JP2019221010A - 溶接電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流の設定値が大きいときでも、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる溶接電源装置を提供する。【解決手段】溶接トーチＢの電極と被加工物Ｗとの間に交流電圧を印加する溶接電源装置Ａ１において、直流電力を出力する直流電源回路（整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３および整流平滑回路５）と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有し、かつ、直流電源回路から直流電力を入力されて、交流電力を出力するインバータ回路７と、インバータ回路７の出力電流を検出する電流センサ９１と、直流電源回路およびインバータ回路７を制御する制御回路８とを備えた。制御回路８は、出力極性を切り替える際に、まず、直流電源回路の出力を抑制し、その後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンにした短絡状態とし、出力電流の瞬時値の絶対値が極性切替電流値Ｉ1以下になったときに、短絡状態の前にオンであったスイッチング素子をオフにする。【選択図】図１

Description

本発明は、交流アーク溶接用の溶接電源装置に関する。

従来、交流アーク溶接用の溶接電源装置が知られている。

図８は、従来の交流アーク溶接用の溶接電源装置の一例を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図８に示す溶接システムは、溶接トーチＢと、溶接トーチＢに電力を供給する溶接電源装置Ａ１００とを備える。溶接電源装置Ａ１００は、商用電源Ｄから入力される交流電力を整流平滑回路１で直流電力に変換し、インバータ回路２で高周波電力に変換する。そして、トランス３で変圧して、整流平滑回路５で直流電力に変換し、インバータ回路７で交流電力に変換して出力する。制御回路８００は、電流センサ９１が検出した溶接電源装置Ａ１００の出力電流が目標電流になるようにフィードバック制御を行うために、インバータ回路２のスイッチングを制御する。また、制御回路８００は、溶接電源装置Ａ１００の出力極性を切り替えるために、インバータ回路７のスイッチングを制御する。

溶接電源装置Ａ１００において出力極性を切り替える際、インバータ回路７のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフに切り替えたときに、負荷およびケーブルのインダクタンスによって誘導起電力が発生し、サージ電圧としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される。このサージ電圧を抑制する方法が開発されている。特許文献１には、サージ電圧を抑制できる溶接電源装置が開示されている。特許文献１に開示された溶接電源装置は、出力極性を切り替える際、極性を切り替えるインバータ回路のスイッチング素子を両方オンにして、整流平滑回路５の出力を短絡させる期間を設けている。以下では、この期間を「短絡期間」とし、この短絡させている状態を「短絡状態」とする。図８の溶接電源装置Ａ１００で説明すると、制御回路８００は、出力極性を切り替える際、一旦、インバータ回路７のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにして短絡させる。そして、溶接電源装置Ａ１００の出力電流が減少して、所定の極性切替電流値以下になってから、切り替え後の極性になるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオフにする。極性切替電流値は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフに切り替えたときに発生するサージ電圧を許容範囲に収めるための出力電流の閾値として、あらかじめ設定されている。また、制御回路８００は、短絡期間に、インバータ回路２の出力を抑制する（低下または停止させる）ことで、出力電流を早く減少させる。溶接電源装置Ａ１００は、出力電流が極性切替電流値以下になってから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオフに切り替えるので、発生するサージ電圧を許容範囲に収めることがきる。

特開平２−２３５５７４号公報

しかしながら、出力電流の設定値が大きいとき、サージ電圧が許容範囲を超える場合がある。スイッチング素子に印加されるサージ電圧の大きさは、当該スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じて変化する。極性切り替え時の短絡期間において、スイッチング素子に流れる電流は、出力電流と、短絡により他方のスイッチング素子に流れる電流とを加算したものである。したがって、スイッチング素子に流れる電流は、出力電流より大きくなる。出力電流が極性切替電流値以下になったときにスイッチング素子をオフにしても、このときスイッチング素子に流れる電流は、出力電流より大きくなっている。閾値である極性切替電流値は、少し余裕を持たせて設定されているので、スイッチング素子に流れる電流が出力電流より少し大きくても、サージ電圧を許容範囲に収めることがきる。しかし、スイッチング素子に流れる電流が出力電流より大幅に大きくなると、サージ電圧が許容範囲を超える場合がある。出力電流の設定値が大きいほど、出力電流が極性切替電流値以下になるまでの時間は長くなり、短絡期間が長くなる。短絡により他方のスイッチング素子に流れる電流は、時間とともに増加するので、出力電流の設定値が大きいほど、スイッチング素子をオフにするときに当該スイッチング素子を流れる電流はより大きくなる。

図８において、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの正極性から、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの逆極性に切り替えときを例に、図９を参照して説明する。この極性切り替え時の短絡期間においては、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、出力電流Ｉｏｕｔとスイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐとを加算したものである。図９は、正極性から逆極性に切り替えるときの、出力電流Ｉｏｕｔ、電流Ｉｅｎおよび電流Ｉｅｐの時間変化を示している。図９（ａ）は出力電流の設定値が小さいときのものであり、図９（ｂ）は出力電流の設定値が大きいときのものである。

まず、図９（ａ）について説明する。時刻ｔ１’までは、出力極性が正極性で、出力電流Ｉｏｕｔが設定値に制御されている状態である。そして、時刻ｔ１’において、極性切り替えのために、スイッチング素子Ｑ２をオンにして、整流平滑回路５の出力を短絡させている。これにより、出力電流Ｉｏｕｔは、減少する。そして、時刻ｔ２’において、出力電流Ｉｏｕｔが極性切替電流値Ｉ₁以下になったことにより、スイッチング素子Ｑ１をオフにしている。これにより、出力電流Ｉｏｕｔは、急激に減少して電流の向きを変え、大きさが設定値である逆向きの（負の）電流値に達する。時刻ｔ１’から時刻ｔ２’までの期間が短絡期間である。短絡期間において、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは、「０」から徐々に増加している。スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、出力電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｅｐを加算したものであり、徐々に減少している。なお、時刻ｔ２’以降の電流Ｉｅｐが負の値のときは、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れているのではなく、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されたダイオードに電流が流れて、矢印の反対向きに電流が流れている状態である。

図９（ｂ）においても、図９（ａ）と同様であるが、出力電流の設定値が大きいので、出力電流Ｉｏｕｔが極性切替電流値Ｉ₁以下になるまでの時間が長くなっている。したがって、短絡期間（時刻ｔ１’から時刻ｔ２’までの期間）が長くなっている。これにより、電流Ｉｅｐは、時刻ｔ２’まで増加することで、図９（ａ）の場合より大きくなっている。したがって、時刻ｔ２’のときの電流Ｉｅｎ（＝Ｉ₁＋Ｉｅｐ）も、図９（ａ）の場合より大きくなっている。

出力電流の設定値が大きいほど、スイッチング素子をオフにするときに当該スイッチング素子を流れる電流が大きくなって（図９（ａ）、（ｂ）の時刻ｔ２’における電流Ｉｅｎ参照）、極性切替電流値Ｉ₁からの解離が大きくなる。したがって、出力電流の設定値が大きいと、スイッチング素子をオフにしたときのサージ電圧が、許容範囲を超える場合がある。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、出力電流の設定値が大きいときでも、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる溶接電源装置を提供することを目的とする。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、溶接電極と被加工物との間に交流電圧を印加する溶接電源装置であって、直流電力を出力する直流電源回路と、複数のスイッチング素子を有し、かつ、、前記直流電源回路から直流電力を入力されて交流電力を出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、前記直流電源回路および前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記インバータ回路の出力極性を切り替える際に、まず、前記直流電源回路の出力を抑制し、その後、前記複数のスイッチング素子のすべてをオンにした短絡状態とし、前記出力電流の瞬時値の絶対値が閾値以下になったときに、前記短絡状態の前にオンであったスイッチング素子をオフにすることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記直流電源回路は、第２インバータ回路を備え、前記制御回路は、前記第２インバータ回路のスイッチングを停止させることで、前記直流電源回路の出力を停止させる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記直流電源回路の出力を抑制した後、前記出力電流の瞬時値の絶対値が第２閾値以下になったときに前記短絡状態に切り替える。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、前記制御回路は、前記出力電圧に応じて前記閾値を変化させる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２閾値は前記閾値に連動して変化する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記被加工物が前記溶接電極より高電位である正極性から低電位である逆極性に切り替える場合と、逆極性から正極性に切り替える場合とで、前記閾値を異なる値にする。

本発明によると、制御回路は、インバータ回路の出力極性を切り替える際、短絡状態とする前に、直流電源回路の出力を抑制する期間を設けている。当該期間においては、短絡状態になっていないので、極性切り替え前にオフであったスイッチング素子に電流が流れない状態で、出力電流が減少する。その後、短絡状態になって、極性切り替え前にオフであったスイッチング素子もオンになって電流が流れるが、この電流の増加は、直流電源回路の出力を抑制する期間を設けなかった場合より小さくなる。したがって、極性切り替え前にオンであったスイッチング素子に流れる電流も小さくなる。これにより、出力電流の設定値が大きいときでも、スイッチング素子をオフにするときに当該スイッチング素子を流れる電流を小さくできるので、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる。

第１実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路および放電回路を示す図である。 第１実施形態に係る極性切替制御部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。 第１実施形態に係る溶接電源装置における出力極性の切り替えを説明するための図であり、各信号および各電流の時間変化を示すタイムチャートである。 第２実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第２実施形態に係る極性切替制御部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図である。 従来の溶接電源装置において正極性から逆極性に切り替えるときの各電流の時間変化を示タイムチャートである。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図４は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。図１は、溶接電源装置Ａ１を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図２（ａ）は、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３の一例を示す回路図である。図２（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の放電回路６４の一例を示す回路図である。図３は、極性切替制御部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。図４は、出力極性の切り替えを説明するための図であり、各信号および各電流の時間変化を示すタイムチャートである。なお、本明細書で参照する各タイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備える。当該溶接システムは、溶接トーチＢが非消耗電極式のトーチである交流ＴＩＧ溶接システムである。溶接電源装置Ａ１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を変換して、出力端子ａ，ｂから出力する。一方の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続される。他方の出力端子ｂは、ケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続される。溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークを発生させて、電力を供給する。当該アークの熱によって、溶接が行われる。溶接トーチＢの電極が、本発明の「溶接電極」に相当する。

溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、整流平滑回路５、再点弧回路６、インバータ回路７、制御回路８、および電流センサ９１を備える。

整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備える。なお、整流平滑回路１の構成は限定されない。

インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備える。インバータ回路２は、制御回路８から入力される出力制御駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を高周波電力に変換して出力する。なお、インバータ回路２は直流電力を高周波電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路２が本発明の「第２インバータ回路」に相当する。

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流平滑回路５に出力する。トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備える。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続される。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流平滑回路５の各入力端子にそれぞれ接続される。また、二次側巻線３ｂには、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。二次側巻線３ｂのセンタタップは、接続線４によって、出力端子ｂに接続される。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧されて、整流平滑回路５に入力される。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続される。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、充電回路６３に入力される。二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃは一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄから入力される電流が二次側の回路および充電回路６３に流れることを防止できる。

整流平滑回路５は、トランス３から入力される高周波電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路５は、高周波電流を整流する全波整流回路と、平滑する直流リアクトルとを備える。なお、整流平滑回路５の構成は限定されない。整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、および整流平滑回路５を合わせたものが、本発明の「直流電源回路」に相当する。

インバータ回路７は、例えば、単相ハーフブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）である。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタなどであってもよい。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子とが接続されて、直列接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子はインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子はインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、インバータ回路７の出力端子に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、それぞれ、ダイオードが逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、制御回路８から出力されるスイッチング駆動信号が入力される。インバータ回路７の出力端子は、出力端子ａに接続される。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチングさせることで、インバータ回路７の出力端子の電位（出力端子ａの電位）を、整流平滑回路５の正極側の出力端子の電位と負極側の出力端子の電位とで交互に切り替える。これにより、インバータ回路７は、出力端子ａ（被加工物Ｗに接続）の電位が出力端子ｂ（溶接トーチＢの電極に接続）の電位より高い状態である正極性と、出力端子ａの電位が出力端子ｂの電位より低い状態である逆極性とを交互に切り替える。つまり、インバータ回路７は、整流平滑回路５から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。なお、インバータ回路７は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路７が本発明の「インバータ回路」に相当する。

再点弧回路６は、整流平滑回路５とインバータ回路７との間に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力極性が切り替わるときに、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に高電圧を印加する。当該高電圧は、極性切り替え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では「再点弧電圧」と記載する。正極性から逆極性に切り替わるときにアーク切れが発生しやすいので、本実施形態では、再点弧回路６は、正極性から逆極性に切り替わるときにのみ再点弧電圧を印加し、逆極性から正極性に切り替わるときには再点弧電圧を印加しない。再点弧回路６は、ダイオード６１、再点弧コンデンサ６２、充電回路６３および放電回路６４を備える。

ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２とは直列接続されて、インバータ回路７の入力側に並列接続される。ダイオード６１は、アノード端子がインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、カソード端子が再点弧コンデンサ６２の一方の端子に接続される。再点弧コンデンサ６２は、一方の端子がダイオード６１のカソード端子に接続され、他方の端子がインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。再点弧コンデンサ６２は、所定の静電容量以上のコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に印加するための再点弧電圧を充電される。再点弧コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。また、ダイオード６１は、インバータ回路７のスイッチング時のサージ電圧を、再点弧コンデンサ６２に吸収させる。つまり、再点弧コンデンサ６２は、サージ電圧を吸収するためのスナバ回路としても機能する。

充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路であり、再点弧コンデンサ６２に並列に接続される。図２（ａ）は、充電回路６３の一例を示す図である。図２（ａ）に示すように、本実施形態では、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび昇圧チョッパ６３ｄを備える。整流平滑回路６３ｃは、交流電圧を全波整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備え、トランス３の補助巻線３ｃから入力される高周波電圧を直流電圧に変換する。なお、整流平滑回路６３ｃの回路構成は限定されない。

昇圧チョッパ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。昇圧チョッパ６３ｄは、入力端子と出力端子との間にコイルとダイオードとを直列に接続（コイルの一方の端子とダイオードのアノード端子とを接続し、入力端子側にコイル、出力端子側にダイオードを配置）し、その接続点にスイッチング素子６３ｂを並列に接続し、ダイオードのカソード端子にコンデンサを並列に接続した構成となっている。なお、昇圧チョッパ６３ｄの回路構成は限定されない。本実施形態では、スイッチング素子６３ｂは、ＭＯＳＦＥＴである。なお、スイッチング素子６３ｂは、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなどであってもよい。

昇圧チョッパ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備える。駆動回路６３ａは、後述する充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間、パルス信号の出力を行わない。この間、スイッチング素子６３ｂはオフ状態が継続する。したがって、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧がそのまま、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、昇圧チョッパ６３ｄは駆動するので、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧が昇圧されて、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。すなわち、充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧をそのまま再点弧コンデンサ６２に印加する状態と、昇圧して印加する状態とで切り替える。なお、駆動回路６３ａを設けずに、充電制御部８６が充電回路駆動信号としてパルス信号をスイッチング素子６３ｂに直接入力するようにしてもよい。また、充電回路６３の構成は限定されない。充電回路６３は、昇圧チョッパ６３ｄに代えて、絶縁型フォワードコンバータなどを備えてもよい。

放電回路６４は、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２との接続点と、二次側巻線３ｂのセンタタップと出力端子ｂとを接続する接続線４との間に接続される。図２（ｂ）は、放電回路６４の一例を示す図である。図２（ｂ）に示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび限流抵抗６４ｂを備える。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴである。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタや、ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。スイッチング素子６４ａと限流抵抗６４ｂとは直列接続されて、再点弧コンデンサ６２に直列接続される。スイッチング素子６４ａのコレクタ端子は限流抵抗６４ｂの一方の端子に接続され、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は、接続線６４ｃによって、接続線４に接続される。なお、限流抵抗６４ｂは、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子側に接続されてもよい。また、スイッチング素子６４ａのゲート端子には、後述する放電制御部８５から、放電回路駆動信号が入力される。スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間オン状態になる。これにより、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧は、限流抵抗６４ｂを介して、放電される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間オフ状態になる。これにより、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とで切り替える。なお、放電回路６４の構成は限定されない。

電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流Ｉｏｕｔを検出するセンサであり、本実施形態では、インバータ回路７の出力端子と出力端子ａとを接続する接続線７１に配置される。本実施形態では、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正とし、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。電流センサ９１は、出力電流の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。なお、電流センサ９１の構成は限定されず、接続線７１から出力電流Ｉｏｕｔを検出するものであればよい。なお、電流センサ９１の配置場所は限定されない。例えば、電流センサ９１は、接続線４に配置されてもよい。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現される。制御回路８は、電流センサ９１から出力電流の瞬時値を入力される。そして、制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、目標電流設定部８２、極性切替制御部８３、放電制御部８５、および充電制御部８６を備える。

電流制御部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流Ｉｏｕｔをフィードバック制御するために、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値信号を絶対値回路によって絶対値信号に変換し、当該絶対値信号と目標電流設定部８２から入力される出力電流の設定値との偏差に基づいて、ＰＷＭ制御により、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するための出力制御駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。また、本実施形態では、電流制御部８１は、極性切替制御部８３から入力される停止信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、出力制御駆動信号の出力を停止する。これにより、インバータ回路２は、スイッチング素子のスイッチングが停止し、高周波電力の出力を停止する。

極性切替制御部８３は、溶接電源装置Ａ１の出力極性を切り替えるために、インバータ回路７を制御する。極性切替制御部８３は、出力極性を切り替えるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御するためのパルス信号であるスイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。極性切替制御部８３は、スイッチング素子Ｑ１に入力されて、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを制御するスイッチング駆動信号Ｓ１、および、スイッチング素子Ｑ２に入力されて、スイッチング素子Ｑ２のスイッチングを制御するスイッチング駆動信号Ｓ２を生成する。スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオン（ハイレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを導通させてオンになり、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフ（ローレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを遮断させてオフになる。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング駆動信号Ｓ２がオン（ハイレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを導通させてオンになり、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフ（ローレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを遮断させてオフになる。したがって、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンで、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフの場合、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が出力端子ｂ（溶接トーチＢ）より高電位（正極性）になる。また、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフで、スイッチング駆動信号Ｓ２がオンの場合、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が出力端子ｂ（溶接トーチＢ）より低電位（逆極性）になる。本実施形態では、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２を両方オンにすることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにする短絡期間を設けている。スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２は、放電制御部８５および充電制御部８６にも出力される。

また、極性切替制御部８３は、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させる停止信号を生成して、電流制御部８１に出力する。本実施形態では、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、短絡期間の前に、停止信号をオンにすることで、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させる。

次に、極性切替制御部８３による、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２および停止信号の生成について説明する。

極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、まず、インバータ回路２の出力を停止させる。具体的には、極性切替制御部８３は、停止信号をオンにすることで、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させて、インバータ回路２の出力を停止させる。インバータ回路２の出力が停止することで、出力電流の瞬時値の絶対値は徐々に減少する。そして、極性切替制御部８３は、出力電流の瞬時値の絶対値が短絡切替電流値以下になったときに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにした短絡状態とする。そして、出力電流の瞬時値の絶対値が極性切替電流値以下になったときに、短絡状態の前にオンであった方のスイッチング素子をオフにする。極性切替電流値は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフに切り替えたときに発生するサージ電圧を許容範囲に収めるための出力電流の閾値として、あらかじめ設定されている。また、短絡切替電流値は、出力電流の設定値が大きい場合に、出力電流Ｉｏｕｔをある程度低下させるためにあらかじめ設定される閾値である。極性切替電流値が本発明の「閾値」に相当し、短絡切替電流値が本発明の「第２閾値」に相当する。

短絡切替電流値は、出力電流の設定値がこの値以下であれば、オフ時のサージ電圧が許容範囲内に収まる電流値が設定される。極性切替電流値が例えば２００Ａの場合、出力電流の設定値が３００Ａであれば、インバータ回路２の出力停止と短絡状態への切り替えを同時に行ったとしても、オフ時のサージ電圧が許容範囲内に収まるが、出力電流の設定値が５００Ａであれば、インバータ回路２の出力停止と短絡状態への切り替えを同時に行うと、オフ時のサージ電圧が許容範囲を超えてしまう。インバータ回路２の出力停止と短絡状態への切り替えを同時にしても、オフ時のサージ電圧が許容範囲内に収まる境界である例えば３５０Ａが、短絡切替電流値として設定される。なお、これらの数値は例示であって、短絡切替電流値は、実験やシミュレーションに基づいて、適宜決定される。

図３は、極性切替制御部８３の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。極性切替制御部８３は、比較部８３１，８３２、信号生成部８３３、タイマ部８３４、および停止部８３５を備える。

比較部８３１は、出力電流の瞬時値（以下では「出力電流瞬時値」とする）を極性切替電流値Ｉ₁と比較する。出力電流Ｉｏｕｔは交流電流であり、逆向きにも流れるので、電流センサ９１から入力される出力電流瞬時値は負の値にもなる。比較部８３１は、短絡状態から逆極性への切り替えのために、出力電流瞬時値を極性切替電流値Ｉ₁と比較し、また、短絡状態から正極性への切り替えのために、出力電流瞬時値を極性切替電流値Ｉ₁の負の値（−Ｉ₁）と比較する。比較結果は信号生成部８３３、タイマ部８３４および停止部８３５に出力される。

比較部８３２は、出力電流瞬時値を短絡切替電流値Ｉ₂と比較する。比較部８３２は、正極性から短絡状態への切り替えのために、出力電流瞬時値を短絡切替電流値Ｉ₂と比較し、また、逆極性から短絡状態への切り替えのために、出力電流瞬時値を短絡切替電流値Ｉ₂の負の値（−Ｉ₂）と比較する。比較結果は信号生成部８３３に出力される。

信号生成部８３３は、比較部８３１，８３２より入力される比較結果に基づいて、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。具体的には、信号生成部８３３は、出力電流瞬時値が−Ｉ₂以上になったときにオンになり、出力電流瞬時値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったときにオフになるパルス信号を生成し、スイッチング駆動信号Ｓ１として出力する。また、信号生成部８３３は、出力電流瞬時値が短絡切替電流値Ｉ₂以下になったときにオンになり、出力電流瞬時値が−Ｉ₁以上になったときにオフになるパルス信号を生成し、スイッチング駆動信号Ｓ２として出力する。

タイマ部８３４は、所定時間Ｔを計時する。タイマ部８３４は、出力電流瞬時値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったときに計時を開始し、所定時間Ｔが経過したときに、停止部８３５にタイミング信号を出力する。また、タイマ部８３４は、出力電流瞬時値が−Ｉ₁以上になったときに計時を開始し、所定時間Ｔが経過したときに、停止部８３５にタイミング信号を出力する。

停止部８３５は、比較部８３１より入力される比較結果と、タイマ部８３４より入力されるタイミング信号とに基づいて、停止信号を生成する。停止部８３５は、タイマ部８３４よりタイミング信号が入力されたときにオンなり、出力電流瞬時値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったとき、または、出力電流瞬時値が−Ｉ₁以上になったときに、オフになるパルス信号を生成し、停止信号として出力する。

なお、極性切替制御部８３の内部構成は、図３に示したものに限定されない。

図４は、溶接電源装置Ａ１における出力極性の切り替えを説明するための図であり、各信号および各電流の時間変化を示すタイムチャートである。同図（ａ）は、停止部８３５が出力する停止信号を示す。同図（ｂ）は、信号生成部８３３が生成するスイッチング駆動信号Ｓ１を示し、同図（ｃ）は、信号生成部８３３が生成するスイッチング駆動信号Ｓ２を示す。同図（ｄ）は、電流センサ９１が検出する出力電流瞬時値（出力電流Ｉｏｕｔの瞬時値）を示す。同図（ｅ）は、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎ、および、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐを示す。なお、電流Ｉｅｐ（電流Ｉｅｎ）が負の値のときは、電流Ｉｅｐ（電流Ｉｅｎ）は、スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）を流れる電流ではなく、スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）に逆並列接続されたダイオードを流れる電流（図１に示す矢印の反対向きに流れる電流）を示している。

時刻ｔ１までは、出力極性が正極性で、出力電流Ｉｏｕｔが設定値に制御されている状態である（図４（ｄ）参照）。そして、時刻ｔ１において、停止信号がオフからオンに切り替わっている（図４（ａ）参照）。これにより、インバータ回路２は、高周波電力の出力を停止する。したがって、出力電流瞬時値は減少し、時刻ｔ２において、短絡切替電流値Ｉ₂以下になっている（図４（ｄ）参照）。これにより、スイッチング駆動信号Ｓ２がオンになる（図４（ｃ）参照）。なお、スイッチング駆動信号Ｓ１は、時刻ｔ１の前からオンになっている（図４（ｂ）参照）。つまり、時刻ｔ２において、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２が両方オンになって短絡状態になっている。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間は、インバータ回路２の出力が停止しているが、短絡状態になっていない（スイッチング素子Ｑ１がオンで、スイッチング素子Ｑ２がオフ）。スイッチング素子Ｑ２がオフなので、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは「０」であり、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは出力電流Ｉｏｕｔに等しい（図４（ｅ）参照）。

時刻ｔ２において短絡状態になったことで、出力電流瞬時値はさらに減少し、時刻ｔ３において、極性切替電流値Ｉ₁以下になっている（図４（ｄ）参照）。これにより、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフになり（図４（ｂ）参照）、停止信号がオフになり（図４（ａ）参照）、タイマ部８３４による計時が開始される。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間が短絡期間である。短絡期間において、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは、「０」から徐々に増加している。スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、出力電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｅｐを加算したものであり、徐々に減少している（図４（ｅ）参照）。電流Ｉｅｐは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間は増加せず、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間（短絡期間）だけ増加するので、時刻ｔ１から時刻ｔ３まで増加する場合と比較すると、時刻ｔ３においての電流Ｉｅｐは小さい。別の言い方をすると、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間で、出力電流瞬時値を、短絡切替電流値Ｉ₂まで減少させている。この間、スイッチング素子Ｑ２がオフなので、電流Ｉｅｐは増加しない。

時刻ｔ３において、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフになることで、スイッチング素子Ｑ１にサージ電圧が印加されるが、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎが、極性切替電流値Ｉ₁から大きく解離しないので、サージ電圧を許容範囲に収めることができる。

時刻ｔ３において、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフになることで、出力極性は逆極性になり、出力電流瞬時値は、急激に減少して電流の向きを変え、大きさが設定値である逆向きの電流値に達する（図４（ｄ）参照）。出力電流瞬時値が「０」になったとき、再点弧回路６によって再点弧電圧が印加されるので、再点弧性が向上されて、アーク切れの発生が抑制される。

時刻ｔ３から時刻ｔ４までは、出力極性が逆極性で、出力電流Ｉｏｕｔが設定値の負の値に制御されている状態である（図４（ｄ）参照）。そして、時刻ｔ４において、停止信号がオフからオンに切り替わっている（図４（ａ）参照）。これにより、インバータ回路２は、高周波電力の出力を停止する。したがって、出力電流瞬時値は増加し、時刻ｔ５において、−Ｉ₂以上になっている（図４（ｄ）参照）。これにより、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンになる（図４（ｂ）参照）。なお、スイッチング駆動信号Ｓ２は、時刻ｔ５の前からオンになっている（図４（ｃ）参照）。つまり、時刻ｔ５において、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２が両方オンになって短絡状態になっている。時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間は、インバータ回路２の出力が停止しているが、短絡状態になっていない（スイッチング素子Ｑ２がオンで、スイッチング素子Ｑ１がオフ）。スイッチング素子Ｑ１がオフなので、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは「０」であり、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは出力電流Ｉｏｕｔの絶対値に等しい（図４（ｅ）参照）。

時刻ｔ５において短絡状態になったことで、出力電流瞬時値はさらに増加し、時刻ｔ６において、−Ｉ₁以上になっている（図４（ｄ）参照）。これにより、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフになり（図４（ｃ）参照）、停止信号がオフになり（図４（ａ）参照）、タイマ部８３４による計時が開始される。時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間が短絡期間である。短絡期間において、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、「０」から徐々に増加している。スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは、電流Ｉｅｎから出力電流Ｉｏｕｔを減算（出力電流Ｉｏｕｔの正負を反転した値と電流Ｉｅｎとを加算）したものであり、徐々に減少している（図４（ｅ）参照）。電流Ｉｅｎは、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間は増加せず、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間（短絡期間）だけ増加するので、時刻ｔ４から時刻ｔ６まで増加する場合と比較すると、時刻ｔ６においての電流Ｉｅｎは小さい。別の言い方をすると、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間で、出力電流瞬時値を、−Ｉ₂まで増加させている。この間、スイッチング素子Ｑ１がオフなので、電流Ｉｅｎは増加しない。

時刻ｔ６において、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフになることで、スイッチング素子Ｑ２にサージ電圧が印加されるが、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐが、極性切替電流値Ｉ₁から大きく解離しないので、サージ電圧を許容範囲に収めることができる。

時刻ｔ６において、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフになることで、出力極性は正極性になり、出力電流瞬時値は、急激に増加して電流の向きを変え、設定値に達する（図４（ｄ）参照）。

図１に戻って、放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、極性切替制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号に基づいて、放電回路６４を制御するための放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。放電回路６４は、放電回路駆動信号がオンの間、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電する。放電制御部８５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わるときにオンになっているように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンからオフに切り替わったときにオンに切り替わり、オンに切り替わった後、所定時間が経過したときにオフに切り替わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する。所定時間は、出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わるタイミングを完全に超えるまで継続するように設定される。なお、放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わるときに再点弧電圧を印加できればよいので、放電回路駆動信号は、出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わる前にオンになり、出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わった後にオフになればよい。

充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、極性切替制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号と、図示しない電圧センサから入力される再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。充電回路６３は、充電回路駆動信号がオンの間、再点弧コンデンサ６２を充電する。充電回路６３は、放電回路６４による放電が完了してから次の放電のタイミングまでに、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。また、再点弧コンデンサ６２が目標電圧まで充電された場合は、それ以上の充電を行う必要がない。充電制御部８６は、放電回路６４による放電が完了してから、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になるまでオンとなるように、充電回路駆動信号を生成する。具体的には、充電制御部８６は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンからオフに切り替わった後、所定時間が経過したときにオンに切り替わり、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になったときにオフに切り替わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号として出力する。なお、充電制御部８６が充電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。充電回路駆動信号は、放電回路６４による放電が完了してから、次の放電のタイミングまでの間でオンになり、再点弧コンデンサ６２を充電できればよい。

制御回路８は、各部をモジュール化したプログラムを実行するマイクロコンピュータによって実現してもよいし、論理回路を含むデジタル回路またはアナログ回路で実現してもよい。

次に、本実施形態に係る溶接電源装置Ａ１の作用および効果について説明する。

本実施形態によると、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、まず、インバータ回路２の出力を停止させる。この期間においては、短絡状態になっていないので、極性切り替え前にオフであったスイッチング素子に電流が流れない状態で、出力電流が減少する。そして、極性切替制御部８３は、出力電流瞬時値の絶対値が短絡切替電流値以下になったときに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにした短絡状態とする。短絡状態では極性切り替え前にオフであったスイッチング素子もオンになって電流が流れるが、この電流の増加は、短絡と同時にインバータ回路２の出力を停止させる場合より小さくなる。したがって、極性切り替え前にオンであったスイッチング素子に流れる電流も小さくなる。これにより、出力電流の設定値が大きいときでも、スイッチング素子をオフにするときに当該スイッチング素子を流れる電流を小さくできるので、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる。

また、本実施形態によると、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、停止信号をオンにして電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させることで、インバータ回路２の出力を停止させる。これにより、出力電流Ｉｏｕｔは早く減少し、極性の切り替えにかかる時間が短縮される。また、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、短絡期間を設けている。これにより、出力電流Ｉｏｕｔはより早く減少し、極性の切り替えにかかる時間がさらに短縮される。

また、本実施形態によると、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、インバータ回路２の出力を停止させた後、出力電流瞬時値の絶対値が短絡切替電流値以下になったときに短絡状態に切り替える。短絡切替電流値は、インバータ回路２の出力停止と短絡状態への切り替えを同時にしても、オフ時のサージ電圧が許容範囲内に収まる境界である電流値が設定される。したがって、極性切替制御部８３は、出力電流瞬時値の絶対値が短絡切替電流値以下になるまで短絡状態に切り替えないことで、サージ電圧が許容範囲に収まるようにし、かつ、短絡切替電流値以下になると短絡状態に切り替えることで、極性の切り替えにかかる時間をできるだけ短くできる。

なお、本実施形態においては、出力極性を切り替える際に、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させることで、インバータ回路２の出力を停止させる場合について説明したが、これに限られない。例えば、極性切替制御部８３が目標電流設定部８２に出力電流の設定値を「０」に変更させ、電流制御部８１が出力電流Ｉｏｕｔを「０」に制御することで、インバータ回路２の出力を低下させてもよい。また、出力電流の設定値を、「０」ではなく、極性切替電流値Ｉ₁または短絡切替電流値Ｉ₂に変更してもよい。なお、出力電流Ｉｏｕｔを早く減少させるという観点からは、インバータ回路２の出力を停止させるのが望ましい。

また、本実施形態においては、極性切替制御部８３が、短絡状態から正極性への切り替えのために、出力電流瞬時値を極性切替電流値Ｉ₁の負の値（−Ｉ₁）と比較する場合について説明したが、これに限られず、極性切替電流値として（−Ｉ₁）以外の閾値を用いてもよい。つまり、短絡状態から正極性への切り替えの場合と、短絡状態から逆極性への切り替えの場合とで、極性切替電流値の絶対値が異なってもよい。例えば、正極性への切り替え時の極性切替電流値の絶対値を逆極性への切り替え時の極性切替電流値をより大きい値にすることで、正極性への切り替え時のサージ電圧を大きくして、再点弧コンデンサ６２の充電を促進してもよい。同様に、逆極性から短絡状態への切り替えの場合と、正極性から短絡状態への切り替えの場合とで、短絡切替電流値の絶対値が異なってもよい。

また、本実施形態においては、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、および整流平滑回路５を備えた直流電源回路を用いているが、これに限られない。インバータ回路７に直流電力を供給する直流電源回路の構成は限定されない。例えば、商用電源Ｄからの交流電圧をトランスで昇圧してもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバータや昇圧チョッパで直流電圧を昇圧してもよい。

図５〜図７は、本発明の他の実施形態を示している。なお、これらの図において、上記実施形態と同一または類似の要素には、上記実施形態と同一の符号を付している。

図５および図６は、本発明の第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図である。図５は、溶接電源装置Ａ２を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図６は、極性切替制御部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。溶接電源装置Ａ２は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、極性切替電流値Ｉ₁および短絡切替電流値Ｉ₂を変更する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１および図３参照）と異なっている。

図５に示すように、溶接電源装置Ａ２は、電圧センサ９２を備えている。電圧センサ９２は、溶接電源装置Ａ２の出力電圧Ｖｏｕｔを検出するセンサであり、本実施形態では、出力端子ａと出力端子ｂとの間の電圧を検出する。本実施形態では、出力端子ａの電位が出力端子ｂの電位より高い場合を正とし、出力端子ａの電位が出力端子ｂの電位より低い場合を負としている。電圧センサ９２は、出力電圧Ｖｏｕｔの瞬時値を検出して制御回路８に入力する。なお、電圧センサ９２の構成は限定されず、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するものであればよい。なお、第１実施形態では説明を省略しているが、実際には、溶接電源装置Ａ１も電圧センサ９２を備えている。

図６に示すように、極性切替制御部８３は、閾値設定部８３６，８３７をさらに備える。閾値設定部８３６は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、極性切替電流値Ｉ₁を設定する。閾値設定部８３６は、電圧センサ９２が検出した出力電圧Ｖｏｕｔの瞬時値（以下では「出力電圧瞬時値」とする）を入力され、出力電圧Ｖｏｕｔの平均値（以下では「出力電圧平均値」とする）を算出する。出力電圧平均値は、出力電圧瞬時値の絶対値の所定時間の積分値を所定時間で除算することで算出される。所定時間は、出力電圧Ｖｏｕｔの例えば１周期に相当する時間である。なお、所定時間は限定されない。なお、閾値設定部８３６は、平均値に代えて、実効値を算出してもよい。閾値設定部８３６は、算出した出力電圧平均値を閾値Ｖ₀と比較して、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀以下の場合、比較部８３１に、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hを設定する。一方、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀より大きい場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1L（＜Ｉ_1H）を設定する。

出力極性を切り替える際に、短絡状態から短絡状態の前にオンであった方のスイッチング素子をオフに切り替えるとき、溶接電源装置Ａ２の外部の負荷のインピーダンスが大きいほど、当該スイッチング素子を流れる電流は大きくなる。これは、外部の負荷のインピーダンスが大きいほど、短絡状態により回生される電流（短絡状態の前にオフであった方のスイッチング素子を流れる電流）が大きくなるからである。したがって、外部の負荷のインピーダンスが大きい場合、出力電流瞬時値の絶対値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったとしても、スイッチング素子を流れる電流が大きく、オフ時のサージ電圧が許容範囲を超えてしまうことがある。これを抑制するために、本実施形態では、外部の負荷のインピーダンスが大きい場合に、極性切替電流値Ｉ₁を小さい値に切り替える。外部の負荷のインピーダンスが大きい場合、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなるので、本実施形態では、閾値設定部８３６は、出力電圧平均値を閾値Ｖ₀と比較して、比較結果に応じて、比較部８３１に設定する極性切替電流値Ｉ₁をＩ_1HとＩ_1Lとで切り替える。

閾値設定部８３７も、閾値設定部８３６と同様であり、出力電圧平均値に応じて、短絡切替電流値Ｉ₂を設定する。閾値設定部８３７は、出力電圧瞬時値を閾値Ｖ₀と比較して、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀以下の場合、比較部８３２に、短絡切替電流値Ｉ₂としてＩ_2Hを設定する。一方、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀より大きい場合、短絡切替電流値Ｉ₂としてＩ_2L（＜Ｉ_2H）を設定する。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、本実施形態によると、閾値設定部８３６は、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀以下の場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hを設定し、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀より大きい場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1L（＜Ｉ_1H）を設定する。したがって、極性切替制御部８３は、外部の負荷のインピーダンスが大きい場合に、極性切替電流値Ｉ₁を小さい値（Ｉ_1L）に切り替えることができる。これにより、外部の負荷のインピーダンスが大きく、短絡状態により回生される電流が大きくなっても、極性切替制御部８３は、出力電流瞬時値の絶対値がＩ_1L以下になってからスイッチング素子をオフにするので、オフ時のスイッチング素子を流れる電流は小さくなり、サージ電圧が許容範囲を超えてしまうことを抑制できる。また、本実施形態によると、閾値設定部８３７は、閾値設定部８３６と同様に、出力電圧平均値に応じて、短絡切替電流値Ｉ₂を設定する。したがって、極性切替制御部８３は、極性切替電流値Ｉ₁に連動した短絡切替電流値Ｉ₂を設定することができる。短絡切替電流値Ｉ₂が極性切替電流値Ｉ₁に連動して変化するので、極性切替制御部８３は、サージ電圧が許容範囲に収まるようにし、かつ、極性の切り替えにかかる時間をできるだけ短くできる。

本実施形態においては、閾値設定部８３６が極性切替電流値Ｉ₁を２個の値で切り替える場合について説明したが、これに限られない。閾値設定部８３６は、３個以上の値で切り替えてもよいし、出力電圧平均値に応じて、極性切替電流値Ｉ₁を線形的に変化させてもよい。また、本実施形態においては、閾値設定部８３７が短絡切替電流値Ｉ₂を２個の値で切り替える場合について説明したが、これに限られない。閾値設定部８３７は、３個以上の値で切り替えてもよいし、出力電圧平均値に応じて、短絡切替電流値Ｉ₂を線形的に変化させてもよい。なお、閾値設定部８３６と閾値設定部８３７とでは、切り替えの手法が異なってもよい。つまり、極性切替電流値Ｉ₁と短絡切替電流値Ｉ₂とは、連動して変化しなくてもよい。また、極性切替電流値Ｉ₁を切り替え可能とし、短絡切替電流値Ｉ₂を固定値としてもよいし、その逆としてもよい。

図７は、本発明の第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。なお、図７においては、商用電源Ｄの記載が省略されている。溶接電源装置Ａ３は、インバータ回路７がフルブリッジ型のインバータである点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

本実施形態に係るインバータ回路７は、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備える。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子とが接続されて、直列接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子はインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子はインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子とが接続されて、直列接続される。スイッチング素子Ｑ３のコレクタ端子はインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子はインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、接続線７１によって出力端子ａに接続される。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、接続線によって出力端子ｂに接続される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれ、ダイオードが逆並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４のゲート端子には、制御回路８から出力されるスイッチング駆動信号Ｓ１が入力される。スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３のゲート端子には、制御回路８から出力されるスイッチング駆動信号Ｓ２が入力される。インバータ回路７は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンでスイッチング駆動信号Ｓ２がオフの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフになって、出力端子ａ（被加工物Ｗに接続）の電位が出力端子ｂ（溶接トーチＢの電極に接続）の電位より高い正極性になる。一方、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフでスイッチング駆動信号Ｓ２がオンの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになって、出力端子ａ（被加工物Ｗに接続）の電位が出力端子ｂ（溶接トーチＢの電極に接続）の電位より低い逆極性になる。また、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２が両方オンの場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がすべてオンになって、短絡状態になる。インバータ回路７が本発明の「インバータ回路」に相当する。

本実施形態に係る再点弧回路６において、接続線６４ｃは、インバータ回路７の正極側の入力端子に接続される。また、本実施形態に係るトランス３は、二次側巻線３ｂにセンタタップが設けられておらず、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点が、接続線によって出力端子ｂに接続される。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、本実施形態によると、接続線６４ｃがインバータ回路７の正極側の入力端子に接続されるので、再点弧回路６は、正極性から逆極性への切り替え時だけでなく、逆極性から正極性への切り替え時にも、再点弧電圧を印加することができる。また、逆極性への切り替え時の極性切替電流値を正極性への切り替え時の極性切替電流値の絶対値より大きい値にすることで、逆極性への切り替え時のサージ電圧を大きくすれば、逆極性への切り替え時のアーク切れに対応できるように、再点弧コンデンサ６２の充電量を増加させることができる。

なお、上記第１〜第３実施形態では、溶接電源装置Ａ１〜Ａ３をＴＩＧ溶接システムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本発明に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができるし、被覆アーク溶接システムにも用いることができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３：溶接電源装置
１ ：整流平滑回路
２ ：インバータ回路
３ ：トランス
３ａ ：一次側巻線
３ｂ ：二次側巻線
３ｃ ：補助巻線
４ ：接続線
５ ：整流平滑回路
６ ：再点弧回路
６１ ：ダイオード
６２ ：再点弧コンデンサ
６３ ：充電回路
６３ａ ：駆動回路
６３ｂ ：スイッチング素子
６３ｃ ：整流平滑回路
６３ｄ ：昇圧チョッパ
６４ ：放電回路
６４ａ ：スイッチング素子
６４ｂ ：限流抵抗
６４ｃ ：接続線
７ ：インバータ回路
Ｑ１〜Ｑ４：スイッチング素子
７１ ：接続線
８ ：制御回路
８１ ：電流制御部
８２ ：目標電流設定部
８３ ：極性切替制御部
８３１ ：比較部
８３２ ：比較部
８３３ ：信号生成部
８３４ ：タイマ部
８３５ ：停止部
８３６ ：閾値設定部
８３７ ：閾値設定部
８５ ：放電制御部
８６ ：充電制御部
９１ ：電流センサ
９２ ：電圧センサ
ａ，ｂ ：出力端子
Ｂ ：溶接トーチ
Ｄ ：商用電源
Ｗ ：被加工物

Claims (6)

1. 溶接電極と被加工物との間に交流電圧を印加する溶接電源装置であって、
   直流電力を出力する直流電源回路と、
   複数のスイッチング素子を有し、かつ、前記直流電源回路から直流電力を入力されて交流電力を出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、
   前記直流電源回路および前記インバータ回路を制御する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記インバータ回路の出力極性を切り替える際に、まず、前記直流電源回路の出力を抑制し、その後、前記複数のスイッチング素子のすべてをオンにした短絡状態とし、前記出力電流の瞬時値の絶対値が閾値以下になったときに、前記短絡状態の前にオンであったスイッチング素子をオフにする、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記直流電源回路は、第２インバータ回路を備え、
   前記制御回路は、前記第２インバータ回路のスイッチングを停止させることで、前記直流電源回路の出力を停止させる、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記制御回路は、前記直流電源回路の出力を抑制した後、前記出力電流の瞬時値の絶対値が第２閾値以下になったときに前記短絡状態に切り替える、
   請求項１または２に記載の溶接電源装置。
4. 前記インバータ回路の出力電圧を検出する電圧センサをさらに備え、
   前記制御回路は、前記出力電圧に応じて前記閾値を変化させる、
   請求項３に記載の溶接電源装置。
5. 前記第２閾値は前記閾値に連動して変化する、
   請求項４に記載の溶接電源装置。
6. 前記制御回路は、前記被加工物が前記溶接電極より高電位である正極性から低電位である逆極性に切り替える場合と、逆極性から正極性に切り替える場合とで、前記閾値を異なる値にする、
   請求項１ないし５のいずれかに記載の溶接電源装置。

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