JPH02235574A - 交流アーク溶接用電源装置 - Google Patents

交流アーク溶接用電源装置

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JPH02235574A
JPH02235574A JP5731589A JP5731589A JPH02235574A JP H02235574 A JPH02235574 A JP H02235574A JP 5731589 A JP5731589 A JP 5731589A JP 5731589 A JP5731589 A JP 5731589A JP H02235574 A JPH02235574 A JP H02235574A
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寺山 喜久夫
Hirokazu Iokura
弘和 五百蔵
Shigemi Fukumoto
福元 成美
Hiroyuki Ishii
博幸 石井
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く産業上の利用分野〉 本発明は交流アーク溶接に用いる電源装置に関し、特に
直流電源の出力をスイッチング素子によって切替えて正
負両出力を得るようにした装置の改良に関するものであ
る。
〈従来の技術〉 直流電源の出力スイッチング素子によって開閉制御して
正・負両出力を得るようにした交流アーク溶接装置は極
性の切替時に出力ラインのインダクタンスに発生するサ
ージ電圧がスイッチング素子に直接印加されないように
各スイッチング素子には逆並列にそれぞれダイオードが
接続されている。極性切替時に発生するサージ電圧はこ
の逆並列ダイオードを通って電源側に回生されるように
なっている。
第7図は従来装置の例を示す接続図である。同図におい
て1は直流電源であり、例えば商用交流電源をアーク溶
接に適した電圧に変圧した後に整流して直流を得るもの
、商用交流を一旦整流して直流とし、この直流をインバ
ータによって高周波交流とした後に変圧器によってアー
ク溶接に適した電圧に変圧した後に再び整流して直流と
するもの等が用いられる。2は直列リアクトル、3はコ
ンデンサであり、これらによって直流電源1の出力を平
滑するとともに、コンデンサ2によって回路に発生する
サージ電圧を吸収する。4aないし4dはスイッチング
素子であり、トランジスタのような自己消弧形のスイッ
チング素子が用いられる。5aないし5dはスイッチン
グ素子4aないし4dにそれぞれ逆並列に接続されたダ
イオード、6はアーク溶接用の電極、7は被溶接物、8
はスイッチング素子4aと4bを同時にまたは4Cと4
dとを各1組として、それぞれ交互にON−OFF制御
するためのスイッチング素子開閉制御回路である。また
9は出力電流(溶接電流)検出器であり、その出力1o
と出力電流設定器11の出力lrとは比較器12にて比
較されて誤差信号ΔIとなり、直流電源1に対する出力
指令として供給される。また同図中Ll,L2は出力端
子(a) (b)から電力6または被溶接物7までのケ
ーブル11,g2に形成されるインダクタンスであり、
その値はケーブルR 1. I 2の長さや配置によっ
て数μHから数10μHになる。
同図の装置においてはスイッチング素子4aと4bおよ
び4Cと4dとをそれぞれ1組とし、各組毎のスイッチ
ング素子を所定の時間間隔でON−OFF制御すること
によって出力端子(a) (b)間に交流出力が得られ
るものである。
く発明が解決しようとする課題〉 第7図の従来装置において、極性を切替えるときの様子
を詳細に説明する。同図において、いまスイッチング素
子4aと4bとが導通している状態から、これらが遮断
したときを考える。スイッチング素子4aと4bとが導
通している間は電流は スイッチング素子4a一出力端子(b)一ケーブルg2
一被溶接物7一電極6→ケーブルgl−出力端子(a)
一スイッチング素子4bの回路で流れている。この状態
で極性切替の時となりスイッチング素子4a,4bが遮
断すると、直流電源1からの電流の供給はなくなるが、
ケーブルN 1, II2のインダクタンスのために出
力電流は急には零になれない。このためケーブルのイン
ダクタンスLl,L2は先と同じ方向の電流を維持する
極性の電圧を誘起し、この電圧によって出力電流が流れ
続けることになる。このとき電流は、 ケーブルg2一被溶接物7一電極6−ケーブルj21−
ダイオード5d→コンデンサ3→ダイオード5C→ケー
ブルII2 の回路を流れてコンデンサ3を充電する。このときりア
クトル2を流れる電流も急に零になれないのでやはり、
コンデンサ3を充電することになる。
このためコンデンサ3の端子電圧は急速に上昇し、ケー
ブルのインダクタンスLl,L2の値が大きいときや出
力電流が大きいときには直流電源1の無負荷出力電圧を
はるかに超える高電圧となる。
この電圧の上昇はインダクタンスLl,L2に蓄えられ
ていた電磁エネルギー 1/2・Li2 (但し、L−L 1 +L 2、iは
極性切替直前の出力電流値) をアーク部13とコンデンサ3への回生電力とによって
消費しつくされるまで続くことになる。このコンデンサ
3の端子電圧は遮断直後のスイッチング素子4a,4b
および次に導通信号が供給されるスイッチング素子4c
,4dに印加ぎれる。
この電圧がこれらのスイッチング素子の耐圧を超えると
これらを破壊することになる。これを防止するためには
直流電源1の最高出力電圧に対応するよりもはるかに高
い耐圧の素子を用意するか、またはコンデンサ3として
ケーブルのインダクタンスの蓄積エネルギーを充分に吸
収できるだけの大きな静電容量のコンデンサを用いるこ
とが必要となる。
しかるに出力電流が300A〜500Aの大形のアーク
溶接電源においてはこのコンデンサとして数1000μ
Fもの大容量のものが必要となり、極めて不経済である
ばかりではなく、大容量のコンデンサが存在するために
出力電流制御の応答速度が遅くなって良質な制御が得ら
れなくなる。
さらにまた、このコンデンサの端子電圧は逆方向の極性
のスイッチング素子が導通したときに電極6と被溶接物
7との間に印加されて逆方向アークの発生に重要な作用
をするものである。これに対して出力電流は通常その電
源の最大出力電流の10%〜100%のように広い範囲
で調整されるものであるので、最大電流出力時にアーク
の再点弧に必要な電圧に収まるようにコンデンサ3の容
量を選定しておくと、小電流時にはインダクタンスL1
,L2に蓄積されるエネルギー(1/2・Li2)が少
ないから、コンデンサの電圧上昇が少なく、このために
逆方向のスイッチング素子が導通したときに電極6と被
溶接物7との間に印加される電圧が不足し、極性反転時
にアークの再点弧に失敗することがあり、安定した交流
アークの発生が望めなくなるという問題点がある。
く課題を解決するための手段〉 本発明は、極性の切替時に正・負両極性のためのスイッ
チング素子が共に導通する期間を設けるとともに出力電
流を監視し、出力電流が所定値まで減少したときに先に
導通していた極性のスイッチング素子を遮断するように
スイッチング素子開閉制御回路を設けたものである。
く作用〉 本発明の装置は、上記のように構成することによって、
極性の切替時に一時的にすべてのスイッチング素子を導
通させ、これによってケーブルのインダクタンスの誘起
電圧および直流電源を短絡し、直流電源の出力平滑用コ
ンデンサに対する充電を阻止し、かつケーブルのインダ
クタンスに蓄積されたエネルギーが消費されて、これに
よって流れる電流(出力電流)が一定値以下となったと
きに、先に導通していた方のスイ・ソチング素子を遮断
して短絡を解除し、前述の従来装置と同じ動作に戻して
、残りのエネルギーによってコンデンサの充電を行なう
ものである。これによって過電圧の発生を防止するとと
もに必要かつ充分なアーク再生用電圧を確保して、スイ
ッチング素子の保護と安定した交流アークの発生とを共
に実現したものである。
く実施例〉 第1図に本発明の実施例を示す。同図において1ないし
7、9ないし13は第7図に示した従来装置と同機能の
ものに同符号を付して説明を省略する。図中14はスイ
ッチング素子開閉制御回路であって極性の切替時に出力
電流検出器9の出力が基準信号設定器15の出力ΔI 
rerまで減少するまでの間は正逆両方のスイッチング
素子4aないし4dをすべて導通させ、出力電流がΔI
ref以下となったときに先に導通していた方のスイ・
ツチング素子を遮断して極性の切替を完了するように動
作するように構成されており、本発明の主要部をなすも
のであり、その詳細な実施例は後述する。
また直流電源1は第1図の実施例においては、商用交流
電源101を一旦整流回路102にて整流,平滑して直
流とし、この整流回路102の直流出力をインバータ回
路103にて高周波の交流に変換し、変圧器104にて
所定の電圧に変換した後に再度整流回路105にて整流
して直流とする方式の例が示してあり、出力電流の調整
は出力電流検出器9の出力Ifと出力電流設定器11の
出力1rとを比較器12にて比較した差信号ΔI −I
r−Ifによってインバータ103を構成するスイッチ
ング素子の導通時間率(デューテイ)を決定することに
よって行うものである。
第1図の実施例の動作を第2図の波形図によって説明す
る。第2図(a)および(b)はスイッチング素子開閉
制御回路14の出力S1およびS2を示し、それぞれス
イッチング素子4a,4bおよび4c,4dを導通させ
る。同図(C)は出力電流1oの変化の様子を示し、図
中ΔI refは基準信号設定器15の出力を示してい
る。また同図(d)は出力端子(a) (b)間の電圧
の変化の様、子を示している。
第1図の装置において、時刻t−tlの以前においてス
イッチング素子4aと4bとが導通していたとする。こ
のとき、出力電流loは被溶接物7から電極6に向って
流れアーク13が発生している。
このときケーブルg1, 1l2のインダクタンスL1
.L2には流れる電流に応じた電磁エネルギー1/2・
Llo2(但しLはケーブルのインダクタンスLl,L
2の和を示すものとする。)が蓄えられている。次に時
刻t−tlにおいて極性を切替えるべく信号S2がハイ
レベルとなりスイッチング素子4c,4dを導通させる
。このときlo>Δfrerであるのでスイッチング素
子制御回路14は信号s1 もハイレベルの状態を保つ
。この結果、スイッチング素子4aないし4dはすべて
導通状態となり、直流電源1の出力はこれによって短絡
される。このとき直流電源1の出力は直流リアクトル2
によって制限されるので過大な値になることはない。直
流電源1の出力が短絡されたことによって出力端子(a
)(b)間には直流電源1からの電力は供給されなくな
るが、時刻t− tlの直前に流れていた電流IOによ
ってケーブルのインダクタンスに蓄えられていた電磁エ
ネルギー(1/2・Llo2)によって溶接電流は (ケーブルN2)→(被溶接物7)→(アーク13)→
(電極6)=(ケーブル[1)→(ダイオード5d)→
(スイッチング素子4a)→(インダクタンスLl) の回路を通して流れつづける。この電磁エネルギーはア
ーク13によって消費されて急速に減少し、これに伴っ
て溶接電流1oも減少する。この溶接電流は検出器9に
よって検出されて信号If’となり、スイッチング素子
開閉制御回路14にて基準信号設定器15の設定値ΔI
ref’と比較される。時刻t−t2においてこの検出
電流1fがIf’<ΔIref’になると信号s1はロ
ーレベルとなり、スイッチング素子4a,4bは遮断す
る。この結果、スイッチング素子4c,4dのみが導通
し、直流電源1の短絡は解消される。一方スイッチング
素子4a,4bの遮断によってケーブル41)1,ρ2
のインダクタンスLL,L2に蓄積されたエネルギーに
よって溶接部に流れていた電流は循環路の一部(ス・イ
ッチング素子4a)が断たれたために先の経路と異なり
、 (ケーブルΩl)→(ダイオード5d)→(コンデンサ
3)→(ダイオード5c)→(ケーブルN2) の経路を流れてアーク13を維持するとともに、コンデ
ンサ3を図中に示した極性に充電する。このときコンデ
ンサ3はまた直流電源1からの出力によっても充電され
るので、その端子電圧は急速に上昇する。このためケー
ブルのインダクタンスの残留電磁エネルギーは急速にコ
ンデンサ3に移行し、その端子電圧は残留電磁エネルギ
ー!/2・Li2(但しi一ΔIre4)に対応して直
流電源1の出力電圧より高い電圧にまで達する。一方、
ケーブル1 1. 1 2のインダクタンスLl,L2
による誘起電圧は残留電磁エネルギーがアーク13およ
びコンデンサ3に移行することによって急速に低下し、
この誘起電圧がコンデンサ3の端子電圧に略等しくなっ
たとき(時刻t−t3)に溶接電流は零となりアーク1
3は消滅する。このとき、逆極性のためのスイッチング
素子4c,4dは導通状態にあるので高電圧に充電され
たコンデンサ3の端子電圧はこれらのスイッチング素子
を通して先とは逆の極性、即ち電極から被溶接物に向う
方向の極性の電圧が出力端子(a)(b)間に現われる
。この高電圧によってアーク13が消滅した直後の電極
6と被溶接物7との間の絶縁が破壊されて再びアークが
発生する。
このスイッチング素子4a,4bの遮断時点(時刻t2
)からアーク消滅(時刻i3)までの時間は、ケーブル
のインダクタンスの誘起電圧によるコンデンサの充電の
ための経路に何らの制限要素が含まれないので極めて短
時間に行なわれるものであるが、第2図においては動作
の理解を容易にするためC(この間の変化の様子を誇張
して示してある。
逆方向のアークの発生によって溶接電流は急速に増加し
、出力電流設定器11の設定値1rに対応した値に保た
れる。次に時刻t−tlからT2時間経過後の時刻t−
t4において再び極性切替の時刻に至ると、スイッチン
グ素子4a,4bが先に導通され、これによって (直流電源1の短絡)一(溶接電流減少)一スイッチン
グ素子4c,4dの遮断)一(コンデンサ3の充電)→
(溶接電流の消滅)一(逆方向:時刻t−tl以前と同
じ方向のアークの発生) の一連の動作が行なわれて、出力電流の極性がちとにも
どる。
なお、極性の切替時においては、スイッチング素子4a
ないし4dのすべてが導通するt1からt2およびt4
からt5の期間があり、この間は直流電源1の出力は短
絡され、しかも出力電流検出器9の検出値は急速に低下
するので、比較器12は出力不足( Ir> If)の
信号を直流電源1の制御部に供給することになる。この
ために直流電源1は過大な電流を出力することになる。
これを防止するためには、スイッチング素子開閉制御回
路14からの信号S1 +  82が共にハイレベルの
とき、即ち正逆両方向のスイッチング素子に対して同時
に導通信号が供給されている期間中は出力電流設定器1
1の出力1rを低下させるか、または比較器12の出力
を遮断するなどの対策を施して直流電源1の出力を強制
的に低下ないしは停止させるとよい。
また上記の問題を完全に解決するためには、出力電流検
出器9とは別に直流電源lの出力電流を検出する検出器
を直流電源1と極性切替用スイッチング素子4aないし
4dとの中間に追加し、直流電源1の出力電流をこの追
加した検出器の出力と出力電流設定器の設定値との差に
よって調整するように構成すればよい。
第1図の装置において、基準信号設定器15の設定値Δ
! verを適当に定め、溶接物の予想される使用範囲
におけるケーブルインダクタンスの最大値に対しても極
性の切替時に発生する誘起電圧が、スイッチング素子を
破壊せずかつ、アークの再生に必要な電圧以上となるよ
うにしておけばよい。
またこの基準信号設定器15の設定値Δlrefを正・
逆両方向の各極性によって別の値とするように設定器1
5を2系統設けておけば、正極性時と逆極性時とでアー
クの再生の難易が異なるアルミニューム等の交流TIG
溶接にもそれぞれの極性反転時に最適の電圧を得ること
ができる。
さらに、この基準信号設定器を可変の調整器を有するも
のとし、この調整器の各設定位置に対応するケーブル長
さを表示しておけば、使用するケーブルの長さを変更し
たときも基準値の設定が容易に行なえる。
なお、直流電源1の出力側のコンデンサ3は、本発明の
実施のためには必ずしも別個に設ける必要はなく、直流
電源1の内部に出力平滑用の並列コンデンサがある場合
にはこれを代用することが可能であり、またこれらの整
流回路に存在する分布容量が十分であるときは同様にこ
れを代用することができる。
第1図に示した実施例に使用するスイッチング素子開閉
制御回路14としては、正逆各期間の設定と、極性の切
替時に溶接電流が所定値まで低下するまでの間正逆両方
のスイッチング素子のすべてを導通状態とするようにス
イッチング素子を駆動するものであればよく、市販の論
理回路,集積回路を用いて組立てることができる。
第3図は、このスイッチング素子開閉制御回路14の実
施例を示す接続図である。第3図において、一点鎖線内
はスイッチング素子開閉制御回路l4であり、出力電流
検出器9の出力Irと正極性(被溶接物7から電極6に
向う方向の極性)時の基準信号設定器15aの出力+Δ
Iref’または逆極性(電極6から被溶接物7に向う
方向の極性)時の基準信号設定器15bの出力ーΔ! 
ret’とを入力とし、正極性時と逆極性時とで異なる
基準信号が設定できるようにしてある。同図において、
Comp1はIf’>+ΔI ref’のときにハイレ
ベル信号を出力する比較器、CoIlp2はIf’<−
ΔIver (但し、このとき1rは負の値)のときに
ハイレベル(以後Hと表示する)信号を出力する比較器
であり、いずれもllfl>lΔIref lのときに
H信号を出力するものである。TMI,TM2はそれぞ
れ出力時限が調整可能なタイマーであり、外部に時限設
定用の可変抵抗器を設けたモノマルチバイブレー夕や公
知の時限回路が利用でき、同図の場合人力信号がHから
ローレベル(以後Lと表示する)に変化したときから時
限を開始し、出力端子に設定時限に応じた長さのH信号
を出力するものを用いる。MHI,MM2はトリが信号
発生用に用いられるモノマルチバイブレータ(以後モノ
マルチという)であり、同図においてはそれぞれ入力信
号の立上り時点から短時間のH信号を出力する。NOR
I.  NOl?2はNORゲートであり、2つの入力
信号が共にLのときのみH信号を出力し、少なくともい
ずれか一方の入力がHであるときには他方の入力のレベ
ルにかかわらず、L信号を出力する論理素子である。
NOTI、ないしNOT 4はNOT回路であり、入力
信号のレベルを反転してL入力をH出力にあるいはその
逆にして出力する論理素子である。SV1.Slf2は
開閉回路であり、溶接開始指令スイッチTSが閉じてい
る間中は閉じているアナログスイッチや論理素子を用い
ることができる。Asp 1 , As+p 2は出力
(溶接)電流の極性切替用スイッチング素子を駆動する
ための増幅器であり、第1図のスイッチング素子4a,
4bを導通させるための信号Sエおよびスイッチング素
子4c,4dを導通させるための信号s2をそれぞれ出
力する。
第3図の回路の動作を第4図の線図によって説明する。
第4図において(a)は溶接開始指令スイッチTSの出
力であり、溶接中は作業者によって押しつづけられてH
出力が保たれているものとする。
(b)はタイ7 TM 1の、(c)は比較器Coap
lの、(d)はモノマルチMM2の出力をNOT回路N
OT 3にて反転した後の、(e)はタイマTM2の、
(r)は比較器Coap2の、(g)はモノマルチ3の
、(h)は増幅器^mp 1の、また(l)は増幅器A
mp 2の、それぞれ出力信号のレベル変化の様子を時
刻の経過とともに示しており、(j)は溶接電流1o,
即ち出力電流検出器9の出力信号1fの変化の様子をそ
れぞれ示している。
第3図において、作業の開始に際し、溶接開始指令スイ
ッチTSを開放した状態(出力し)で図示しない制御電
源を投入すると、電源検出器9の出力1rは零であるか
ら、If<ΔIref’となり、比較器Cofllpl
の出力(c)はLとなり、またタイ7 TM 1の出力
がLてあるので、NOR 1の出力はHとなる。
これによってモノマルチMM2の出力は一時Hとなり、
これを反転したNOT 3の出力 (d)は一時Hから
Lに変化する。この出力 (d)の立下りによってタイ
マTM2が時限を開始しその出力(e)は設定時間の間
Hとなる。
一方、電源投入時は比較器Co■p2の出力 (f’)
は、一Δfret< 0 ( − If’)であるので
やはりLであり、かつタイマTM2の出力 (e)もL
であるのでNOR 2の出力もやはりHとなる。NOR
 2の出力がHになることによってモノマルチMM3の
出力は一時Hとなり、これを反転したNOT 4の出力
(1)はHから一時Lとなる。この出力 (l)の立下
りによってタイマTMIは一定時間H信号を出力しよう
とする。
実際には、回路を構成する各素子の動作速度のバラツキ
から両タイマのいずれかが先に時限を開始してH信号と
なる。そして一方のタイマの出力が先にHになるとこれ
によってNOR 1またはNOR2のいずれかの出力が
Lとなり、他方のタイマは起動できなくなる。いま仮に
、タイマTM1が先に起動してその出力がHとなるとN
OR 1の出力はこれによってLのままと.なり、モノ
マルチMM2もH信号を出力せずタイマTM2は起動し
ない。そして、タイマTM1の時限終了によってその出
力がLになると、NOR1の出力がHとなり、モノマル
チMM2は一時H信号を出力し、これに応じてNOT 
3の出力が一時HからLとなり、このNOT 3の出力
信号の立下りによってタイマTM2が起動する。次にタ
イマTM2の時限終了によってタイマTMIが再度起動
し、以後上記動作をくりかえす。したがって電源投入か
ら溶接開始指令スイッチTSを押すまでの間はスイッチ
ング素子開閉制御回路14は一種の無安定マルチバイブ
レー夕として動作する。なお、起動を確実にするために
は例えば比較器Comp 1とCoip2との応答速度
にわずかの差を設けておけば必ず一方のタイマから起動
させるようにすることができる。
次に第4図の時刻t−tlにおいてスイッチTSを押す
と開閉回路SWI,SW2が閉じる。このとき同図に示
すようにタイマTMIの出力(b)がHであり、タイマ
TM2の出力 (e)がLてあったとすると、それぞれ
の出力はNOT回路NOT 1およびNOT 2によっ
て反転されて、増幅器Amp 1の出力( 1. )が
H1増幅器Aip2の出力(j)がLとなる。この結果
、信号(1)即ち信号s1が供給されるスイッチング素
子4a,4bが導通し、被溶接物7から電極6に向う方
向の電流(正極性電流)が流れ始める。
これによって出力溶接電流は基準信号十ΔIrel’を
超えて出力電流設定器11によって定められた値にまで
増加してゆく。タイマTM1の設定時限が時刻t−t2
に終了するとタイマTMIの出力 (b)がLとなり、
これがNOT回路NOT 2によって反転されて信号(
j)即ち信号S2がHとなる。この結果、スイッチング
素子4c,4dも導通し、かつ未だ信号s1  もHで
あるのでスイッチング素子4aないし4dはすべて導通
することになる。正・逆両方向のスイッチング素子が導
通したことによって第1図および第2図にて説明した通
りの理由によって出力電流が減少を始める。この出力電
流の減少によって検出器9の出力!fが+ΔIrerよ
りも小さ< (If’<+ΔIref)なる時刻t−t
3になると比較器Comp 1の出力がHからLに変化
し、NORゲートNOR1は両入力信号がLになったた
めにその出力はHとなってモノマルチMM2の出力は一
定時間の間Hとなる。これによってNOT回路NOT 
3の出力 (d)は一時HからLとなって、この信号(
d)の立下りによってタイマTM2が起動する。タイマ
TM2の起動によってその出力 (e)はHとなり、こ
れが反転されて増幅された信号s1 はLどなってスイ
ッチング素子4a,4bが遮断する(正極性期間の終了
)。
スイッチング素子4a,4bの遮断によって、導通して
いるスイッチング素子は4c,4dのみとなり、第1図
,第2図にて説明したように溶接電流1oは急速に逆転
して逆極性期間が開始される。
これによって溶接電流10は逆方向に−Δlref’を
超えて増加してゆく。
次にタイマTM2が時刻t−t4に時限を終了すると、
その出力 (e)はLとなり、このために信号s1が再
びHとなってスイッチング素子4a,4bが導通する。
これによって逆方向の電流10  は急速に減少し、l
 lrl < 1−ΔIref’ lとなる時刻t−t
5になると比較器Comp 2がLとなり、このときタ
イマTM2の出力 (C)もLであるので、NORゲー
トNOR2の出力は一時HとなってモノマルチMM3を
起動し、NOT回路NOT 4の出力がHから一時Lと
なってこの信号(g)の立下りによってタイマTMIを
起動する。タイマTMIの起動によって信号s2がLと
なり、スイッチング素子4c,4dが遮断される(逆極
性期間の終了)。スイッチング素子4c,4dの遮断に
よって溶接電流1oは急速に正方向に増加し、基準信号
十ΔIrefを超えて増大を始める。以後上記の時刻t
 − t2.t3,t4.t5の動作をくりかえし正極
性期間と逆極性期間とが交互に行なわれる。溶接開始指
令スイッチTSを開放するとスイッチング素子4aない
し4dはすべて遮断となり、溶接電流は消滅し、時刻t
−tl以前の状態にもどる。
スイッチング素子開閉制御回路14としては上記の例に
限定されるものではなく、基準信号設定器を単一のもの
としたときには出力電流検出器9の出力としては交流の
溶接電流1oに比例した電圧を整流して常にΔI re
rと同極性の出力を得るものとし、比較器Compl 
, ColIp2を同じ機能のもの、If’<Δ旨e『
でH信号を出力するもの、とすればよい。またモノマル
チMHI,MM2やタイマTM1.TM2の各起動条件
が第3図,第4図に関する上記説明と異なるときにはN
OT回路、NORゲート等の組合せを変更することによ
って同様の機能を有するものが実現できる。
第5図に本発明の別の実施例を示す。同図は直流電源と
して正・負両極性の直流電源を用意し、それぞれを直列
スイッチング素子にて切替えて出力電流の極性を切替え
る方式のものである。同図において直流電源1は第1図
の実施例と同様に商用交流電源101を一旦整流回路1
02にて整流して直流とし、この直流をインバータ回路
103にて高周波交流とした後に変圧器104にて電圧
変換した後に再度整流回路105にて整流して直流を得
るものであるが、第1図の実施例とは異なり、変圧器1
04には2次巻線にセンタータップを有するものを使用
し、整流回路105としてはこのセンタータップ式2次
巻線から正負両極性の直流出力を得るように2組の両波
整流回路を有するものを用いている。また同図において
は直流リアクトルとして共通の鉄心に巻かれた2つのコ
イルからなるリアクトル21.22を用いており、かつ
その巻方向はそれぞれの巻線に流れる電流によって共有
する鉄心に同方向の磁束を生ずる極性とし相互に磁気的
に密結合されているものを用いる。さらに各極性の出力
にはコンデンサ31.32が並列に接続されており、ま
たこれらの両直流出力のいずれかを選択的に出力端子(
a)(b)間に供給するための極性切替用スイッチング
素子41.42が直列接続されている。なお51.52
”は各スイッチング素子41.42にそれぞれ逆極性で
並列接続されたダイオードであり、その他のものには第
1図と同機能のものに同符号を付して説明を省略する。
第5図の装置の動作を第6図の波形図によって説明する
第6図において(a)はスイッチング素子開閉制御回路
14の出力信号Sl 、同図(b)は同回路の出力信号
s2の変化の様子を示している。また同図(C)はりア
クトル21を流れる電流121 、(d)はりアクトル
22を流れる電流+22 、(e)は出力電流、即ち溶
接電流1oの変化の様子をそれぞれ示している。いま時
刻t−tlの以前において信号s1がハイレベルであり
、スイッチング素子41が導通していたとすると、この
ときの電流121は溶接電流lowと略等しく、電流1
22は零である。
この電流によってリアクトル21には電磁エネルギー 1/2・ L21・121  2 =  1/2・ L
21・row 2が蓄えられている。またこのとき電流
は(リアクトル21)→(スイッチング素子41)一(
ケーブルNl)→(電極6)=(アーク13)→(被溶
接物7)→(ケーブル92)呻(整流回路105の中性
点) の経路で流れている。この状態から時限Tlが終了し時
刻t− tlになると極性切替の動作が開始される。
まず、時刻t− tlにおいてスイッチング素子開閉制
御回路14の出力信号s1 はハイレベルのまま保持し
、かつ出力信号s2 もハイレベルに変化する。これに
よってスイッチング素子42も導通し整流回路105は
その出力端子がリアクトル21.22を介して短絡され
ることになる。このときりアクトル21.22に流れる
電流はこれらが保有していた電磁エネルギーが急変しな
い値の電流となる。即ち、時刻1−11の直前において
は+21中1os+ s 122 − 0であるから両
リアクトルの保有していた電磁エネルギーは1/2・L
21・■oIl2である。これに対してt■t1の直後
においてはQ−1/2・L21− 1212 +1/2
・L22・I222となる。ここでL 21− L 2
2であり、また両リアクトルには共通の電流が流れるか
ら +21− 122 である。それ故、この電流をI2すればQ − L 2
1・122 となる。この保有エネルギーはもとのエネルギーに等し
いはずであるから 1l2・L21・loI12−L2l−122より、1
2− 1/J′″r−ioI1となる。
一方、出力溶接電流はスイッチング素子41.42が導
通することによって直流電源1からの電流の供給が断た
れるために、ケーブルfI1. J2 2のインダクタ
ンスに蓄えられていたエネルギーによって維持されるこ
とになる。このときの電流は、(出力端子(a))−(
ケーブルNl)−(電極6)=(アーク13)→(被溶
接物7)=(ケーブル.92)〜(出力端子(b))−
(コンデンサ32)=(ダイオード52)−(出力端子
(a))を循環する電流となる。このときケーブルg1
,N2に蓄えられていた電磁エネルギーはアーク13で
消費されるとともにコンデンサ32を充電するが、この
コンデンサ32はスイッチング素子41,42の導通に
よって短絡されているので、結局端子電圧は上昇しない
ことになる。ケーブルΩ1,j! 2の蓄積エネルギー
が消費されるに従って、出力溶接電流は次第に低下して
ゆく。この電流は検出器9にて検出されて信号1rとな
り、スイッチング素子開閉制御回路14にて基準信号Δ
Irerと比較される。Ir<ΔI refになると(
第6図の時刻t=t2)スイッチング素子開閉制御回路
14は信号s1をローレベルに変化させる。これによっ
てスイッチング素子41は遮断し、スイッチング素子4
2のみが導通状態をつづけることになる。この結果コン
デンサ31.32の短絡は解除され、ケーブルのインダ
クタンスの保有する電磁エネルギーによって流れていた
溶接電流10が流れていたコンデンサ32はその端子電
圧が急速に上昇し始めるとともに電流1oはこれによっ
て急速に減少してゆく。このコンデンサ32の端子電圧
がケーブルのインダクタンスによる誘起電圧に略等しく
なるとアーク13が維持できなくなって消滅し、電流1
oが零になる(時刻t−13)。一方スイッチング素子
41の遮断によってリアクトル21を流れていた電流は
コンデンサ31を急速に充電し、その充電の進行に伴っ
て電流が急減しようとするが、リアクトル21のインダ
クタンスのためにその電流の減少を妨げる方向に電圧を
誘起する。この誘起電圧は磁気的に密結合されているリ
アクトル22にも同様に誘起し、しかもその極性は図示
のようにリアクトル22から整流回路105に向う方向
であるので整流回路105の出力電圧に加算される形と
なる。これらの電圧はコンデンサ32の端子電圧をさら
に高め、被溶接物7から電極6に向う方向に印加されて
、アークが消滅した直後の電極と被溶接物との間の絶縁
を破って先とは逆方向のアーク13を再生する。アーク
の再生によって電流1oが流れ始めると、リアクトル2
1に保有されていた電磁エネルギーは直ちにリアクトル
22に移行し、電流1oは急速に増加してもとの値lo
w(但し方向は逆)に達する。
次に時刻t−14に至って時限T2が終了すると、スイ
ッチング素子開閉制御回路14は再び極性を切替える(
t−tl以前の極性にもどす)ためにまず信号S!をハ
イレベルにする。これによってスイッチング素子41が
再び導通し、コンデンサ31,32が短絡される。この
短絡によって直流電源1の出力は出力端子(a)(b)
間には供給されなくなり、溶接電流1oはケーブルρ1
,g2のインダクタンスによって蓄積された電磁エネル
ギーによってmsされるが、この電流は (出力端子(b))−(ケーブルg2)−(被溶接物7
)=(アーク1 3) − (電極6)=(ケーブルf
I1)→(出力端子(a))−(ダイオード41)=(
コンデンサ3 1) − (出力端子(b))の経路を
循環する。このときスイッチング素子41,42が導通
しているためにコンデンサ31,32はその両端が短絡
されており端子電圧は上昇しない。アーク13によって
ケーブルN 1, j? 2の保有エネルギーが消費さ
れるとIf<ΔI refにまで減少する(時刻t−t
5)とスイッチング素子開閉制御回路14の出力信号S
2はローレベルとなってスイッチング素子42が遮断す
る。この結果、ケーブルj 1, N 2の残留エネル
ギーによる誘起電圧によってコンデンサ31が充電され
、充電の進行によってアーク13が維持できなくなり消
滅する。一方スイッチング素子42の遮断によってり・
アクトル22の電流が減少するに.応じてリアクトル2
1に誘起される電圧が整流回路105の出力電圧に同方
向に重畳されて電極6から被溶接物7に向う極性の電圧
が急上昇してアークの消滅した直後の電極6と被溶接物
7との間の絶縁を破って時刻t− tl以前と同じ極性
(電極6から被溶接物7に向う方向)のアーク13が再
生する。なお第6図においても第2図と同様に各極性の
切替期間、時刻t−tiからt3、t−t4からt6は
説明のために拡大して示してあるが、実際にはこの期間
は極く短時間である。
く発明の効果〉 上記のように、本発明の装置においては、出力電流の極
性の切替に際して、出力ケーブルのインダクタンスによ
って発生する誘起電圧の過剰分のみを有効にアーク部で
消費し、かつ残りの誘起電圧を直流電源側に回生じて、
逆方向のアークの再生に必要な電圧を確保するので、装
置を構成するスイッチング素子の耐圧を不必要に高耐圧
のものとする必要がないので装置が安価に製作でき、か
つ極性切替時に一旦消滅するアークの再生が確実に行な
われるので安定した高品質の交流アーク溶接が実現でき
るものである。
【図面の簡単な説明】
第1図は、本発明の装置の実施例を示す接続図、第2図
は第1図の実施例の装置の動作を説明するための線図、
第3図は本発明に用いるスイッチング素子開閉制御回路
の例を示す接続図、第4図は第3図の回路の動作を説明
するための線図、第5図は本発明の別の実施例を示す接
続図、第6図は第5図の実施例の動作を説明するための
線図、第7図は従来の装置の接続図である。 1・・・直流電源、2,21.22・・・直流リアクト
ル、3,3 1.3 2・・・コンデンサ、4a,4b
,4c,4 d,  4 1.  4 2−・・スイッ
チング素子、5a,5b,5c,5d,51.52・・
・ダイオード、g l,g2・・・ケーブル、9・・・
出力電流検出器、13・・・アーク、14・・・スイッ
チング素子開閉制御回路、15・・・基準信号設定器

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1、直流電源の出力を直列接続されたスイッチング素子
    によって切替えて正負両出力を得るようにした交流アー
    ク溶接用電源において、前記スイッチング素子を所定の
    時間幅でON−OFF制御するとともに出力電流の極性
    切替えに際して先ずOFFしている極性のスイッチング
    素子を導通させて全てのスイッチング素子をON状態と
    する段階と溶接電流を監視し溶接電流が所定値まで低下
    したことを検知して先にONしていた極性のスイッチン
    グ素子を遮断して極性の切替を完了する段階とからなる
    極性切替シーケンスを設けたスイッチング素子開閉制御
    回路を具備した交流アーク溶接用電源装置。 2、前記直流電源は、商用交流電源を整流して直流を得
    る第1の整流回路と、前記第1の整流回路の出力を高周
    波交流に変換するDC/AC変換回路と、前記DC/A
    C変換回路の出力を溶接に適した電圧に変換する変圧器
    および前記変圧器の出力を整流する第2の整流回路とか
    らなる請求項第1項に記載の交流アーク溶接用電源装置
    。 3、前記直流電源はその出力側に直列リアクトルと並列
    コンデンサとからなる平滑回路要素を有する請求項第1
    項または第2項に記載の交流アーク溶接用電源装置。
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