JP2000188877A - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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- JP2000188877A JP2000188877A JP10365273A JP36527398A JP2000188877A JP 2000188877 A JP2000188877 A JP 2000188877A JP 10365273 A JP10365273 A JP 10365273A JP 36527398 A JP36527398 A JP 36527398A JP 2000188877 A JP2000188877 A JP 2000188877A
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- transformer
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 圧電トランスの補助昇圧手段を必要とせず、
小形且つ低コストで、ノイズの発生が少なく高効率のイ
ンバータ回路を提供する。 【解決手段】 スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は制御回路５
０からの制御信号Ｓ1，Ｓ2により駆動され、直流電圧Ｖ
inが印加される入力端子１０からの直流電流をスイッチ
ングする。コンデンサＣ1とチョークコイルＬ1は初段共
振回路部を構成し、チョークコイルＬ2と圧電トランス
Ｔ1の電極間容量Ｃ２は次段共振回路部を構成する。こ
れら２段の直列共振回路による共振周波数で圧電トラン
スＴ1を駆動する。抵抗Ｒ1は、冷陰極管４０に流れる管
電流ＩLを検出するための抵抗であり、制御回路５０に
負帰還をかけることにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のスイッチング周波数を制御する。これにより、圧電ト
ランスＴ1の駆動電圧が変化され、それに応じて出力さ
れる電力が制御される。
小形且つ低コストで、ノイズの発生が少なく高効率のイ
ンバータ回路を提供する。 【解決手段】 スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は制御回路５
０からの制御信号Ｓ1，Ｓ2により駆動され、直流電圧Ｖ
inが印加される入力端子１０からの直流電流をスイッチ
ングする。コンデンサＣ1とチョークコイルＬ1は初段共
振回路部を構成し、チョークコイルＬ2と圧電トランス
Ｔ1の電極間容量Ｃ２は次段共振回路部を構成する。こ
れら２段の直列共振回路による共振周波数で圧電トラン
スＴ1を駆動する。抵抗Ｒ1は、冷陰極管４０に流れる管
電流ＩLを検出するための抵抗であり、制御回路５０に
負帰還をかけることにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のスイッチング周波数を制御する。これにより、圧電ト
ランスＴ1の駆動電圧が変化され、それに応じて出力さ
れる電力が制御される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源電圧を昇圧し
て高電圧を得るインバータ回路に関し、特に圧電トラン
スを用いるインバータ回路に関する。
て高電圧を得るインバータ回路に関し、特に圧電トラン
スを用いるインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、電池などの低電圧の電源を有
する機器において、高電圧を必要とする部分に所望の電
圧を供給するための手段として、インバータ回路が用い
られている。
する機器において、高電圧を必要とする部分に所望の電
圧を供給するための手段として、インバータ回路が用い
られている。
【０００３】例えば、ノート型パーソナルコンピュータ
の液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）の照明用冷陰極管（バッ
クライト）を点灯駆動するための従来のインバータ回路
は、電磁トランスを用いて構成されている。
の液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）の照明用冷陰極管（バッ
クライト）を点灯駆動するための従来のインバータ回路
は、電磁トランスを用いて構成されている。
【０００４】このような情報機器に使用されるインバー
タ回路には、小形化、薄型化や高信頼性などが要求され
るが、絶縁被覆された導線を巻線して構成される電磁ト
ランス（以下、巻線トランスという。）には、小形化や
低価格化が難しいこと、漏れ磁束がありノイズを発生し
やすいなどの問題がある。
タ回路には、小形化、薄型化や高信頼性などが要求され
るが、絶縁被覆された導線を巻線して構成される電磁ト
ランス（以下、巻線トランスという。）には、小形化や
低価格化が難しいこと、漏れ磁束がありノイズを発生し
やすいなどの問題がある。
【０００５】そこで、小形化が比較的容易でノイズの発
生も少なく、巻線部を有しないために信頼性にも優れる
圧電トランスを用いたインバータ回路が提案されてい
る。
生も少なく、巻線部を有しないために信頼性にも優れる
圧電トランスを用いたインバータ回路が提案されてい
る。
【０００６】圧電トランスは、ＰＺＴ（チタン酸ジルコ
ン酸鉛）などの圧電材料に電極を形成した後に分極処理
が施されたものであり、単板の圧電材料で構成された単
板形と、電極を印刷形成したシート状の圧電材料を積層
して昇圧比を高めた積層型とがある。また、後述する機
械的な振動のモードがそれぞれ異なる圧電トランスも数
種が提案されている。
ン酸鉛）などの圧電材料に電極を形成した後に分極処理
が施されたものであり、単板の圧電材料で構成された単
板形と、電極を印刷形成したシート状の圧電材料を積層
して昇圧比を高めた積層型とがある。また、後述する機
械的な振動のモードがそれぞれ異なる圧電トランスも数
種が提案されている。
【０００７】このような圧電トランスは、圧電材料で構
成された素体の共振周波数（固有振動数）の交流電圧を
一次電極側に印加すると、共振して機械的な振動が励起
され、一次電極側から入力された電気エネルギの大部分
が圧電効果により機械振動エネルギに変換されて二次電
極側に伝搬し、二次電極側で再び電気エネルギとして出
力される。
成された素体の共振周波数（固有振動数）の交流電圧を
一次電極側に印加すると、共振して機械的な振動が励起
され、一次電極側から入力された電気エネルギの大部分
が圧電効果により機械振動エネルギに変換されて二次電
極側に伝搬し、二次電極側で再び電気エネルギとして出
力される。
【０００８】すなわち、圧電トランスは、一次電極側に
印加される電圧の周波数に応じて、二次電極側から出力
される電力を制御することができる。なお、圧電トラン
スの共振周波数は、その寸法により決定される。
印加される電圧の周波数に応じて、二次電極側から出力
される電力を制御することができる。なお、圧電トラン
スの共振周波数は、その寸法により決定される。
【０００９】図６は、圧電トランスを用いた従来のイン
バータ回路の主要部の一構成例を示している。
バータ回路の主要部の一構成例を示している。
【００１０】直流電圧Ｖinが印加される入力端子１１０
から供給される電流は、スイッチング素子Ｑ3によりス
イッチングされて圧電トランスＴ1の一次電極側端子１
２０に供給される。このスイッチング動作は、図示して
いない制御手段からの制御信号Ｓ3により制御される。
から供給される電流は、スイッチング素子Ｑ3によりス
イッチングされて圧電トランスＴ1の一次電極側端子１
２０に供給される。このスイッチング動作は、図示して
いない制御手段からの制御信号Ｓ3により制御される。
【００１１】このインバータ回路の負荷の一例である冷
陰極管４０を点灯させるために必要な電圧は、冷陰極管
４０が用いられるＬＣＤの大きさ等により異なるが、例
えば４００Ｖ〜７００Ｖ程度である。
陰極管４０を点灯させるために必要な電圧は、冷陰極管
４０が用いられるＬＣＤの大きさ等により異なるが、例
えば４００Ｖ〜７００Ｖ程度である。
【００１２】一方、電池で駆動されるパーソナルコンピ
ュータなどの機器の電源電圧は、一般に３Ｖ〜１８Ｖ程
度である。従って、冷陰極管４０を点灯駆動するための
インバータ回路に用いられる圧電トランスには、少なく
とも２０〜３０程度の昇圧比が要求されるが、一般に圧
電トランスの負荷時の昇圧比は巻線トランスの昇圧比に
比べて小さいため、一次電極側に入力される駆動電圧を
昇圧するための補助昇圧手段が必要とされる。また、単
板で構成された圧電トランスを用いる場合には、その昇
圧比が積層型の圧電トランスよりもさらに低いため、一
次電極側に供給される駆動電圧は２００ＶPP程度が必要
になることがある。この場合にも、補助昇圧手段が必要
になる。
ュータなどの機器の電源電圧は、一般に３Ｖ〜１８Ｖ程
度である。従って、冷陰極管４０を点灯駆動するための
インバータ回路に用いられる圧電トランスには、少なく
とも２０〜３０程度の昇圧比が要求されるが、一般に圧
電トランスの負荷時の昇圧比は巻線トランスの昇圧比に
比べて小さいため、一次電極側に入力される駆動電圧を
昇圧するための補助昇圧手段が必要とされる。また、単
板で構成された圧電トランスを用いる場合には、その昇
圧比が積層型の圧電トランスよりもさらに低いため、一
次電極側に供給される駆動電圧は２００ＶPP程度が必要
になることがある。この場合にも、補助昇圧手段が必要
になる。
【００１３】このようなことから、図６に示した従来の
インバータ回路では、スイッチング素子Ｑ3でスイッチ
ングされて得た駆動電圧を、補助昇圧手段である巻線ト
ランスＴ2により昇圧して圧電トランスＴ1の一次電極側
に印加することにより、冷陰極管４０を点灯するために
必要な電圧Ｖoutを出力端子１３０から出力するように
されている。
インバータ回路では、スイッチング素子Ｑ3でスイッチ
ングされて得た駆動電圧を、補助昇圧手段である巻線ト
ランスＴ2により昇圧して圧電トランスＴ1の一次電極側
に印加することにより、冷陰極管４０を点灯するために
必要な電圧Ｖoutを出力端子１３０から出力するように
されている。
【００１４】この巻線トランスＴ2は、巻数比が１：ｎ
のオートトランスであり、入力端子１１０に印加される
直流電圧Ｖinが、上記の巻数比に相当するｎ倍にされて
圧電トランスＴ1の一次電極側端子１２０に印加され
る。
のオートトランスであり、入力端子１１０に印加される
直流電圧Ｖinが、上記の巻数比に相当するｎ倍にされて
圧電トランスＴ1の一次電極側端子１２０に印加され
る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、圧電トラン
スＴ1の補助昇圧手段として巻線トランスＴ2を用いる
と、小形で高信頼性を有するという圧電トランスＴ1の
長所を十分に活かすことができないことになる。
スＴ1の補助昇圧手段として巻線トランスＴ2を用いる
と、小形で高信頼性を有するという圧電トランスＴ1の
長所を十分に活かすことができないことになる。
【００１６】また、巻線トランスＴ2は、一般に巻数が
多く、インダクタンスが大きいため、圧電トランスＴ1
の一次電極側に供給される電流をスイッチングして駆動
電圧を得る際に、電源電圧Ｖinよりも高い電圧が発生す
る。このため、スイッチング素子Ｑ3には高価な高耐圧
の素子が必要であった。
多く、インダクタンスが大きいため、圧電トランスＴ1
の一次電極側に供給される電流をスイッチングして駆動
電圧を得る際に、電源電圧Ｖinよりも高い電圧が発生す
る。このため、スイッチング素子Ｑ3には高価な高耐圧
の素子が必要であった。
【００１７】さらに、上記の駆動電圧には、共振周波数
以外の高調波成分などが多く含まれるため、ノイズの発
生原因になると共に、圧電トランスＴ1のインバータ効
率が低下するという問題もあった。
以外の高調波成分などが多く含まれるため、ノイズの発
生原因になると共に、圧電トランスＴ1のインバータ効
率が低下するという問題もあった。
【００１８】またさらに、巻線トランスＴ2に流れ込む
電流が増えるため、圧電トランスＴ１が大型化してしま
う問題がある。これは、インバータ回路の小型化、低背
化に不利となる。
電流が増えるため、圧電トランスＴ１が大型化してしま
う問題がある。これは、インバータ回路の小型化、低背
化に不利となる。
【００１９】その他、巻線トランスＴ２の大型化に伴
い、コストが上昇するという問題もある。
い、コストが上昇するという問題もある。
【００２０】そこで、本発明はこのような状況に鑑みて
なされたものであり、小形且つ低コストで、ノイズの発
生が少なく高効率のインバータ回路を提供することを目
的としている。
なされたものであり、小形且つ低コストで、ノイズの発
生が少なく高効率のインバータ回路を提供することを目
的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ回路
は、直流電圧が印加される入力端子と、入力端子と接地
電位部との間に直列に配置されて交互に駆動される第１
のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とからな
るスイッチング手段と、第１のスイッチング素子と第２
のスイッチング素子とを交互に駆動する制御手段と、コ
ンデンサとコイルを直列接続してなりスイッチング手段
の出力端と接地電位部との間に配置される第１の直列共
振手段と、第１の直列共振手段のコンデンサとコイルと
の間に一端が接続されるコイルと、圧電トランスの一次
電極側に接続されるコイルと当該圧電トランスの電極間
容量とで第２の直列共振手段を構成し、第１の直列共振
手段と第２の直列共振手段により２段の共振手段を構成
し、当該２段の共振手段による共振周波数で圧電トラン
スを駆動することにより、上述した課題を解決する。
は、直流電圧が印加される入力端子と、入力端子と接地
電位部との間に直列に配置されて交互に駆動される第１
のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とからな
るスイッチング手段と、第１のスイッチング素子と第２
のスイッチング素子とを交互に駆動する制御手段と、コ
ンデンサとコイルを直列接続してなりスイッチング手段
の出力端と接地電位部との間に配置される第１の直列共
振手段と、第１の直列共振手段のコンデンサとコイルと
の間に一端が接続されるコイルと、圧電トランスの一次
電極側に接続されるコイルと当該圧電トランスの電極間
容量とで第２の直列共振手段を構成し、第１の直列共振
手段と第２の直列共振手段により２段の共振手段を構成
し、当該２段の共振手段による共振周波数で圧電トラン
スを駆動することにより、上述した課題を解決する。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明の好ましい実施の形態につ
いて、図面を参照しながら説明する。
いて、図面を参照しながら説明する。
【００２３】なお、本実施の形態では、インバータ回路
の負荷が、ＬＣＤのバックライトなどに用いられる冷陰
極管である場合を例として説明する。
の負荷が、ＬＣＤのバックライトなどに用いられる冷陰
極管である場合を例として説明する。
【００２４】図１には、本発明実施の形態のインバータ
回路の主要部の構成例を示す。
回路の主要部の構成例を示す。
【００２５】図１において、直流電圧Ｖinが印加される
入力端子１０と接地電位（ＧＮＤ）の入力端子１１との
間には、直列に接続された２個のスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2からなるトーテムポール構成のスイッチング回
路が接続されている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
は、入力端子１０から供給される直流電流をスイッチン
グするために設けられており、それぞれ制御回路５０か
らの制御信号Ｓ1，Ｓ2により駆動される。これらのスイ
ッチング素子としては、ＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）などを用いることができる。なお、スイッチング素
子Ｑ1とＱ2とを切り換えるタイミング、すなわち各スイ
ッチング素子のデューティ比は、入力端子１０から端子
１１の接地側への電流の貫通を防ぐために５０：５０に
されておらず、例えば４５：４５にされ、さらにデッド
タイムとして１０が設けられている。
入力端子１０と接地電位（ＧＮＤ）の入力端子１１との
間には、直列に接続された２個のスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2からなるトーテムポール構成のスイッチング回
路が接続されている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
は、入力端子１０から供給される直流電流をスイッチン
グするために設けられており、それぞれ制御回路５０か
らの制御信号Ｓ1，Ｓ2により駆動される。これらのスイ
ッチング素子としては、ＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）などを用いることができる。なお、スイッチング素
子Ｑ1とＱ2とを切り換えるタイミング、すなわち各スイ
ッチング素子のデューティ比は、入力端子１０から端子
１１の接地側への電流の貫通を防ぐために５０：５０に
されておらず、例えば４５：４５にされ、さらにデッド
タイムとして１０が設けられている。
【００２６】上記スイッチング素子Ｑ1とＱ2の間には、
コンデンサＣ1の一端が接続され、このコンデンサＣ1の
他端はチョークコイルＬ1及びＬ2の一端と接続されてい
る。チョークコイルＬ1の他端は接地電位の入力端子１
１に接続され、チョークコイルＬ2の他端は後述する圧
電トランスＴ1の一次電極側の容量（電極間容量）Ｃ2と
直列に接続されている。すなわち、この図１の例では、
コンデンサＣ1とチョークコイルＬ1からなるＬＣ直列共
振回路を初段共振回路部として設け、さらに、チョーク
コイルＬ2と圧電トランスＴ1の一次電極側の容量Ｃ2か
らなるＬＣ直列共振回路を次段共振回路部として設ける
ことで、ＬＣの２段共振回路を用いたインバータ回路を
構成している。したがって、圧電トランスＴ1は当該２
段共振回路の共振周波数で駆動されることになる。本実
施の形態のインバータ回路において、上記初段共振回路
部と次段共振回路部からなる２段共振回路を設けた理由
については後述する。
コンデンサＣ1の一端が接続され、このコンデンサＣ1の
他端はチョークコイルＬ1及びＬ2の一端と接続されてい
る。チョークコイルＬ1の他端は接地電位の入力端子１
１に接続され、チョークコイルＬ2の他端は後述する圧
電トランスＴ1の一次電極側の容量（電極間容量）Ｃ2と
直列に接続されている。すなわち、この図１の例では、
コンデンサＣ1とチョークコイルＬ1からなるＬＣ直列共
振回路を初段共振回路部として設け、さらに、チョーク
コイルＬ2と圧電トランスＴ1の一次電極側の容量Ｃ2か
らなるＬＣ直列共振回路を次段共振回路部として設ける
ことで、ＬＣの２段共振回路を用いたインバータ回路を
構成している。したがって、圧電トランスＴ1は当該２
段共振回路の共振周波数で駆動されることになる。本実
施の形態のインバータ回路において、上記初段共振回路
部と次段共振回路部からなる２段共振回路を設けた理由
については後述する。
【００２７】圧電トランスＴ1および冷陰極管４０は、
前述した従来のインバータ回路に用いられるものと同様
であり、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）などの圧電材
料に電極を形成した後に分極処理が施されたものであ
り、単板形や積層型など種々のものを用いることができ
る。
前述した従来のインバータ回路に用いられるものと同様
であり、ＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）などの圧電材
料に電極を形成した後に分極処理が施されたものであ
り、単板形や積層型など種々のものを用いることができ
る。
【００２８】制御回路５０は、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2のスイッチング周波数を制御する制御手段であり、
圧電トランスＴ1の駆動電圧が、その共振周波数近傍の
所定の周波数になるように制御する。
Ｑ2のスイッチング周波数を制御する制御手段であり、
圧電トランスＴ1の駆動電圧が、その共振周波数近傍の
所定の周波数になるように制御する。
【００２９】抵抗Ｒ1は、冷陰極管４０に流れる管電流
ＩLを検出するため負荷検出手段であり、検出された管
電流（負荷電流）ＩLに応じて制御回路５０が周波数の
最適化制御を行う。なお、制御回路５０については後述
する。
ＩLを検出するため負荷検出手段であり、検出された管
電流（負荷電流）ＩLに応じて制御回路５０が周波数の
最適化制御を行う。なお、制御回路５０については後述
する。
【００３０】次に、本実施の形態のインバータ回路にお
いて上記２段共振回路を設けた理由について説明する。
いて上記２段共振回路を設けた理由について説明する。
【００３１】圧電トランスに入力される電圧の最大値
は、次式（１）で与えられる。
は、次式（１）で与えられる。
【００３２】Ｐin＝Ｖ＊Ｖ／Ｚ （１） 但し、式中Ｐinは入力電力（Ｗ）、Ｖは圧電トランスに
印加される電圧（Ｖrms）、Ｚは圧電トランスの入力イ
ンピーダンス（Ω）である。
印加される電圧（Ｖrms）、Ｚは圧電トランスの入力イ
ンピーダンス（Ω）である。
【００３３】この式（１）から、圧電トランスに大電力
を入力する（すなわち圧電トランスから大電力を出力す
る）ためには、圧電トランスへの入力インピーダンスＺ
の値を下げるか、或いは圧電トランスに印加される電圧
Ｖrmsを上げる必要がある。
を入力する（すなわち圧電トランスから大電力を出力す
る）ためには、圧電トランスへの入力インピーダンスＺ
の値を下げるか、或いは圧電トランスに印加される電圧
Ｖrmsを上げる必要がある。
【００３４】しかし、圧電トランスへの入力インピーダ
ンスＺの値を下げると、圧電トランスの一次電極に流れ
込む電流が増し、圧電トランスの発熱を生じる。このた
め、入力インピーダンスＺの値の低減には自ずと限界が
ある。
ンスＺの値を下げると、圧電トランスの一次電極に流れ
込む電流が増し、圧電トランスの発熱を生じる。このた
め、入力インピーダンスＺの値の低減には自ずと限界が
ある。
【００３５】したがって、低い電圧で大電力を出力しよ
うとすれば、圧電トランスに印加される電圧を上げるこ
とが有効な手段と言える。
うとすれば、圧電トランスに印加される電圧を上げるこ
とが有効な手段と言える。
【００３６】本実施の形態では、当該圧電トランスに印
加する電圧を上げる（圧電トランスの昇圧）ために、上
記初段共振回路部と次段共振回路部からなる２段共振回
路を設けている。
加する電圧を上げる（圧電トランスの昇圧）ために、上
記初段共振回路部と次段共振回路部からなる２段共振回
路を設けている。
【００３７】以下、上記初段共振回路部と次段共振回路
部からなる２段共振回路の動作の説明を行う。
部からなる２段共振回路の動作の説明を行う。
【００３８】図２には、図１のインバータ回路におい
て、スイッチング素子Ｑ1とＱ2を流れる電流波形と、コ
ンデンサＣ1とチョークコイルＬ1からなる初段共振回路
部の電圧波形の一例を示している。
て、スイッチング素子Ｑ1とＱ2を流れる電流波形と、コ
ンデンサＣ1とチョークコイルＬ1からなる初段共振回路
部の電圧波形の一例を示している。
【００３９】入力端子１０に直流電圧Ｖinが印加され、
制御回路５０からの制御信号Ｓ1，Ｓ2によって上記スイ
ッチング素子Ｑ1とＱ2が交互にスイッチングされている
ような場合、スイッチング素子Ｑ1を介して流れる電流
Ｉ1は図２中（Ａ）のような電流波形となり、スイッチ
ング素子Ｑ2を介して流れる電流Ｉ2は図２中（Ｂ）のよ
うな電流波形となる。また、これらスイッチング素子Ｑ
1とＱ2は、制御回路５０からの制御信号Ｓ1，Ｓ2により
交互にスイッチングされるために、Ｉ1とＩ2の和が、上
記初段共振回路部のコンデンサＣ1を流れる電流Ｉ3にな
る。この電流Ｉ3は、ＬＣ直列共振回路の共振電流であ
るため、その電流波形は図２中（Ｃ）のように略々正弦
波となり、したがって、ノイズの発生が少ない理想的な
昇圧回路が形成されている。
制御回路５０からの制御信号Ｓ1，Ｓ2によって上記スイ
ッチング素子Ｑ1とＱ2が交互にスイッチングされている
ような場合、スイッチング素子Ｑ1を介して流れる電流
Ｉ1は図２中（Ａ）のような電流波形となり、スイッチ
ング素子Ｑ2を介して流れる電流Ｉ2は図２中（Ｂ）のよ
うな電流波形となる。また、これらスイッチング素子Ｑ
1とＱ2は、制御回路５０からの制御信号Ｓ1，Ｓ2により
交互にスイッチングされるために、Ｉ1とＩ2の和が、上
記初段共振回路部のコンデンサＣ1を流れる電流Ｉ3にな
る。この電流Ｉ3は、ＬＣ直列共振回路の共振電流であ
るため、その電流波形は図２中（Ｃ）のように略々正弦
波となり、したがって、ノイズの発生が少ない理想的な
昇圧回路が形成されている。
【００４０】また、上記入力端子１０への直流電圧Ｖin
が例えば１０Ｖであり、制御回路５０からの制御信号Ｓ
1，Ｓ2によって上記スイッチング素子Ｑ1とＱ2が交互に
スイッチングされているような場合、スイッチング素子
Ｑ1とＱ2の間の電圧波形Ｖ1は、例えば図２中（Ｄ）に
示すような１０ＶPPの矩形波となる。
が例えば１０Ｖであり、制御回路５０からの制御信号Ｓ
1，Ｓ2によって上記スイッチング素子Ｑ1とＱ2が交互に
スイッチングされているような場合、スイッチング素子
Ｑ1とＱ2の間の電圧波形Ｖ1は、例えば図２中（Ｄ）に
示すような１０ＶPPの矩形波となる。
【００４１】更に、上記初段共振回路部のチョークコイ
ルＬ1の出力側に生じる電圧Ｖ2は、当該チョークコイル
Ｌ1の入力側の波高値（１０ＶPP）に対して、図２中
（Ｅ）のように約５倍の波高値（約５０ＶPP）の電圧に
昇圧されている。
ルＬ1の出力側に生じる電圧Ｖ2は、当該チョークコイル
Ｌ1の入力側の波高値（１０ＶPP）に対して、図２中
（Ｅ）のように約５倍の波高値（約５０ＶPP）の電圧に
昇圧されている。
【００４２】本実施の形態のインバータ回路は、上記初
段共振回路部からの図２中（Ｅ）に示す波形の電圧が、
上記チョークコイルＬ2と圧電トランスＴ1の一次電極側
の容量Ｃ2からなる次段共振回路部への入力となされて
いる。
段共振回路部からの図２中（Ｅ）に示す波形の電圧が、
上記チョークコイルＬ2と圧電トランスＴ1の一次電極側
の容量Ｃ2からなる次段共振回路部への入力となされて
いる。
【００４３】ここで、上記初段共振回路部を抜き出して
示す図３のように、当該初段共振回路部から見た入力イ
ンピーダンスをＺ1とし、また、次段共振回路部を抜き
出して示す図４のように、当該次段共振回路部から見た
入力インピーダンスをＺ2とすると、これら入力インピ
ーダンスＺ1，Ｚ2には、次式（２）の関係がある。
示す図３のように、当該初段共振回路部から見た入力イ
ンピーダンスをＺ1とし、また、次段共振回路部を抜き
出して示す図４のように、当該次段共振回路部から見た
入力インピーダンスをＺ2とすると、これら入力インピ
ーダンスＺ1，Ｚ2には、次式（２）の関係がある。
【００４４】Ｚ1＜Ｚ2 （２） また、初段共振回路部の入力電力をＰ1とし、次段共振
回路部の入力電力をＰ2とすると、上記式（２）と次式
（３）及び式（４）から、式中Ｖにて示す電圧（Ｖrm
s）がともに同じ電圧であれば、Ｐ1＞Ｐ2となる。
回路部の入力電力をＰ2とすると、上記式（２）と次式
（３）及び式（４）から、式中Ｖにて示す電圧（Ｖrm
s）がともに同じ電圧であれば、Ｐ1＞Ｐ2となる。
【００４５】Ｐ1＝Ｖ＊Ｖ／Ｚ1 （３） Ｐ2＝Ｖ＊Ｖ／Ｚ2 （４） このことは、１段のみの共振回路（例えば次段共振回路
部のみ）を用いた場合よりも、上記初段共振回路部及び
次段共振回路部からなる２段共振回路を用いた方が、同
じ電圧でより大きな電力を入力できることになり、これ
は大きな出力が可能であることを意味している。言い換
えれば、同じ電力を出力するのであれば、１段のみの共
振回路を用いた場合よりも２段共振回路を用いた方が、
低い入力電圧で動作できることになる。なお、初段共振
回路部のコンデンサＣ1とチョークコイルＬ1の定数設定
は、次段共振回路部の共振周波数に近い共振周波数で、
Ｚ1＜Ｚ2になる条件を満たせば、自由に選択できる。
部のみ）を用いた場合よりも、上記初段共振回路部及び
次段共振回路部からなる２段共振回路を用いた方が、同
じ電圧でより大きな電力を入力できることになり、これ
は大きな出力が可能であることを意味している。言い換
えれば、同じ電力を出力するのであれば、１段のみの共
振回路を用いた場合よりも２段共振回路を用いた方が、
低い入力電圧で動作できることになる。なお、初段共振
回路部のコンデンサＣ1とチョークコイルＬ1の定数設定
は、次段共振回路部の共振周波数に近い共振周波数で、
Ｚ1＜Ｚ2になる条件を満たせば、自由に選択できる。
【００４６】上述したように、本実施の形態では、初段
共振回路部と次段共振回路部からなる２段共振回路を設
け、初段共振回路部での共振によりチョークコイルＬ1
の両端（若しくはコンデンサＣ1の両端）に生じる昇圧
された電圧を、次段共振回路に入力することにより、低
い入力電圧でも大電力を得られるようにしている。
共振回路部と次段共振回路部からなる２段共振回路を設
け、初段共振回路部での共振によりチョークコイルＬ1
の両端（若しくはコンデンサＣ1の両端）に生じる昇圧
された電圧を、次段共振回路に入力することにより、低
い入力電圧でも大電力を得られるようにしている。
【００４７】すなわち、本実施の形態のインバータ回路
によれば、上記２段共振回路を使い、圧電トランスＴ1
を駆動することにより、以下の効果がある。
によれば、上記２段共振回路を使い、圧電トランスＴ1
を駆動することにより、以下の効果がある。
【００４８】第１に、圧電トランスＴ1に印加される電
圧が正弦波状になり、圧電トランスＴ1の理想的な駆動
ができる。
圧が正弦波状になり、圧電トランスＴ1の理想的な駆動
ができる。
【００４９】第２に、圧電トランスＴ1に印加される電
圧が入力電圧Ｖinより昇圧されるため、前述した従来例
の巻線トランスのような補助昇圧トランスが不要とな
る。
圧が入力電圧Ｖinより昇圧されるため、前述した従来例
の巻線トランスのような補助昇圧トランスが不要とな
る。
【００５０】第３に、前述した従来のインバータ回路に
比較して、低い耐圧スイッチング素子が使用できる。
比較して、低い耐圧スイッチング素子が使用できる。
【００５１】第４に、電流共振型であるため、電流の変
化率（ｄi／ｄt）が小さく、且つ電流波形に含まれる高
調波成分が少ないためノイズの発生が少ない。
化率（ｄi／ｄt）が小さく、且つ電流波形に含まれる高
調波成分が少ないためノイズの発生が少ない。
【００５２】第５に、簡単なＬＣ直列共振回路で構成さ
れているため、小型化、低背化が可能である。
れているため、小型化、低背化が可能である。
【００５３】第６に、巻線トランスのような補助昇圧ト
ランスと比較して、安価な回路構成を実現できる。
ランスと比較して、安価な回路構成を実現できる。
【００５４】最後に、図５を用いて、図１のインバータ
回路の制御回路５０の一具体例について説明する。
回路の制御回路５０の一具体例について説明する。
【００５５】本実施の形態のインバータ回路の負荷とさ
れる冷陰極管４０に流れる負荷電流（管電流）ＩLは、
負荷電流検出用の抵抗Ｒ1により検出され、ダイオード
ＤおよびコンデンサＣ4で平滑されて、演算増幅器５１
で基準電圧Ｖ0と比較される。演算増幅器５１には、コ
ンデンサＣ3，抵抗Ｒ2およびＲ3からなる負帰還路が設
けられており、管電流ＩLが基準電圧Ｖ0に相当する所定
の値よりも大きくなると、抵抗Ｒ4を介して圧電トラン
スＴ1の駆動電圧の周波数を上昇させるようにフィード
バック制御を行う。
れる冷陰極管４０に流れる負荷電流（管電流）ＩLは、
負荷電流検出用の抵抗Ｒ1により検出され、ダイオード
ＤおよびコンデンサＣ4で平滑されて、演算増幅器５１
で基準電圧Ｖ0と比較される。演算増幅器５１には、コ
ンデンサＣ3，抵抗Ｒ2およびＲ3からなる負帰還路が設
けられており、管電流ＩLが基準電圧Ｖ0に相当する所定
の値よりも大きくなると、抵抗Ｒ4を介して圧電トラン
スＴ1の駆動電圧の周波数を上昇させるようにフィード
バック制御を行う。
【００５６】具体的には、この制御回路５０は、スイッ
チング素子Ｑ1とＱ2を駆動する制御信号Ｓ1，Ｓ2の周波
数を制御するためのドライバ５２を備えており、ドライ
バ５２の端子ＣＴに接続されるコンデンサＣ5の容量
と、ドライバ５２の端子ＲＴに接続される抵抗Ｒ5，Ｒ6
の値を変更することにより、スイッチング素子Ｑ1とＱ2
のスイッチング周波数を変化させることができる。これ
により、圧電トランスＴ1の一次電極側に印可される駆
動電圧の周波数が変化して、負荷である冷陰極管４０に
供給される電力が制御されることになる。
チング素子Ｑ1とＱ2を駆動する制御信号Ｓ1，Ｓ2の周波
数を制御するためのドライバ５２を備えており、ドライ
バ５２の端子ＣＴに接続されるコンデンサＣ5の容量
と、ドライバ５２の端子ＲＴに接続される抵抗Ｒ5，Ｒ6
の値を変更することにより、スイッチング素子Ｑ1とＱ2
のスイッチング周波数を変化させることができる。これ
により、圧電トランスＴ1の一次電極側に印可される駆
動電圧の周波数が変化して、負荷である冷陰極管４０に
供給される電力が制御されることになる。
【００５７】なお、以上の説明では、本発明のインバー
タ回路により、ＬＣＤのバックライトとして用いられる
冷陰極管を点灯駆動する場合を例としたが、本発明のイ
ンバータ回路の用途はこれに限られるものではなく、例
えば放電管等を使用することもでき、比較的小電力で高
電圧が要求される負荷を駆動するために用いることがで
きるものである。
タ回路により、ＬＣＤのバックライトとして用いられる
冷陰極管を点灯駆動する場合を例としたが、本発明のイ
ンバータ回路の用途はこれに限られるものではなく、例
えば放電管等を使用することもでき、比較的小電力で高
電圧が要求される負荷を駆動するために用いることがで
きるものである。
【００５８】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明に
おいては、２段共振手段を使い、圧電トランスを駆動す
ることにより、圧電トランスに印加される電圧が正弦波
状になって圧電トランスの理想的な駆動ができ、圧電ト
ランスに印加される電圧が入力電圧より昇圧されるため
補助昇圧トランスが不要となり、従来の回路に比較して
低い耐圧スイッチング素子が使用でき、電流共振型のた
め電流の変化率ｄi／ｄｔが小さく且つ電流波形に含ま
れる高調波成分が少ないためノイズの発生が少なく、簡
単なＬＣで回路が構成されているため小型化・低背化が
可能であり、補助昇圧トランスと比較して安価な回路構
成である。すなわち本発明によれば、小形且つ低コスト
で、ノイズの発生が少なく高効率のインバータ回路を実
現可能である。
おいては、２段共振手段を使い、圧電トランスを駆動す
ることにより、圧電トランスに印加される電圧が正弦波
状になって圧電トランスの理想的な駆動ができ、圧電ト
ランスに印加される電圧が入力電圧より昇圧されるため
補助昇圧トランスが不要となり、従来の回路に比較して
低い耐圧スイッチング素子が使用でき、電流共振型のた
め電流の変化率ｄi／ｄｔが小さく且つ電流波形に含ま
れる高調波成分が少ないためノイズの発生が少なく、簡
単なＬＣで回路が構成されているため小型化・低背化が
可能であり、補助昇圧トランスと比較して安価な回路構
成である。すなわち本発明によれば、小形且つ低コスト
で、ノイズの発生が少なく高効率のインバータ回路を実
現可能である。
【図１】本発明実施の形態のインバータ回路の主要部の
一構成例を示す回路図である。
一構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態のインバータ回路における各部の
波形を示す波形図である。
波形を示す波形図である。
【図３】初段共振回路部を抜き出して示す回路図であ
る。
る。
【図４】次段共振回路部を抜き出して示す回路図であ
る。
る。
【図５】制御回路の一例を示す回路図である。
【図６】圧電トランスを用いた従来のインバータ回路の
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
１０ 入力端子、 ４０ 冷陰極管、 ５０ 制御回
路、 Ｑ１，Ｑ2 スイッチング素子、 Ｌ1，Ｌ2 チ
ョークコイル、 Ｃ1 コンデンサ、 Ｔ1 圧電トラン
ス
路、 Ｑ１，Ｑ2 スイッチング素子、 Ｌ1，Ｌ2 チ
ョークコイル、 Ｃ1 コンデンサ、 Ｔ1 圧電トラン
ス
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電圧が印加される入力端子と、 上記入力端子と接地電位部との間に直列に配置されて交
互に駆動される第１のスイッチング素子と第２のスイッ
チング素子とからなるスイッチング手段と、 上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
とを交互に駆動する制御手段と、 コンデンサとコイルを直列接続してなり、上記スイッチ
ング手段の出力端と接地電位部との間に配置される第１
の直列共振手段と、 上記第１の直列共振手段のコンデンサとコイルとの間に
一端が接続されるコイルと、 一次電極側が上記コイルの他端に接続される圧電トラン
スとを有し、 上記圧電トランスの一次電極側に接続される上記コイル
と上記圧電トランスの電極間容量とで第２の直列共振手
段を構成し、 上記第１の直列共振手段と上記第２の直列共振手段によ
り２段の共振手段を構成し、 当該２段の共振手段による共振周波数で上記圧電トラン
スを駆動することを特徴とするインバータ回路。 - 【請求項２】 上記圧電トランスの２次電極側に接続さ
れる負荷に流れる負荷電流を検出するための検出手段を
備え、 上記制御手段が上記負荷電流に応じて上記スイッチング
素子のスイッチング周波数を制御することを特徴とする
請求項１記載のインバータ回路。 - 【請求項３】 上記負荷は、冷陰極管であることを特徴
とする請求項２記載のインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10365273A JP2000188877A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10365273A JP2000188877A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000188877A true JP2000188877A (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=18483860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10365273A Withdrawn JP2000188877A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000188877A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008016365A (ja) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Sanken Electric Co Ltd | 放電管点灯装置 |
-
1998
- 1998-12-22 JP JP10365273A patent/JP2000188877A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008016365A (ja) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Sanken Electric Co Ltd | 放電管点灯装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060307 |