JP2000106578A - Ｐｓｋ変調波キャリア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを記録した記録媒体 - Google Patents
Ｐｓｋ変調波キャリア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを記録した記録媒体Info
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- JP2000106578A JP2000106578A JP10274123A JP27412398A JP2000106578A JP 2000106578 A JP2000106578 A JP 2000106578A JP 10274123 A JP10274123 A JP 10274123A JP 27412398 A JP27412398 A JP 27412398A JP 2000106578 A JP2000106578 A JP 2000106578A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＳＫ変調波キャリア再生方式において、Ｆ
ＦＴ処理を１回だけにすることによって高速に搬送波の
再生制御を行う。 【解決手段】 ＰＳＫ変調波のキャリア再生回路におけ
る位相誤差検出回路１１の出力は周波数オフセットがプ
ラス方向とマイナス方向とでは、その傾きが逆になる特
性を利用する。この傾きを検出することにより周波数オ
フセットのずれの方向を、当該オフセット量の検出であ
るＦＴＴ演算処理部１１と並行して検出する。各サンプ
リング周期毎に位相差検出出力の前後の信号振幅を比較
し、プラス方向及びマイナス方向の推移数をアップ／ダ
ウンカウンタ１５にて計測する。このカウンタ値の符号
が位相差出力の傾きであり、周波数オフセットのずれ方
向を示す。この符号をＦＦＴ処理により求めた周波数オ
フセット量に掛け合わせて目的とする搬送波周波数の符
号を含めたオフセットを求める。
ＦＴ処理を１回だけにすることによって高速に搬送波の
再生制御を行う。 【解決手段】 ＰＳＫ変調波のキャリア再生回路におけ
る位相誤差検出回路１１の出力は周波数オフセットがプ
ラス方向とマイナス方向とでは、その傾きが逆になる特
性を利用する。この傾きを検出することにより周波数オ
フセットのずれの方向を、当該オフセット量の検出であ
るＦＴＴ演算処理部１１と並行して検出する。各サンプ
リング周期毎に位相差検出出力の前後の信号振幅を比較
し、プラス方向及びマイナス方向の推移数をアップ／ダ
ウンカウンタ１５にて計測する。このカウンタ値の符号
が位相差出力の傾きであり、周波数オフセットのずれ方
向を示す。この符号をＦＦＴ処理により求めた周波数オ
フセット量に掛け合わせて目的とする搬送波周波数の符
号を含めたオフセットを求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＰＳＫ変調波キャリ
ア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラム
を記録した記録媒体に関し、特に衛生放送や衛生通信に
利用されるＰＳＫ変調方式における受信復調部のキャリ
ア再生方式に関するものである。
ア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラム
を記録した記録媒体に関し、特に衛生放送や衛生通信に
利用されるＰＳＫ変調方式における受信復調部のキャリ
ア再生方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のＰＳＫ変調波キャリア再
生回路の例として、特開平８−１８１７３１号公報に開
示のものがあり、そのブロック図を図８に示している。
図８において、８１はＲＦ信号入力端子であり、入力Ｒ
Ｆ信号は乗算器８２，８３へ供給される。これ等の乗算
器８２，８３はＶＣＯ（電圧制御発振器）８９及び９０
度移相器９０により夫々生成されて互いに９０度位相差
を有するキャリア再生信号と乗算して、直交検波をなす
ものである。各直交検波出力はＡ／Ｄ（アナログ／ディ
ジタル）変換回路８４，８５にて、ディジタル信号とさ
れ、これによりＩ及びＱデータであるベースバンド信号
が復調される。
生回路の例として、特開平８−１８１７３１号公報に開
示のものがあり、そのブロック図を図８に示している。
図８において、８１はＲＦ信号入力端子であり、入力Ｒ
Ｆ信号は乗算器８２，８３へ供給される。これ等の乗算
器８２，８３はＶＣＯ（電圧制御発振器）８９及び９０
度移相器９０により夫々生成されて互いに９０度位相差
を有するキャリア再生信号と乗算して、直交検波をなす
ものである。各直交検波出力はＡ／Ｄ（アナログ／ディ
ジタル）変換回路８４，８５にて、ディジタル信号とさ
れ、これによりＩ及びＱデータであるベースバンド信号
が復調される。
【０００３】一方、Ａ／Ｄ変換回路８４，８５の出力デ
ータは位相誤差検出回路８６へ入力され、両データの位
相誤差成分が検出される。この検出信号はＤ／Ａ変換回
路８７にてアナログ信号とされ、ループフィルタ８８で
整流平滑されて加算器９１を介して電圧制御信号として
ＶＣＯ８９へ供給される。この様にしてキャリア再生用
のＰＬＬ（フェイズロックドループ）回路が形成され
る。
ータは位相誤差検出回路８６へ入力され、両データの位
相誤差成分が検出される。この検出信号はＤ／Ａ変換回
路８７にてアナログ信号とされ、ループフィルタ８８で
整流平滑されて加算器９１を介して電圧制御信号として
ＶＣＯ８９へ供給される。この様にしてキャリア再生用
のＰＬＬ（フェイズロックドループ）回路が形成され
る。
【０００４】ここで、位相誤差検出回路８６の出力デー
タはスペクトラム成分として再生キャリア周波数と受信
ＰＳＫ波の周波数差に対応した周波数成分を含んでい
る。そこで、位相差誤差検出回路８６から出力される位
相差検出データについて、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）
演算回路９２により周波数解析を行い、判定制御回路９
３において周波数のずれを判定している。この周波数ず
れに対応したデータをＤ／Ａ変換回路９４にてアナログ
化してＶＣＯ８９へ加算器９１を通して出力する様にな
っている。
タはスペクトラム成分として再生キャリア周波数と受信
ＰＳＫ波の周波数差に対応した周波数成分を含んでい
る。そこで、位相差誤差検出回路８６から出力される位
相差検出データについて、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）
演算回路９２により周波数解析を行い、判定制御回路９
３において周波数のずれを判定している。この周波数ず
れに対応したデータをＤ／Ａ変換回路９４にてアナログ
化してＶＣＯ８９へ加算器９１を通して出力する様にな
っている。
【０００５】こうすることにより、ＶＣＯ８９の出力は
瞬時に目的とする周波数の近傍に合せられることにな
る。最終的な位相引込みは先述したアナログ系のＰＬＬ
回路によることは勿論である。
瞬時に目的とする周波数の近傍に合せられることにな
る。最終的な位相引込みは先述したアナログ系のＰＬＬ
回路によることは勿論である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図８の従来技術におけ
る問題点を述べる。その第一の問題点は、ＦＦＴ演算回
路９２で局部発振器であるＶＣＯ８９に対する周波数オ
フセット量が求められるが、その量がプラスにずれてい
るのかマイナスにずれているのかの識別ができない。そ
の理由は、搬送波周波数補捉用の検波器の出力が複素信
号ではないためであり、これをＦＦＴ処理することによ
り求められる搬送波周波数は、局部発振器に対する周波
数オフセット量（絶対値）であるからである。
る問題点を述べる。その第一の問題点は、ＦＦＴ演算回
路９２で局部発振器であるＶＣＯ８９に対する周波数オ
フセット量が求められるが、その量がプラスにずれてい
るのかマイナスにずれているのかの識別ができない。そ
の理由は、搬送波周波数補捉用の検波器の出力が複素信
号ではないためであり、これをＦＦＴ処理することによ
り求められる搬送波周波数は、局部発振器に対する周波
数オフセット量（絶対値）であるからである。
【０００７】第二の問題点は、波周波数オフセット量と
その符号（周波数のずれ方向）とを求めるためには、Ｆ
ＦＴ処理が２回必要であり、検出処理に時間がかかる。
その理由は、前述の第一の問題点に起因し、ＦＦＴ処理
により求めた周波数オフセット量がプラス方向またはマ
イナス方向であるのかを決定する必要があり、そのずれ
方向を求めるために更にＦＴＴ処理が必要となるからで
ある。
その符号（周波数のずれ方向）とを求めるためには、Ｆ
ＦＴ処理が２回必要であり、検出処理に時間がかかる。
その理由は、前述の第一の問題点に起因し、ＦＦＴ処理
により求めた周波数オフセット量がプラス方向またはマ
イナス方向であるのかを決定する必要があり、そのずれ
方向を求めるために更にＦＴＴ処理が必要となるからで
ある。
【０００８】本発明の目的は、同期検波された直交２成
分のベースバンド信号の位相誤差検出回路の出力信号か
ら周波数オフセット量の符号であるプラス／マイナスを
検出し、ＦＦＴ処理を１回だけにすることによって高速
に搬送波検出を行うことが可能なＰＳＫ変調波キャリア
再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを
記録した記録媒体を提供することである。
分のベースバンド信号の位相誤差検出回路の出力信号か
ら周波数オフセット量の符号であるプラス／マイナスを
検出し、ＦＦＴ処理を１回だけにすることによって高速
に搬送波検出を行うことが可能なＰＳＫ変調波キャリア
再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを
記録した記録媒体を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力Ｐ
ＳＫ変調波を一対の直交基準搬送波信号で同期検波して
直交２成分のベースバンド信号を得、この直交２成分の
ベースバンド信号の位相差を検出してこの位相差信号に
基き前記基準搬送波信号の周波数及び位相制御をなすよ
うにしたＰＳＫ変調波キャリア再生回路であって、前記
位相差信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って
前記基準搬送波信号のオフセット量を検出するＦＦＴ処
理手段と、前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに
応じて前記オフセット量の符号を検出する符号検出手段
と、前記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算手段
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
ＰＳＫ変調波キャリア再生回路が得られる。
ＳＫ変調波を一対の直交基準搬送波信号で同期検波して
直交２成分のベースバンド信号を得、この直交２成分の
ベースバンド信号の位相差を検出してこの位相差信号に
基き前記基準搬送波信号の周波数及び位相制御をなすよ
うにしたＰＳＫ変調波キャリア再生回路であって、前記
位相差信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って
前記基準搬送波信号のオフセット量を検出するＦＦＴ処
理手段と、前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに
応じて前記オフセット量の符号を検出する符号検出手段
と、前記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算手段
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
ＰＳＫ変調波キャリア再生回路が得られる。
【００１０】そして、前記符号検出手段は、前記位相差
信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫々比較して
レベル差の符号情報を出力するレベル比較手段と、この
信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結果に基き
前記周波数オフセット量の符号を出力する積算手段とを
有することを特徴とする。
信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫々比較して
レベル差の符号情報を出力するレベル比較手段と、この
信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結果に基き
前記周波数オフセット量の符号を出力する積算手段とを
有することを特徴とする。
【００１１】本発明によれば、入力ＰＳＫ搬送波信号を
基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベースバン
ド信号を出力する手段と、この直交２成分のベースバン
ド信号の各々をサンプリングしてディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換手段と、このディジタル化した直交２成
分ベースバンド信号の位相差信号を出力する位相差検出
手段と、この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
処理を用いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理
手段と、前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レ
ベルを夫々比較してレベル差の符号情報を出力するレベ
ル比較手段と、この信号レベル差の符号情報を積算して
この積算結果に基き前記周波数オフセット量の符号を出
力する積算手段と、この積算手段による出力符号と前記
ＦＦＴ処理により得られた周波数オフセット量とを掛け
合わせて符号をも含む周波数オフセットを出力する乗算
手段と、この符号をも含む周波数オフセットを基に前記
位相差信号により基準搬送波信号を制御する周波数制御
手段と、を含むことを特徴とするＰＳＫ変調波キャリア
再生回路が得られる。
基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベースバン
ド信号を出力する手段と、この直交２成分のベースバン
ド信号の各々をサンプリングしてディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換手段と、このディジタル化した直交２成
分ベースバンド信号の位相差信号を出力する位相差検出
手段と、この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
処理を用いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理
手段と、前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レ
ベルを夫々比較してレベル差の符号情報を出力するレベ
ル比較手段と、この信号レベル差の符号情報を積算して
この積算結果に基き前記周波数オフセット量の符号を出
力する積算手段と、この積算手段による出力符号と前記
ＦＦＴ処理により得られた周波数オフセット量とを掛け
合わせて符号をも含む周波数オフセットを出力する乗算
手段と、この符号をも含む周波数オフセットを基に前記
位相差信号により基準搬送波信号を制御する周波数制御
手段と、を含むことを特徴とするＰＳＫ変調波キャリア
再生回路が得られる。
【００１２】そして、前記レベル比較手段は、前記位相
差信号をサンプリング周期だけ遅延する遅延回路と、こ
の遅延出力と現在の位相差信号とをレベル比較して前記
レベル差の符号情報を出力する比較回路とを有すること
を特徴とし、また前記積算手段は前記レベル差の符号情
報に応じてアップ／ダウンカウントをなすカウンタを有
し、このカウンタの値に応じて前記周波数オフセット量
の符号を出力するようにしたことを特徴とする。
差信号をサンプリング周期だけ遅延する遅延回路と、こ
の遅延出力と現在の位相差信号とをレベル比較して前記
レベル差の符号情報を出力する比較回路とを有すること
を特徴とし、また前記積算手段は前記レベル差の符号情
報に応じてアップ／ダウンカウントをなすカウンタを有
し、このカウンタの値に応じて前記周波数オフセット量
の符号を出力するようにしたことを特徴とする。
【００１３】また、前記周波数制御手段は前記位相差信
号に応じて前記基準搬送波信号を制御するフェイズロッ
クドループ回路を有しており、前記位相差信号に代えて
前記符号をも含む周波数オフセットに応じて前記基準搬
送波信号を制御する切替え制御手段を更に含むことを特
徴とする。そして、前記切替え制御手段は、初期時には
前記符号をも含む周波数オフセットにより前記基準搬送
波信号を制御し、所定期間経過後に前記位相差信号とそ
の直前の前記符号をも含む周波数オフセットとの加算信
号により前記基準搬送波信号を制御するようにしたこと
を特徴とし、また前記切替え制御手段は、前記所定期間
経過直後の前記符号をも含む周波数オフセットを記憶す
るレジスタを有し、このレジスタの出力と前記位相差信
号との加算信号により前記基準搬送波信号を制御するよ
うにしたことを特徴とする。
号に応じて前記基準搬送波信号を制御するフェイズロッ
クドループ回路を有しており、前記位相差信号に代えて
前記符号をも含む周波数オフセットに応じて前記基準搬
送波信号を制御する切替え制御手段を更に含むことを特
徴とする。そして、前記切替え制御手段は、初期時には
前記符号をも含む周波数オフセットにより前記基準搬送
波信号を制御し、所定期間経過後に前記位相差信号とそ
の直前の前記符号をも含む周波数オフセットとの加算信
号により前記基準搬送波信号を制御するようにしたこと
を特徴とし、また前記切替え制御手段は、前記所定期間
経過直後の前記符号をも含む周波数オフセットを記憶す
るレジスタを有し、このレジスタの出力と前記位相差信
号との加算信号により前記基準搬送波信号を制御するよ
うにしたことを特徴とする。
【００１４】更に、前記切替え制御手段は、前記位相差
信号を所定時間積算してその積算値が所定閾値に達した
時に前記符号をも含む周波数オフセットに応じて前記基
準搬送波信号を制御するよう切替えることを特徴とす
る。
信号を所定時間積算してその積算値が所定閾値に達した
時に前記符号をも含む周波数オフセットに応じて前記基
準搬送波信号を制御するよう切替えることを特徴とす
る。
【００１５】本発明によれば、入力ＰＳＫ変調波を一対
の直交基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベー
スバンド信号を得、この直交２成分のベースバンド信号
の位相差を検出してこの位相差信号に基き前記基準搬送
波信号の周波数及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変
調波キャリア再生方法であって、 前記位相差信号の高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って前記基準搬送波
信号のオフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップと、
前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出ステップと、前
記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算ステップ
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
ＰＳＫ変調波キャリア再生方法が得られる。
の直交基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベー
スバンド信号を得、この直交２成分のベースバンド信号
の位相差を検出してこの位相差信号に基き前記基準搬送
波信号の周波数及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変
調波キャリア再生方法であって、 前記位相差信号の高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って前記基準搬送波
信号のオフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップと、
前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出ステップと、前
記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算ステップ
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
ＰＳＫ変調波キャリア再生方法が得られる。
【００１６】そして、前記符号検出ステップは、前記位
相差信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫々比較
してレベル差の符号情報を出力するレベル比較ステップ
と、この信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結
果に基き前記周波数オフセット量の符号を出力する積算
ステップとを有することを特徴とする。
相差信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫々比較
してレベル差の符号情報を出力するレベル比較ステップ
と、この信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結
果に基き前記周波数オフセット量の符号を出力する積算
ステップとを有することを特徴とする。
【００１７】本発明によれば、入力ＰＳＫ搬送波信号を
基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベースバン
ド信号を出力するステップと、この直交２成分のベース
バンド信号の各々をサンプリングしてディジタル信号に
変換するステップと、このディジタル化した直交２成分
ベースバンド信号の位相差信号を出力するステップと、
この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップ
と、前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベル
を夫々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比
較ステップと、この信号レベル差の符号情報を積算して
この積算結果に基き前記周波数オフセット量の符号を出
力する積算ステップと、この積算手段による出力符号と
前記ＦＦＴ処理により得られた周波数オフセット量とを
掛け合わせて符号をも含む周波数オフセットを出力する
乗算ステップと、この符号をも含む周波数オフセットを
基に前記位相差信号により基準搬送波信号を制御する周
波数制御ステップと、を含むことを特徴とするＰＳＫ変
調波キャリア再生方法が得られる。
基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベースバン
ド信号を出力するステップと、この直交２成分のベース
バンド信号の各々をサンプリングしてディジタル信号に
変換するステップと、このディジタル化した直交２成分
ベースバンド信号の位相差信号を出力するステップと、
この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップ
と、前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベル
を夫々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比
較ステップと、この信号レベル差の符号情報を積算して
この積算結果に基き前記周波数オフセット量の符号を出
力する積算ステップと、この積算手段による出力符号と
前記ＦＦＴ処理により得られた周波数オフセット量とを
掛け合わせて符号をも含む周波数オフセットを出力する
乗算ステップと、この符号をも含む周波数オフセットを
基に前記位相差信号により基準搬送波信号を制御する周
波数制御ステップと、を含むことを特徴とするＰＳＫ変
調波キャリア再生方法が得られる。
【００１８】そして、前記レベル比較ステップは、前記
位相差信号を連続する所定数のサンプル値を取込むステ
ップと、隣接するサンプル値同士をレベル比較するステ
ップとを有しており、前記積算ステップは、このレベル
比較による大小に応じてカウンタのアップダウンカウン
トの制御をなすステップを有し、このカウンタ値の符号
を前記周波数オフセット量の符号とすることを特徴とす
る。また前記周波数制御ステップは、前記基準搬送波信
号を制御するフェイズロックドループ回路の位相制御信
号として、前記位相差信号に代えて前記符号をも含む周
波数オフセットに応じて前記基準搬送波信号を制御する
切替え制御ステップを更に含むことを特徴とする。
位相差信号を連続する所定数のサンプル値を取込むステ
ップと、隣接するサンプル値同士をレベル比較するステ
ップとを有しており、前記積算ステップは、このレベル
比較による大小に応じてカウンタのアップダウンカウン
トの制御をなすステップを有し、このカウンタ値の符号
を前記周波数オフセット量の符号とすることを特徴とす
る。また前記周波数制御ステップは、前記基準搬送波信
号を制御するフェイズロックドループ回路の位相制御信
号として、前記位相差信号に代えて前記符号をも含む周
波数オフセットに応じて前記基準搬送波信号を制御する
切替え制御ステップを更に含むことを特徴とする。
【００１９】更にはまた、前記切替え制御ステップは、
初期時には前記符号をも含む周波数オフセットにより前
記基準搬送波信号を制御し、所定期間経過後に前記位相
差信号とその直前の前記符号をも含む周波数オフセット
との加算信号により前記基準搬送波信号を制御するよう
にしたことを特徴とし、また前記切替え制御ステップ
は、前記所定期間経過直後の前記符号をも含む周波数オ
フセットを記憶するレジスタの出力と前記位相差信号と
の加算信号により前記基準搬送波信号を制御するように
したことを特徴とする。また前記切替え制御ステップ
は、前記位相差信号を所定時間積算してその積算値が所
定閾値に達した時に前記符号をも含む周波数オフセット
に応じて前記基準搬送波信号を制御するよう切替えるこ
とを特徴とする。
初期時には前記符号をも含む周波数オフセットにより前
記基準搬送波信号を制御し、所定期間経過後に前記位相
差信号とその直前の前記符号をも含む周波数オフセット
との加算信号により前記基準搬送波信号を制御するよう
にしたことを特徴とし、また前記切替え制御ステップ
は、前記所定期間経過直後の前記符号をも含む周波数オ
フセットを記憶するレジスタの出力と前記位相差信号と
の加算信号により前記基準搬送波信号を制御するように
したことを特徴とする。また前記切替え制御ステップ
は、前記位相差信号を所定時間積算してその積算値が所
定閾値に達した時に前記符号をも含む周波数オフセット
に応じて前記基準搬送波信号を制御するよう切替えるこ
とを特徴とする。
【００２０】本発明によれば、入力ＰＳＫ変調波を一対
の直交基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベー
スバンド信号を得、この直交２成分のベースバンド信号
の位相差を検出してこの位相差信号に基き前記基準搬送
波信号の周波数及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変
調波キャリア再生方法の制御プログラムを記録した記録
媒体であって、前記プログラムは、前記位相差信号の高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って前記基準搬送波
信号のオフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップと、
前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出ステップと、前
記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算ステップ
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
記録媒体が得られる。
の直交基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベー
スバンド信号を得、この直交２成分のベースバンド信号
の位相差を検出してこの位相差信号に基き前記基準搬送
波信号の周波数及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変
調波キャリア再生方法の制御プログラムを記録した記録
媒体であって、前記プログラムは、前記位相差信号の高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って前記基準搬送波
信号のオフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップと、
前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出ステップと、前
記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算ステップ
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
記録媒体が得られる。
【００２１】本発明によれば、入力ＰＳＫ搬送波信号を
基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベースバン
ド信号を出力するステップと、この直交２成分のベース
バンド信号の各々をサンプリングしてディジタル信号に
変換するステップと、このディジタル化した直交２成分
ベースバンド信号の位相差信号を出力するステップと、
この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップ
と、前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベル
を夫々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比
較ステップと、この信号レベル差の符号情報を積算して
この積算結果に基き前記周波数オフセット量の符号を出
力する積算ステップと、この積算手段による出力符号と
前記ＦＦＴ処理により得られた周波数オフセット量とを
掛け合わせて符号をも含む周波数オフセットを出力する
乗算ステップと、この符号をも含む周波数オフセットを
基に前記位相差信号により基準搬送波信号を制御する周
波数制御ステップと、を含むＰＳＫ変調波キャリア再生
方法の制御プログラムを記録した記録媒体が得られる。
基準搬送波信号で同期検波して直交２成分のベースバン
ド信号を出力するステップと、この直交２成分のベース
バンド信号の各々をサンプリングしてディジタル信号に
変換するステップと、このディジタル化した直交２成分
ベースバンド信号の位相差信号を出力するステップと、
この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップ
と、前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベル
を夫々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比
較ステップと、この信号レベル差の符号情報を積算して
この積算結果に基き前記周波数オフセット量の符号を出
力する積算ステップと、この積算手段による出力符号と
前記ＦＦＴ処理により得られた周波数オフセット量とを
掛け合わせて符号をも含む周波数オフセットを出力する
乗算ステップと、この符号をも含む周波数オフセットを
基に前記位相差信号により基準搬送波信号を制御する周
波数制御ステップと、を含むＰＳＫ変調波キャリア再生
方法の制御プログラムを記録した記録媒体が得られる。
【００２２】本発明の作用を述べる。本発明が対象とす
るＰＳＫ変調波のキャリア再生回路におけるコスタス検
波器（位相誤差検出回路）の出力信号は、一般に図２示
すように周波数オフセットがプラス方向とマイナス方向
とでは、その傾きが逆になる特性を利用するものであ
り、この傾きを検出することにより周波数オフセットの
ずれの方向を、当該オフセット量の検出であるＦＴＴ演
算処理と並列に検出するものである。詳述すると、図３
に図２の拡大図として示すように、各サンプリング周期
毎にコスタス検波器出力の前後の信号振幅を比較し、プ
ラス方向に推移している数とマイナス方向に推移してい
る数をアップ／ダウンカウンタにより計測する。このカ
ウンタ値の符号がコスタス検波器出力の傾きであり、周
波数オフセット量のずれ方向を示す。この符号をＦＦＴ
処理により求めた周波数オフセット量に掛け合わせるこ
とにより、目的とする搬送波周波数の符号を含めたオフ
セットを求めるものである。
るＰＳＫ変調波のキャリア再生回路におけるコスタス検
波器（位相誤差検出回路）の出力信号は、一般に図２示
すように周波数オフセットがプラス方向とマイナス方向
とでは、その傾きが逆になる特性を利用するものであ
り、この傾きを検出することにより周波数オフセットの
ずれの方向を、当該オフセット量の検出であるＦＴＴ演
算処理と並列に検出するものである。詳述すると、図３
に図２の拡大図として示すように、各サンプリング周期
毎にコスタス検波器出力の前後の信号振幅を比較し、プ
ラス方向に推移している数とマイナス方向に推移してい
る数をアップ／ダウンカウンタにより計測する。このカ
ウンタ値の符号がコスタス検波器出力の傾きであり、周
波数オフセット量のずれ方向を示す。この符号をＦＦＴ
処理により求めた周波数オフセット量に掛け合わせるこ
とにより、目的とする搬送波周波数の符号を含めたオフ
セットを求めるものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１を参照すると、
入力ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１により帯域制限を
受け、デバイダ２を介して周波数ミキサ５，６へ供給さ
れる。一方、ＮＣＯ（Numerical Control Oscillator）
３により発生された局部発振信号は０度及び９０度の位
相変換器４を介して両ミキサ５，６へ供給されている。
この周波数ミキサ処理により同期検波がなされてベース
バンド帯域のＩ及びＱ信号の両直交検波信号が得られ
る。この一対の直交検波信号はローパスフィルタ７，８
を夫々通過した後、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変
換器９，１０にてディジタルＩ／Ｑ信号となる。以降全
てディジタル処理となるものとする。
て図面を参照して詳細に説明する。図１を参照すると、
入力ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１により帯域制限を
受け、デバイダ２を介して周波数ミキサ５，６へ供給さ
れる。一方、ＮＣＯ（Numerical Control Oscillator）
３により発生された局部発振信号は０度及び９０度の位
相変換器４を介して両ミキサ５，６へ供給されている。
この周波数ミキサ処理により同期検波がなされてベース
バンド帯域のＩ及びＱ信号の両直交検波信号が得られ
る。この一対の直交検波信号はローパスフィルタ７，８
を夫々通過した後、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変
換器９，１０にてディジタルＩ／Ｑ信号となる。以降全
てディジタル処理となるものとする。
【００２４】これ等一対のディジタルＩ／Ｑ信号からコ
スタス検波器である位相誤差検出回路１１により位相差
が抽出され、ループフィルタ１８により帯域制限が行わ
れ、ディジタル制御可能なＮＣＯ３により局部発振信号
の制御がなされるもので、以上がＰＬＬ回路を構成する
ことになる。
スタス検波器である位相誤差検出回路１１により位相差
が抽出され、ループフィルタ１８により帯域制限が行わ
れ、ディジタル制御可能なＮＣＯ３により局部発振信号
の制御がなされるもので、以上がＰＬＬ回路を構成する
ことになる。
【００２５】一方、位相誤差検出回路１１の出力はＦＦ
Ｔ処理部１２へ入力され、位相差信号がＦＴＴ処理され
て搬送周波数のオフセット量が算出されると共に、当該
処理完了時には、ＦＦＴ処理部１２からアップ／ダウン
カウンタ１５に対してダンプ信号（ＤＣＬＫ）が出力さ
れる。また、位相誤差検出回路１１の出力は、また遅延
器１３（１サンプリング周期に相当する遅延時間を有す
るものとする）を介してレベル比較器１４に入力され
る。
Ｔ処理部１２へ入力され、位相差信号がＦＴＴ処理され
て搬送周波数のオフセット量が算出されると共に、当該
処理完了時には、ＦＦＴ処理部１２からアップ／ダウン
カウンタ１５に対してダンプ信号（ＤＣＬＫ）が出力さ
れる。また、位相誤差検出回路１１の出力は、また遅延
器１３（１サンプリング周期に相当する遅延時間を有す
るものとする）を介してレベル比較器１４に入力され
る。
【００２６】このレベル比較器１４では、図３に示すよ
うに、サンプリング周期毎に各サンプル信号Ｃn とＣn-
1 とのレベル比較が行われ、Ｃn ＞Ｃn-1 の時“＋１”
が、Ｃn ＜Ｃn-1 の時“−１”が、夫々アップ／ダウン
カウンタ１５に出力される。アップ／ダウンカウンタ１
５では、比較器１４からの“±１”のデータが、ダンプ
信号ＤＣＬＫが入力されるまでの一定時間積算され、ダ
ンプ信号の入力と同時にこの積算結果が符号抽出器１６
に出力され、そのカウンタ値はリセットされる。符号抽
出器１６では、このカウンタ１５のカウンタ値の符号ビ
ットのみが抽出され、この符号ビットがＦＦＴ処理結果
である周波数オフセット量と、乗算器１７で掛け合わさ
れる。これにより、実際の搬送波周波数の符号を含むオ
フセットが求められる。
うに、サンプリング周期毎に各サンプル信号Ｃn とＣn-
1 とのレベル比較が行われ、Ｃn ＞Ｃn-1 の時“＋１”
が、Ｃn ＜Ｃn-1 の時“−１”が、夫々アップ／ダウン
カウンタ１５に出力される。アップ／ダウンカウンタ１
５では、比較器１４からの“±１”のデータが、ダンプ
信号ＤＣＬＫが入力されるまでの一定時間積算され、ダ
ンプ信号の入力と同時にこの積算結果が符号抽出器１６
に出力され、そのカウンタ値はリセットされる。符号抽
出器１６では、このカウンタ１５のカウンタ値の符号ビ
ットのみが抽出され、この符号ビットがＦＦＴ処理結果
である周波数オフセット量と、乗算器１７で掛け合わさ
れる。これにより、実際の搬送波周波数の符号を含むオ
フセットが求められる。
【００２７】この符号を含む周波数オフセットが加算器
１９の一入力となり、その他入力であるループフィルタ
１８の出力と共にＮＣＯ３の制御信号となり、結果とし
て局部発振器の発振周波数である基準搬送波の周波数及
び位相の制御がなされる。この様に、加算器１９により
ＰＬＬのループの制御量に加算することで、搬送波の補
捉範囲の広いディジタルＰＬＬ回路を実現している。
１９の一入力となり、その他入力であるループフィルタ
１８の出力と共にＮＣＯ３の制御信号となり、結果とし
て局部発振器の発振周波数である基準搬送波の周波数及
び位相の制御がなされる。この様に、加算器１９により
ＰＬＬのループの制御量に加算することで、搬送波の補
捉範囲の広いディジタルＰＬＬ回路を実現している。
【００２８】以上の様に、本発明では、従来のＰＬＬ制
御ループに対して、図１の点線で囲んだ周波数オフセッ
トのずれ方向（符号）を求める回路１００を付加して、
周波数オフセット量のＦＦＴ演算処理と並行にこの回路
１００を動作させて、処理速度の低下を防止しているの
である。
御ループに対して、図１の点線で囲んだ周波数オフセッ
トのずれ方向（符号）を求める回路１００を付加して、
周波数オフセット量のＦＦＴ演算処理と並行にこの回路
１００を動作させて、処理速度の低下を防止しているの
である。
【００２９】尚、図２に示す波形は位相誤差検出回路１
１の出力波形例を示しており、（Ａ）は周波数オフセッ
トがプラスの場合の波形であり、（Ｂ）はマイナスの場
合の波形である。当該波形の信号傾きがプラスであれ
ば、周波数オフセットのずれ方向はプラスであり、逆に
信号傾きがマイナスであれば、周波数オフセットのずれ
方向はマイナスであるという事実に基き、本発明では、
図３に図２の拡大波形を示すように、位相差信号の傾き
の方向を検出すべく、互いに相隣り合うサンプリング値
Ｃn 及びＣn-1 のレベル比較を行い、この比較結果の積
算を一定時間間隔（図２，３の信号波形の周期よりもか
なり大きい時間間隔とするものであり、この時間間隔が
ＦＦＴ処理部１２からのダンプ信号ＤＣＬＫの周期であ
る）毎になすものである。
１の出力波形例を示しており、（Ａ）は周波数オフセッ
トがプラスの場合の波形であり、（Ｂ）はマイナスの場
合の波形である。当該波形の信号傾きがプラスであれ
ば、周波数オフセットのずれ方向はプラスであり、逆に
信号傾きがマイナスであれば、周波数オフセットのずれ
方向はマイナスであるという事実に基き、本発明では、
図３に図２の拡大波形を示すように、位相差信号の傾き
の方向を検出すべく、互いに相隣り合うサンプリング値
Ｃn 及びＣn-1 のレベル比較を行い、この比較結果の積
算を一定時間間隔（図２，３の信号波形の周期よりもか
なり大きい時間間隔とするものであり、この時間間隔が
ＦＦＴ処理部１２からのダンプ信号ＤＣＬＫの周期であ
る）毎になすものである。
【００３０】図４は本発明の他の実施例を示すブロック
図であり、図１と同等部分は同一符号にて示している。
本実施例の特徴は、図１の構成に対して、更に、制御部
２０，切替器２１及びレジスタ２２を有する構成であ
り、制御部２０により、ＦＦＴ処理とＰＬＬの各処理を
切替えることにより、ＦＦＴ処理により搬送波補捉周波
数範囲を狭め、その後、ＰＬＬを動作させることにより
ＰＬＬによる補捉時間を短縮する様にしたものである。
図であり、図１と同等部分は同一符号にて示している。
本実施例の特徴は、図１の構成に対して、更に、制御部
２０，切替器２１及びレジスタ２２を有する構成であ
り、制御部２０により、ＦＦＴ処理とＰＬＬの各処理を
切替えることにより、ＦＦＴ処理により搬送波補捉周波
数範囲を狭め、その後、ＰＬＬを動作させることにより
ＰＬＬによる補捉時間を短縮する様にしたものである。
【００３１】制御部２０は、最初、切替器２１をＦＦＴ
処理部１２側、レジスタ２２を書込み可能状態に制御す
る。この時、位相誤差信号はＦＦＴ処理部側にのみ出力
され、ＦＦＴ処理部１２，遅延器１３，比較器１４，ア
ップ／ダウンカウンタ１５，符号抽出器１６及び掛け算
器１７により波周波数オフセット量及び符号を求め、こ
の値をレジスタ２２に保持する。この時、ループフィル
タ１８の入力はゼロとなるため、加算器１９の出力信号
はＦＦＴ処理により求めた周波数成分のみとなり、この
制御量によりＮＣＯ３が発生する局部発振信号を制御
し、搬送波周波数に近付ける。
処理部１２側、レジスタ２２を書込み可能状態に制御す
る。この時、位相誤差信号はＦＦＴ処理部側にのみ出力
され、ＦＦＴ処理部１２，遅延器１３，比較器１４，ア
ップ／ダウンカウンタ１５，符号抽出器１６及び掛け算
器１７により波周波数オフセット量及び符号を求め、こ
の値をレジスタ２２に保持する。この時、ループフィル
タ１８の入力はゼロとなるため、加算器１９の出力信号
はＦＦＴ処理により求めた周波数成分のみとなり、この
制御量によりＮＣＯ３が発生する局部発振信号を制御
し、搬送波周波数に近付ける。
【００３２】制御部２０は、ＦＦＴ処理部からのダンプ
信号（ＤＣＬＫ）を受け、切替器２１をループフィルタ
側、レジスタ２２を書込み禁止状態に制御する。この
時、ＦＦＴ処理部１２，遅延器１３，比較器１４，アッ
プ／ダウンカウンタ１５，符号抽出器１６及び掛け算器
１７は処理を続けるものの、レジスタ２２が書込み禁止
であるため、レジスタ２２は更新されない。このため、
加算器１９の出力信号はレジスタ２２の値を基準にＰＬ
Ｌを行うことができ、高速な位相同期を実現できる。ま
た、制御部２２では、位相誤差検出回路１１の位相誤差
を一定時間積算し、この値が閾値以上であれば、再度、
切替器２１をＦＦＴ処理部側、レジスタ２２を書込み可
能状態に制御し、初期状態に戻り、再処理を行う。
信号（ＤＣＬＫ）を受け、切替器２１をループフィルタ
側、レジスタ２２を書込み禁止状態に制御する。この
時、ＦＦＴ処理部１２，遅延器１３，比較器１４，アッ
プ／ダウンカウンタ１５，符号抽出器１６及び掛け算器
１７は処理を続けるものの、レジスタ２２が書込み禁止
であるため、レジスタ２２は更新されない。このため、
加算器１９の出力信号はレジスタ２２の値を基準にＰＬ
Ｌを行うことができ、高速な位相同期を実現できる。ま
た、制御部２２では、位相誤差検出回路１１の位相誤差
を一定時間積算し、この値が閾値以上であれば、再度、
切替器２１をＦＦＴ処理部側、レジスタ２２を書込み可
能状態に制御し、初期状態に戻り、再処理を行う。
【００３３】次に本発明の別の実施例について図５及び
図６を参照して説明する。図５は図４のブロックにおけ
る各構成要素１３〜２２の機能部分を点線で囲んで、Ｄ
ＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）５０にて構成し
たものであり、図６にそのブロック図を示す。
図６を参照して説明する。図５は図４のブロックにおけ
る各構成要素１３〜２２の機能部分を点線で囲んで、Ｄ
ＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）５０にて構成し
たものであり、図６にそのブロック図を示す。
【００３４】本実施例の特徴は、位相誤差検出回路１１
以降の処理を全てＤＳＰによりソフトウェア的に処理す
るものとし、図６に示す様に、ＤＳＰ５０及びメモリ５
１により構成する。これにより、ＦＦＴ処理と符号抽出
処理を時系列で行うため、処理速度が低下するものの、
ハードウェア構成が単純となり、装置の小型化，低価格
化が可能となる。尚、ＤＳＰ５０の処理はＲＯＭ等の記
録媒体５２に予め格納されているプログラムにより行わ
れるものであり、その処理について図７を参照して説明
する。
以降の処理を全てＤＳＰによりソフトウェア的に処理す
るものとし、図６に示す様に、ＤＳＰ５０及びメモリ５
１により構成する。これにより、ＦＦＴ処理と符号抽出
処理を時系列で行うため、処理速度が低下するものの、
ハードウェア構成が単純となり、装置の小型化，低価格
化が可能となる。尚、ＤＳＰ５０の処理はＲＯＭ等の記
録媒体５２に予め格納されているプログラムにより行わ
れるものであり、その処理について図７を参照して説明
する。
【００３５】処理Ｓ１においてＦＦＴ処理が完了してい
るかを判定し、完了していなければ処理Ｓ２へ、完了し
ていれば処理Ｓ１３へ移行する。ここで初期状態では処
理Ｓ２に移行する。処理Ｓ２では、位相誤差信号（Ｃn
）を順次メモリに蓄積し、Ｎ個連続に取得する。この
Ｎの値はＦＦＴの解析ポイント数に依存する。処理Ｓ３
では、位相誤差信号の傾きを検出するカウンタの値をリ
セットする。カウンタは、ＤＳＰのアキュームレタを使
用する。処理Ｓ４では、メモリに蓄積した、位相誤差信
号Ｃn とＣn+1 を読出し、振幅を比較し、Ｃn ＞Ｃn+1
の場合、処理Ｓ５へ、Ｃn ≦Ｃn+1 の場合、処理Ｓ６へ
移行する。
るかを判定し、完了していなければ処理Ｓ２へ、完了し
ていれば処理Ｓ１３へ移行する。ここで初期状態では処
理Ｓ２に移行する。処理Ｓ２では、位相誤差信号（Ｃn
）を順次メモリに蓄積し、Ｎ個連続に取得する。この
Ｎの値はＦＦＴの解析ポイント数に依存する。処理Ｓ３
では、位相誤差信号の傾きを検出するカウンタの値をリ
セットする。カウンタは、ＤＳＰのアキュームレタを使
用する。処理Ｓ４では、メモリに蓄積した、位相誤差信
号Ｃn とＣn+1 を読出し、振幅を比較し、Ｃn ＞Ｃn+1
の場合、処理Ｓ５へ、Ｃn ≦Ｃn+1 の場合、処理Ｓ６へ
移行する。
【００３６】処理Ｓ５では、カウンタの値を−１し、処
理Ｓ６では、カウンタの値を＋１する。処理Ｓ７では処
理Ｓ４から処理Ｓ７までのＮ回実行し、完了後、処理Ｓ
８に移行する。処理Ｓ８では、カウンタの値の符号を抽
出し、その結果をメモリに保存する。処理Ｓ９では、メ
モリに蓄積した位相誤差信号を基に、ＮポイントＦＦＴ
処理を実施し、搬送波周波数オフセット量を算出する。
処理Ｓ１０では、処理Ｓ９で算出した搬送波周波数オフ
セット量に対し、処理Ｓ８で保存したカウンタの符号に
より符号変換し、符号を含むオフセットを算出する。処
理Ｓ１１では、処理Ｓ１０で求めた、オフセットをメモ
リに保存し、オフセットを基に、処理Ｓ１２では、ＮＣ
Ｏに制御値を出力し、処理Ｓ１に戻る。
理Ｓ６では、カウンタの値を＋１する。処理Ｓ７では処
理Ｓ４から処理Ｓ７までのＮ回実行し、完了後、処理Ｓ
８に移行する。処理Ｓ８では、カウンタの値の符号を抽
出し、その結果をメモリに保存する。処理Ｓ９では、メ
モリに蓄積した位相誤差信号を基に、ＮポイントＦＦＴ
処理を実施し、搬送波周波数オフセット量を算出する。
処理Ｓ１０では、処理Ｓ９で算出した搬送波周波数オフ
セット量に対し、処理Ｓ８で保存したカウンタの符号に
より符号変換し、符号を含むオフセットを算出する。処
理Ｓ１１では、処理Ｓ１０で求めた、オフセットをメモ
リに保存し、オフセットを基に、処理Ｓ１２では、ＮＣ
Ｏに制御値を出力し、処理Ｓ１に戻る。
【００３７】次に、処理Ｓ１での判定処理により、処理
Ｓ１３に移行する。処理Ｓ１３では、ＰＬＬのロック判
定結果（処理Ｓ２１）を基に判定を行い、ロックオフ時
に処理Ｓ２へ、それ以外の時には、処理Ｓ１４に移行す
る。初期状態では、処理Ｓ１４に移行する。処理Ｓ１４
では、位相誤差信号を位相誤差検出回路から読込む。処
理Ｓ１５では、予め設定してあるフィルタ係数によるデ
ィタルフィルタを構成しており、位相誤差信号に対し
て、ループフィルタ処理を施し、ループ制御量を求め
る。処理Ｓ１６では、処理Ｓ１１で保存した搬送波周波
数に処理Ｓ１５で求めた制御量を加え、処理Ｓ１７でＮ
ＣＯに対し制御量を出力する。これにより処理Ｓ１１の
結果を基にしたＰＬＬを構成する。
Ｓ１３に移行する。処理Ｓ１３では、ＰＬＬのロック判
定結果（処理Ｓ２１）を基に判定を行い、ロックオフ時
に処理Ｓ２へ、それ以外の時には、処理Ｓ１４に移行す
る。初期状態では、処理Ｓ１４に移行する。処理Ｓ１４
では、位相誤差信号を位相誤差検出回路から読込む。処
理Ｓ１５では、予め設定してあるフィルタ係数によるデ
ィタルフィルタを構成しており、位相誤差信号に対し
て、ループフィルタ処理を施し、ループ制御量を求め
る。処理Ｓ１６では、処理Ｓ１１で保存した搬送波周波
数に処理Ｓ１５で求めた制御量を加え、処理Ｓ１７でＮ
ＣＯに対し制御量を出力する。これにより処理Ｓ１１の
結果を基にしたＰＬＬを構成する。
【００３８】次に、処理Ｓ１８では、処理Ｓ１４で読込
んだ位相誤差信号の絶対値をとり、これを加算する。処
理Ｓ１９では、処理Ｓ１８の処理をＭ回加算したかを判
定し、加算が完了していれば処理Ｓ２０に移行し、それ
以外であれば、処理Ｓ１に戻る。ここで、加算回数Ｍの
値は、ループフィルタのループバンド及び位相誤差信号
のサンプリング周波数に依存し、ループの引込み時間よ
り充分長くなる様に設定する。処理Ｓ２０では、処理Ｓ
１８における加算結果と閾値を比較し、加算結果の方が
閾値より大きい場合は処理Ｓ２１へ、それ以外の場合は
処理Ｓ１へ戻る。本処理では、判定後に、処理Ｓ１８で
加算した値のリセットを行う。処理Ｓ２１では、ＰＬＬ
ロックオフと判断し、ＮＣＯに対し、初期値の制御量を
出力し、処理Ｓ１に戻る。
んだ位相誤差信号の絶対値をとり、これを加算する。処
理Ｓ１９では、処理Ｓ１８の処理をＭ回加算したかを判
定し、加算が完了していれば処理Ｓ２０に移行し、それ
以外であれば、処理Ｓ１に戻る。ここで、加算回数Ｍの
値は、ループフィルタのループバンド及び位相誤差信号
のサンプリング周波数に依存し、ループの引込み時間よ
り充分長くなる様に設定する。処理Ｓ２０では、処理Ｓ
１８における加算結果と閾値を比較し、加算結果の方が
閾値より大きい場合は処理Ｓ２１へ、それ以外の場合は
処理Ｓ１へ戻る。本処理では、判定後に、処理Ｓ１８で
加算した値のリセットを行う。処理Ｓ２１では、ＰＬＬ
ロックオフと判断し、ＮＣＯに対し、初期値の制御量を
出力し、処理Ｓ１に戻る。
【００３９】
【発明の効果】本発明によれば、ＦＦＴ処理による搬送
波周波数オフセット量の演算と並行に、当該オフセット
のずれ方向をコスタス検波器の位相誤差検出出力の傾き
により検出する様にしたので、ＦＦＴ処理回数が一回で
良いために搬送波補捉時間が従来の１／２に短縮できる
という効果がある。
波周波数オフセット量の演算と並行に、当該オフセット
のずれ方向をコスタス検波器の位相誤差検出出力の傾き
により検出する様にしたので、ＦＦＴ処理回数が一回で
良いために搬送波補捉時間が従来の１／２に短縮できる
という効果がある。
【図１】本発明の一実施例の回路ブロック図である。
【図２】コスタス検波出力すなわち位相誤差検出回路の
出力信号と周波数オフセットのずれ方向との関係を示す
図である。
出力信号と周波数オフセットのずれ方向との関係を示す
図である。
【図３】位相誤差出力信号から周波数オフセットのずれ
方向を算出する場合の比較出力信号の関係を示す図であ
る。
方向を算出する場合の比較出力信号の関係を示す図であ
る。
【図４】本発明の他の実施例の回路ブロック図である。
【図５】本発明の更に他の実施例の回路ブロック図であ
る。
る。
【図６】図５の回路ブロックを機能ブロックとして示し
た図である。
た図である。
【図７】図６のブロックの動作を示すフローチャートで
ある。
ある。
【図８】従来例を示すブロック図である。
１ ＢＰＦ ２ デバイダ ３ ＮＣＯ ４ 位相変換器 ５，６ ミキサ ７，８ ＬＰＦ ９，１０ Ａ／Ｄ変換器 １１ 位相誤差検出回路 １２ ＦＦＴ処理部 １３ 遅延器 １４ 比較器 １５ アップ／ダウンカウンタ １６ 符号抽出器 １７ 乗算器 １８ ループフィルタ １９ 加算器 ２０ 制御部 ２１ 切替器 ２２ レジスタ ５０ ＤＳＰ ５１ メモリ（ＲＡＭ） ５２ 記録媒体（ＲＯＭ）
Claims (19)
- 【請求項１】 入力ＰＳＫ変調波を一対の直交基準搬送
波信号で同期検波して直交２成分のベースバンド信号を
得、この直交２成分のベースバンド信号の位相差を検出
してこの位相差信号に基き前記基準搬送波信号の周波数
及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変調波キャリア再
生回路であって、 前記位相差信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行
って前記基準搬送波信号のオフセット量を検出するＦＦ
Ｔ処理手段と、 前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出手段と、 前記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算手段と、
を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の周波
数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とするＰＳ
Ｋ変調波キャリア再生回路。 - 【請求項２】 前記符号検出手段は、前記位相差信号の
各サンプル値の前後の信号レベルを夫々比較してレベル
差の符号情報を出力するレベル比較手段と、この信号レ
ベル差の符号情報を積算してこの積算結果に基き前記周
波数オフセット量の符号を出力する積算手段とを有する
ことを特徴とする請求項１記載のＰＳＫ変調波キャリア
再生回路。 - 【請求項３】 入力ＰＳＫ搬送波信号を基準搬送波信号
で同期検波して直交２成分のベースバンド信号を出力す
る手段と、 この直交２成分のベースバンド信号の各々をサンプリン
グしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、 このディジタル化した直交２成分ベースバンド信号の位
相差信号を出力する位相差検出手段と、 この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理手段と、 前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫
々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比較手
段と、 この信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結果に
基き前記周波数オフセット量の符号を出力する積算手段
と、 この積算手段による出力符号と前記ＦＦＴ処理により得
られた周波数オフセット量とを掛け合わせて符号をも含
む周波数オフセットを出力する乗算手段と、 この符号をも含む周波数オフセットを基に前記位相差信
号により基準搬送波信号を制御する周波数制御手段と、
を含むことを特徴とするＰＳＫ変調波キャリア再生回
路。 - 【請求項４】 前記レベル比較手段は、前記位相差信号
をサンプリング周期だけ遅延する遅延回路と、この遅延
出力と現在の位相差信号とをレベル比較して前記レベル
差の符号情報を出力する比較回路とを有することを特徴
とする請求項２または３記載のＰＳＫ変調波キャリア再
生回路。 - 【請求項５】 前記積算手段は前記レベル差の符号情報
に応じてアップ／ダウンカウントをなすカウンタを有
し、このカウンタの値に応じて前記周波数オフセット量
の符号を出力するようにしたことを特徴とする請求項４
記載のＰＳＫ変調波キャリア再生回路。 - 【請求項６】 前記周波数制御手段は前記位相差信号に
応じて前記基準搬送波信号を制御するフェイズロックド
ループ回路を有しており、前記位相差信号に代えて前記
符号をも含む周波数オフセットに応じて前記基準搬送波
信号を制御する切替え制御手段を更に含むことを特徴と
する請求項３〜５いずれか記載のＰＳＫ変調波キャリア
再生回路。 - 【請求項７】 前記切替え制御手段は、初期時には前記
符号をも含む周波数オフセットにより前記基準搬送波信
号を制御し、所定期間経過後に前記位相差信号とその直
前の前記符号をも含む周波数オフセットとの加算信号に
より前記基準搬送波信号を制御するようにしたことを特
徴とする請求項６記載のＰＳＫ変調波キャリア再生回
路。 - 【請求項８】 前記切替え制御手段は、前記所定期間経
過直後の前記符号をも含む周波数オフセットを記憶する
レジスタを有し、このレジスタの出力と前記位相差信号
との加算信号により前記基準搬送波信号を制御するよう
にしたことを特徴とする請求項７記載のＰＳＫ変調波キ
ャリア再生回路。 - 【請求項９】 前記切替え制御手段は、前記位相差信号
を所定時間積算してその積算値が所定閾値に達した時に
前記符号をも含む周波数オフセットに応じて前記基準搬
送波信号を制御するよう切替えることを特徴とする請求
項８記載のＰＳＫ変調波キャリア再生回路。 - 【請求項１０】 入力ＰＳＫ変調波を一対の直交基準搬
送波信号で同期検波して直交２成分のベースバンド信号
を得、この直交２成分のベースバンド信号の位相差を検
出してこの位相差信号に基き前記基準搬送波信号の周波
数及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変調波キャリア
再生方法であって、 前記位相差信号の高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）処理を行って前記基準搬送波信号のオフセ
ット量を検出するＦＦＴ処理ステップと、 前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出ステップと、 前記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算ステップ
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
ＰＳＫ変調波キャリア再生方法。 - 【請求項１１】 前記符号検出ステップは、前記位相差
信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫々比較して
レベル差の符号情報を出力するレベル比較ステップと、
この信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結果に
基き前記周波数オフセット量の符号を出力する積算ステ
ップとを有することを特徴とする請求項１０記載のＰＳ
Ｋ変調波キャリア再生方法。 - 【請求項１２】 入力ＰＳＫ搬送波信号を基準搬送波信
号で同期検波して直交２成分のベースバンド信号を出力
するステップと、 この直交２成分のベースバンド信号の各々をサンプリン
グしてディジタル信号に変換するステップと、 このディジタル化した直交２成分ベースバンド信号の位
相差信号を出力するステップと、 この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップ
と、 前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫
々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比較ス
テップと、 この信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結果に
基き前記周波数オフセット量の符号を出力する積算ステ
ップと、 この積算手段による出力符号と前記ＦＦＴ処理により得
られた周波数オフセット量とを掛け合わせて符号をも含
む周波数オフセットを出力する乗算ステップと、 この符号をも含む周波数オフセットを基に前記位相差信
号により基準搬送波信号を制御する周波数制御ステップ
と、を含むことを特徴とするＰＳＫ変調波キャリア再生
方法。 - 【請求項１３】 前記レベル比較ステップは、前記位相
差信号を連続する所定数のサンプル値を取込むステップ
と、隣接するサンプル値同士をレベル比較するステップ
とを有しており、前記積算ステップは、このレベル比較
による大小に応じてカウンタのアップダウンカウントの
制御をなすステップを有し、このカウンタ値の符号を前
記周波数オフセット量の符号とすることを特徴とする請
求項１１または１２記載のＰＳＫ変調波キャリア再生方
法。 - 【請求項１４】 前記周波数制御ステップは、前記基準
搬送波信号を制御するフェイズロックドループ回路の位
相制御信号として、前記位相差信号に代えて前記符号を
も含む周波数オフセットに応じて前記基準搬送波信号を
制御する切替え制御ステップを更に含むことを特徴とす
る請求項１２または１３記載のＰＳＫ変調波キャリア再
生方法。 - 【請求項１５】 前記切替え制御ステップは、初期時に
は前記符号をも含む周波数オフセットにより前記基準搬
送波信号を制御し、所定期間経過後に前記位相差信号と
その直前の前記符号をも含む周波数オフセットとの加算
信号により前記基準搬送波信号を制御するようにしたこ
とを特徴とする請求項１４記載のＰＳＫ変調波キャリア
再生方法。 - 【請求項１６】 前記切替え制御ステップは、前記所定
期間経過直後の前記符号をも含む周波数オフセットを記
憶するレジスタの出力と前記位相差信号との加算信号に
より前記基準搬送波信号を制御するようにしたことを特
徴とする請求項１５記載のＰＳＫ変調波キャリア再生方
法。 - 【請求項１７】 前記切替え制御ステップは、前記位相
差信号を所定時間積算してその積算値が所定閾値に達し
た時に前記符号をも含む周波数オフセットに応じて前記
基準搬送波信号を制御するよう切替えることを特徴とす
る請求項１６記載のＰＳＫ変調波キャリア再生方法。 - 【請求項１８】 入力ＰＳＫ変調波を一対の直交基準搬
送波信号で同期検波して直交２成分のベースバンド信号
を得、この直交２成分のベースバンド信号の位相差を検
出してこの位相差信号に基き前記基準搬送波信号の周波
数及び位相制御をなすようにしたＰＳＫ変調波キャリア
再生方法の制御プログラムを記録した記録媒体であっ
て、 前記プログラムは、前記位相差信号の高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）処理を行って前記基準搬送波信号のオフセッ
ト量を検出するＦＦＴ処理ステップと、 前記位相差信号の傾きを検出してこの傾きに応じて前記
オフセット量の符号を検出する符号検出ステップと、 前記オフセット量と前記符号とを乗算する乗算ステップ
と、を含み、この乗算結果により前記基準搬送波信号の
周波数及び位相制御をなすようにしたことを特徴とする
記録媒体。 - 【請求項１９】 入力ＰＳＫ搬送波信号を基準搬送波信
号で同期検波して直交２成分のベースバンド信号を出力
するステップと、 この直交２成分のベースバンド信号の各々をサンプリン
グしてディジタル信号に変換するステップと、 このディジタル化した直交２成分ベースバンド信号の位
相差信号を出力するステップと、 この位相差信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用
いて周波数オフセット量を検出するＦＦＴ処理ステップ
と、 前記位相差信号の各サンプル値の前後の信号レベルを夫
々比較してレベル差の符号情報を出力するレベル比較ス
テップと、 この信号レベル差の符号情報を積算してこの積算結果に
基き前記周波数オフセット量の符号を出力する積算ステ
ップと、 この積算手段による出力符号と前記ＦＦＴ処理により得
られた周波数オフセット量とを掛け合わせて符号をも含
む周波数オフセットを出力する乗算ステップと、 この符号をも含む周波数オフセットを基に前記位相差信
号により基準搬送波信号を制御する周波数制御ステップ
と、を含むＰＳＫ変調波キャリア再生方法の制御プログ
ラムを記録した記録媒体。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP27412398A JP4009373B2 (ja) | 1998-09-29 | 1998-09-29 | Ｐｓｋ変調波キャリア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを記録した記録媒体 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27412398A JP4009373B2 (ja) | 1998-09-29 | 1998-09-29 | Ｐｓｋ変調波キャリア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを記録した記録媒体 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000106578A true JP2000106578A (ja) | 2000-04-11 |
| JP4009373B2 JP4009373B2 (ja) | 2007-11-14 |
Family
ID=17537351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27412398A Expired - Fee Related JP4009373B2 (ja) | 1998-09-29 | 1998-09-29 | Ｐｓｋ変調波キャリア再生回路及びその再生方法並びにその制御プログラムを記録した記録媒体 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4009373B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007067473A (ja) * | 2005-08-29 | 2007-03-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直交誤差自動補償回路 |
| JP2008098723A (ja) * | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Sony Corp | 受信装置および受信方法、並びに、プログラム |
| JP2015162873A (ja) * | 2014-02-28 | 2015-09-07 | 日本電気株式会社 | 信号変換装置及びシンボルタイミング検出方法 |
| CN114499702A (zh) * | 2022-03-28 | 2022-05-13 | 成都锢德科技有限公司 | 一种便携式实时信号采集分析识别系统 |
-
1998
- 1998-09-29 JP JP27412398A patent/JP4009373B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US8090333B2 (en) | 2006-10-06 | 2012-01-03 | Sony Corporation | Receiving apparatus, receiving method, and program |
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| CN114499702B (zh) * | 2022-03-28 | 2022-07-12 | 成都锢德科技有限公司 | 一种便携式实时信号采集分析识别系统 |
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| Publication number | Publication date |
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| JP4009373B2 (ja) | 2007-11-14 |
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