１図に示したタップなし
の場合に較べて、幾分高いピーク順電圧が主サイリスタ
ＳＩＡに印加される。

更に補助サイリスタＳＡがオフに転じ且つ捕捉エネルギ
が結合変圧器から取去られるまで、入側の主サイリスタ
Ｓ２Ａをゲー１・１駆動してはならない。

そうしないと、Ｓ２Ａ ，Ｄ２Ａ及び１次巻線の下側タ
ップつき部分を通るループが出来て、電圧がゼロの時に
電流が循環し、捕捉エネルギの回収が出来ない。

この理由で、米国再特許第２６３４２号Ｉこ記載されて
いる同様な相補形転流インバータには、橋絡リアクトル
のタップつきの構成は使うことが出来ない。

適正な補助サイリスクの点弧を抑制し且つ反対側の入側
の主サイリスクを点弧することにより、前述の様に冗長
な転流が避けられる。

一層複雑な転流パルス発生器１１′の随意選択による別
の特徴は、過電流転流パルス回路を付け加えたことであ
る。

これは第２の矩形パルス回路の形にすることが出来、コ
ンデンサ１８ｏ及び１８０′は夫々コンデンサ１８．１
８’と同じであり、誘導子１９ｏ，１９ｏ’は誘導子１
９．１９’と同じであるが、第２の回路は過電流補助サ
イリスタＳＯ及びそれと逆のダイオードＤＯを介して最
初の回路と並列に接続される。

こうすると２段階の転流が出来る。

負荷電流の普通の値に対しては、制御回路２３′が補助
サイリスタＳＡ ， ＳＢ又はＳＣだけを点弧する。

過電流感知装置２８又は前に述べた同じ様な監視装置が
過負荷電流を感知すると、転流しようとする相に対する
適当な１つの他に、サイリスクＳＯが点弧される。

２つの矩形パルス回路が同じであると仮定すれば、転流
パルス電流ｉａの犬きざは２倍になる。

この方法によると、パルスを必ずしもピーク過負荷電流
に合せる必要がないから、普通の動作に於ける効率が改
善ざれる。

第４図は、第１図の基本的な半ブリフジ形インバータ装
置に負荷電流を通す惰走サイリスタＳＣＩ，ＳＣ２を付
け加えた場合を示す。

１対の惰走サイリスタＳＣＩ ，ＳＣ２が変圧器の１次
巻線１１ｐのタップと直流中性点端子１６又は直流電源
の中点との間に実効的に反対向きに接続される時、１対
の主サイリスタ８１ ，Ｓ２及び１対の惰走サイリスタ
ＳＣ１，ＳＣ２の両方に対して強制転流を行なうのに、
１個の結合変圧器１１及び補助サイリスタＳＡで十分で
ある。

次々の転流は勿論逐次的である。

夫々の惰走サイリスクに対するタップ２９．３０が中心
タソプ１５の両側に同じターン数の所にある。

第５図の上側のグラフで示す様Ｉこ、第１図の場合の交
流出力電圧波形は、とり得る２つの電圧レベル＋Ｅｄ／
２及び−Ｅｄ／２の間で直接的に切換わる。

第４図で反対極性の惰走サイリスクを付け加えたことに
より、ゼロ電圧出力レベルが加わり、交流出力電圧波形
は第５図の下側のグラフに示す様になる。

主サイリスタＳ１から惰走サイリスタＳＣ１への強制転
流は２段階に分けて行なわれる。

補助サイリスタＳＡを点弧した直後の第１段階はりアク
トル橋絡期間であり、サイリスタＳ１を消弧し、ダイオ
ードＤ１が過剰電流を通した後に導通阻止になった時、
負荷電流を完全にダイオードＤ２に転送する。

この時惰走サイリスタＳＣ１を点弧し、第２段階を開始
する。

第２段階では、ダイオードＤ２を自然にオフに転流し、
負荷電流はサイリスタＳＣ１及ぶ負荷１４によって形成
されたゼロ電圧惰走ループへ転送される。

転流回路は結合変圧器の２次巻線を介してリンギングを
続け、前と同じ様に回復する。

この点では、惰走サイリスクＳＣ１が導電していて、交
流出力電圧はゼロ・レベルである。

惰走サイリスクＳＣ１から饋還ダイオードＤ２への強制
転流、並びに主サイリスタＳ２への任意の電流の転送に
は、転流回路の別個の動作が必要であり、これも２段階
に分けて行なわれる。

補助サイリスタＳＡの点弧の後、ダイオードＤ２を介し
て転流パルスを強制的に直流源に送り込むことｔこより
、惰走サイリスクＳＣ１が最初に消弧される。

１次巻線１１ｐに誘起される電圧の極性は、タツプ２９
が常に中心タソプ１５に対して正になる様になっており
、この為、陽極がゼロ・ボルｌ・にある間、陰極に対し
て正の電圧が印加される。

サイリスタＳＣ１が非導通になると．過剰の電流パルス
が強制的にダイオードＤ１に流れ込み、変圧器の１次巻
線が直流電圧に対抗する様にし、惰走サイリスクに逆電
圧を印加してそれが正しく回復する様にする。

惰走サイリスクを中心タツプ１５に接続した場合、その
消弧は不確実であって、局面の間の相対的な漂遊インピ
ーダンスに関係する。

ダイオードＤ１が非導通になる時にリアクトル橋絡期間
が終り、転流回路が前述の様Ｑこ回復する間、ダイオー
ドＤ２が負荷電流を通す。

同様に、導電している主サイリスクＳ２をオフに転流し
、電流を惰走サイリスタＳＣ２に転流するのも２段階に
分けて行なわれるが、これも補助サイリスタＳＡを再び
点弧することによって開始される。

リアクトル橋絡期間の間、サイリスタＳ２が消弧され、
ダイオードＤ２が過剰のパルス電流を通した後に非導通
になった時、負荷電流が完全にダイオードＤ１に転送さ
れる。

この時惰走サイリスタＳＣ２を点弧する。

負荷電流がゼロ電圧の惰走ループに転送される時、ダイ
オードＤ１が自然にオフに転流される。

転流回路は引続いて回復する。

次に補助サイリスタＳＡを点弧して惰走サイリスタＳＣ
２をオフに転流する時、タツプ３０が中心タツプ１５に
対して負であり、この為サイリスクＳＣ２に逆電圧が印
加されることが判る。

１次巻線１１Ｐが直流入力端子間に接続されていた時間
の間、主電力回路内にある４つのサイリスク全部が逆バ
イアスされていることに注意されたい。

この為、故障の場合、補助サイリスタＳＡを点弧し、問
題の原因又は場所がはっきりと判らなくても、どちらの
主装置が導電していても、それをオフに転ずる試みがな
される。

負荷電流の極性が、強制転流が冗長になる様な場合でも
、補助サイリスクＳＡを点弧する必要はない。

例えば、単にサイリスクＳＣ２を点弧することにより、
ダイオードＤ１から惰走サイリスタＳＣ２への自然の転
流を行なうことが出来、同様に、単にサイリスクＳ２を
点弧することにより、惰走サイリスタＳＣ２から主サイ
リスクＳ２への電流の転送が行なわれる。

第４図に示す様な形式の惰走サイリスクを用いた半ブリ
ッジ形インバータ装置を２個組合せて、共通の転流回路
を持つ単相完全ブリッジ形インバータにしたものが第６
図に示されている。

２つの分路に於ける対応する部品には同じ参照数字にＡ
又はＢを付け加えて表わしてある。

負荷が出力変圧器３１によって夫々の１次巻線の中心タ
ツプ１５Ａ及び１５Ｂの間に結合されるが、２つの中心
タップの間に直接的に接続してもよい。

直流源の実際の中心タップの代りに、１対の直列炉波コ
ンデンサ３２ ，３３を入力直流端子１２，１３の間に
用い、その接続点に直流中性点３４を設定して、反対極
性の２対の惰走サイリスクを介して接続する。

この節に流れ込む代数的な平均電流がゼロであれば、こ
れで十分である。

この回路形式では、電圧調節と、普通ならばインバータ
の枝路を合計４個持つ２重ブリッジ形を必要とする高調
波の減少とを同時に行なうという同じ性質を持つ出力電
圧（図示の出力電圧波形参照）を発生すること力３ Ｂ
４来る。

この発明の完全ブリッジ形インバータは、従来公知の様
に、例えば１９６４年にジョン・ワイリー・アンド・サ
ンズ・インコーポレーテットから出版されたべッドフオ
ード及びホフト共著「プリンシプルズ・オブ・インバー
タ・サーキツツ」（ライブラリー・オブ・コングレス・
カタログ番号６４−２００７８）に記載されている様に
、移相方法によって作動される。

この移相方法を使い、選ばれた交流出力電圧を発生する
為に使う全ての主サイリスク及び惰走サイリスクを１個
の転流パルス発生器１７を用いて個別に又は逐次的に転
流することが出来る。

この転流パルス発生器は、補助サイリスクＳＡ及びＳＢ
により、２つの半ブリッジ形インバータ装置１１Ａ及び
１１Ｂに選択的に変圧器結合される。

ゼロ出力電圧レベルを得る為、２つのインバーク装置の
夫々の１つの惰走サイリスクは重なり合う導電期間を有
する。

第６図に示した完全ブリッジ形インバータの動作につい
て詳しく説明することは必要でないと思われる。

第１の半ブリッジ形インバータ装置にある任意の導電し
ている主サイリスク又は惰走サイリスクは、補助サイリ
スタＳＡを点弧することによってオフに転流され、同様
に、第２の半ブリッジ形インバータ装置にある任意の導
電している主サイリスク又は惰走サイリスタは、他方の
補助サイリスクＳＢを点弧することによってオフに転流
されることは明らかであろう。

この点、オフ転化に２０マイクロ秒を有する装置に対す
る転流パルス発生器の完全な動作が約３００マイクロ秒
しかか＼らないことを前に説明したことを想起されたい
。

移相制御では、出力電圧の基本振幅は、制御回路２ｆの
制御の下に、加算される２つの１次側電圧の間の相対的
な位相変位を一杯の出力の場合の０°と出力電圧がない
場合の９０°との間で調節することによって変える。

図に示してないが、惰走サイリスクを用いた第４図のイ
ンバータ装置を第３図に示した惰走サイリスクを持たな
いインバータ装置の代りに使うことが出来る。

惰走サイリスクは夫々の１次巻線のタップと、入力端子
１２，１３の間に直列に接続された１対又は更に多くの
対の炉波コンデンサの、直流中性点として作用する接続
点とに接続される。

第７図は第４図の変形であり、１個の結合変圧器ではな
く、２つの結合変圧器を用いて構成された惰走サイリス
クつきのインバーク装置を示す。

この実施例では、２つの別々の結合コンデンサ１１′及
び１ｒがあり、夫々が同じ極性の１次巻線を持っていて
主サイリスクＳ１及びＳ２と直列に接続される。

２つの１次巻線は同じ極性であって、補助サイリスタＳ
Ａ１ ，ＳＡ２によって転流パルス発生器１７に個別に
結合される。

１次側では、逆並列の惰走サイリスタＳＣ１及びＳＣ２
が、直流電源の中点１６と２つの１次巻線の接続点に設
けた出力端子１５′との間で、負荷の両端に直接的に接
続される。

いづれかの結合変圧器１１′又は１ｒにかへる電圧は直
流電源電圧の半分だけであり、この為、巻数比はこれに
基づいて選択的にしなければならない。

転流回路の回復中に主サイリスクに印加されるピーク電
圧は変圧器にかＳる電圧に関係し、最適の性能を得るに
は２倍にするから、第７図の主サイリスクの電圧定格は
直流電源電圧Ｅｄに大体等しくすることが出来る。

動作について説明すると、補助サイリスタＳＡ１を点弧
すると主サイリスタＳ１又は惰走サイリスクＳＣ２がオ
フに転じ、補助サイリスタＳＡ２を点弧すると主サイリ
スクＳ２又は惰走サイリスクＳＣ１がオフに転ずる。

例えば、主サイリスタＳ１から惰走サイリスタＳＣ１に
電流を転流するには、補助サイリスタＳＡ１及び惰走サ
イリスクＳＣ１を一緒に点弧する。

この惰走サイリスクは、サイリスタＳ１をオフに転流し
たこれ迄の場合のダイオードＤ２と同じ作用をする。

リアクトル橋絡期間の間、主サイリスクＳ１だけが導電
し、次に饋還ダイオードＤ１が導電し、主サイリスクＳ
２及びダイオードＤ２は共に非導電である。

この為、結合変圧器１１′だけがリアクトルとして作用
し、端子１２及び１６間に接続される。

ダイオードＤ１が非導通になった後の反動期間の間、惰
走サイリスタＳＣ１がゼロ出力電圧レベルで電流を循環
させ、この時補助サイリスタＳＡ１が導電して前と同じ
く捕捉エネルギを放出させる。

反動期間の後、転流回路が前に述べたのと同様に回復す
る。

他方の惰走サイリスタＳＣ２も負荷サイクルのゼロ電圧
部分の間にゲート駆動さ札この為負荷電流を任意に反転
することが出来る。

惰走サイリスクＳＣ１から饋還ダイオードＤ２へ強制転
流を開始し、それに続いて主サイリスタＳ２を任意に導
電する様にする為、他方の補助サイリスタＳＡ２及び惰
走サイリスタＳＣ２を一緒に点弧する。

惰走サイリスクＳＣ２は、饋還ダイオードが転流の際に
関連した主サイリスクに対して行なうと同じ作用（過剰
の転流パルスを側路する）をＳＣ１に対して果たす。

リアクトル橋絡期間の間、逆バイアスされたサイリスタ
ＳＣ１がオフに転ずるまで、ダイオードＤ２が両方の惰
走サイリスクと共に導電する。

リアクトル橋絡期間の終りに、他方の惰走サイリスタＳ
Ｃ２も非導通になり、この為、反動期間の間、１次側の
ダイオードＤ２が結合変圧器１１′の１次巻線及び負荷
を介して端子１６に電流を通す。

転流回路は転流パルス・ループでリンキングを続け、こ
の為前と同じ様に回復する。

強制転流が冗長になる様な負荷電流の極性である時、変
圧器結合の転流回路の手を借りずに自然転流を達成する
ことが出来る。

例えば、惰走サイリスクＳＣ２を点弧すると、負荷電流
がダイオードＤ１から惰走サイリスクＳＣ２へ転送され
、主サイリスクＳ２を点弧すると、惰走サイリスクＳＣ
２から主サイリスタＳ２への自然転流が行なわれる。

第Ｔ図に示した半ブリッジ形インバーク装置ヲ複数個組
合せて、３相ブリッジ形インバーク（第３図参照）及び
単相完全ブリッジ形インバーク（第６図参照）の様な他
のインバーク装置を構成することが出来る。

第８図は逆並列の惰走サイリスク及び複数の結合変圧器
を持つ半ブリッジ形インバータ装置を使った両波ブリッ
ジ形インバークを示す。

第１及び第２のインバーク装置にある部品は第７図と同
じ参照数字にＡ又はＢをつけて表わす。

４つの惰走サイリスク全部が直列炉波コンデンサ３２，
３３の間の直流中性点３４に直接的に接続される。

１個の転流パルス発生器１７を４つの結合変圧器及び４
つの関連した補助サイリスクを用いて、２つの半ブリッ
ジ形インバーク装置に選択的に結合する。

４つの補助サイリスクを１度に１つずつ選択的に作動す
ることによって、１個の主転流コンデンサを用いて、導
電している選ばれた主サイリスク及び惰走サイリスクを
逐次的にオフに転流するという点で、動作は第６図と同
様である。

勿論、転流バルスの波形整形並びに２段階での転流が出
来る様にした第３図の一層複雑な転流パルス発生器１７
′を第８図並びに第６図のパルス発生器１７の代りに使
うことが出来る。

更に、これらのインバーク形式でも、饋還ダイオードを
結合変圧器の１次巻線のタップに接続する方式（第３図
参照）を使うことが出来る。

転流コンデンサ１８の電圧を制御する随意選択による幾
つかの特徴が第９図及び第１０図に示されている。

第９図では、復勢誘導子２０に付加的な巻線２０ａｔ２
０ｂを設けて、両方の極性のコンデンサ電圧を予定のレ
ベルにクランプする。

コンデンサ１８の再充電を補助直流電源電圧ＥＡの２倍
に等しい最適初期電圧ＥＣに制限する為、巻線２０ａは
巻線２０の巻数の半分であり、図示の極性でダイオード
３５と直列に補助電源入力端子２１，２２の間に接続さ
れる。

誘導子２０の両端の電圧が過大になると、ダイオード３
５が順バイアスされ、過剰のエネルギを取去る。

巻線２０ａに完全ブリッジ形整流器を設けると、コンデ
ンサ電圧の両方の極性に対してクランプ作用が効く。

３次巻線２０ｂを別のダイオード３６と直列に、但し巻
線の極性を反対にして設け、復勢ダイオードＤＲが導電
し始めた後、コンデンサ電圧の負の振れ（第２図参照）
を制限することが出来る。

巻線２０ｂ及び２０の巻数が大体同じである場合、誘導
子２０の両端の電圧はＥＡより実質的に高く上昇せず、
主サイリスクＳ１（並びに８２）のピーク逆電圧ｅｓ＋
が制限される。

第１０図は初期コンデンサ電圧ＥＣを正確に予め設定し
た値、好ましくは２ＥＡに等しくなる様にする為の再充
電サイリスクＳＲの点弧のタイミングをとる方式を示す
ブロック図である。

制御巻線２０ｃ（第１図をも参照）を使って復勢誘導子
の両端の電圧を感知することにより、再充電サイリスク
点弧制御回路の上側枝路が、感知した電圧ｅｓを使って
Ｈの尖頭値を決定する。

こ＼でｉｒは復勢誘導子２０の電流である。

これは、復勢誘導子が完全に放電して再充電サイリスク
ＳＲが点弧していないと仮定すれは、コンデンサ１８の
最終的な電圧の自乗Ｅｆを表わす。

この為、感知した電圧ｅｓを積分器３７に送ってｉｒを
表わす出力信号を取出し、この出力信号を掛算器３８で
自乗し、尖頭値検出器３９で最大値■２ を決ｍｒ 定する。

増幅器４０は、基本的な転流パルス発生器が動作してい
るか或いは過電流転流パルス回路（第３図参照）も動作
しているかによって、可変の利得を有する。

点弧制御回路の他方の枝路では、別の掛算器４１が感知
した電圧ｅｓ及び所望の初期コンデンサ電圧ＥＣを入力
として受取る。

Ｅｉを再充電サイリスクＳＲの点弧時点に於けるコンデ
ンサ電圧として、Ｅｉ−ＢＯ＝Ｅ，であるから、この枝
路は、再充電サイリスクＳＲがその瞬間に点弧されると
仮定して、最終的なコンデンサ電圧を計算する。

計算で出たＥｆの２つの値を比較器４２で比較し、比較
が成立した時、再充電サイリスクＳＲに対する点弧信号
を発生する。

第１１図及び第１２図は、更に広義にみたこの発明の２
つの面を示す。

第１１の基本的な転流パルス発生器の変形では、復勢ダ
イオードＤＲが補助サイリスクＳＡと逆並列に直接的に
接続され、転流用誘導子１９は復勢誘導子としての２重
の作用を持つ。

この為、再充電サイリスクＳＲ、がこの誘導子と結合変
圧器の２次巻線１１ｓとの間の接続点に接続される。

この形の転流パルス発生器は、転流パルス・ループの回
路部品の全ての捕捉エネルギがコンデンサ１８だけに貯
蔵されるまで、捕助サイリスクＳＡがオフに転ぜず、従
って復勢ダイオードＤＲが導電することが出来ず、この
為に、コンデンサ１８が一層高い逆電圧まで充電される
為、第１図の発生器程望ましくない。

ダイオードＤＲ、巻線１１ｓ及び誘導子１９を介しての
逆方向の振動中の適当な点で、再充電サイリスクＳＲを
オンに転じ、補助直流電源からエネルギを補給して、損
失を埋め合せると共にコンデンサ１８を所望の初期電圧
まで再充電する。

これだけ述べておけば、第１１図の動作は明らかであろ
う。

第１２図は変圧器結合の転流回路を中心タップ負荷形式
でサイリスク形インバータに用いた場合を示す。

この形式のインバークは出力変圧器４３の２次巻線が負
荷に結合さイ′″Ｉ，．１次巻線は中心タツプ４４が結
合変圧器１１の１次巻線１１Ｐを介して正の直流入力端
子１２に結合される。

負の直流入力端子１３が主サイリスクＳ１及びそれと逆
並列の饋還ダイオードＤ１を介し、並びに主サイリスタ
Ｓ２及びそれと逆並列の饋還ダイオードＤ２を介し、出
力変圧器４３の１次巻線の夫々の端に結合される。

転流パルス発生器１７は第１図と同じ形である。

普通の動作では、主サイリスタ８１，Ｓ２が交代的に導
電して、出力端子の間に交流出力電圧を発生する。

例えば主サイリスクＳ１をオフに転ずるには、補助サイ
リスタＳＡを点弧する。

転流コンデンサ１８が結合変圧器の２次巻線’１１ｓを
介して放電し、電流パルスを発生し、それが直流電源を
介して結合されて、最初にサイリスタＳ１の負荷電流を
消滅させ、その後過剰の電流が饋還ダイオードＤ１を通
り、その間Ｓ１が導通阻止能力を回復する。

第１図の場合と同じく、リアクトル橋銘期間の間、両方
の饋還ダイオードＤＩ，Ｄ２が導電し、この為出力変圧
器４３の１次巻線には実効的に正味の電圧がなく、この
為、中心タツプ４４は大体負の直流入力端子１３の電位
にある。

この為、結合変圧器１１は第１図と同様に橋終りアクト
ルとして作用し、直流電源に対抗する。

この動作の間、コンデンサ１８の電圧が反転する。

その後のコンデンサ電流の反転は補助サイリスクＳＡに
よって阻止するが、この電流はその代りに復勢ダイオー
ドＤＲを通る。

こうして転流コンデンサが初めの電圧の極性に戻り、そ
の際に大部分の電荷を再び獲得し、こうしなければ捕捉
される様なエネルギを回収する。

その他の損失はサイクル中の適当な時点に再充電サイリ
スクＳＲを点弧することによって埋め合される。

入側の主サイリスクＳ２もオンにゲート駆動し、負荷電
流を任意に反転することが出来る様にする。

第１２図のインバーク装置は多相インバータ及びその他
のインバータ装置の組立てブロックとして使うことも出
来る。

この場合、第３図と同じく、１個の転流パルス発生器と
、各々のインバータ装置に対して１つずつある複数の結
合変圧器とを設け、それらを複数の補助サイリスクによ
ってパルス発生器に選択的に結合する。

これ迄説明した他の変形もこのインバータ装置に適用す
ることが出来る。

要約すれば、明細書の冒頭に述べた問題が、この発明の
下記の特徴（番号は明細書の冒頭に挙げた項目の番号に
対応する）によって克服される。

１．変圧器の隔離作用によって、主直流電源と転流回路
用補助電源とを独立に調節することが出来、この為転流
電流は一定であるか、或いは出力電圧の或る所望の関数
になる。

転流コンデンサの大きさは主直流電源の最高電圧を基準
として選ばれる。

２．多数の主サイリスクに対して１つの転流コンデンサ
しか必要としない。

３．各々の１対の主サイリスクに対し１つ（或いは２つ
の結合変圧器を使う場合は２つ）の補助サイリスクしか
必要とせず、それに加えてコンデンサを再充電する１つ
の装置を使う。

４．強制転流が冗長になる様な状態では、補助サイリス
クの点弧を抑制することにより、不要なパルスの発生を
避けることが出来る。

負荷電流はそれ迄導電していた饋還ダイオードから入側
の主サイリスクへ自然に転流される。

５．冗長な転流パルスが発生されないから、過負荷状態
が検出された瞬間に転流回路は所要の転流を行なう用意
が出来ている。

６．１つの転流コンデンサを通常の負荷電流を消滅させ
る様な大きさにすることが出来る。

余分の１つの補助サイリスク及びダイオードを使うこと
により、過負荷状態が検出された時には、伺時でも第２
のコンデンサを第１のコンデンサと並列に接続すること
が出来る。

こうすると普通の動作に於ける装置の効率が高くなる。

７．１つの転流パルス発生器しか使わないから、ごく少
ない数の部品を付け加えるだけで、波形を（例えば初期
ｄｉ／ｄｔが小さい矩形パルスに）整形することが出来
る。

８，回路の適当な設計により、不可避の損失がなくなる
。

理論的には全ての捕捉エネルギを回収することが出来る
。

９．捕捉エネルギを使って次の転流の為に転流コンデン
サを充電する。

若干のエネルギが転流パルスによって主直流電源に饋還
される。

１０．反対極性の惰走サイリスクをインバータに付け加
えて３番目の（ゼロ）レベルの出力電圧を発生すること
が出来、転流回路によって同じ様にオフに転流すること
が出来る。

こ＼で説明したサイリスク形インバータは、例えば速度
が調節自在の交流電動機駆動装置並びに無停電電源を含
めた種々のインバータの用途に使うことが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の好ましい実施例による変圧器結合の
転流回路を用いた半ブリッジ形サイリスク形インバータ
の回路図、第２図は主サイリスクの転流を説明する為の
電流並びに電圧波形図、第３図は２段階の矩形パルス形
成回路を含む共有式の変圧器結合の転流パルス発生器を
持つ３相ブリッジ形インバータの回路図、第４図は第１
図と同様な半ブリッジ形インバータであるが、変圧器結
合の転流回路によって強制的に転流される惰走サイリス
クを持つインバータの回路図、第５図は夫夫第１図及び
第４図の場合の出力電圧波形図、第６図は直流電源の中
点に接続した惰走サイリスク及び共有の変圧器結合の転
流回路を用いた単相完全ブリッジ形インバータの回路図
、第７図は第４図の半ブリッジ形インバータを変形して
惰走サイリスク及び２つの結合変圧器を用いた場合の回
路図、第８図は第６図と同様であるが、第７図に示す様
に２つの結合変圧器を用いた、惰走サイリスクを用いる
単相完全ブリッジ形インバータの回路図、第９図は両方
の極性の転流コンデンサ電圧をクランプする為に復勢誘
導子に付加的な巻線を設けた転流パルス発生器の変形を
示す回路図、第１０図は転流コンデンサを予定の初期電
圧まで再充電する再充電サイリスク点弧回路のブロック
図、第１１図は変形の転流パルス発生器の回路図、第１
２図は共有の変圧器結合の転流回路を中心タップ負荷形
式でサイリスク形インバークに用いた場合を示す回路図
である。 主な符号の説明、１１・・・結合変圧器、１１ｐ・・・
１次巻線、１１ｓ・・・２次巻線、１２，１３・・・直
流入力端子、Ｓ１，８２・・・サイリスク、Ｄ Ｉ ｔ
Ｄ２・・・饋還ダイオード、１７・・・転流パルス発
生器、１８・・・転流コンデンサ、１９・・・転流用誘
導子、ＳＡ・・・補助サイリスク、２０・・・復勢誘導
子、ＤＲ・・・復勢ダイオード、ＳＲ・・・再充電サイ
リスク、２１ ， ２２・・・補助直流入力端子、２３
・・・制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交互に導電する第１及ひ第２の主サイリスクに機能
   的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段
   に機能的に接続されていて、出力端子６こ交流出力電圧
   を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイ
   リスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つの
   インバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合
   された２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとし
   て作用すると共（こ１個の転流パルス発生器によって発
   生される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する
   様に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデン
   サ、選択的６こ前記２次巻線手段を介して行なわれる前
   記主転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少な
   くとも１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの
   両端６こ直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で
   構成されていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段
   、１対の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ
   及び復勢誘導子と実効的に直列に接続きれていて、前記
   主転流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充
   電する再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は
   、前記１次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス
   ・エネルギを入力端子６こ戻せる位に大きく、更に前記
   サイリスクを所定の順序で導電させる制御手段を有する
   インバータ回路。 ２ ％許請求の範囲１に記載したインバータ回路６こ於
   で、前記結合変圧器手段が１個の変圧器であり、前記１
   次巻線手段が中心タップつきの１次巻線であって前記出
   力端子が実効的にその中心タップに接続され、前記転流
   パルス発生器の前記復勢整流器及び復勢誘導子が前記主
   転流コンデンサの両端に直接的に接続されているインバ
   ータ回路。 ３ ％許請求の範囲１又は２に記載したインバータ回路
   Ｃこ於て、前記饋還整流器手段が主サイリスクと逆並列
   に直接的に接続ざれたダイオードで構成ざれるインバー
   タ回路。 ４ ％許請求の範囲２に記載したインバーク回路に於で
   、前記主サイリスクの一方の端子が前記中心タップつき
   １次巻線の夫々の端に接続され、前記饋還整流器手段が
   夫々の主サイリスクの他方の端子と前記１次巻線のタッ
   プとの間に逆並列に接続きれたダイオードで構成されて
   いて、転流の際に対応する主サイリスタＯこ逆電圧を印
   加する様にしたインバーク回路。 ５ 特許請求の範囲１に記載したインバーク回路に於で
   、誘導結合した１次及び２次巻線手段を持つ前記結合変
   圧器手段が、その１次巻線を前記主サイリスクと直列に
   接続し且つ前記出力端子を当該１次巻線の間の接続点６
   こ実効的に接続した１対の結合変圧器で構成され、一方
   の２次巻線が前記補助サイリスタＯこよって前記主転流
   コンデンサの両端に結合されると共に、他方の２次巻線
   が別の補助サイリスクによって前記主転流コンデンサの
   両端に結合きれ、前記復勢整流器及び復勢誘導子が主転
   流コンデンサの両端に直接的に接続されているインバー
   タ回路。 ６ 特許請求の範囲５に記載したインバータ回路に於で
   、前記饋還整流器手段が夫々の主サイリスクと逆並列に
   直接的に接続されたダイオードで構成されるインバータ
   回路。 ７ 特許請求の範囲５（こ記載したインバータ回路に於
   で、前記主サイリスクの夫々一方の端子が前記結合変圧
   器の１次巻線の末端側にあり、前記饋還整流器手段が夫
   々の主サイリスタの他方の端子と対応する１次巻線のタ
   ップとの間に逆並列に接続ざれたダイオードで構成され
   ていて、転流の際に夫々の主サイリスタに逆電圧を印加
   するインバータ回路。 ８ ％許請求の範囲１に記載したインバータ回路に於で
   、前記インバータ装置が少なくとも１つの半ブリッジか
   らなり、前記第１及び第２の主サイリスクが、前記電圧
   端子の間に直列に接続されているインバータ回路。 ９ 交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機能
   的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段
   に機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧を
   生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイリ
   スクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイ
   ンバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合き
   れた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとして
   作用すると共Ｏこ１個の転流パルス発生器によって発生
   される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主
   転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくと
   も１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端
   ｛こ直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成
   されていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１
   対の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び
   復勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主転
   流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電す
   る再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前
   記１次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エ
   ネルギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリ
   スクを所定の順序で導電させる制御手段を有するインバ
   ータ回路に於で、更に、一方向電圧を供給する入力の中
   点に他方の端子を設け、反対極性の惰走サイリスクを夫
   々前記他方の端子と１次巻線の前記中心タップの両側Ｃ
   こあるタップとの間に夫々接続して、前記制御手段の制
   御の下にゼロ出力電圧レベルを選択的に発生する様にし
   、前記惰走サイリスクも、前記転流パルス発生器が補助
   サイリスタを導電させる時に発生する転流電流パルスに
   よって転流されるインバータ回路。 １０交互ｌこ導電する第１及び第２の主サイリスクに機
   能的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段に機能的に接続されていて、出力端子に交互出力電圧
   を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイ
   リスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つの
   インバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合
   された２次巻線手段を持っていて、橋終りアクトルとし
   て作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生
   される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主
   転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくと
   も１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端
   に直列に接続ざれた復勢整流器及び復勢誘導子で構成さ
   れていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対
   の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び復
   勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主転流
   コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電する
   再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前記
   １次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エネ
   ルギを入力端子Ｏこ戻せる位に大きく，更に前記サイリ
   スクを所定の順序で導電させる制御手段を有するインバ
   ータ回路に於で、誘導結合した１次及び２次巻線手段を
   持つ前記結合変圧器手段が、その１次巻線を前記主サイ
   リスクと直列に接続し且つ前記出力端子を当該１次巻線
   の間の接続点に実効的に接続した１対の結合変圧器で構
   成され、一方の２次巻線が前記補助サイリスクによって
   前記主転流コンデンサの両端に結合ざれると共に、他方
   の２次巻線が別の補助サイリスクによって前記主転流コ
   ンデンサの両端に結合され、前記復勢整流器及び復勢誘
   導子が主転流コンデンサの両端に直接的に接続ざれてい
   て、更に前記一方向電圧を供給する入力の中点に他方の
   端子を設け、反対極性の惰走サイリスクを夫々他方の端
   子と前記１次巻線の間の接続点との間に夫々結合して、
   前記制御手段の制御の下にゼロ出力電圧レベルを選択的
   に発生し、前記惰走サイリスタは、転流パルス発生器が
   １つの補助サイリスタを導電させる時Ｉこ発生する転流
   電流パルスによって転流されるインバータ回路。 １１ 交互に導電する第４及び第２の主サイリスクに機
   能的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段σこ機能的に接続ざれていて、出力端子に交流出力電
   圧を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サ
   イリスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つ
   のインバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結
   合された２次１３手段を持っていて、橋絡リアクトルと
   して作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発
   生される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する
   様に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデン
   サ、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記
   主転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なく
   とも１つの補助サイリスタ、前記主転流コンデンサの両
   端に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成
   されていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１
   対の補助電源入力端子の間６こ前記主転流コンデンサ及
   び復勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主
   転流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立（こ再充
   電する再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は
   、前記１次巻線手段側ｌこ変換した時、過剰の転流パル
   ス・エネルギを入力端子Ｏこ戻せる位に大きく、更に前
   記サイリスクを所定の順序で導電させる制御手段を有す
   るインバータ回路に於で、前記転流パルス発生器の復勢
   整流器及び復勢誘導子が主転流コンデンサの両端に直接
   的に接続され、更に転流パルス発生器が、前記２次巻線
   手段の両端に主転流コンデンサ及び補助サイリスクと直
   列に結合ざれた第１の転流用誘導子、及び転流パルス波
   形整形回路を含んでおり、該転流パルス波形整形回路が
   前記主転流コンデンサ及び前記第１の転流誘導子の両端
   に直列に接続きれた第２の転流コンデンサ及び転流用誘
   導子で構成され、該コンデンサ並びに誘導子が基本パル
   ス周波数の第３高周波で共振する様に同調しているイン
   バータ回路。 １２交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機能
   的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段
   に機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧を
   生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイリ
   スクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイ
   ンバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合さ
   れた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとして
   作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生さ
   れる転流電流パルスを前記主サイリスクＩこ結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主
   転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくと
   も１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端
   に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成さ
   れていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対
   の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び復
   勢誘導子と実効的に直列に接続ざれていて、前記主転流
   コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電する
   再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前記
   １次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エネ
   ルギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリス
   クを所定の順序で導電させる制御手段を有するインバー
   タ回路６こ於で、前記転流パルス発生器の復勢整流器及
   び復勢誘導子が主転流コンデンサの両端に値接に接続さ
   れ，更に転流パルス発生器が、前記２次巻線手段の両端
   に前記主転流コンデンサ及び補助サイｊスタと値列に結
   合された第１の転流用誘導子と、過電流転流パルスとを
   含み、核過電流転流パルス回路が、前記主転流コンデン
   サ及び第１の転流誘導子の両端４こ接続されていて、第
   ２の転流用誘導子及び過電流補助サイリスクと直列の第
   ２の転流コンデンサ及び逆並列のダイオードと、負荷過
   電流を感知して最初に述べた補助サイリスクと同時に該
   過電流補助サイリスクを導電させて、大きさが一層大き
   い転流電流パルスを発生する手段とで構成されているイ
   ンバータ回路。 １３交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機能
   的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段
   に機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧を
   生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイリ
   スクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイ
   ンバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合さ
   れた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとして
   作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生さ
   れる転流電流パルスを前記主サイリスタσこ結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主
   転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくと
   も１つの補助サイリスタ、前記主転流コンデンサの両端
   に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成さ
   れていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対
   の補助電源入力端子の間σこ前記主転流コンデンサ及び
   復勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主転
   流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電す
   る再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前
   記１次巻線手段側（こ変換した時、過剰の転流パルス・
   エネルギを入力端子（こ戻せる位に大きく、更に前記サ
   イリスクを所定の順序で導電させる制御手段を有するイ
   ンバータ回路に於で、前記転流パルス発生器の復勢整流
   器及び復勢誘導子が主転流コンデンサの両端に直接的に
   接続ざれ、前記復勢誘導子は誘導結合された別の制御巻
   線を持っていて、該巻線がその両端の電圧を感知し、感
   知された電圧及び主転流コンデンサの所望の初期電圧を
   再充電サイリスク制御回路に対する入力として使って、
   主転流コンデンサを所望の初期電圧まで再充電する様に
   調時された、再充電サイリスクに対する点孤信号を発生
   する様にしたインバータ回路。 １４交互に導電する第１及び第２の主サイリスタに機能
   的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段
   に機能的に接続ざれていて、出力端子に交流出力電圧を
   生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイリ
   スクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイ
   ンバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合さ
   れた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとして
   作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生さ
   れる転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様に
   作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ、
   選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主転
   流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくとも
   １つの補助サイリスタ、前記主転流コンデンザの両端に
   直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成され
   ていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対の
   補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び復勢
   誘導子と実効的Ｉこ直列に接続ざれていて、前記主転流
   コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立ζこ再充電す
   る再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前
   記１次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エ
   ネルギを入力端子に戻せる位ζこ大きく、更に前記サイ
   リスクを所定の順序で導電させる制御手段を有するイン
   バータ回路に於で、前記復勢誘導子が誘導結合された少
   なくとも１つの別の巻線を持ち、該別の巻線が補助電源
   入力端子の間にダイオードと直列に接続されていて、主
   転流コンデンサを予定の電圧にクランプする様に作用す
   るインバータ回路。 １５交互ｌこ導電する第１及び第２の主サイリスクに機
   能的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段に機能的Ｑこ接続きれていて、出力端子に交流出力電
   圧を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サ
   イリスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つ
   のインバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結
   合された２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルと
   して作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発
   生される転流電流パルスを前記主サイリスタ６こ結合す
   る様に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデ
   ンサ、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前
   記主転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少な
   くとも１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの
   両端に直列に接続ざれた復勢整流器及び復勢誘導子で構
   成きれていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、
   １対の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及
   び復勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主
   転流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電
   する再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、
   前記１次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・
   エネルギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイ
   リスクを所定の順序で導電させる制御手段を有するイン
   バータ回路に於で、中心タップつきの１次巻線及び誘導
   結合ざれた２次巻線を持ち、該２次巻線に１対の出力端
   子が設けられている出力変圧器と、夫々一方の入力端子
   と前記出力変圧器の１次巻線の一方の端との間に接続さ
   れていて前記出力端子の間に交流出力電圧を発生する様
   に交代的に導電する前記第１及び第２の主サイリスクと
   、他方の入力端子及び前記出力変圧器の１次巻線の中心
   タップの間に接続された１次巻線を持つ結合変圧器と、
   各々の主サイリスクと並列の饋還整流器手段とを有する
   インバータ回路。 １６特許請求の範囲１５に記載したインバータ回路に於
   で、前記復勢回路手段が前記主転流コンデンサの両端に
   直接的に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で
   構成ざれ、前記再充電手段が１対の補助電源人力端子の
   間に前記復勢誘導子及び主転流コンデンサと実効的に直
   列に接続された再充電サイリスクで構成ざれ、前記制御
   手段が１つの補助サイリスタの導電に続いて前記再充電
   サイリスクを選択的に導電させる様に作用するインバー
   タ回路。 １７特許請求の範囲１６に記載したインバータ回路に於
   で、各々のインバータ装置の主サイリスクの一方の端子
   が対応する中心タップつき１次巻線の夫々の端の近くに
   あり、前記饋還整流器手段が夫々の主サイリスクの他方
   の端子と１次巻線のタップとの間に逆並列６こ接続され
   たダイオードで構成されていて、夫々の主サイリスクに
   逆電圧を印加する様にしたインバータ回路。 １８ 交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機
   能的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段に機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧
   を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイ
   リスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つの
   インバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合
   された２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとし
   て作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生
   される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的６こ前記２次巻線手段を介して行なわれる前記
   主転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なく
   とも１つの補助サイリスタ、前記主転流コンデンサの両
   端６こ直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構
   成されていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、
   １対の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及
   び復勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主
   転流コンテツサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電
   する再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、
   前記１次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・
   エネルギを人力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイ
   リスクを所定の順序で導電させる制御手段を有するイン
   バータ回路に於で、夫々一方向電圧を供給する１対の入
   力端子の間に接続ざれた複数個の半ブリフジ形インバー
   タ装置を有し、各々の半ブリフジ形インバータ装置は、
   夫々の結合変圧器の１次巻線と直列に接続されていて交
   代的に導電して前記１次巻線の中心タップに結合された
   出力端子に交流出力電圧を発生する第１及び第２の主サ
   イリスクと、各々の主サイリスクと並列の饋還整流器手
   段とを含んでおり、夫々の結合変圧器は誘導結合された
   ２次巻線を持っていて入力端子橋絡リアクトルとして作
   用すると共Ｃこ１個の転流バルス発生器ζこよって発生
   された転流電流パルスを対応する主サイリスタに結合す
   る様に作用し、前記転流バルス発生器は、主転流コンデ
   ンサと、夫々の２次巻線を前記主転流コンデンサの両端
   に個別６こ結合してその放電を開始させる複数個の補助
   サイリスタと、前記主転流コンデンサを初期電圧まで独
   立に再充電する再充電手段とを含み、前記初期電圧は、
   夫々の１次巻線側に変換きれた時、同じ極性であるが前
   記人力電圧より高くなる様６こしたインバータ回路。 １９交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機能
   的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段
   に機能的に接続きれていて、出力端子に交流出力電圧を
   生じる、１対の一方向電圧人力端子と、各々の主サイリ
   スタと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイ
   ンバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合さ
   れた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとして
   作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生さ
   れる転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様に
   作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ、
   選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主転
   流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくとも
   １つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端に
   直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成され
   ていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対の
   補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び復勢
   誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主転流コ
   ンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電する再
   充電サイリスタを含んでおり、前記初期電圧は、前記１
   次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エネル
   ギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリスク
   を所定の順序で導電させる制御手段を有し、更に夫々一
   方向電圧を供給する１対の入力端子の間Ｃこ接続ざれた
   複数個の半ブリ゛ノジ形インバータ装置を有し、各各の
   半ブリッジ形インバータ装置は、夫々の結合変圧器の１
   次巻線と直列に接続されていて交代的に導電して前記１
   次巻線の中心タップに結合きれた出力端子に交流出力電
   圧を発生する第１及び第２の主サイリスクと、各々の主
   サイリスクと並列の饋還整流器手段とを含んでおり、夫
   々の結合変圧器は誘導結合ざれた２次巻線を持っていて
   入力端子橋絡リアクトルとし７て作用すると共に１個の
   転流パルス発生器によって発生された転流電流パルスを
   対応する主サイリスク６こ結合する様に作用し、前記転
   流パルス発生器は、主転流コンデンサと、夫々の２次巻
   線を前記主転流コンデンザの両端に個別に結合してその
   放電を開始させる複数個の補助ザイリスタと、前記主転
   流コンデンサを初期電圧まで独立に再充電する再充電手
   段とを含み、前記初期電圧は、夫々の１次巻線側に変換
   ざれた時、同じ極性であるが前記入力電圧より高くなる
   様にしたインバータ回路６こ於で、前記転流パルス発生
   器が酌記主転流コンデツサのそばにそれと直列に接続さ
   れた転流誘導子を含み、前記復勢回路手段が前記主転流
   コンデンサの両端に直接的に直列に接続ざれた復勢ダイ
   オード及び復勢誘導子で構成され、前記再充電手段が１
   対の補助電源入力端子の間に前記復勢誘導子及び主転流
   コンデンサと実効的に直列に接続された再充電サイリス
   クで構或され、前記制御手段が１つの補助サイリスクの
   導電（こ続いて再充電サイリスクを選択的に導電させる
   様σこ作用するインバータ回路。 加交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機能的
   に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段に
   機能的に接続ざれていて、出力端子に交流出力電圧を生
   じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイリス
   クと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイン
   バータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合ざれ
   た２次巻線手段を持っていて、橋終りアクトルとして作
   用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生きれ
   る転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様に作
   用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ、選
   択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主転流
   コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくとも１
   つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端に直
   列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成ざれて
   いて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対の補
   助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び復勢誘
   導子と実効的に直列に接続されていて、前記主転流コン
   デンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電する再充
   電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前記１次
   巻線手段側６こ変換した時、過剰の転流パルス・エネル
   ギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリスク
   を所定の順序で導電させる制御手段を有するインバータ
   回路に於で、更に中心夕゛ノプつきの１次巻線及び誘導
   結合された２次巻線を持ち、該２次巻線に１対の出力端
   子が設けられている出力変圧器と、夫々一方の入力端子
   と前記出力変圧器の１次巻線の一方の端との間に接続さ
   れていて前記出力端子の間に交流出力電圧を発生する様
   に交代的に導電する前記第１及び第２の主サイリスクと
   、他方の入力端子及び前記出力変圧器の１次巻線の中心
   タップの間に接続きれた１次巻線を持つ結合変圧器と、
   各各の主サイリスクと並列の饋還整流器手段とを有し、
   前記復勢回路手段が前記主転流コンデンサの両端に直接
   的に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成
   され、前記再充電手段が１対の補助電源入力端子の間に
   前記復勢誘導子及び主転流コンデンサと実効的Ｏこ直列
   に接続された再充電サイリスクで構成きれ、前記制御手
   段が１つの補助サイリスクの導電に続いて前記再充電サ
   イリスクを選択的に導電させる様に作用し、前記転流パ
   ルス発生器が、前記主転流コンデンサと直列の第１の転
   流用誘導子と、転流パルス波形整形回路とを有し、該転
   流パルス波形整形回路は前記主転流コンデンサ及び第１
   の転流誘導子の両端に直列に接続された第２の転流コン
   デンサ及び転流用誘導子で構成され、該コンデンサ及び
   誘導子は基本パルス周波数の第３高周波で共振する様に
   同調しているインバータ回路。 ２１ 交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機
   能的に接続きれると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段に機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧
   を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイ
   リスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つの
   インバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合
   ざれた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとし
   て作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生
   される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主
   転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくと
   も１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端
   に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成さ
   れていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対
   の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデツサ及び復
   勢誘導子と実効的Ｇこ直列に接続されていて、前記主転
   流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電す
   る再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前
   記１次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エ
   ネルギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリ
   スクを所定の順序で導電させる制御手段を有するインバ
   ータ回路６こ於で、更Ｉこ中心タップつきの１次巻線及
   び誘導結合ざれた２次巻線を持ち、該２次巻線に１対の
   出力端子が設けられている出力変圧器と、夫々一方の入
   力端子と前記出力変圧器の１次巻線の一方の端との間に
   接続ざれていて前記出力端子の間に交流出力電圧を発生
   する様に交代的に導電する前記第１及び第２の主サイリ
   スクと、他方の入力端子及び前記出力変圧器の１次巻線
   の中心タップの間に接続ざれた１次巻線を持つ結合変圧
   器と、各各の主サイリスクと並列の饋還整流器手段とを
   有し、前記復勢回路手段が前記主転流コンデンサの両端
   に直接的に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子
   で構成され、前記再充電手段が１対の補助電源入力端子
   の間σこ前記復勢誘導子及び主転流コンデンサと実効的
   に直列に接続された再充電サイリスクで構成され、前記
   制御手段が１つの補助サイリスクの導電に続いて前記再
   充電サイリスタを選択的６こ導電させる様６こ作用し、
   前記転流パルス発生器が前記主転流コンデンサと直列の
   第１の転流誘導子と過電流転流パルス回路とを含み、該
   過重流転流パルス回路は、いづれも前記主転流コンデン
   サ及び第１′の転流誘導子の両端６こ接続されていて、
   第２の転流誘導子及び過電流補助サイリスクと直列の第
   ２の転流コンデンサ及び逆並列のダイオードと、負荷過
   電流を感知して最初に述べた１つの補助サイリスクと同
   時に過電流補助サイリスクを導電させて大きざが一層大
   きい転流電流パルスを発生させる手段とで構成されてい
   るインバータ回路。 ２２交互に導電する第１及び第２の主サイリスク６こ機
   能的に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段σこ機能的σこ接続さイ１ていて、出力端子に交流出
   力電圧を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の
   主サイリスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも
   １つのインバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘
   導結合された２次巻線手段を持っていて、橋終りアクト
   ルと，して作用すると共６こ１個の転流パルス発生器に
   よって発生される転流電流パルスを前記主サイリスクに
   結合する様に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流
   コンデンサ、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわ
   れる前記主転流コンデンサの放電を開始させる直列接続
   の少なくとも１つの補助サイリスク、前記主転流コンデ
   ンサの両端（こ直列に接続された復勢整流器及び復勢誘
   導子で構成されていて、捕捉エネルギを回収する復勢回
   路手段、１対の補助電源入力端子の間に前記主転流コン
   デンサ及び復勢誘導子と実効的６こ直列（こ接続されて
   いて、前記主転流コンデンサを同じ極性で初期電圧まで
   独立に再充電する再充電サイリスクを含んでおり、前記
   初期電圧は、前記１次巻線手段側に変換した時、過剰の
   転流パルス・エネルギを入力端子Ｃこ戻せる位σこ大き
   く、更に前記サイリスタを所定の順序で導電させる制御
   手段を有するインバータ回路に於で、更に中心タップつ
   きの１次巻線及び誘導結合された２次巻線を持ち、該２
   次巻線に１対の出力端子が設けられている出力変圧器と
   、夫々一方の入力端子と前記出力変圧器の１次巻線の一
   方の端との間に接続されていて前記出力端子の間に交流
   出力電圧を発生する様に交代的に導電する前記第１及び
   第２の主サイリスクと、他方の入力端子及び前記出力変
   圧器の１次巻線の中心タップの間に接続された１次巻線
   を持つ結合変圧器と、各各の主サイリスクと並列の饋還
   整流器手段とを有し、前記復勢回路手段が前記主転流コ
   ンデンサの両端に直接的に直列に接続された復勢整流器
   及び復勢誘導子で構成され、前記再充電手段が１対の補
   助電源入力端子の間に前記復勢誘導子及び主転流コンデ
   ンサと実効的に直列に接続された再充電サイリスクで構
   成ざれ、前記制御手段が１つの補助サイリスタの導電に
   続いて前記再充電サイリスクを選択的に導電させる様に
   作用し、前記復勢誘導子がその両端に発生された電圧を
   感知する誘導結合の制御巻線を持ち、再充電サイリスク
   制御回路が感知された電圧並びＣこ主転流コンデンサの
   所望の初期電圧を入力として用いて、主転流コンデンサ
   を所望の初期電圧まで再充電する様に調時された、前記
   再充電サイリスクに対する点孤信号を発生するインバー
   タ回路。 お交互に導電する第１及び第２の主サイリスクに機能的
   に接続されると共に、結合変圧器手段の１次巻線手段に
   機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧を生
   じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイリス
   クと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つのイン
   バータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合され
   た２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとして作
   用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生され
   る転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様に作
   用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ、選
   択的ζこ前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主転
   流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくとも
   １つの補助サイリスタ、前記主転流コンデンサの両端に
   直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成ざれ
   ていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対の
   補助電源入力端子の間６こ前記主転流コンデンサ及び復
   勢誘導子と実効的に直列に接続されていて、前記主転流
   コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電する
   再充電サイリスタを含んでおり、前記初期電圧は，前記
   １次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エネ
   ルギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリス
   タを所定の順序で導電させる制御手段を有するインバー
   タ回路に於で、夫々一方向電圧を供給する１対の入力端
   の間に接続された複数個の半ブリフジ形インバータ装置
   を有し、各々の半ブリフジ形インバータ装置は、１対の
   結合変圧器の１次巻線と直列に接続されていて、該１次
   巻線の接続点｛こ実効的に結合ざれた出力端子に交流出
   力電圧を発生する様に交代的に導電する第１及び第２の
   主サイリスクと、各々の主サイリスクと並列の饋還整流
   器手段とを含んでおり、各々の１対の結合変圧器は誘導
   結合ざれた別々の２次巻線を持っていて、橋絡リアクト
   ルとして作用すると共に１個の転流パルス発生器によっ
   て発生された転流電流パルスを夫々の主サイリスクに選
   択的に結合する様に作用し、前記転流パルス発生器は，
   主転流コンデンサと、全ての２次巻線を主転流コンデン
   サの両端に個別に結合してその放電を開始させる複数個
   の補助サイリスクと、捕捉エネルギを回収する復勢回路
   手段と、前記主転流コンデンサを初期電圧まで独立に再
   充電する再充電手段とを含んでおり、前記初期電圧は、
   関連した１次巻線側に変換された時、同じ極性であるが
   入力電圧の半分より高くなる様にしたインバータ回路。 ２４交互に導電する第１及び第２の主サイリスタに機能
   的Ｃこ接続ざれると共に、結合変圧器手段の１次巻線手
   段に機能的に接続されていて、出力端子に交流出力電圧
   を生じる、１対の一方向電圧入力端子と、各々の主サイ
   リスクと並列の饋還整流器手段を含む少なくとも１つの
   インバータ装置を有し、前記結合変圧器手段は誘導結合
   ざれた２次巻線手段を持っていて、橋絡リアクトルとし
   て作用すると共に１個の転流パルス発生器によって発生
   される転流電流パルスを前記主サイリスクに結合する様
   に作用し、前記転流パルス発生器は、主転流コンデンサ
   、選択的に前記２次巻線手段を介して行なわれる前記主
   転流コンデンサの放電を開始させる直列接続の少なくと
   も１つの補助サイリスク、前記主転流コンデンサの両端
   に直列に接続された復勢整流器及び復勢誘導子で構成さ
   れていて、捕捉エネルギを回収する復勢回路手段、１対
   の補助電源入力端子の間に前記主転流コンデンサ及び復
   勢誘導子と実効的に直列に接続ざれていて、前記主転流
   コンデンサを同じ極性で初期電圧まで独立に再充電する
   再充電サイリスクを含んでおり、前記初期電圧は、前記
   １次巻線手段側に変換した時、過剰の転流パルス・エネ
   ルギを入力端子に戻せる位に大きく、更に前記サイリス
   クを所定の順序で導電させる制御手段を有するインバー
   タ回路に於で、夫々一方向電圧を供給する１対の入力端
   の間に接続された複数個の半ブリフジ形インバータ装置
   を有し、各々の半ブリッジ形インバータ装置は、１対の
   結合変圧器の１次巻線と直列に接続されていて、該１次
   巻線の接続点Ｉこ実効的に結合された出力端子に交流出
   力電圧を発生する様に交代的に導電する第１及び第２の
   主サイリスタと、各々の主サイリスクと並列の饋還整流
   器手段とを含んでおり、各々の１対の結合変圧器は誘導
   結合された別々の２次巻線を持っていて、橋絡リアクト
   ルとして作用すると共に１個の転流パルス発生器σこよ
   って発生された転流電流パルスを夫々の主サイリスクに
   選択的６こ結合する様に作用し、前記転流パルス発生器
   は、主転流コンデンサと、全ての２次巻線を主転流コン
   デンサの両端に個別に結合してその放電を開始させる複
   数個の補助サイリスクと、捕捉エネルギを回収する復勢
   回路手段と、前記主転流コンデンサを初期電圧まで独立
   に再充電する再充電手段とを含んでおり、前記初期電圧
   は、関連した１次巻線側に変換された時、同じ極性であ
   るが入力電圧の半分より高くなる様（こし、一方向電圧
   を供給する入力の中点に少なくとも１つの他方の端子を
   設定する手段を設け、各々の半ブリッジ形インバータ装
   置が、夫々他方の端子と前記１次巻線の接続点との間に
   夫々接続ざれた１対の反対極性の惰走サイリスクを含ん
   でいて、制御手段の制御の下にゼロ出力電圧レベルを選
   択的に発生する様にし、前記惰走サイリスクは前記転流
   パルス発生器が選ばれた補助サイリスタを導電させた時
   に発生する転流電流パルスによって転流される様にした
   インバータ回路。