JP2000069745A - 昇圧回路 - Google Patents
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- H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
- H02M3/073—Charge pumps of the Schenkel-type
Abstract
得られる昇圧回路を提供する。 【解決手段】 昇圧回路は、複数の昇圧段CPi(i=1…
n)が接続されて構成され、各昇圧段CPiは互いに相補
的に動作する第1のチャージポンプ部11と、第2のチ
ャージポンプ部13とを有する。さらに、チャージポン
プ部11、13を、ポンピング用キャパシタC1i、C
2iと、NMOSトランジスタNT1i、NT2iと、P
MOSトランジスタPT1i、PT2iとで構成する。ポ
ンピング用キャパシタC1i、C2iに対する電荷の充電
はNMOSトランジスタNT1i、NT2iを介して行
い、ポンピング用キャパシタC1i、C2iからの電荷の
放電はPMOSトランジスタPT1i、PT2iを介して
行う。
Description
に用いられる昇圧回路に関する。
定の高電圧に昇圧して所定の回路部に供給するための昇
圧回路を備えている。図6に従来の昇圧回路の回路図を
示す。昇圧回路は複数の昇圧段CPi(i=1…n)からな
り、1つの昇圧段CPiは、NMOSトランジスタNTi
とポンピング用キャパシタCiとからなる。NMOSト
ランジスタNTiのゲートとドレインは接続され、その
接続点にコンデンサCiの一端が接続される。コンデン
サCiの他端は、奇数段の昇圧段ではクロックclkに、偶
数段の昇圧段ではクロック/clkに接続される。クロック
clkは電源電圧Vddレベル、または0Vレベルを所定の
周期で交互に出力する。クロックclkとクロック/clkと
は互いに相補的な値を出力する。
clkの周期的な変化に伴い、奇数段と偶数段の昇圧段に
おけるNMOSトランジスタNTi(i=1…n)が交互に
オン・オフし、ポンピング用キャパシタCiに蓄積され
た電荷が順次、次の昇圧段に送られる。これにより各昇
圧段において、ノードNDiが順次昇圧され、電源電圧
Vddを昇圧した所定の高電圧が出力電圧Voutとして得
られる。
の昇圧段のノードNDi(i=n-2〜n)の電位を示した図
である。ここで、クロックclkが電源電圧Vddレベル、
クロック/clkが0Vレベルとなる期間を期間Aと、クロ
ックclkが0Vレベル、クロック/clkが電源電圧Vddレ
ベルとなる期間を期間Bとしている。
n-1段のノードNDn-1の電位は、その前段であるn-2
段のノードNDn-2の電位よりNMOSトランジスタN
Tnのしきい値電圧Vth分だけ低い値となる。また、期
間Aにおいては、n段のノードNDnの電位は、n-1段の
ノードNDn-1の電位よりしきい値電圧Vth分だけ低い
値となっている。
す従来の昇圧回路では前段の昇圧段から次段の昇圧段へ
の昇圧過程において、しきい値電圧Vth分だけ損失が生
じる。
バイアス効果が動作に影響する。すなわち、NMOSト
ランジスタのソース電圧が上昇すると基板バイアス効果
によりNMOSトランジスタのしきい値Vthが増加す
る。このため、昇圧段の段数が増加するほど、NMOS
トランジスタNTnのしきい値Vthが高くなり、前述の
しきい値Vthによる損失はより大きくなり、昇圧効率が
大幅に悪化する。また、しきい値電圧Vthが大きくなる
と、スイッチング動作が正常に行われなくなるという問
題があり、このため、昇圧段の段数が制限され、高い出
力電圧が得られないという問題がある。
322241号公報に開示された昇圧回路がある。図8
にその昇圧回路の主要部の回路図を示す。
n)において、ポンピング用キャパシタCiと、ポンピン
グ用キャパシタCiに蓄積された電荷を伝達させるため
のトランスファーゲートPTGiとを有する。トランス
ファーゲートPTGiはPMOSトランジスタで構成さ
れる。さらに、各昇圧段CPi(i=1…n)において、ト
ランスファーゲートPTGiのオン・オフを制御するた
めのPMOSトランジスタPTiとNMOSトランジス
タNTiの直列回路を有する。
るポンピング用キャパシタCiにクロックclkが印加さ
れ、偶数段の昇圧段におけるポンピング用キャパシタC
iにクロック/clkが印加される。これらのクロックclk、
/clkの変化に伴い、各昇圧段のポンピング用キャパシタ
Ciに蓄積された電荷が、トランスファーゲートPTGi
を介して、次の昇圧段に送られることにより、各昇圧段
のノードNDiが順次昇圧される。
ンスファーゲートPTGiのオン・オフは、PMOSト
ランジスタPTiとNMOSトランジスタNTiの直列回
路により制御され、これによって前述のしきい値電圧V
thによる昇圧時の損失の問題を解決している。
ゲートPTGi等を構成するPMOSトランジスタのN
ウェルを、PMOSトランジスタ毎に分割して形成して
いる。これにより、PMOSトランジスタにおける基板
バイアス効果の影響を防止している。
ンジスタについて基板バイアス効果は防止できない。し
たがって、昇圧段の後段においては、基板バイアス効果
によりNMOSトランジスタが正常に動作しない可能性
がある。
の昇圧段のノードNDi(i=n-2〜n)の電位を示した図
である。この図に示すように、この昇圧回路では、期間
Aと期間Bとで昇圧段のノード電位が異なる。例えば、
ノードNDn-1においては、期間Aの電位は期間Bの電
位よりも高くなる。したがって、PMOSトランジスタ
のバックゲートが接続されるNウェルの電位がクロック
clkの電位に応じて変化し、このため、この電位変化に
伴ないNウェルにおいて消費電流が生じる。Nウェルの
占める領域は比較的大きいため、この消費電流も大きく
なり、これにより昇圧回路の効率が悪くなる。
回路を構成するMOSトランジスタのしきい値電圧Vth
分の損失、基板バイアス効果、クロックに応じたノード
電位変化によりNウェル中に生ずる消費電流等の問題に
より効率が低下し、また、昇圧能力に限界があった。
ものであり、その目的とするところは、昇圧時の効率を
向上させ、また、高い電圧が得られる昇圧回路を提供す
ることにある。
路は、第1のノードと第2のノードとを有し、上記第1
のノードから上記第2のノードへ電荷を供給することに
より上記第2のノードの電位を上記第1のノードに対し
て上昇させる昇圧段が複数接続されて構成される。この
とき、各昇圧段において、その段の昇圧段の第1のノー
ドは、その前の段の昇圧段の第2のノードと接続され
る。
入力した電荷を蓄積し、該蓄積した電荷を上記第2のノ
ードへ供給することにより上記第2のノードの電位を上
昇させる第1のチャージポンプ部と、記第1のノードを
介して入力した電荷を蓄積し、該蓄積した電荷を上記第
2のノードへ供給することにより上記第2のノードの電
位を上昇させる第2のチャージポンプ部とからなる。上
記第1のチャージポンプ部と上記第2のチャージポンプ
部とは、一方が第2のノードへ電荷を供給する間、他方
が第1のノードを介して入力した電荷を蓄積するように
相補的に動作する。
において、上記第1のチャージポンプ部が、第1のクロ
ックに一端が接続された第1のポンピング用キャパシタ
と、ドレインが該第1のポンピング用キャパシタの他端
に接続され、ソースが上記第1のノードに接続された第
1のNMOSトランジスタと、ドレインが上記第1のポ
ンピング用キャパシタの他端に接続され、ソースが上記
第2のノードに接続された第1のPMOSトランジスタ
とからなる。
記第1のクロックと相補的な値をとる第2のクロックに
一端が接続された第2のポンピング用キャパシタと、ド
レインが該第2のポンピング用キャパシタの他端に接続
され、ソースが上記第1のノードに接続された第2のN
MOSトランジスタと、ドレインが上記第2のポンピン
グ用キャパシタの他端に接続され、ソースが上記第2の
ノードに接続された第2のPMOSトランジスタとから
なる。
タと上記第1のPMOSトランジスタの各ゲートは上記
第2のポンピング用キャパシタを介して上記第2のクロ
ックに接続され、上記第2のNMOSトランジスタと上
記第2のPMOSトランジスタの各ゲートは上記第1の
ポンピング用キャパシタを介して上記第1のクロックに
接続されている。
において、上記PMOSトランジスタのNウェルを1つ
または複数の昇圧段毎に分離して形成する。
において、上記NMOSトランジスタのPウェルを1つ
または複数の昇圧段毎に分離して形成する。
において、上記昇圧回路を構成するNMOSトランジス
タを、上記昇圧回路以外の回路を構成するNMOSトラ
ンジスタのPウェルの不純物濃度よりも低い不純物濃度
のP型基板に形成する。
第5のいずれかの発明において、最終の昇圧段の第2の
ノードの電圧と電源電圧とに基づき、上記第2のノード
の電圧または上記電源電圧のいずれかを出力する出力選
択回路をさらに備える。
施の形態を添付の図面を用いて説明する。
1の昇圧回路の回路図を示す。図に示すように昇圧回路
は複数の昇圧段CP1〜CPnが順次接続されて構成され
る。各昇圧段CP1〜CPnには、電源電圧Vddまたは0
Vを出力するクロックclkと、クロックclkと相補的な値
を取るクロック/clkとが印加されている。各昇圧段の構
成はそれぞれ同様であるため、以下では各昇圧段を代表
してn段目の昇圧段CPnについて構成を説明する。
ドとしてノードNDn-1と、電荷を送り込む出力ノード
としてノードNDnとを有する。ノードNDn-1はまた前
段の昇圧段CPn-1の出力ノードとなる。
して取り込んだ電荷をノードNDnに送ることによりノ
ードNDnの電位を上昇させる第1および第2のチャー
ジポンプ部11、13からなる。これらの第1のチャー
ジポンプ部11と第2のチャージポンプ部13とは後述
するように相補的に動作する。
13はそれぞれ、ポンピング用キャパシタC1n、C2n
と、からポンピング用キャパシタC1n、C2nに電荷を
蓄積させるためのNMOSトランジスタNT1n、NT2n
と、ポンピング用キャパシタC1n、C2nに蓄積した電
荷をノードNDnへ送るためのPMOSトランジスタPT
1n、PT2nとからなる。
MOSトランジスタNT1nのソースはノードND
n-1に、ドレインはポンピング用キャパシタC1nを介し
てクロックclkに接続される。PMOSトランジスタPT
1nのドレインはポンピング用キャパシタC1nを介して
クロックclkに、ソースはノードNDnに接続される。N
MOSトランジスタNT1nのゲートとPMOSトラン
ジスタPT1nのゲートとは、ポンピング用キャパシタ
C2nを介してクロック/clkに接続される。ここで、N
MOSトランジスタNT1n及びPMOSトランジスタ
PT1nのそれぞれのゲートとポンピング用キャパシタ
C2nの接続点をノードND2nとする。
いて、NMOSトランジスタNT2nのソースはノードN
Dn-1に、そのドレインはポンピング用キャパシタC2n
を介してクロック/clkに接続される。PMOSトランジ
スタPT2nのドレインはポンピング用キャパシタC2n
を介してクロック/clkに、そのソースはノードNDnに
接続される。NMOSトランジスタNT2n及びPMO
SトランジスタPT2nのそれぞれのゲートはキャパシ
タC1nを介してクロックclkに接続される。ここで、N
MOSトランジスタNT2nおよびPMOSトランジス
タPT2nのそれぞれのゲートとポンピング用キャパシ
タC1nの接続点をノードND1nとする。
段において、PMOSトランジスタPT1i、PT2
i(i=1…n)は、P型基板(以下、「P基板」とい
う。)内に形成されたNウェル上に形成されるが、この
とき、このNウェルは1つまたは複数の昇圧段毎に分離
して形成される。これにより基板バイアス効果を防止で
きる。
お、以下ではn段目の昇圧段CPnの動作を中心に説明
する。昇圧段CPnにおいては、2つのチャージポンプ
部11、13が相補的に動作することによりノードND
nの電位を上昇させる。昇圧回路全体では、各昇圧段C
Pi(i=1…n)によりノードNDiの電位を順次上昇さ
せ、最終的にノードNDnから出力電圧Voutを得る。
ックclkが電源電圧Vdd、クロック/clkが0Vとなる期
間を期間Aと、クロックclkが0V、クロック/clkが電
源電圧Vddとなる期間を期間Bとし、それぞれの期間で
の昇圧段CPnの動作を説明する。
となるためノードND1nの電位はキャパシタC1nの容
量結合により電源電圧Vddだけ昇圧され、また、クロッ
ク/clkは0VとなるためノードND2nの電位は引き下
げられる。これにより、NMOSトランジスタNT2n
と、PMOSトランジスタPT1nとがオンする。この
とき、PMOSトランジスタPT2nと、NMOSトラ
ンジスタNT1nとはオフする。
MOSトランジスタNT2nがオンすることにより、ノ
ードNDn-1とキャパシタC2nの一端とが接続される。
したがって、前段の昇圧段CPn-1からノードNDn-1を
介してキャパシタC2nに電荷が送られ、キャパシタC2
nに電荷が蓄積される。
て、PMOSトランジスタPT1nがオンすることによ
り、ノードNDnがキャパシタC1nの一端と接続され
る。したがって、キャパシタC1nに蓄積された電荷が
ノードNDnに送られるため、ノードNDnがの電位が上
昇する。
となるためノードND2nの電位はポンピング用キャパ
シタC2nの容量結合により電源電圧Vddだけ昇圧され
る。また、クロックclkは0VとなるためノードND1n
の電位は引き下げられる。これにより、NMOSトラン
ジスタNT1nと、PMOSトランジスタPT2nとがオ
ンする。このとき、PMOSトランジスタPT1nと、
NMOSトランジスタNT2nとはオフする。
MOSトランジスタNT1nがオンすることにより、ノ
ードNDn-1とキャパシタC1nの一端とが接続される。
したがって、前段の昇圧段CPn-1からノードNDn-1を
介してキャパシタC1nに電荷が送られ、キャパシタC
1nに電荷が蓄積される。
て、PMOSトランジスタPT2nがオンすることによ
り、ノードNDnがポンピング用キャパシタC2nの一端
と接続される。したがって、ポンピング用キャパシタC
2nに蓄積された電荷がノードNDnに送られるため、ノ
ードNDnの電位が上昇する。
ても、電源電圧Vddを出力するクロック側に接続された
ポンピング用キャパシタC1n、C2nにノードNDnが
接続されるため、期間A、Bによらず、すなわち、クロ
ックclk、/clkの変化によらずノードNDnが昇圧され
る。
期間Bでの各ノードの電圧の変化を示した図である。図
に示すように、増幅段CPn-1の出力ノードであるノー
ドNDn-1の電位、及び増幅段CPnの出力ノードである
ノードNDnの電位は、期間A、Bによらず一定とな
る。
1)においても、期間Aでは第1のチャージポンプ部
(キャパシタC1i)により、期間Bでは第2のチャー
ジポンプ部(キャパシタC2i)によりノードNDiを昇
圧する。このように2つのチャージポンプを用いて、常
に全昇圧段の出力ノードNDiを高い電位にすることが
できる。すなわち、出力ノードNDiの電位をクロック
の変位によらず一定とすることができる。これにより、
各昇圧段の出力ノードに接続されるPMOSトランジス
タのNウェル電位がクロックに応じて変化しないため、
クロックに応じてNウェルに発生する消費電流を低減で
きる。また、1つの昇圧段において2つのチャージポン
プ部により交互に昇圧動作を行うため昇圧能力が向上す
る。
においては、ポンピング用キャパシタに対して、前の昇
圧段から電荷を充電するときはNMOSトランジスタを
介して行い、次の昇圧段に蓄積した電荷を送るときはP
MOSトランジスタを介して行っている。このとき、こ
れらのNMOSトランジスタまたはPMOSトランジス
タのスイッチング動作の制御、すなわち、ゲート電圧の
制御は、それらのトランジスタのドレインに接続された
クロックと相補的な値をとるクロックに基づいて制御さ
れている。これによって、昇圧動作におけるしきい値電
圧Vth分の損失を発生させないようにしている。
CP1のノードND0に電源電圧Vddを接続し、n段目の
昇圧段CPnのノードNDnから出力電圧Voutを取り出
すようにしていたが、n段目の昇圧段CPnのノードN
Dnを接地(基準電位線に接続)し、1段目の昇圧段C
P1のノードND0から出力電圧Voutを取り出すように
してもよい。このように構成した場合は出力電圧Vout
として負電圧が得られる。
圧回路が形成された半導体基板の断面図である。実施の
形態1ではPMOSトランジスタを形成するためのNウ
ェルをPMOSトランジスタ毎に分離して形成していた
が、本実施形態の昇圧回路では、図3の(a)に示すよ
うに、P基板21中にNウェル23を1つの昇圧段毎に
分離して形成し、このNウェル23内にP型拡散層29
を形成してPMOSトランジスタPT11、PT21…を
形成する。さらに、Nウェル23内にPウェル25を形
成し、このPウェル25内にN型拡散層27を形成して
NMOSトランジスタNT11、NT21…を形成する。
トランジスタのPウェル25を形成し、Pウェル25を
P基板21から浮遊させることにより、その中に形成さ
れるNMOSトランジスタのソースと、Pウェル25と
が等電位になるため、基板バイアス効果を防止できる。
これにより、後方の昇圧段におけるしきい値電圧の上昇
を防止できる。すなわち、後方の昇圧段においても、N
MOSトランジスタのスイッチングを確実に行うことが
できるようになり、昇圧回路において高い段数の昇圧段
を備えることができるため、高い昇圧能力の昇圧回路を
実現できる。
にNウェル23を分離して形成したが、図3の(b)に
示すように2つの昇圧段毎にNウェル23を分離して形
成してもよく、さらに複数の所定数の昇圧段毎に分離し
て形成してもよい。同様に、Pウェル25についても1
つまたは複数の昇圧段毎に分離して形成する。
は低いほど基板バイアス効果が抑えられる。したがっ
て、不純物濃度の低い基板上に昇圧回路を形成すること
が好ましい。しかし、最近の半導体技術における設計の
微細化に伴い、不純物濃度は高い値が要求されている。
等が形成される半導体基板上において、昇圧回路が形成
される部分のP型不純物濃度を、昇圧回路以外の回路が
形成される部分の不純物濃度よりも低くすることによ
り、他の回路部に影響を与えずに昇圧回路における基板
バイアス効果を抑制する。
a上に、P基板21aより高い不純物濃度でPウェル3
1を形成し、このPウェル31上に昇圧回路以外の回路
部を構成するトランジスタを形成する。昇圧回路につい
ては、P基板21a上にN型拡散層27を拡散させてN
MOSトランジスタNT1i、NT2iを形成し、また、
P基板21a上にNウェル23を形成し、Nウェル内に
P型拡散層を拡散させてPMOSトランジスタPT
1i、PT2iを形成するようにする。
度のP基板21a上に形成することにより、実施の形態
2のようにPウェル25をP基板21から分離して形成
しなくても、基板バイアス効果の影響を抑制できる。
圧回路の構成を示した図である。本実施形態の昇圧回路
は昇圧回路41と出力選択回路43とを備える。ここ
で、昇圧回路41は上記の実施の形態で示した昇圧回路
である。
ンジスタP1、P2とからなる。PMOSトランジスタP
1のドレインは昇圧回路41の出力に接続され、そのゲ
ートは電源電圧Vddに接続される。PMOSトランジス
タP2のドレインは電源電圧Vddに接続され、そのゲー
トは昇圧回路41の出力に接続される。PMOSトラン
ジスタP1、P2のそれぞれのソースは出力選択回路43
の出力端に接続される。
は、昇圧回路41から十分に昇圧された電圧が出力され
ると、PMOSトランジスタP1がオンし、PMOSト
ランジスタP2がオフする。これにより、出力選択回路
43は昇圧回路41からの高電圧を出力電圧Voutとし
て出力する。
電圧Vddに対して十分に低い場合は、PMOSトランジ
スタP2がオンし、PMOSトランジスタP1がオフす
る。これにより出力選択回路43は電源電圧Vddを出力
電圧Voutとして出力する。
41の出力に基づき、昇圧回路41からの出力電圧また
は電源電圧Vddのいずれかを選択的に出力する。
3を昇圧回路41の終端に設けることにより、昇圧回路
41の出力または電源電圧Vddのいずれかの電圧の選択
が可能となる。
k、/clkの供給を停止し、昇圧回路41の各昇圧段CPi
(i=1…n)の各ノードをグランド電位にすることにより
昇圧回路41の出力電圧を0Vにすなわち十分に低くす
ることができる。
が接続されて構成され、各昇圧段は、第1及び第2のチ
ャージポンプ部を有する。第1のチャージポンプ部と第
2のチャージポンプ部とが相補的に動作する。これによ
り、昇圧段の第2のノードの電位が常に一定の電位に保
持されるため、このノード電位の変動に伴う消費電流が
発生しないため昇圧効率が向上する。さらに、1つの昇
圧段において、2つのチャージポンプ部を用いて相補的
に第2のノードの電位を上昇させるため、高い昇圧効率
が得られる。
いて、上記第1及び第2のチャージポンプ部を、ポンピ
ング用キャパシタと、NMOSトランジスタと、PMO
Sトランジスタとで構成し、ポンピング用キャパシタに
対する電荷の充電をNMOSトランジスタを介して行
い、電荷の放電をPMOSトランジスタを介して行う。
これにより、各昇圧段におけるしきい値電圧Vthの損失
をなくすことができ、高い昇圧効率が得られる。
いて、PMOSトランジスタのNウェルを所定の昇圧段
数毎に分離して形成するため、PMOSトランジスタに
対する基板バイアス効果が抑えられ、高い昇圧能力の昇
圧回路が実現できる。
いて、NMOSトランジスタのPウェルを所定の昇圧段
数毎に分離して形成するため、NMOSトランジスタに
対する基板バイアス効果が抑えられ、昇圧段の後段にお
いても確実なスイッチング動作が可能となるため、高い
昇圧能力の昇圧回路が実現できる。
いて、昇圧回路を構成するNMOSトランジスタが形成
されるP型基板の不純物濃度を、上記昇圧回路以外の回
路を構成するNMOSトランジスタのPウェルの不純物
濃度よりも低くするため、昇圧回路以外の回路部の機能
を損なうことなく、昇圧回路において基板バイアス効果
を抑制できる。
のいずれかの発明において、最終の昇圧段の第2のノー
ドの電圧と電源電圧とに基づき、上記第2のノードの電
圧または上記電源電圧のいずれかを出力する出力選択回
路をさらに備えるため、出力電圧として昇圧電圧または
電源電圧のいずれかを選択できる。
よび(b)クロックの波形を示す図。
おける各ノードの電位の変化を示した図。
基板の断面図。(a)は1つの昇圧段毎にNウェルを形
成した図、(b)は2つの昇圧段毎にNウェルを形成し
た図。
基板の断面図。
の変化を示した図。
の変化を示した図。
ジポンプ部、 21,21a P基板、 23 Nウェ
ル、 25 Pウェル、 41 昇圧回路、43 出力
選択回路、clk,/clk クロック、 C1i、C2i(i=1
…n) ポンピング用キャパシタ、 CPi(i=1…n)
昇圧段、 NDi,ND1i,ND2iノード、 NT
1i、NT2i(i=1…n) NMOSトランジスタ、 P
T1i、PT2i(i=1…n) PMOSトランジスタ、
Vdd 電源電圧。
Claims (6)
- 【請求項1】 第1のノードと第2のノードとを有し、
上記第1のノードから上記第2のノードへ電荷を供給す
ることにより上記第2のノードの電位を上記第1のノー
ドに対して上昇させる昇圧段が複数接続され、各昇圧段
においてその段の昇圧段の第1のノードがその前の昇圧
段の第2のノードと接続されるように構成された昇圧回
路であって、 上記昇圧段は、 上記第1のノードを介して入力した電荷を蓄積し、該蓄
積した電荷を上記第2のノードへ供給することにより上
記第2のノードの電位を上昇させる第1のチャージポン
プ部と、 上記第1のノードを介して入力した電荷を蓄積し、該蓄
積した電荷を上記第2のノードへ供給することにより上
記第2のノードの電位を上昇させる第2のチャージポン
プ部とからなり、 上記第1のチャージポンプ部と上記第2のチャージポン
プ部とは、一方が第2のノードへ電荷を供給する間、他
方が第1のノードを介して入力した電荷を蓄積するよう
に相補的に動作することを特徴とする昇圧回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載の昇圧回路において、 (a)上記第1のチャージポンプ部は、 第1のクロックに一端が接続された第1のポンピング用
キャパシタと、 ドレインが該第1のポンピング用キャパシタの他端に接
続され、ソースが上記第1のノードに接続された第1の
NMOSトランジスタと、 ドレインが上記第1のポンピング用キャパシタの他端に
接続され、ソースが上記第2のノードに接続された第1
のPMOSトランジスタとからなり、 (b)上記第2のチャージポンプ部は、 上記第1のクロックと相補的な値をとる第2のクロック
に一端が接続された第2のポンピング用キャパシタと、 ドレインが該第2のポンピング用キャパシタの他端に接
続され、ソースが上記第1のノードに接続された第2の
NMOSトランジスタと、 ドレインが上記第2のポンピング用キャパシタの他端に
接続され、ソースが上記第2のノードに接続された第2
のPMOSトランジスタとからなり、 (c)上記第1のNMOSトランジスタと上記第1のP
MOSトランジスタの各ゲートは上記第2のポンピング
用キャパシタを介して上記第2のクロックに接続され、
上記第2のNMOSトランジスタと上記第2のPMOS
トランジスタの各ゲートは上記第1のポンピング用キャ
パシタを介して上記第1のクロックに接続されたことを
特徴とする昇圧回路。 - 【請求項3】 請求項2に記載の昇圧回路において、 上記第1および第2のPMOSトランジスタのNウェル
を1つまたは複数の昇圧段毎に分離して形成したことを
特徴とする昇圧回路。 - 【請求項4】 請求項2に記載の昇圧回路において、 上記第1および第2のNMOSトランジスタのPウェル
を1つまたは複数の昇圧段毎に分離して形成したことを
特徴とする昇圧回路。 - 【請求項5】 請求項2に記載の昇圧回路において、 上記昇圧回路を構成する上記第1および第2のNMOS
トランジスタを、上記昇圧回路以外の回路を構成するN
MOSトランジスタのPウェルの不純物濃度よりも低い
P型基板に形成することを特徴とする昇圧回路。 - 【請求項6】 請求項1ないし請求項5のいずれか1つ
に記載の昇圧回路において、 最終の昇圧段の第2のノードの電圧と電源電圧とに基づ
き、上記第2のノードの電圧または上記電源電圧のいず
れかを出力する出力選択回路をさらに備えたことを特徴
とする昇圧回路。
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