JPH02235574A - 交流アーク溶接用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く産業上の利用分野〉 本発明は交流アーク溶接に用いる電源装置に関し、特に
直流電源の出力をスイッチング素子によって切替えて正
負両出力を得るようにした装置の改良に関するものであ
る。

〈従来の技術〉 直流電源の出力スイッチング素子によって開閉制御して
正・負両出力を得るようにした交流アーク溶接装置は極
性の切替時に出力ラインのインダクタンスに発生するサ
ージ電圧がスイッチング素子に直接印加されないように
各スイッチング素子には逆並列にそれぞれダイオードが
接続されている。極性切替時に発生するサージ電圧はこ
の逆並列ダイオードを通って電源側に回生されるように
なっている。

第７図は従来装置の例を示す接続図である。同図におい
て１は直流電源であり、例えば商用交流電源をアーク溶
接に適した電圧に変圧した後に整流して直流を得るもの
、商用交流を一旦整流して直流とし、この直流をインバ
ータによって高周波交流とした後に変圧器によってアー
ク溶接に適した電圧に変圧した後に再び整流して直流と
するもの等が用いられる。２は直列リアクトル、３はコ
ンデンサであり、これらによって直流電源１の出力を平
滑するとともに、コンデンサ２によって回路に発生する
サージ電圧を吸収する。４ａないし４ｄはスイッチング
素子であり、トランジスタのような自己消弧形のスイッ
チング素子が用いられる。５ａないし５ｄはスイッチン
グ素子４ａないし４ｄにそれぞれ逆並列に接続されたダ
イオード、６はアーク溶接用の電極、７は被溶接物、８
はスイッチング素子４ａと４ｂを同時にまたは４Ｃと４
ｄとを各１組として、それぞれ交互にＯＮ−ＯＦＦ制御
するためのスイッチング素子開閉制御回路である。また
９は出力電流（溶接電流）検出器であり、その出力１ｏ
と出力電流設定器１１の出力ｌｒとは比較器１２にて比
較されて誤差信号ΔＩとなり、直流電源１に対する出力
指令として供給される。また同図中Ｌｌ，Ｌ２は出力端
子（ａ）　（ｂ）から電力６または被溶接物７までのケ
ーブル１１，ｇ２に形成されるインダクタンスであり、
その値はケーブルＲ　１．　Ｉ　２の長さや配置によっ
て数μＨから数１０μＨになる。

同図の装置においてはスイッチング素子４ａと４ｂおよ
び４Ｃと４ｄとをそれぞれ１組とし、各組毎のスイッチ
ング素子を所定の時間間隔でＯＮ−ＯＦＦ制御すること
によって出力端子（ａ）　（ｂ）間に交流出力が得られ
るものである。

く発明が解決しようとする課題〉 第７図の従来装置において、極性を切替えるときの様子
を詳細に説明する。同図において、いまスイッチング素
子４ａと４ｂとが導通している状態から、これらが遮断
したときを考える。スイッチング素子４ａと４ｂとが導
通している間は電流は スイッチング素子４ａ一出力端子（ｂ）一ケーブルｇ２
一被溶接物７一電極６→ケーブルｇｌ−出力端子（ａ）
一スイッチング素子４ｂの回路で流れている。この状態
で極性切替の時となりスイッチング素子４ａ，４ｂが遮
断すると、直流電源１からの電流の供給はなくなるが、
ケーブルＮ　１，　ＩＩ２のインダクタンスのために出
力電流は急には零になれない。このためケーブルのイン
ダクタンスＬｌ，Ｌ２は先と同じ方向の電流を維持する
極性の電圧を誘起し、この電圧によって出力電流が流れ
続けることになる。このとき電流は、 ケーブルｇ２一被溶接物７一電極６−ケーブルｊ２１−
ダイオード５ｄ→コンデンサ３→ダイオード５Ｃ→ケー
ブルＩＩ２ の回路を流れてコンデンサ３を充電する。このときりア
クトル２を流れる電流も急に零になれないのでやはり、
コンデンサ３を充電することになる。

このためコンデンサ３の端子電圧は急速に上昇し、ケー
ブルのインダクタンスＬｌ，Ｌ２の値が大きいときや出
力電流が大きいときには直流電源１の無負荷出力電圧を
はるかに超える高電圧となる。

この電圧の上昇はインダクタンスＬｌ，Ｌ２に蓄えられ
ていた電磁エネルギー １／２・Ｌｉ２　（但し、Ｌ−Ｌ　１　＋Ｌ　２、ｉは
極性切替直前の出力電流値） をアーク部１３とコンデンサ３への回生電力とによって
消費しつくされるまで続くことになる。このコンデンサ
３の端子電圧は遮断直後のスイッチング素子４ａ，４ｂ
および次に導通信号が供給されるスイッチング素子４ｃ
，４ｄに印加ぎれる。

この電圧がこれらのスイッチング素子の耐圧を超えると
これらを破壊することになる。これを防止するためには
直流電源１の最高出力電圧に対応するよりもはるかに高
い耐圧の素子を用意するか、またはコンデンサ３として
ケーブルのインダクタンスの蓄積エネルギーを充分に吸
収できるだけの大きな静電容量のコンデンサを用いるこ
とが必要となる。

しかるに出力電流が３００Ａ〜５００Ａの大形のアーク
溶接電源においてはこのコンデンサとして数１０００μ
Ｆもの大容量のものが必要となり、極めて不経済である
ばかりではなく、大容量のコンデンサが存在するために
出力電流制御の応答速度が遅くなって良質な制御が得ら
れなくなる。

さらにまた、このコンデンサの端子電圧は逆方向の極性
のスイッチング素子が導通したときに電極６と被溶接物
７との間に印加されて逆方向アークの発生に重要な作用
をするものである。これに対して出力電流は通常その電
源の最大出力電流の１０％〜１００％のように広い範囲
で調整されるものであるので、最大電流出力時にアーク
の再点弧に必要な電圧に収まるようにコンデンサ３の容
量を選定しておくと、小電流時にはインダクタンスＬ１
，Ｌ２に蓄積されるエネルギー（１／２・Ｌｉ２）が少
ないから、コンデンサの電圧上昇が少なく、このために
逆方向のスイッチング素子が導通したときに電極６と被
溶接物７との間に印加される電圧が不足し、極性反転時
にアークの再点弧に失敗することがあり、安定した交流
アークの発生が望めなくなるという問題点がある。

く課題を解決するための手段〉 本発明は、極性の切替時に正・負両極性のためのスイッ
チング素子が共に導通する期間を設けるとともに出力電
流を監視し、出力電流が所定値まで減少したときに先に
導通していた極性のスイッチング素子を遮断するように
スイッチング素子開閉制御回路を設けたものである。

く作用〉 本発明の装置は、上記のように構成することによって、
極性の切替時に一時的にすべてのスイッチング素子を導
通させ、これによってケーブルのインダクタンスの誘起
電圧および直流電源を短絡し、直流電源の出力平滑用コ
ンデンサに対する充電を阻止し、かつケーブルのインダ
クタンスに蓄積されたエネルギーが消費されて、これに
よって流れる電流（出力電流）が一定値以下となったと
きに、先に導通していた方のスイ・ソチング素子を遮断
して短絡を解除し、前述の従来装置と同じ動作に戻して
、残りのエネルギーによってコンデンサの充電を行なう
ものである。これによって過電圧の発生を防止するとと
もに必要かつ充分なアーク再生用電圧を確保して、スイ
ッチング素子の保護と安定した交流アークの発生とを共
に実現したものである。

く実施例〉 第１図に本発明の実施例を示す。同図において１ないし
７、９ないし１３は第７図に示した従来装置と同機能の
ものに同符号を付して説明を省略する。図中１４はスイ
ッチング素子開閉制御回路であって極性の切替時に出力
電流検出器９の出力が基準信号設定器１５の出力ΔＩ　
ｒｅｒまで減少するまでの間は正逆両方のスイッチング
素子４ａないし４ｄをすべて導通させ、出力電流がΔＩ
ｒｅｆ以下となったときに先に導通していた方のスイ・
ツチング素子を遮断して極性の切替を完了するように動
作するように構成されており、本発明の主要部をなすも
のであり、その詳細な実施例は後述する。

また直流電源１は第１図の実施例においては、商用交流
電源１０１を一旦整流回路１０２にて整流，平滑して直
流とし、この整流回路１０２の直流出力をインバータ回
路１０３にて高周波の交流に変換し、変圧器１０４にて
所定の電圧に変換した後に再度整流回路１０５にて整流
して直流とする方式の例が示してあり、出力電流の調整
は出力電流検出器９の出力Ｉｆと出力電流設定器１１の
出力１ｒとを比較器１２にて比較した差信号ΔＩ　−Ｉ
ｒ−Ｉｆによってインバータ１０３を構成するスイッチ
ング素子の導通時間率（デューテイ）を決定することに
よって行うものである。

第１図の実施例の動作を第２図の波形図によって説明す
る。第２図（ａ）および（ｂ）はスイッチング素子開閉
制御回路１４の出力Ｓ１およびＳ２を示し、それぞれス
イッチング素子４ａ，４ｂおよび４ｃ，４ｄを導通させ
る。同図（Ｃ）は出力電流１ｏの変化の様子を示し、図
中ΔＩ　ｒｅｆは基準信号設定器１５の出力を示してい
る。また同図（ｄ）は出力端子（ａ）　（ｂ）間の電圧
の変化の様、子を示している。

第１図の装置において、時刻ｔ−ｔｌの以前においてス
イッチング素子４ａと４ｂとが導通していたとする。こ
のとき、出力電流ｌｏは被溶接物７から電極６に向って
流れアーク１３が発生している。

このときケーブルｇ１，　１ｌ２のインダクタンスＬ１
．Ｌ２には流れる電流に応じた電磁エネルギー１／２・
Ｌｌｏ２（但しＬはケーブルのインダクタンスＬｌ，Ｌ
２の和を示すものとする。）が蓄えられている。次に時
刻ｔ−ｔｌにおいて極性を切替えるべく信号Ｓ２がハイ
レベルとなりスイッチング素子４ｃ，４ｄを導通させる
。このときｌｏ＞Δｆｒｅｒであるのでスイッチング素
子制御回路１４は信号ｓ１　もハイレベルの状態を保つ
。この結果、スイッチング素子４ａないし４ｄはすべて
導通状態となり、直流電源１の出力はこれによって短絡
される。このとき直流電源１の出力は直流リアクトル２
によって制限されるので過大な値になることはない。直
流電源１の出力が短絡されたことによって出力端子（ａ
）（ｂ）間には直流電源１からの電力は供給されなくな
るが、時刻ｔ−　ｔｌの直前に流れていた電流ＩＯによ
ってケーブルのインダクタンスに蓄えられていた電磁エ
ネルギー（１／２・Ｌｌｏ２）によって溶接電流は （ケーブルＮ２）→（被溶接物７）→（アーク１３）→
（電極６）＝（ケーブル［１）→（ダイオード５ｄ）→
（スイッチング素子４ａ）→（インダクタンスＬｌ） の回路を通して流れつづける。この電磁エネルギーはア
ーク１３によって消費されて急速に減少し、これに伴っ
て溶接電流１ｏも減少する。この溶接電流は検出器９に
よって検出されて信号Ｉｆ’となり、スイッチング素子
開閉制御回路１４にて基準信号設定器１５の設定値ΔＩ
ｒｅｆ’と比較される。時刻ｔ−ｔ２においてこの検出
電流１ｆがＩｆ’＜ΔＩｒｅｆ’になると信号ｓ１はロ
ーレベルとなり、スイッチング素子４ａ，４ｂは遮断す
る。この結果、スイッチング素子４ｃ，４ｄのみが導通
し、直流電源１の短絡は解消される。一方スイッチング
素子４ａ，４ｂの遮断によってケーブル４１）１，ρ２
のインダクタンスＬＬ，Ｌ２に蓄積されたエネルギーに
よって溶接部に流れていた電流は循環路の一部（ス・イ
ッチング素子４ａ）が断たれたために先の経路と異なり
、 （ケーブルΩｌ）→（ダイオード５ｄ）→（コンデンサ
３）→（ダイオード５ｃ）→（ケーブルＮ２） の経路を流れてアーク１３を維持するとともに、コンデ
ンサ３を図中に示した極性に充電する。このときコンデ
ンサ３はまた直流電源１からの出力によっても充電され
るので、その端子電圧は急速に上昇する。このためケー
ブルのインダクタンスの残留電磁エネルギーは急速にコ
ンデンサ３に移行し、その端子電圧は残留電磁エネルギ
ー！／２・Ｌｉ２（但しｉ一ΔＩｒｅ４）に対応して直
流電源１の出力電圧より高い電圧にまで達する。一方、
ケーブル１　１．　１　２のインダクタンスＬｌ，Ｌ２
による誘起電圧は残留電磁エネルギーがアーク１３およ
びコンデンサ３に移行することによって急速に低下し、
この誘起電圧がコンデンサ３の端子電圧に略等しくなっ
たとき（時刻ｔ−ｔ３）に溶接電流は零となりアーク１
３は消滅する。このとき、逆極性のためのスイッチング
素子４ｃ，４ｄは導通状態にあるので高電圧に充電され
たコンデンサ３の端子電圧はこれらのスイッチング素子
を通して先とは逆の極性、即ち電極から被溶接物に向う
方向の極性の電圧が出力端子（ａ）（ｂ）間に現われる
。この高電圧によってアーク１３が消滅した直後の電極
６と被溶接物７との間の絶縁が破壊されて再びアークが
発生する。

このスイッチング素子４ａ，４ｂの遮断時点（時刻ｔ２
）からアーク消滅（時刻ｉ３）までの時間は、ケーブル
のインダクタンスの誘起電圧によるコンデンサの充電の
ための経路に何らの制限要素が含まれないので極めて短
時間に行なわれるものであるが、第２図においては動作
の理解を容易にするためＣ（この間の変化の様子を誇張
して示してある。

逆方向のアークの発生によって溶接電流は急速に増加し
、出力電流設定器１１の設定値１ｒに対応した値に保た
れる。次に時刻ｔ−ｔｌからＴ２時間経過後の時刻ｔ−
ｔ４において再び極性切替の時刻に至ると、スイッチン
グ素子４ａ，４ｂが先に導通され、これによって （直流電源１の短絡）一（溶接電流減少）一スイッチン
グ素子４ｃ，４ｄの遮断）一（コンデンサ３の充電）→
（溶接電流の消滅）一（逆方向：時刻ｔ−ｔｌ以前と同
じ方向のアークの発生） の一連の動作が行なわれて、出力電流の極性がちとにも
どる。

なお、極性の切替時においては、スイッチング素子４ａ
ないし４ｄのすべてが導通するｔ１からｔ２およびｔ４
からｔ５の期間があり、この間は直流電源１の出力は短
絡され、しかも出力電流検出器９の検出値は急速に低下
するので、比較器１２は出力不足（　Ｉｒ＞　Ｉｆ）の
信号を直流電源１の制御部に供給することになる。この
ために直流電源１は過大な電流を出力することになる。

これを防止するためには、スイッチング素子開閉制御回
路１４からの信号Ｓ１　＋　　８２が共にハイレベルの
とき、即ち正逆両方向のスイッチング素子に対して同時
に導通信号が供給されている期間中は出力電流設定器１
１の出力１ｒを低下させるか、または比較器１２の出力
を遮断するなどの対策を施して直流電源１の出力を強制
的に低下ないしは停止させるとよい。

また上記の問題を完全に解決するためには、出力電流検
出器９とは別に直流電源ｌの出力電流を検出する検出器
を直流電源１と極性切替用スイッチング素子４ａないし
４ｄとの中間に追加し、直流電源１の出力電流をこの追
加した検出器の出力と出力電流設定器の設定値との差に
よって調整するように構成すればよい。

第１図の装置において、基準信号設定器１５の設定値Δ
！　ｖｅｒを適当に定め、溶接物の予想される使用範囲
におけるケーブルインダクタンスの最大値に対しても極
性の切替時に発生する誘起電圧が、スイッチング素子を
破壊せずかつ、アークの再生に必要な電圧以上となるよ
うにしておけばよい。

またこの基準信号設定器１５の設定値Δｌｒｅｆを正・
逆両方向の各極性によって別の値とするように設定器１
５を２系統設けておけば、正極性時と逆極性時とでアー
クの再生の難易が異なるアルミニューム等の交流ＴＩＧ
溶接にもそれぞれの極性反転時に最適の電圧を得ること
ができる。

さらに、この基準信号設定器を可変の調整器を有するも
のとし、この調整器の各設定位置に対応するケーブル長
さを表示しておけば、使用するケーブルの長さを変更し
たときも基準値の設定が容易に行なえる。

なお、直流電源１の出力側のコンデンサ３は、本発明の
実施のためには必ずしも別個に設ける必要はなく、直流
電源１の内部に出力平滑用の並列コンデンサがある場合
にはこれを代用することが可能であり、またこれらの整
流回路に存在する分布容量が十分であるときは同様にこ
れを代用することができる。

第１図に示した実施例に使用するスイッチング素子開閉
制御回路１４としては、正逆各期間の設定と、極性の切
替時に溶接電流が所定値まで低下するまでの間正逆両方
のスイッチング素子のすべてを導通状態とするようにス
イッチング素子を駆動するものであればよく、市販の論
理回路，集積回路を用いて組立てることができる。

第３図は、このスイッチング素子開閉制御回路１４の実
施例を示す接続図である。第３図において、一点鎖線内
はスイッチング素子開閉制御回路ｌ４であり、出力電流
検出器９の出力Ｉｒと正極性（被溶接物７から電極６に
向う方向の極性）時の基準信号設定器１５ａの出力＋Δ
Ｉｒｅｆ’または逆極性（電極６から被溶接物７に向う
方向の極性）時の基準信号設定器１５ｂの出力ーΔ！　
ｒｅｔ’とを入力とし、正極性時と逆極性時とで異なる
基準信号が設定できるようにしてある。同図において、
Ｃｏｍｐ１はＩｆ’＞＋ΔＩ　ｒｅｆ’のときにハイレ
ベル信号を出力する比較器、ＣｏＩｌｐ２はＩｆ’＜−
ΔＩｖｅｒ　（但し、このとき１ｒは負の値）のときに
ハイレベル（以後Ｈと表示する）信号を出力する比較器
であり、いずれもｌｌｆｌ＞ｌΔＩｒｅｆ　ｌのときに
Ｈ信号を出力するものである。ＴＭＩ，ＴＭ２はそれぞ
れ出力時限が調整可能なタイマーであり、外部に時限設
定用の可変抵抗器を設けたモノマルチバイブレー夕や公
知の時限回路が利用でき、同図の場合人力信号がＨから
ローレベル（以後Ｌと表示する）に変化したときから時
限を開始し、出力端子に設定時限に応じた長さのＨ信号
を出力するものを用いる。ＭＨＩ，ＭＭ２はトリが信号
発生用に用いられるモノマルチバイブレータ（以後モノ
マルチという）であり、同図においてはそれぞれ入力信
号の立上り時点から短時間のＨ信号を出力する。ＮＯＲ
Ｉ．　　ＮＯｌ？２はＮＯＲゲートであり、２つの入力
信号が共にＬのときのみＨ信号を出力し、少なくともい
ずれか一方の入力がＨであるときには他方の入力のレベ
ルにかかわらず、Ｌ信号を出力する論理素子である。

ＮＯＴＩ、ないしＮＯＴ　４はＮＯＴ回路であり、入力
信号のレベルを反転してＬ入力をＨ出力にあるいはその
逆にして出力する論理素子である。ＳＶ１．Ｓｌｆ２は
開閉回路であり、溶接開始指令スイッチＴＳが閉じてい
る間中は閉じているアナログスイッチや論理素子を用い
ることができる。Ａｓｐ　１　，　Ａｓ＋ｐ　２は出力
（溶接）電流の極性切替用スイッチング素子を駆動する
ための増幅器であり、第１図のスイッチング素子４ａ，
４ｂを導通させるための信号Ｓエおよびスイッチング素
子４ｃ，４ｄを導通させるための信号ｓ２をそれぞれ出
力する。

第３図の回路の動作を第４図の線図によって説明する。

第４図において（ａ）は溶接開始指令スイッチＴＳの出
力であり、溶接中は作業者によって押しつづけられてＨ
出力が保たれているものとする。

（ｂ）はタイ７　ＴＭ　１の、（ｃ）は比較器Ｃｏａｐ
ｌの、（ｄ）はモノマルチＭＭ２の出力をＮＯＴ回路Ｎ
ＯＴ　３にて反転した後の、（ｅ）はタイマＴＭ２の、
（ｒ）は比較器Ｃｏａｐ２の、（ｇ）はモノマルチ３の
、（ｈ）は増幅器＾ｍｐ　１の、また（ｌ）は増幅器Ａ
ｍｐ　２の、それぞれ出力信号のレベル変化の様子を時
刻の経過とともに示しており、（ｊ）は溶接電流１ｏ，
即ち出力電流検出器９の出力信号１ｆの変化の様子をそ
れぞれ示している。

第３図において、作業の開始に際し、溶接開始指令スイ
ッチＴＳを開放した状態（出力し）で図示しない制御電
源を投入すると、電源検出器９の出力１ｒは零であるか
ら、Ｉｆ＜ΔＩｒｅｆ’となり、比較器Ｃｏｆｌｌｐｌ
の出力（ｃ）はＬとなり、またタイ７　ＴＭ　１の出力
がＬてあるので、ＮＯＲ　１の出力はＨとなる。

これによってモノマルチＭＭ２の出力は一時Ｈとなり、
これを反転したＮＯＴ　３の出力　（ｄ）は一時Ｈから
Ｌに変化する。この出力　（ｄ）の立下りによってタイ
マＴＭ２が時限を開始しその出力（ｅ）は設定時間の間
Ｈとなる。

一方、電源投入時は比較器Ｃｏ■ｐ２の出力　（ｆ’）
は、一Δｆｒｅｔ＜　０　（　−　Ｉｆ’）であるので
やはりＬであり、かつタイマＴＭ２の出力　（ｅ）もＬ
であるのでＮＯＲ　２の出力もやはりＨとなる。ＮＯＲ
　２の出力がＨになることによってモノマルチＭＭ３の
出力は一時Ｈとなり、これを反転したＮＯＴ　４の出力
（１）はＨから一時Ｌとなる。この出力　（ｌ）の立下
りによってタイマＴＭＩは一定時間Ｈ信号を出力しよう
とする。

実際には、回路を構成する各素子の動作速度のバラツキ
から両タイマのいずれかが先に時限を開始してＨ信号と
なる。そして一方のタイマの出力が先にＨになるとこれ
によってＮＯＲ　１またはＮＯＲ２のいずれかの出力が
Ｌとなり、他方のタイマは起動できなくなる。いま仮に
、タイマＴＭ１が先に起動してその出力がＨとなるとＮ
ＯＲ　１の出力はこれによってＬのままと．なり、モノ
マルチＭＭ２もＨ信号を出力せずタイマＴＭ２は起動し
ない。そして、タイマＴＭ１の時限終了によってその出
力がＬになると、ＮＯＲ１の出力がＨとなり、モノマル
チＭＭ２は一時Ｈ信号を出力し、これに応じてＮＯＴ　
３の出力が一時ＨからＬとなり、このＮＯＴ　３の出力
信号の立下りによってタイマＴＭ２が起動する。次にタ
イマＴＭ２の時限終了によってタイマＴＭＩが再度起動
し、以後上記動作をくりかえす。したがって電源投入か
ら溶接開始指令スイッチＴＳを押すまでの間はスイッチ
ング素子開閉制御回路１４は一種の無安定マルチバイブ
レー夕として動作する。なお、起動を確実にするために
は例えば比較器Ｃｏｍｐ　１とＣｏｉｐ２との応答速度
にわずかの差を設けておけば必ず一方のタイマから起動
させるようにすることができる。

次に第４図の時刻ｔ−ｔｌにおいてスイッチＴＳを押す
と開閉回路ＳＷＩ，ＳＷ２が閉じる。このとき同図に示
すようにタイマＴＭＩの出力（ｂ）がＨであり、タイマ
ＴＭ２の出力　（ｅ）がＬてあったとすると、それぞれ
の出力はＮＯＴ回路ＮＯＴ　１およびＮＯＴ　２によっ
て反転されて、増幅器Ａｍｐ　１の出力（　１．　）が
Ｈ１増幅器Ａｉｐ２の出力（ｊ）がＬとなる。この結果
、信号（１）即ち信号ｓ１が供給されるスイッチング素
子４ａ，４ｂが導通し、被溶接物７から電極６に向う方
向の電流（正極性電流）が流れ始める。

これによって出力溶接電流は基準信号十ΔＩｒｅｌ’を
超えて出力電流設定器１１によって定められた値にまで
増加してゆく。タイマＴＭ１の設定時限が時刻ｔ−ｔ２
に終了するとタイマＴＭＩの出力　（ｂ）がＬとなり、
これがＮＯＴ回路ＮＯＴ　２によって反転されて信号（
ｊ）即ち信号Ｓ２がＨとなる。この結果、スイッチング
素子４ｃ，４ｄも導通し、かつ未だ信号ｓ１　　もＨで
あるのでスイッチング素子４ａないし４ｄはすべて導通
することになる。正・逆両方向のスイッチング素子が導
通したことによって第１図および第２図にて説明した通
りの理由によって出力電流が減少を始める。この出力電
流の減少によって検出器９の出力！ｆが＋ΔＩｒｅｒよ
りも小さ＜　（Ｉｆ’＜＋ΔＩｒｅｆ）なる時刻ｔ−ｔ
３になると比較器Ｃｏｍｐ　１の出力がＨからＬに変化
し、ＮＯＲゲートＮＯＲ１は両入力信号がＬになったた
めにその出力はＨとなってモノマルチＭＭ２の出力は一
定時間の間Ｈとなる。これによってＮＯＴ回路ＮＯＴ　
３の出力　（ｄ）は一時ＨからＬとなって、この信号（
ｄ）の立下りによってタイマＴＭ２が起動する。タイマ
ＴＭ２の起動によってその出力　（ｅ）はＨとなり、こ
れが反転されて増幅された信号ｓ１　はＬどなってスイ
ッチング素子４ａ，４ｂが遮断する（正極性期間の終了
）。

スイッチング素子４ａ，４ｂの遮断によって、導通して
いるスイッチング素子は４ｃ，４ｄのみとなり、第１図
，第２図にて説明したように溶接電流１ｏは急速に逆転
して逆極性期間が開始される。

これによって溶接電流１０は逆方向に−Δｌｒｅｆ’を
超えて増加してゆく。

次にタイマＴＭ２が時刻ｔ−ｔ４に時限を終了すると、
その出力　（ｅ）はＬとなり、このために信号ｓ１が再
びＨとなってスイッチング素子４ａ，４ｂが導通する。

これによって逆方向の電流１０　　は急速に減少し、ｌ
　ｌｒｌ　＜　１−ΔＩｒｅｆ’　ｌとなる時刻ｔ−ｔ
５になると比較器Ｃｏｍｐ　２がＬとなり、このときタ
イマＴＭ２の出力　（Ｃ）もＬであるので、ＮＯＲゲー
トＮＯＲ２の出力は一時ＨとなってモノマルチＭＭ３を
起動し、ＮＯＴ回路ＮＯＴ　４の出力がＨから一時Ｌと
なってこの信号（ｇ）の立下りによってタイマＴＭＩを
起動する。タイマＴＭＩの起動によって信号ｓ２がＬと
なり、スイッチング素子４ｃ，４ｄが遮断される（逆極
性期間の終了）。スイッチング素子４ｃ，４ｄの遮断に
よって溶接電流１ｏは急速に正方向に増加し、基準信号
十ΔＩｒｅｆを超えて増大を始める。以後上記の時刻ｔ
　−　ｔ２．ｔ３，ｔ４．ｔ５の動作をくりかえし正極
性期間と逆極性期間とが交互に行なわれる。溶接開始指
令スイッチＴＳを開放するとスイッチング素子４ａない
し４ｄはすべて遮断となり、溶接電流は消滅し、時刻ｔ
−ｔｌ以前の状態にもどる。

スイッチング素子開閉制御回路１４としては上記の例に
限定されるものではなく、基準信号設定器を単一のもの
としたときには出力電流検出器９の出力としては交流の
溶接電流１ｏに比例した電圧を整流して常にΔＩ　ｒｅ
ｒと同極性の出力を得るものとし、比較器Ｃｏｍｐｌ　
，　ＣｏｌＩｐ２を同じ機能のもの、Ｉｆ’＜Δ旨ｅ『
でＨ信号を出力するもの、とすればよい。またモノマル
チＭＨＩ，ＭＭ２やタイマＴＭ１．ＴＭ２の各起動条件
が第３図，第４図に関する上記説明と異なるときにはＮ
ＯＴ回路、ＮＯＲゲート等の組合せを変更することによ
って同様の機能を有するものが実現できる。

第５図に本発明の別の実施例を示す。同図は直流電源と
して正・負両極性の直流電源を用意し、それぞれを直列
スイッチング素子にて切替えて出力電流の極性を切替え
る方式のものである。同図において直流電源１は第１図
の実施例と同様に商用交流電源１０１を一旦整流回路１
０２にて整流して直流とし、この直流をインバータ回路
１０３にて高周波交流とした後に変圧器１０４にて電圧
変換した後に再度整流回路１０５にて整流して直流を得
るものであるが、第１図の実施例とは異なり、変圧器１
０４には２次巻線にセンタータップを有するものを使用
し、整流回路１０５としてはこのセンタータップ式２次
巻線から正負両極性の直流出力を得るように２組の両波
整流回路を有するものを用いている。また同図において
は直流リアクトルとして共通の鉄心に巻かれた２つのコ
イルからなるリアクトル２１．２２を用いており、かつ
その巻方向はそれぞれの巻線に流れる電流によって共有
する鉄心に同方向の磁束を生ずる極性とし相互に磁気的
に密結合されているものを用いる。さらに各極性の出力
にはコンデンサ３１．３２が並列に接続されており、ま
たこれらの両直流出力のいずれかを選択的に出力端子（
ａ）（ｂ）間に供給するための極性切替用スイッチング
素子４１．４２が直列接続されている。なお５１．５２
”は各スイッチング素子４１．４２にそれぞれ逆極性で
並列接続されたダイオードであり、その他のものには第
１図と同機能のものに同符号を付して説明を省略する。

第５図の装置の動作を第６図の波形図によって説明する
。

第６図において（ａ）はスイッチング素子開閉制御回路
１４の出力信号Ｓｌ　、同図（ｂ）は同回路の出力信号
ｓ２の変化の様子を示している。また同図（Ｃ）はりア
クトル２１を流れる電流１２１　、（ｄ）はりアクトル
２２を流れる電流＋２２　、（ｅ）は出力電流、即ち溶
接電流１ｏの変化の様子をそれぞれ示している。いま時
刻ｔ−ｔｌの以前において信号ｓ１がハイレベルであり
、スイッチング素子４１が導通していたとすると、この
ときの電流１２１は溶接電流ｌｏｗと略等しく、電流１
２２は零である。

この電流によってリアクトル２１には電磁エネルギー １／２・　Ｌ２１・１２１　　２　＝　　１／２・　Ｌ
２１・ｒｏｗ　２が蓄えられている。またこのとき電流
は（リアクトル２１）→（スイッチング素子４１）一（
ケーブルＮｌ）→（電極６）＝（アーク１３）→（被溶
接物７）→（ケーブル９２）呻（整流回路１０５の中性
点） の経路で流れている。この状態から時限Ｔｌが終了し時
刻ｔ−　ｔｌになると極性切替の動作が開始される。

まず、時刻ｔ−　ｔｌにおいてスイッチング素子開閉制
御回路１４の出力信号ｓ１　はハイレベルのまま保持し
、かつ出力信号ｓ２　もハイレベルに変化する。これに
よってスイッチング素子４２も導通し整流回路１０５は
その出力端子がリアクトル２１．２２を介して短絡され
ることになる。このときりアクトル２１．２２に流れる
電流はこれらが保有していた電磁エネルギーが急変しな
い値の電流となる。即ち、時刻１−１１の直前において
は＋２１中１ｏｓ＋　ｓ　１２２　−　０であるから両
リアクトルの保有していた電磁エネルギーは１／２・Ｌ
２１・■ｏＩｌ２である。これに対してｔ■ｔ１の直後
においてはＱ−１／２・Ｌ２１−　１２１２　＋１／２
・Ｌ２２・Ｉ２２２となる。ここでＬ　２１−　Ｌ　２
２であり、また両リアクトルには共通の電流が流れるか
ら ＋２１−　１２２ である。それ故、この電流をＩ２すればＱ　−　Ｌ　２
１・１２２ となる。この保有エネルギーはもとのエネルギーに等し
いはずであるから １ｌ２・Ｌ２１・ｌｏＩ１２−Ｌ２ｌ−１２２より、１
２−　１／Ｊ′″ｒ−ｉｏＩ１となる。

一方、出力溶接電流はスイッチング素子４１．４２が導
通することによって直流電源１からの電流の供給が断た
れるために、ケーブルｆＩ１．　Ｊ２　２のインダクタ
ンスに蓄えられていたエネルギーによって維持されるこ
とになる。このときの電流は、（出力端子（ａ））−（
ケーブルＮｌ）−（電極６）＝（アーク１３）→（被溶
接物７）＝（ケーブル．９２）〜（出力端子（ｂ））−
（コンデンサ３２）＝（ダイオード５２）−（出力端子
（ａ））を循環する電流となる。このときケーブルｇ１
，Ｎ２に蓄えられていた電磁エネルギーはアーク１３で
消費されるとともにコンデンサ３２を充電するが、この
コンデンサ３２はスイッチング素子４１，４２の導通に
よって短絡されているので、結局端子電圧は上昇しない
ことになる。ケーブルΩ１，ｊ！　２の蓄積エネルギー
が消費されるに従って、出力溶接電流は次第に低下して
ゆく。この電流は検出器９にて検出されて信号１ｒとな
り、スイッチング素子開閉制御回路１４にて基準信号Δ
Ｉｒｅｒと比較される。Ｉｒ＜ΔＩ　ｒｅｆになると（
第６図の時刻ｔ＝ｔ２）スイッチング素子開閉制御回路
１４は信号ｓ１をローレベルに変化させる。これによっ
てスイッチング素子４１は遮断し、スイッチング素子４
２のみが導通状態をつづけることになる。この結果コン
デンサ３１．３２の短絡は解除され、ケーブルのインダ
クタンスの保有する電磁エネルギーによって流れていた
溶接電流１０が流れていたコンデンサ３２はその端子電
圧が急速に上昇し始めるとともに電流１ｏはこれによっ
て急速に減少してゆく。このコンデンサ３２の端子電圧
がケーブルのインダクタンスによる誘起電圧に略等しく
なるとアーク１３が維持できなくなって消滅し、電流１
ｏが零になる（時刻ｔ−１３）。一方スイッチング素子
４１の遮断によってリアクトル２１を流れていた電流は
コンデンサ３１を急速に充電し、その充電の進行に伴っ
て電流が急減しようとするが、リアクトル２１のインダ
クタンスのためにその電流の減少を妨げる方向に電圧を
誘起する。この誘起電圧は磁気的に密結合されているリ
アクトル２２にも同様に誘起し、しかもその極性は図示
のようにリアクトル２２から整流回路１０５に向う方向
であるので整流回路１０５の出力電圧に加算される形と
なる。これらの電圧はコンデンサ３２の端子電圧をさら
に高め、被溶接物７から電極６に向う方向に印加されて
、アークが消滅した直後の電極と被溶接物との間の絶縁
を破って先とは逆方向のアーク１３を再生する。アーク
の再生によって電流１ｏが流れ始めると、リアクトル２
１に保有されていた電磁エネルギーは直ちにリアクトル
２２に移行し、電流１ｏは急速に増加してもとの値ｌｏ
ｗ（但し方向は逆）に達する。

次に時刻ｔ−１４に至って時限Ｔ２が終了すると、スイ
ッチング素子開閉制御回路１４は再び極性を切替える（
ｔ−ｔｌ以前の極性にもどす）ためにまず信号Ｓ！をハ
イレベルにする。これによってスイッチング素子４１が
再び導通し、コンデンサ３１，３２が短絡される。この
短絡によって直流電源１の出力は出力端子（ａ）（ｂ）
間には供給されなくなり、溶接電流１ｏはケーブルρ１
，ｇ２のインダクタンスによって蓄積された電磁エネル
ギーによってｍｓされるが、この電流は （出力端子（ｂ））−（ケーブルｇ２）−（被溶接物７
）＝（アーク１　３）　−　（電極６）＝（ケーブルｆ
Ｉ１）→（出力端子（ａ））−（ダイオード４１）＝（
コンデンサ３　１）　−　（出力端子（ｂ））の経路を
循環する。このときスイッチング素子４１，４２が導通
しているためにコンデンサ３１，３２はその両端が短絡
されており端子電圧は上昇しない。アーク１３によって
ケーブルＮ　１，　ｊ？　２の保有エネルギーが消費さ
れるとＩｆ＜ΔＩ　ｒｅｆにまで減少する（時刻ｔ−ｔ
５）とスイッチング素子開閉制御回路１４の出力信号Ｓ
２はローレベルとなってスイッチング素子４２が遮断す
る。この結果、ケーブルｊ　１，　Ｎ　２の残留エネル
ギーによる誘起電圧によってコンデンサ３１が充電され
、充電の進行によってアーク１３が維持できなくなり消
滅する。一方スイッチング素子４２の遮断によってり・
アクトル２２の電流が減少するに．応じてリアクトル２
１に誘起される電圧が整流回路１０５の出力電圧に同方
向に重畳されて電極６から被溶接物７に向う極性の電圧
が急上昇してアークの消滅した直後の電極６と被溶接物
７との間の絶縁を破って時刻ｔ−　ｔｌ以前と同じ極性
（電極６から被溶接物７に向う方向）のアーク１３が再
生する。なお第６図においても第２図と同様に各極性の
切替期間、時刻ｔ−ｔｉからｔ３、ｔ−ｔ４からｔ６は
説明のために拡大して示してあるが、実際にはこの期間
は極く短時間である。

く発明の効果〉 上記のように、本発明の装置においては、出力電流の極
性の切替に際して、出力ケーブルのインダクタンスによ
って発生する誘起電圧の過剰分のみを有効にアーク部で
消費し、かつ残りの誘起電圧を直流電源側に回生じて、
逆方向のアークの再生に必要な電圧を確保するので、装
置を構成するスイッチング素子の耐圧を不必要に高耐圧
のものとする必要がないので装置が安価に製作でき、か
つ極性切替時に一旦消滅するアークの再生が確実に行な
われるので安定した高品質の交流アーク溶接が実現でき
るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の装置の実施例を示す接続図、第２図
は第１図の実施例の装置の動作を説明するための線図、
第３図は本発明に用いるスイッチング素子開閉制御回路
の例を示す接続図、第４図は第３図の回路の動作を説明
するための線図、第５図は本発明の別の実施例を示す接
続図、第６図は第５図の実施例の動作を説明するための
線図、第７図は従来の装置の接続図である。 １・・・直流電源、２，２１．２２・・・直流リアクト
ル、３，３　１．３　２・・・コンデンサ、４ａ，４ｂ
，４ｃ，４　ｄ，　　４　１．　　４　２−・・スイッ
チング素子、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５１．５２・・
・ダイオード、ｇ　ｌ，ｇ２・・・ケーブル、９・・・
出力電流検出器、１３・・・アーク、１４・・・スイッ
チング素子開閉制御回路、１５・・・基準信号設定器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源の出力を直列接続されたスイッチング素子
   によって切替えて正負両出力を得るようにした交流アー
   ク溶接用電源において、前記スイッチング素子を所定の
   時間幅でＯＮ−ＯＦＦ制御するとともに出力電流の極性
   切替えに際して先ずＯＦＦしている極性のスイッチング
   素子を導通させて全てのスイッチング素子をＯＮ状態と
   する段階と溶接電流を監視し溶接電流が所定値まで低下
   したことを検知して先にＯＮしていた極性のスイッチン
   グ素子を遮断して極性の切替を完了する段階とからなる
   極性切替シーケンスを設けたスイッチング素子開閉制御
   回路を具備した交流アーク溶接用電源装置。 ２、前記直流電源は、商用交流電源を整流して直流を得
   る第１の整流回路と、前記第１の整流回路の出力を高周
   波交流に変換するＤＣ／ＡＣ変換回路と、前記ＤＣ／Ａ
   Ｃ変換回路の出力を溶接に適した電圧に変換する変圧器
   および前記変圧器の出力を整流する第２の整流回路とか
   らなる請求項第１項に記載の交流アーク溶接用電源装置
   。 ３、前記直流電源はその出力側に直列リアクトルと並列
   コンデンサとからなる平滑回路要素を有する請求項第１
   項または第２項に記載の交流アーク溶接用電源装置。