ES2294631T3 - Discriminador de frecuencia lineal half bin. - Google Patents

Abstract

Procedimiento de obtención de una diferencia de frecuencia entre una señal de entrada y una frecuencia de referencia, que comprende las etapas de: - aplicación de un primer operador para extraer un componente espectral discreto de la señal de entrada a una frecuencia inferior y un segundo operador para extraer un componente espectral discreto de la señal de entrada a una frecuencia superior, estando situadas la frecuencia superior y la frecuencia inferior por encima y por debajo de la frecuencia de referencia, mientras cada uno de los operadores primero y segundo tiene un máximo de su respuesta para el componente espectral correspondiente; - cálculo de la diferencia de las dos frecuencias de los componentes espectrales para obtener un valor de error (65) dependiente de la distancia entre la frecuencia fundamental de la señal de entrada y la frecuencia de referencia, caracterizado porque: la respuesta de los operadores primero y segundo no se hace nula para ninguna frecuencia intermedia comprendida entre la frecuencia superior y la frecuencia inferior.

Description

Discriminador de frecuencia lineal half bin.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un procedimiento de estimación de la frecuencia de una señal y al dispositivo correspondiente. En particular, pero no exclusivamente, la presente invención se refiere a la aplicación del procedimiento y dispositivo mencionados anteriormente para la adquisición y seguimiento de señal de localización como, por ejemplo, la señal emitida desde uno o más satélites GPS (Sistema de Posicionamiento Global) o la señal implicada en otro sistema de localización por radio.

Descripción de la técnica relacionada

La estimación de frecuencia, en particular la estimación de frecuencia de señales sinusoidales, es una operación usada en un gran número de aplicaciones.

Desde un punto de vista funcional, el término discriminador de frecuencia se emplea aquí para indicar un algoritmo o una operación matemática que, aplicado a un vector que contiene una señal muestreada, es capaz de estimar la frecuencia fundamental de la señal en sí. Análogamente, el término discriminador de frecuencia puede indicar también, en el contexto de esta invención, una parte de software para determinar la frecuencia de una señal representada, por ejemplo, por una serie de muestras temporales. El término discriminador de frecuencia también designa en lo sucesivo, cuando se refiere a un dispositivo, un elemento de circuitería electrónica dispuesto o programado de manera que estime la frecuencia fundamental de una señal analógica o digital presente en su entrada.

Un ejemplo de utilización de un discriminador de frecuencia es el FLL (Frecuencia de Bucle Cerrado) representado esquemáticamente en la fig. 1. En este ejemplo, una señal de entrada 42 se combina 45 con la señal de un oscilador local 44 en un mezclador 45. La frecuencia de diferencia resultante se aplica a un discriminador de frecuencia 47. El resultado del discriminador de frecuencia es en principio proporcional a la frecuencia fundamental de la entrada, y se usa para activar el oscilador local en un bucle de realimentación que comprende el filtro 49 de manera que se sintonice a la misma frecuencia que la señal recibida.

Una aplicación importante del discriminador de frecuencia se da en el bucle de seguimiento de portadora de los receptores GPS. El funcionamiento de los receptores GPS comprende habitualmente un modo de adquisición, en el que se busca la señal recibida de los Vehículos Espaciales (VE), y un modo de seguimiento, en el que las señales adquiridas se someten a seguimiento tanto en la frecuencia o fase de portadora como en la fase de código.

La frecuencia de la señal recibida de VE en un sistema GPS está afectada en principio por una serie de errores instrumentales como, por ejemplo, sesgo de frecuencia y desplazamiento de los osciladores locales, así como por un desplazamiento Doppler físico, relacionado con la velocidad relativa entre el VE y el receptor, que debe medirse apropiadamente, con el fin de mantener el seguimiento de los VE y llegar a una determinación de posición. Esto se realiza comúnmente, en receptores GPS, por medio de bucles de realimentación PLL y FLL.

Normalmente, el bucle FLL se usa durante la fase de adquisición, por motivo de su superior inmunidad al ruido. El PLL proporciona mejores rendimientos de seguimiento cuando la intensidad de señal es adecuada. A menudo se proporciona un modo degradado de FLL, como sustituto del PLL, para seguimiento de señales débiles, y durante los picos dinámicos debidos al movimiento del receptor.

En un gran número de aplicaciones, la estimación de frecuencia se realiza aplicando la definición matemática de frecuencia de la frecuencia como la derivada de la fase, f = \varphi, respecto al tiempo. Se toma entonces como estimador de la frecuencia la relación incremental de la fase.

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Este enfoque, sin embargo, no está prácticamente disponible cuando el ruido supera un cierto umbral, en cuyo caso la señal de fase no es claramente detectable.

Otro posible procedimiento implica la extracción de una o más TFD (Transformada de Fourier Discreta) de la señal de entrada, véase por ejemplo el documento WO 0225829 A. Los discriminadores de frecuencia basados en dichos procedimientos están, sin embargo, afectados por no linealidades o inestabilidades, en particular en la vecindad de la frecuencia nula, como se explicará con más detalle más adelante.

Por tanto, es un objetivo de la presente invención proporcionar un discriminador de frecuencia libre de los inconvenientes de los procedimientos y dispositivos conocidos de este tipo.

Un objeto más de la presente invención es proporcionar un discriminador de frecuencia que exhiba una respuesta lineal en su intervalo operativo.

Otro objeto de la presente invención es proporcionar un discriminador de frecuencia que tenga una buena inmunidad al ruido.

Breve resumen de la invención

Los anteriores objetos se alcanzan mediante un procedimiento de discriminador de frecuencia que tiene la característica de la reivindicación del procedimiento independiente adjunto (Reivindicación 1), y mediante el dispositivo correspondiente según la reivindicación 9 y el software según la reivindicación 15. Las características opcionales adicionales son objeto de las reivindicaciones dependientes.

Breve descripción de los dibujos

La invención se comprenderá mejor mediante los ejemplos expuestos en la descripción e ilustrados por los dibujos, en los que:

la fig. 1 muestra esquemáticamente una FLL conocida que incluye un discriminador de frecuencia.

la fig. 2 representa el valor absoluto de la función de transferencia de tres operaciones de TFD centradas en tres intervalos de frecuencia adyacentes.

la fig. 3 muestra la respuesta de un discriminador de frecuencia basado en dos de las TFD de la fig. 2, en condiciones ideales sin ruido.

la fig. 4 muestra la ganancia del discriminador de la fig. 3.

la fig. 5 muestra el comportamiento del discriminador de la fig. 3 en presencia de ruido en distribución normal.

la fig. 6 muestra la respuesta de un discriminador de frecuencia basado en las tres TFD de la fig. 2, en condiciones ideales sin ruido.

la fig. 7 muestra el comportamiento del discriminador de frecuencia de la fig. 6, en presencia de ruido en distribución normal.

la fig. 8 muestra el valor absoluto de las tres operaciones TFD desplazadas medio intervalo de frecuencias.

la fig. 9 muestra la respuesta de un discriminador de frecuencia basado en las dos TFD extremas de la fig. 8.

la fig. 10 muestra la ganancia del discriminador de la fig. 8.

la fig. 11 muestra el comportamiento del discriminador de frecuencia de la fig. 8, en presencia de ruido en distribución normal.

la fig. 12 muestra esquemáticamente un módulo de recepción y seguimiento de un receptor GPS según un aspecto de la presente invención.

la fig. 13 representa esquemáticamente un módulo discriminador de frecuencia comprendido en el receptor de la fig. 12.

Descripción detallada de la invención

Es conocido el uso de la Transformada de Fourier Discreta (TFD) para realizar un discriminador de frecuencia en señales digitales. Conceptualmente, esta clase de discriminadores se basa en el principio de comparación de la salida de al menos dos operaciones de TFD distintas, centradas en diferentes frecuencias.

La TFD es una estimación discreta de un solo componente espectral de una señal de entrada, equivalente a un solo elemento de una transformada de Fourier.

Más precisamente, {x_{i}} es una secuencia discreta de valores complejos, correspondiente a N muestras de una señal compleja, la TFD de canal k de {x_{i}} se define por

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o, en forma compacta

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en la que

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Por tanto, la TFD puede contemplarse como una combinación lineal de las muestras X_{i} en la que los pesos W, también indicados como "factores de rotación", son las N raíces distintas de orden N de la unidad en el campo complejo, tomadas en incrementos de k.

En referencia ahora a la fig. 2, es posible apreciar la respuesta de frecuencia de tres operadores TFD distintos 50a, 50b y 50c, centrados en tres intervalos de frecuencia consecutivos correspondientes a k = -1, k = 0 y k = 1, respectivamente. Analíticamente, en el caso en que las muestras están separadas por igual, e indicando el periodo de muestreo por T, la curva de respuesta de amplitud de cada TFD viene dada por

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La respuesta de cada TFD tiene así un pico central 502 en f = k/NT, y máximos secundarios 504. La respuesta del operador TFD es estrictamente nula para cualquier frecuencia múltiplo de la anchura del intervalo TFD, 1/NT, aparte de la frecuencia pico central.

La extracción del valor absoluto se usa para extraer el valor de amplitud real no negativo de la salida de TFD compleja.

Una manera posible de construir un estimador de frecuencia TFD implica la evaluación de la cantidad

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en la que TFD_{D} y TFD_{U} representan los operadores |TFD(x,-1)| y |TFD(x,+1)|, es decir, la TFD correspondiente a las curvas 50a y 50c de la fig. 2.

En el discriminador de la ecuación (6), la frecuencia se estima por medio de la diferencia de amplitud entre las dos TFD que tienen k = +1 y k = -1. A continuación se normaliza la diferencia usando la suma de las dos amplitudes TFD.

Las fig. 3 y 4 muestran la respuesta teórica del discriminador de ecuación (6), y la ganancia relativa. Una ventaja de este discriminador es que la respuesta es estrictamente lineal, es decir, la ganancia es constante, en el intervalo de frecuencia de f = -1/(NT) a f = 1/(NT).

Una fuerte limitación de este enfoque es, sin embargo, que en la región de frecuencias cercana a f = 0, las dos TFD tienden a cero, haciendo la diferencia dominada por el ruido. Este problema se amplifica por el hecho de que el factor de normalización también tiende a cero, debido a la forma de la respuesta R_{x}. El resultado está, por tanto, indeterminado matemáticamente en la vecindad de f = 0. La fig. 5 muestra la misma respuesta que en la fig. 3, pero con la adición de ruido aleatorio simulado en la señal de entrada. Es evidente que este discriminador proporciona un resultado esencialmente aleatorio para frecuencias cercanas a f = 0.

El discriminador de la ecuación (6) tiene, por tanto, un punto de inestabilidad en mitad de su intervalo de frecuencias y es, por tanto, inservible en la mayoría de las aplicaciones prácticas. Una manera de obviar este problema es añadir la TFD 50c correspondiente a k = 0 en el factor de normalización; así:

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La respuesta del discriminador de ecuación (7) se muestra en la fig. 6 y, con la adición de ruido simulado, en la fig. 7. La inmunidad al ruido es ahora satisfactoria; sin embargo, el discriminador esencialmente no tiene ganancia para frecuencias muy cercanas a f = 0. En alguna aplicación, este hecho puede ser penalizador, en particular inducirá una histéresis en el bucle FFL de la fig. 1.

Según la presente invención, el discriminador de frecuencia comprende la evaluación de dos Transformadas de Fourier Discretas de medio intervalo (TFDM) en diferentes frecuencias, en el que las TFD de medio intervalo se definen por la fórmula (3) anterior, en la cual el índice k toma un valor semientero.

En particular:

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Sin embargo, el examen de la expresión que define los factores de rotación revela que

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Así, la TFDM se calcula de la misma manera que la TFD corriente, pero los factores de rotación se toman como si el orden de la transformada de Fourier fuera 2N, en vez de N.

La respuesta de frecuencia de la TFDM (en valor absoluto) sigue viniendo dada por la ecuación (5).

Más precisamente, definimos:

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La formulación del discriminador de frecuencia se convierte entonces en:

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Sin embargo, las frecuencias pico están centradas en valores semienteros de la anchura del intervalo de TFD, 1/NT.

Los operadores de extracción de frecuencias H_{D} y H_{U} implican la combinación lineal de las muestras x_{i} con pesos, o factores de rotación, que son raíces complejas de la unidad a partir de las 2N raíces distintas de orden 2N de la unidad.

La fig. 8 muestra, por ejemplo, la respuesta TFDM 55a correspondiente a k = -1/2 y 55c, correspondiente a k = 1/2. La curva 55b, correspondiente a k = 0, es idéntica a la curva 50b de la fig. 2.

Se observará que, en contraste con las curvas de TFD de la fig. 1, las curvas 55a y 55c no se anulan simultáneamente para f = 0. Esto permite la construcción de un discriminador de frecuencia de medio intervalo con la respuesta y la ganancia mostradas en las fig. 9 y 10.

Ventajosamente, el discriminador de medio intervalo de la invención exhibe una respuesta lineal a lo largo de todo el intervalo operativo que va de f_{D} = -1/2NT a f_{U} = 1/2NT y es estable en la totalidad de su intervalo operativo, ya que el denominador de la ecuación (11) no tiende a cero para f = 0. La fig. 11 muestra el comportamiento del discriminador de medio intervalo de la invención, en presencia de ruido en distribución normal.

La formulación matemática de la "TFD de medio intervalo" puede deducirse también a partir de una característica particular del algoritmo TFR. Una TFR compleja toma un vector de N muestras de una señal y calcula las N líneas espectrales en j/NT para 0 \leq i < N. A veces, para potenciar artificialmente la resolución de los espectros calculados, se calcula una TFR de 2N puntos añadiendo N ceros al final del vector de muestra de entrada. Esta operación genera N nuevas líneas espectrales situadas en (2i + 1)/2NT para 0 \leq i < N situadas exactamente en el medio de dos N intervalos de frecuencia de TFR. Considerando que el algoritmo de TFR no es sino una optimización y una reorganización de un banco de N TFD, podemos deducir la formulación de la TFD de medio intervalo sustituyendo las líneas espectrales 1 y 2N-1 (frecuencia negativa) de una TFR de 2N puntos por su TFD equivalente. La TFD de 2N puntos para k = 1 y k = 2N - 1 se convierte en:

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pero considerando que los últimos N puntos del vector de entrada son nulos:

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Esta última formulación es exactamente la misma que la formulación de la TFD de medio intervalo deducida anteriormente.

El discriminador de frecuencia de la invención comprende así las etapas de cálculo de al menos dos componentes espectrales discretos de una señal de entrada, preferentemente dos componentes espectrales correspondientes a dos frecuencias f_{D} y f_{U}, situadas simétricamente por encima y por debajo de la frecuencia nula.

Cada componente espectral es extraído por un operador H_{D} o H_{U}, que tiene un máximo de su respuesta para el componente espectral deseado f_{D} y f_{U}. Naturalmente la respuesta disminuye para diferentes frecuencias, pero de manera que la respuesta no se hace nula para ninguna frecuencia intermedia entre f_{D} y f_{U}. En particular, la respuesta de H_{D} y H_{U} no se hace nula en el punto intermedio f = 0.

Gracias a esta característica, el discriminador de la invención puede extraer una señal de error de frecuencia, obtenida por una etapa de cálculo de la diferencia de los valores absolutos de salida de H_{D} y H_{U}, dividida por la suma de los valores absolutos de salida de H_{D} y H_{U}.

Dado que no se permite que se anulen ni la suma ni la diferencia de los valores absolutos de salida de H_{D} y H_{U} en ningún punto del intervalo entre f_{D} y f_{U}, el discriminador así obtenido se comporta bien, considerando incluso la inevitable influencia del ruido, y su valor es lineal entre f_{D} y f_{U}.

Usando el operador TFDM descrito anteriormente, las frecuencias f_{D} y f_{U} de H_{D} y H_{U} sonde f_{D} = -1/2NT a f_{U} = 1/2NT, es decir, están centradas en valores semienteros respecto a la inclusión en intervalos de la secuencia de los N datos digitales de entrada {x_{i}}, que se muestrean a una velocidad de muestreo T.

En una forma de realización preferida, los operadores H_{D} y H_{U} tienen la forma expuesta en la ecuación (11) anterior. Sin embargo, los operadores H_{D} y H_{U} pueden obtenerse también, según la presente invención, a partir de diferentes operadores matemáticos, para extraer un componente de frecuencia de la señal de entrada, según lo puedan requerir las circunstancias.

La presente invención también comprende un receptor para un sistema de posicionamiento de radio, en particular un receptor GPS, descrito a continuación con referencia a la fig. 12.

El receptor comprende una antena receptora 20, adaptada a la señal de radio específica de las fuentes en el sistema de localización por radio. En un sistema GPS, las fuentes son los Vehículos Espaciales GPS en órbita, que emiten una señal de radio de localización a 1.575,42 MHz. La señal recibida por la antena es amplificada por el amplificador de bajo ruido 30 y convertida por reducción a una señal de frecuencia intermedia (señal FI) en la unidad de conversión 35, antes de ser suministrada a la etapa de eliminación de portadora 49. Otros procedimientos de procesamiento de la señal RF, incluyendo por ejemplo conversión analógica-digital, son conocidos convencionalmente y están comprendidos en la presente invención.

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A continuación se suministra la señal FI, entre otros, a un procesador de correlación, cuya función consiste en el desensanchado de las señales recibidas de cada VE y la alineación temporal con copias generadas localmente de los códigos seudoaleatorios de determinación de distancias específicos para cada VE; por ejemplo, en caso de un GPS receptor, el procesador de correlación tiene la tarea de demodular y realizar un seguimiento de las señales GPS de determinación de distancias de adquisición basta (C/A). Para realizar dicha alineación, el procesador de correlación comprende una matriz de módulos de seguimiento 38, cada uno de los cuales está dedicado, por ejemplo, a la adquisición y el seguimiento de un VE específico.

A continuación se describen las diversas funciones de los módulos de seguimiento 38 con referencia a la fig. 12. Debe entenderse, sin embargo, que esta descripción se proporciona sólo a título de ejemplo, y no debe interpretarse como una limitación de la presente invención. En particular, los diversos elementos y módulos descritos deben entenderse en términos funcionales, y no se corresponden necesariamente con elementos físicos de circuito. En particular, pueden efectuarse varias funciones mediante módulos de software, ejecutadas por uno o más procesadores digitales.

También, aunque aquí se describen los diversos módulos de seguimiento 38 como totalmente independientes y paralelos, para mayor claridad, debe entenderse, sin embargo, que algunas características o recursos pueden compartirse entre módulos de seguimiento, según lo requieran las circunstancias.

Cada módulo de seguimiento tiene una etapa de eliminación de portadora 49 que comprende, convencionalmente, un oscilador controlado numéricamente (OCN) local 40, para generar una señal de oscilador local, y un desfasador de 90º 41, que produce una réplica en cuadratura de la señal de oscilador local. En una posible variante, el desfase de 90º puede realizarse en un circuito externo frontal. La señal de radio de entrada se multiplica por la señal en fase y de oscilador local en cuadratura en los multiplicadores 44, respectivamente 42, para producir una señal en fase de banda base y una señal en cuadratura de banda base. En modo de seguimiento, la frecuencia o fase del OCN 40 se acopla en la frecuencia o fase de la portadora del VE sometido a seguimiento.

Cada módulo de seguimiento 38 comprende también un generador local de códigos seudoaleatorios Gold 50, para generar una réplica del código C/A correspondiente a un Vehículo Espacial GPS determinado. Los códigos seudoaleatorios Gold pueden generarse internamente, por ejemplo mediante un registro de desplazamiento derivado, o, de modo equivalente, extraerse de una tabla precargada o por cualquier otra técnica.

El generador de códigos Gold 50 comprende un reloj C/A independiente controlado numéricamente cuya frecuencia se ajusta para producir un código C/A a una tasa de código C/A de 1,023 MHz. La señal FI de entrada se multiplica por los componentes en fase (I) y cuadratura (Q) de la portadora local y por el código C/A local. Durante el seguimiento, se necesita acoplar el código C/A local con el código C/A recibido del VE. La frecuencia y la fase de portadora local necesitan acoplarse con la frecuencia y la fase de la portadora de la señal recibida, para compensar el desplazamiento Doppler en la señal VE y el desplazamiento y el sesgo de frecuencia del oscilador local.

Los datos de correlación para la señal en fase y para la señal en cuadratura pueden contemplarse como la parte real y la parte imaginaria de una señal compleja. En un estado ideal de acoplamiento de frecuencia, la frecuencia del OCN 40 y la frecuencia de la portadora son idénticas, y la señal presente en la entrada del discriminador 70 es una señal en banda de base pura, cuya frecuencia fundamental es nula. Durante el seguimiento, el módulo del discriminador 70 produce una señal de error de frecuencia 65 que se usa para activar el OCN 40 de la fase de eliminación de portadora a un bucle de realimentación, con el fin de acoplarlo a la frecuencia de la señal recibida.

El dispositivo de control de frecuencia comprende una fuente de frecuencia variable (44), un mezclador (45) para combinar una frecuencia de entrada (42) con una salida de la fuente de frecuencia variable (44), un discriminador según una de las reivindicaciones 9 a 11 que compara una señal de salida del mezclador y que genera una señal de error de frecuencia, para activar la fuente de frecuencia variable (44) y acoplarla a la frecuencia de entrada (42).

Según la invención, el módulo de discriminador 70, descrito a continuación con referencia a la fig. 13, comprende un discriminador de frecuencia basado en la TFDM según se describe anteriormente. Más en particular, el módulo de discriminador 70 de la invención extrae al menos dos componentes espectrales discretos de la señal de entrada, preferentemente dos componentes espectrales correspondientes a dos frecuencias f_{D} y f_{U}, situadas simétricamente por encima y por debajo de la frecuencia nula.

Cada componente espectral es extraído por un medio de extracción de frecuencia 702 ó 704, que tiene una respuesta máxima para el componente espectral f_{D} deseado, respectivamente f_{U}. La respuesta disminuye de manera natural para diferentes frecuencias, pero de modo que la respuesta no se hace nula para ninguna frecuencia intermedia entre f_{D} y f_{U}. En particular, la respuesta de los medios de extracción de frecuencia 702 y 704 no se anulan para el punto intermedio f = 0.

Gracias a esta característica, el discriminador de la invención puede extraer una señal de error de frecuencia, obtenida por los medios de comparación 706 que se disponen para calcular la diferencia de los valores absolutos de salida de 702 y 704, y preferentemente para normalizar la diferencia dividiéndola por la suma de los valores absolutos de salida de los medios de extracción de frecuencia 702 y 704.

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Aunque, por razones de sencillez, este ejemplo muestra los medios de extracción de frecuencia 702 y 704 como entidades separadas, debe entenderse que la presente invención puede comprender también un único medio de extracción de frecuencia, que extrae los dos componentes espectrales requeridos f_{D}, f_{U} por turnos. En formas de realización práctica, los medios de extracción de frecuencia consistirán a menudo en un módulo de software, que contiene código para calcular los valores H_{D} y H_{U}, cuando se ejecuta mediante un microprocesador.

Usando el operador TFDM descrito anteriormente, las frecuencias f_{D} y f_{U} son f_{D} = -1/2NT a f_{U} = 1/2NT, que están centradas en valores semienteros respecto a la inclusión en intervalo natural de la secuencia de los N datos digitales de entrada {x_{i}}, que se muestrean a una velocidad de muestreo T.

En una forma de realización preferida, los medios de extracción de frecuencia 702 y 704 implementan los operadores H_{D} y H_{U} que tienen la forma expuesta en la ecuación (11) anterior. Sin embargo, los operadores H_{D} y H_{U} pueden obtenerse también, según la presente invención, a partir de diferentes operadores matemáticos, para extraer un componente de frecuencia de la señal de entrada, como puedan requerir las circunstancias.

El discriminador de frecuencia de la invención se basa en una variante de la transformada TFD en la que los factores de rotación habituales están sustituidos por factores de rotación, por ejemplo, por un TFD en un número de puntos que es el doble del número real de puntos de la muestra. La TFD así modificada permite una discriminación de frecuencia en medio intervalo, con escasa carga computacional añadida. Dos TFD desplazadas medio intervalo respecto a la frecuencia nula proporcionan una respuesta lineal de la discriminación y buena inmunidad al ruido. El discriminador de la invención es útil en particular en FLL para seguimiento de señales en un receptor GPS.

Según las circunstancias, el módulo de discriminador 70 puede realizarse como un circuito digital electrónico dedicado, o como un dispositivo de microcontrolador, programado de manera que se efectúen las etapas del procedimiento de la invención. La invención comprende también un código de software, que puede cargarse en la memoria de programa de un dispositivo informático, para ejecutar las etapas expuestas anteriormente cuando se ejecuta el programa.

Claims (15)

1. Procedimiento de obtención de una diferencia de frecuencia entre una señal de entrada y una frecuencia de referencia, que comprende las etapas de:

- aplicación de un primer operador para extraer un componente espectral discreto de la señal de entrada a una frecuencia inferior y un segundo operador para extraer un componente espectral discreto de la señal de entrada a una frecuencia superior, estando situadas la frecuencia superior y la frecuencia inferior por encima y por debajo de la frecuencia de referencia, mientras cada uno de los operadores primero y segundo tiene un máximo de su respuesta para el componente espectral correspondiente;

- cálculo de la diferencia de las dos frecuencias de los componentes espectrales para obtener un valor de error (65) dependiente de la distancia entre la frecuencia fundamental de la señal de entrada y la frecuencia de referencia,

caracterizado porque:

la respuesta de los operadores primero y segundo no se hace nula para ninguna frecuencia intermedia comprendida entre la frecuencia superior y la frecuencia inferior.

2. Procedimiento según la reivindicación precedente, caracterizado porque la frecuencia superior y la frecuencia inferior están situadas simétricamente en torno a la frecuencia de referencia.

3. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el valor de error (65) es linealmente dependiente de la distancia entre la frecuencia fundamental de la señal de entrada y la frecuencia de referencia.

4. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la frecuencia de referencia es la frecuencia nula.

5. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque los dos operadores comprenden una etapa de cálculo de un valor absoluto de la salida.

6. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones precedentes, que comprende una etapa de división del valor de error (65) por la suma de los dos componentes espectrales de los operadores primero y segundo.

7. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la señal de entrada comprende un número de N muestras sucesivas, y porque los operadores primero y segundo comprenden una combinación lineal de las muestras, con factores de peso tomados de las 2N raíces complejas distintas de orden 2N de la unidad.

8. Procedimiento según la reivindicación precedente, en el que los operadores primero y segundo vienen dados por la fórmula

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en la que (H_{U}) y (H_{D}) representan, respectivamente, el primer y el segundo operador, (x) representa la señal de entrada que comprende un número de N muestras sucesivas (x_{i}), j representa la unidad imaginaria.

9. Dispositivo discriminador, que comprende:

una entrada, para recibir una señal de entrada;

medios de discriminación de frecuencia (70), para generar una señal de salida (65) dependiente de la diferencia entre la frecuencia fundamental de la señal de entrada y una frecuencia de referencia;

en el que los medios de discriminación de frecuencia (70) comprenden medios de extracción de frecuencia (702, 704) para extraer componentes espectrales discretos de la señal de entrada, a una frecuencia inferior y a una frecuencia superior, estando situadas la frecuencia superior y la frecuencia inferior por encima y por debajo de la frecuencia de referencia, mientras los medios de discriminación de frecuencia (702, 704) tienen un máximo de su respuesta para el componente espectral correspondiente; comprendiendo el dispositivo discriminador medios informáticos para calcular la diferencia de los valores absolutos de salida de los medios de extracción de frecuencia (702, 704) para obtener una señal de error de frecuencia

caracterizado porque:

la respuesta de los medios de extracción de frecuencia (702, 704) no se hace nula para ninguna frecuencia intermedia comprendida entre la frecuencia inferior (f_{D}) y la frecuencia superior.

10. Dispositivo discriminador según la reivindicación 9, en el que la frecuencia de referencia es la frecuencia nula.

11. Dispositivo de control de frecuencia, que comprende una fuente de frecuencia variable (44), un mezclador (45) para combinar una frecuencia de entrada (42) con una salida de la fuente de frecuencia variable (44), un discriminador según la reivindicación 10 que compara una señal de salida del mezclador y que genera una señal de error de frecuencia, para activar la fuente de frecuencia variable (44) y acoplarla a la frecuencia de entrada (42).

12. Receptor GPS, que comprende un discriminador según la reivindicación 10.

13. Receptor GPS, que comprende un dispositivo de control de frecuencia según la reivindicación 11.

14. Soporte de datos digital, que comprende código de software para efectuar las etapas de los procedimientos de una de las reivindicaciones 1 a 8.

15. Programa informático para efectuar las etapas de los procedimientos de una de las reivindicaciones 1 a 8.