JPH06501772A - 広域位置測定システム用受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 広域位置測定システム用受信機 技術分野 本発明は、無線受信機に関し、詳しくは、ＮＡＶＳＴＡＲ広域位置測定システム （ＧＰＳ）で使用する広域位置測定システム用受信機に関する。

背景技術 Ｎ　Ａ　Ｖ　Ｓ　Ｔ　Ａ　Ｒ広域位置測定システムは、広域衛星に基づく無線航 法と時刻転送システムであり、アメリカ国防総省の衛星の集合体を使用している 。この集合体は、地球上の所定の距離にある複数の軌道に位置する少なくとも２ １個の衛星を有し、実質的に地球上のいづれの場所でも常に水平線上に少なくと も４個の衛星か存在するように構成されている。１つの衛星管制基地かあり、こ の基地は、中でも、衛星内の高精度クロックを制御し、これらのクロックを同期 させ、軌道、即ち衛星を確認し、ユーザに再送信するための軌道情報をこれらの 衛星にアップロードする。

この集合体の各衛星は、２種類の独自の直接シーケンス拡散スペクトル・メツセ ージを、２つのしバンド周波数のそれぞれと直交する位相で送信する。ここで説 明する受信機は、Ｌｌ　（１５７５，４２ＭＨｚ）搬送波上のＣ／Ａ　（粗／捕 捉）コード・メツセージだけを処理するが、ここで論じる原理は、ＬｌとＬ２上 のＰ（ｆｆりコード信号に対してもまた適用される。この直接ノーケンス・コー ド信号は、１．０２３Ｍｃｈｉｐｓ／秒の周波数とＩＫＨｚのコード反復基準速 度を有し、２道移送ソフト・キー（ＢＰＳＫ）方式で搬送波を変調する。この拡 散信号は、５０ｂｐｓのデータ信号によって更にＢＰＳＫ変調される。このデー タは、受信機がこの受信機と衛星との間の距離を測定できる情報、即ち、宇宙船 の軌道（位置推算表）の標準化と高精度クロックを基準にした情報を計時を可能 にするデータを有する。受信機のクロックは、常に衛星のクロックに対してオフ セントを生じるので、これらの距離測定値は疑似距離として知られる。位置の解 明を実行するには、４つの変数Ｘ、Ｙ、Ｚ及び局部クロックのオフセットを解明 するため、４つの疑似距離の測定値か必要である。位置を解明する精度を更に高 めるには、時刻（同じ衛星からの幾つかの測定［）、より広域の衛星の組み合わ せ、またはより広範囲の位相と位相速度のような衛星信号の変数に対して、更に 測定を行うことができる。

ＮＡＶＳＴＡＲＧＰＳ衛星信号を使用する位置通報システムは、共軸のオースト ラリア特許出願番号第６３９９５／９０号に説明されている。

多くの要因か、本発明のＧＰＳ受信機の基本設計に影響を与えた。特定の顧客の 要求に加えて、幾つかの設計上の要望か確認された。

先ず、受信機の設計は、多くの用途で十分使用できるように柔軟でな（ブればな らない。このことは、個々のモジュールが互換性を有するモジュラ−設計を意味 する。更に、ソフトウェアによって与えられるべき受信機の機能性の比率を、モ ジュラ−形式で、好ましくは高度言語で書かれたソフトウェアによって最適化し なければならない。

第２に、受信機の設計、種々の潜在的環境に適するものでなければならない。

このことは、ハードウェアの設計に対して適切な余裕とパッケージを使用するこ とを意味する。更に重要なのは、自動車が移動する場合の変動、または衛星信号 の振動と間欠的ブロッキングのような種々の動的条件の下で動作する信号処理能 力である。

第３に、高性能、低価格の受信機は、製造コストの切り下げを意味し、こねは、 ソフトウェアによって与えられる機能性を最大にすることまたは高密度の実装技 術を使用することのいづれか、または両者によって、ハードウェアを小型化する ことにより実現できる。更に、受信機は、より複雑なＰコードとは異なるＣ／Ａ コードを使用するように設計される。

第４に、Ｃ／Ａコードを使用しても、差動モードで使用した場合には、Ｐコート 受信機とほぼ同程度に受信機を正確にすることかできる。このことは、受信機に 対する疑似距離のエラー補正をシステム的に行うため、正確に位置決めしたたベ ース基地を必要とする。この受信機は、正確な解明に必要とされる分解能と精度 で疑似距離（及び他のパラメータ）を測定しなければならず、従って、この測定 誤差と分解能は、除去されるシステム上のエラーよりもはるかに小さくなけらば ならない。

第５に、可搬性と便宜性のために、受信機は重量と体積が最小になるよう設計し なけらばならない。更に、多くの提案されている用途は遠隔地で携帯してバッテ リー電源で使用することであるので、電力消賛を最小にしなければならない。

ここで、再び高密度実装技術か重要になる。

周知のクローズド・ループ型のＧＰＳ受信機は２種類のループを使用する。即ち 、これらは、フードの遅延積算（疑似距離）を取り出すコード・ロック・ループ とデータを取り出す位相ロック・ループ（一般的にはＣｏ５ｔａｓループ）の２ つである。Ｃｏ５ｔａｓループは、位相と位相速度のような搬送波のパラメータ の実行中の測定を行うためにまた使用できる。コード・ロック・ループでは、衛 星コードの復製を使用して受信した信号を逆拡散させ、データか変調された搬送 波の復製を使用してこの逆拡散させた信号をコヒーレントに復調する。この復製 を受信した信号と整合させるために、初期と後期の各チャンネルに結果的に生０ たエネルギーを平衡させる。Ｃｏ５ｔａｓループでは、このデータはコヒーレン ト復調によって復調する。

この位相ロックのアプローチは、最適性に近似させるだけである。他の問題は、 信号対雑音比（ＳＮＲ）か低い状況、例えば、大きい雑音、振動、または電波妨 害か存在するような状況で、ロックか失われたり周期が飛びやすいことである。

コード・ロック・ループはまた性能の劣化を受けるが、これは受信機の性能全体 に対しては重要でない。この問題は、動的な条件では当然である。しかし、高精 度の探査を行うようなそれほど動的でない条件下でさえ、周期か飛ぶ可能性は重 大であるが、その理由は、関連する測定に時間がかかるからである。

他の種類のＧＰＳ受信機は、信号パラメータのオープン・ループ推定子を使用す る。詩に、一般的な相関受信機を使用して、信号パラメータの推定子が最も近似 するようにできる。推定値は、位置の解明を行うために処理した信号パラメータ を選択することによって得られる。

オープン・ループ設計による動的性能は、クローズド・ループの設計による動的 性能よりも優れているが、その理由は、前者は、同期の飛びや搬送波のロックが 失われるような現象を受けないからである。このことから、オープン・ループ受 信機の設計者は、変ｆヒする用途上の要求を満足するため、パラメータを変更す る自由度か大きい。更に、オープン・ループの設計は、よりコスト効率よく実行 できるか、その理由は、基本処理がモジュール性であることと、許容できる処理 の遅延という慨で設計者に対する制約が少ないからである。

高度に動的な広域位置測定システムの受信機は、Ｗ、Ｊ　ハードによる米国特許 番号第４．５７８．６７８号に述べられている。ハードの受信機とは異なり、本 発明の受信機は位相を同期して（コヒーレント的に）動作する。この結果、ＳＮ Ｒを大きく改善することができる。更に、位相同期のアプローチかなければ、搬 送波の位相パラメータを測定することができない。これによって、使用するパラ メータの数を増加するすることか可能になり、これは精度の大幅な向上につなが る。ハードはＰコードを使用したが、本発明の受信機はＣ／Ａコードを使用し、 これはハードウェアと処理ソフトウェアを大幅に簡素化することにつながる。ハ ードの設計は、用途によって特定のハードウェアと処理ソフトウェアに依存して いる。処理はソフトウェアで実行されるので、本発明の受信機は、受信機のソフ トウェアのアップリズムを単純に変更することによって、多くの異なった用途に 供する柔軟性かより高い。ハードに対する他の利点は、局部コード発生器の周波 数に対してプロセッサが存する制御であり、このことによって、信号パラメータ によって構成される測定値の最適化が可能になる。

本発明によるＧＰＳ受信機は、コードの遅延、搬送波の周波数、搬送波の位相、 搬送波の位相の加速度、データの値とデータの遅延の推定値を作成する。この受 信機は、オープン・ループ相関技術を使用して、これらの推定値を作る。複数の 最適パラメータの推定値を使用することによって、この受信機の精度は高い。受 信機が本来オープン・ループであることによって、この受信機は大きい振動また は非常に動的な１境に比較的強く、信号が間欠的にブロツクされても、高い信頼 性で動作することができる。更に、信号処理の大部分はソフトウェアで実行され るので、受信機は低価格で多用途である。

発明の開示 従って、本発明は、衛星に基づいたＮＡＶＳＴＡＲ広域＠線航法及び時刻転送／ ステムで使用するＧＰＳ受信機によって構成され、ここで、複数の衛星のそれぞ れからの送信は、コートとデータで変調した搬送波によって構成されるＣ／Ａコ ード信号を有し、上記の受信機は、少なくとも４個の衛星から送信されるＣ／Ａ コート信号を受信する手段と、コードの遅延、搬送波の周波数、搬送波の位相、 搬送波の位相速度、データの値及びデータの遅延を含む複数の信号パラメータの 位相同期推定のための信号パラメータのオープン・ループ推定子を有する信号を 処理する手段によって構成される。

本発明の原理を組み込んだこの受信機は、種々の環境条件や動的条件を有する多 数の種々の用途に対して設計することかでききる。本発明をより詳細に示すため 、添付の図面を参照して発明の１実Ｍ例を説明する。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明による１つの受信機の機能ブロック図である。

第２図は、相関図上の原疑似距離を示す。

第３図は、カルマン・フィルタのブロック図である。

発明を実施するための最良の形態 信号パラメータの推定を容易にし、システム上のエラーを除去するため、パラメ ータの内の３つは直接推定しないが、選択した衛星の間の差異として推定する。

４つの疑似距離に対する４つの推定値を作成するのではなく、最短の疑似距離を 名目上の値ゼロに割り当て、従って、このゼロ値を超える値を他の疑似距離に割 り当てる。このことは位置の解明にエラーを生じないと分かつているが、その理 由は、解明に必要な変数の１つがクロフクのオフセットであるからである。事実 上、この指定方法によって、クロツクのオフセットの値を最短の疑似距離の値に 設定することかできる。各チャンネルに共通のエラーかこのアプローチによって 除去されるだけでなく、疑似距離を表すのに必要なビット数が１／４が以上減少 し、これによって、差動的位置測定を使用している場合、ベース基地に送る必要 のあるメノセーンのサイズを少させることかできる。位相、位相速度（周波数） 及び位相の加速度のパラメータについて、また差異を推定する。これによって、 基準発振器の位相の変動に起因するエラーのような異なった衛星からの推定値に 共通するエラーが除去される。

ハードウェア 第１図は、本実施例の受信機のアーキテクチャを示す。これらの機能ブロックは 、ハードウェアとデジタル信号プロセッサによって実行されるソフトウェアに分 割される。ハードウェアは、増幅、下方変換とフィルタ機能を実行し、これらは 全てハードウェア内で実行される「通常」の機能である。この下方変換は「疑似 信号段」であり、即ち、搬送波を（搬送波の周波数と信号の帯域幅に対して）直 流より若干高い周波数に下方変換される。このオフセットによって、自己検出成 分と局部発振器のフィード・スルー成分を濾波することか可能になる。このオフ セットは信号の帯域幅と比較して非常に小さいので、同相の直交成分を発生する 必要かある。

本実施例では、コードの発生と混合は、またメイン・プロセッサの制御下でハー ドウェアによって実行される。この点で、限界を明確に設定した「複合」局部発 振器を使用して更に下方変換をまた実行する。この局部発振器の周波数は、プロ セッサから制御され、ドリフトと予想できるドツプラー・シフトを可能にし、こ れによって、この受信機が取り扱うことのできる搬送波の周波数の有効範囲を拡 大することかできる。混合は受信した信号を限界を明確に設定して、即ち、もし 正なら２進数のｒｌＪで、またもし負なら「Ｏ」によって表し、デジタル的に２ 進法によって実行される。限界を明確に設定する結果、ＳＮＲの損失を生じるが 、ハードウェア内で可能なこの単純化は不利を捕って余りある。

コードを混合する結果、これらのコードが「完全に」一致しない限り、信号の帯 域幅はコードの周波数、即ち２ＭＨｚのおよそ２倍になる。この信号は５ＭＨｚ でサンプリングされ、次に、低域濾波器で濾波されれ９Ｔ６８Ｈｚにダウンサン プリングされ、この周波数は、ソフトウェアを使用して処理を行うのに十分な低 さである。このフィルタ／ダウンサンプラは、多数の入力サンプルを積分（計数 ）して１つの出力サンプルを与える積分とダンプとして実現される。積分とダン プ・フィルタは、５ｉｎｃ−機能周波数応答を有し、この周波数応答はサンプり んぐ周波数で最初のゼロを有する。これは、ナイキスト周波数より高い周波数に 多くの通過帯域幅か存在することを意味する。従って、この領域に於ける信号と 雑音の周波数成分は、エイリアジング（折り返し）に起因する雑音として通過す る。この問題は、もし同じ出力サンプル化速度に対して、２倍の入力サンプルを 積分すると、簡単に解決できる。これは、与えられた出力サンプルが、先行する ２つの積分とダンプの合計であることを意味する。この第２の合計は、反エイリ アジング・フィルタとして知られ、ハードウェアで実行される。

メイン・プロセッサ この点に至るまで、受信機の機能ブロックは連続的に動作しているか、または、 もしサンプリングされたなら、各サンプルは時刻による受信機の位置に関して特 別の意味を持たないかのいずれかである。メイン・プロセッサでは、全てのアル ゴリズムは「積分期間」として知られる２　５ｍｓの時間単位の前後を基本とし ている。第１図に示すように、あるアルゴリズムは、各積分期間で実行され、池 のアルゴリズムは３乃至５４積分期間毎に１口実行される。

また、メイン・プロセッサのアルゴリズムの幾つかは、受信機の捕捉状懸、即ち 、衛星が捕捉されているかどうかに従って実行される。入力した信号は、高速フ ーリエ変換（ＦＦＴ）を使用することによって、周波数領域に変換する。ＦＦＴ 内の各ビンは、大きさをチェックする。もしいずれのビンもしきい値を超えない なら、衛星の信号は捕捉されなかったと見なされ、メイン・プロセッサは、次の 積分期間を待機する。もししきい値を超えるなら、最大値か発生するこのビンは ゼロＨｚのビンに下方変換され、狭帯域の無限インパルス応答（ＩＩＲ）低域フ ィルタをこの時間領域に適用する。この段階の信号は、５０Ｈｚデータによって 拡散された搬送波である。

この信号の折り返された位相をめ、積分期間にわたって微分する。これによって 、データ・ビットの遷移［（１８０’の位相の遷移値）を検出することか可能に なる。遷８＠のストリングのロケー７ョンか決まると、データを復号することか できる。この動作によって繰り返されるフレーム情報を探し、この情報を入手す ると、極性のあいまいさか除去され、残りのデータを復号することかできる。

この復号の目的は、データの遷移値の送信時間を設定し、位置推算データを取り 出すことであり、このデータは高精度で衛星の軌道を示す。

検出したこれらの遷移値に基づいて、信号を検出したデータの複製による乗法に よって逆拡散させる。最適な検出法は、検出された遷移値の前後でこれらの逆拡 散操作の幾つかを実行し、データの遅延パラメータに対する相関関数のピークを ピックアップすることによって保証することができる。名目上搬送波だけを残し て、データに対して信号が逆拡散されたなら、位相をもう一度測定する。この位 相の関数に対して直線適合が行われる。これによって、積分期間に渡る位相速度 の最小二乗推定値を生み出す。次に、直線適合によって線を実際の軸に変換した この変換を使用して、この信号の位相を回転させる。この回転させた信号の実際 の値の合計は。事実上この信号の位相同期相関である。各積分期間みにこれらの 相関値の１つか作られる。この相関値上のしきい値の組は、衛星か捕捉されてい ないこともまた示す。

疑似距離を測定するために、コード遅延の推定をを行わなければならない。この 受信機では、疑似距離は直接測定されないが、衛星の間の差異として測定される 。１つの衛星に値ゼロに割り当て、他の衛星には、この疑似距離と問題になって いる疑似距離との間の差異を割り当てる。差異を測定することによって、高分解 能クロックが不要であるという点で受信機は簡素化され、ベース基地との通信も 簡素化される。

コードの遅延値は、連続する３つの積分期間に対する３つの異なった「位相Ｊに コード発生器を設定することによって、推定される。これらの３つの位相は、チ ップの一部を初期に、チップの一部を後期にして、「ロック」　（即ち、局部コ ードと衛星コードを整合させて）する。これらの３つのフードの位相から、相関 関数を再構成することができる。相関関数を再構成し、ピークをピックアップす る最適な方法は、３点でサンプリングして測定された相関関数を予想相関関数と 相関させることであり、これは優先的に測定することができる。この二重相関法 を使用することによって、原疑似距離の推定値を発生する。この第２相関を使用 することは、ｌ１ｌｉ定に貢献する３つの積分時間によって構成される用途を最 適化するのに必要である。３つの相関サンプル値の各々は、ｌ積分期間だけの開 信号を観察することによって発生されるか、全体の測定時間は３積分期間になる 。サンプル上の８８は、サンプル値の間で関連かない。従って、このサンプリン グした相関曲線は半最適である。この相関曲線を予想される相関関数と相関させ ることによって、相関信号対唯音比か最大になり、これによって、この処理の最 適性を回連し、これらのサンプル値の補間を可能にする。

疑似距離の差異、位相の差異、周波数の差異及び位相の加速度の差異を正確に測 定する要求を満足するため、積分期間よりはるかに長い期間（この長さは信号検 出要件によって設定される）にわたって信号を観察しなければならない。言い換 えれば、より正確な推定値を発生するめに、何等かの最適な方法でこれらの類推 定値を結合しなければならない。これらの推定値を結合するために選択した方法 は、カルマン・フィルタを使用することである。このフィルタへの入力は、疑似 距離、周波数及び位相のの差異の推定値とベース基地からの疑似距離の相関値で ある。このフィルタは、受信機の位置、衛星と受信機の動き、及び受信機の発振 器のドリフトのモデルを作る。これらのモデルと入力から、このフィルタは、ベ ース基地に送信するための平滑ではあるが未補正の疑似距離を発生するだけでは なく、ユーザに対して受信機の位置の推定値を発生する。これらの推定値は、幾 何学的な変換を必要とする標準化した基準システムでユーザに提供される。

相　関 最も近似した（　Ｍ　Ｌ　）惟定子は、相関検出器である。問題の信号パラメー タは、コートの値、信号遅延（コート遅延とデータ遅延を使用して測定した）、 搬送波の周波数、搬送波の位相、とデータ値である。受信機は、最適な位置の解 明を得るために、６次元相関を効果的に実行し、そのピークをピックアップして 全てのパラメータの最適な推定値をめなければならない。

この推定のプロセスに現れる他の２つのパラメータは、局部発振器のドリフトと コート′発生器の周波数である。発振器のドリフトは重要であるか、その理由は 、受信機内で作られた全ての時間の測定値は１つの発振器を基準にして作られる からであり、この発振器は局部発振器とサンプリング・クロックに使用する。カ ルマン・フィルタの出力を使用して、発振器の周波数の推定値を発生し、これを 使用してはコート発生器の周波数の設定を補正することかできる。コード発生器 の周波数を補正することによって、衛星コードを精密に追跡し、相関形状と相関 値を最適化し、ＳＮＲを最大にすることができる。これは独立したパラメータと しては推定しない（即ち、補正した周波数に対して相関は実行しない）か、その 理由は、既に推定されている衛星信号搬送波の周波数と正比テ１しているからで ある。

コードの値 コートの値の選択は、単に受信機の各チャンネルに対して使用しようとする衛星 コードを選択を必要とする。各衛星は１０２３チツプのエポック長のコードを有 し、衛星はＩＫＨｚのエポック速度でこのコードを繰り返す。受信機では、各衛 星チャンネルは、データを受信しようとする衛星のコードの復製を発生する。

この局部的に発生されたコードに受信した衛星の信号を乗しる。もしコードか一 致するように局部コードか遅延したなら、受信した信号は２％ｉＨｚ拡散スペク トル帯域幅から１ｏｏｋｌＨｚデ一タ帯域幅に逆拡散される。

データ値の推定 データ値は、データの遷移値を探索することによってめる。データの正しい極性 は、データ復号アルゴリズムで設定する。信号処理の目的で、このデータ値は、 実際のデータの反転または非反転の値として推定され、後段でＮ、ｌまたは「０ 」であると判定される。データで変調した搬送波の位相を濾波し、フィルタを遷 移値と一致させることによって、時間的に遷移値を設定する。一致したフィルタ の出力のピークかデータ遷移の領域で発生する。濾波の一致は遷移値を設定する 最適の方法であり、少数のサンプル内で正確である。コードのエポックを使用し て、遷移値を明白に設定し、一致したフィルタからの最初の推定値を与えること ができる。一致したフィルタは、少数のサンプル内で（即ち、数百マイクロ秒内 で）Ｉ！！移値を設定し、データの遷移値は常にコード・エポックの遷移値と対 応し、これは１ｍｓ毎に発生し、らし積分期間内のコード・エポックの境界の位 置が既知なら、遷移値を明臼に設定することが可能である。これが、この受信機 で使用する方法である。

データの４移値が設定して１号すると、このデータ内の情報は他の測定値に貢献 する。このデータ内のタイミング情報を使用して、−週間の時刻を設定し、受信 機か疑似距離の測定に使用する端部の送信時刻を計算するのを可能にする。位置 推算表のデータを使用して、衛星の位置を正確に割り出し、送信時刻を与える。

位相、位相速度（周波数）と位相加速度の推定各衛星チャンネルの周波数の推定 値は、信号を同期させて検出するために使用した下方変換値の全てを単純に合計 したものである。名目上、このような下方変換値が４つ存在し、１つはアナログ ・八−ドウエア内（ＬＯによって）に、１つはデジタル・ハードウェア内に、及 び２つはメイン・プロセッサ内（１つはＩＩＲフィルタの前に、１つは位相の回 転によって、両者とも時間領域で）にある。

これらの変換値の各々は、名目上、以前の変換値よりも小さい。また、測定した それぞれの値は、ＬＯ周波数に比例している。これは、ハードウェアとプロセッ サ内で実行された下方変換の周波数は全てサンプリング周波数によるものである からであり、このサンプリング周波数はＬＯとして同し供給源から取り出される 。

言い換えれば、ＬＯのドリフトによって、この測定に乗算エラーか生じる。しか し、周波数のＭＲを推定することによって、第１ＬＯ周波数のオフセットは除去 され、ドリフトはソフトウェアで実行される下方変換を増加させるだけである。

周波数の推定値による最適性は、最後の２つの下方変換値だけに関連し、最初の ２つは、事実上「定数」である。ＦＦＴは周波数に相関し、従って、ＦＦＴによ ってメイン・プロセッサ内で第１下方変換に対して周波数を推定すると、ＭＬ推 定値か与えられる。位相の処理は、周波数と位相の推定値に対する平均化を使用 し、これは？［なＦＦＴ推定値の最適な補間となることを示すことができる。

もし積分期間の境界で位相か測定されたなら、その測定値もまた最適である。

第１ＬＯによる位相の貢献は、位相の差異を使用することによって除去される。

デジタル・ハードウェア内の下方変換とＦＦＴ下方変換は、いづれも積分期間の 境界で信号をゼロ位相にするのに貢献する。これは、１つの積分期間（ハ）に積 分した数の周期を有し、ゼロに初期化されているこれらの下方変換「発振器」に よるものである。このことは、位相の推定値が位相の処理期間中に推定した平均 値であるのを意味する。位相の不明確さを除去するために、この位相の推定値は 、２に関連して「折り返しがない」ものでなくてはならない。

位相の加速度は最適ではないが、その理由は、これか入手できる情報を全て使用 しないからである。これは、初期と後期の積分期間だけを使用し、一般的にこれ らの積分期間は両方とも時間を厳守したものよりＳＮＲが低い。

遅延の推定（疑似距離） 遅延の推定値は、他の推定値よりも複雑であるが、受信機の位置の決定の最も基 本とにる。前に説明したように、疑似距離の差異だけを推定する。この推定は、 コードの遅延（これは不明確さが１ｍｓであるが、コードが既知なので容易に推 定することができる）とデータの遅延（これには不明確さがないか、既知ではな い）の両方からの入力を必要とする。各チャンネルで発生するデータの遷移を使 用して疑似距離の測定値に時刻をタッグ付けする。これは、データ値の推定で説 明したように、１つのサンプル内にデータの遷移を設定する。データ遷移は、コ ードのエポック遷移と常に一致する。サンプル間での補間は、積分期間の開始と 終了時にコードの「位相」を、サブ・チップ精度でサンプリングすることによっ て可能になる。局部コード周波数を推定できる程度に受信したコードの周波数「 ロック」すると、遷移が発生するサンプルの間の点を補間できる。もし、局部フ ードが受信したフードと完全に（遅延カリ一致し、システム内に雑音が存在しな いなら、この補間した疑似距離の測定値は完全に正しい。

しかし、コードのロックを保持することと、システムの雑音にも拘らず正確な推 定を行なうことの両方のための要求は、更に２つの処理ステップを取ることを必 要とする。これらステップのＷ、ｌは、遅延パラメータに対する相関ピークをピ ックアップすることを含み、第２のステップは、精度に対する要求が満足される ことを保証する観察期間にわたって取られた一連の測定値を組み合わせることを 含む。

上述の方法を使用して作成した疑似距離の測定値は、「原疑似距離」と呼ばれて きた。これらの措定値は最適ではないか、その理由は、これらの措定値と遅延パ ラメータ内の相関の間に関係か存在しないからである。このことは、連続する３ つの積分期間内のこのような３個の推定値を作り、それぞれの推定値をコードの 異なった「位相」に対して作ることによって処理する。積分の１つは、コードの 位相の「最適な推定値」に設定（即ち、「ロックされた」と推定できるぐらい近 似させて）したコートによって行う。他の２つは、チップの初期のつ、の部分と チップの後期の部分で行われ、第２図に示すような組の測定値か与えられる。相 関の正確なピークを発見し従って「最良」の推定値で行った疑似距離測定を補正 するために、これら３つの点を使用して相関関数の形状を再構成しなければなら ない。再構成の最適な方法は、これら３つの点を予想される相関の形状（第２図 の占、線）と相関させることである。この疑似距離の推定値は、「補間した疑似 距離」と呼ばれ、最適の措定値であるか、その理由は、推定の作成に相関を使用 している（２つの推定値−相関の形状の推定値と相関のピークの推定値を作成し ているので、事実上、２回）からである。しかし、各推定値か最適であるにもか かわらず、これらは尚十分正確ではない。これらの補間した疑似距離の幾つかく 通常少なくとも１８）をカルマン・フィルタに供給することによって、疑似距離 と位置の最終的な推定値を作成する。カルマン・フィルタに入力された位相と周 波数の推定値は、疑似距離の推定値の向上に貢献する。

カルマン・フィルタ カルマン・フィルタの機能は、反復性の最小二乗法で観察値を処理することによ って、１Ｍ線動的システムの「状態」を追跡することである。このシステムの状 態は、／ステム変数のベクトルによって説明され、これらの変数は既知の直線方 程式の組によって互いに関連させな（プればならない。一般的に、状態ベクトル は１つ以上の導関数の組によって構成され、従って、これらのベクトルに関連す る方程式は、／ステムの動力学を示す微分方程式である。観察値は、観察可能な 値を測定することによって行われ、これらの観察可能な値は、状態変数の既知の 直線関数でなければならない。

第３図は、カルマン・フィルタの動作を示す。観察ベクトルＹは、３つの疑似距 離の差異と３つの位相の差異によって構成される。状態ベクトルはＸであり、３ つの座標軸に於ける受信機の位置、速度と加速度、及び局部クロックのオフセッ トの変化速度によって構成される。［ハプト（ｈａｔｓ）Ｊは、推定値、即ち推 算を示す。

遷移マトリックスφをＸに乗じ、次の時間間隔に対する状態ベクトルの推定値を 得る。このループは、状態遷移ループとして知られる。Ｎ回遷移するたびに、観 察が行われ、Ｘに対して補正が行われる。従って、観察値の間に、遷移マトリッ クスは受信機の予想できる動的挙動のモデルを作る。

予想された観察ベクトルＹを観察ベクトルＹと比較し、その結果得られた予測エ ラー・ベクトルを処理することによって補正値が作られる。後者には、いわゆる カルマー・ゲイン・マトリックスＫを乗じる。後者は、状態共分散マトリックス Ｐ、観察エラー共分散マトリックスＲ、システム雑音の共分散マトリックスＱ、 及び観察マトリックスＭを含む確率的モデル技術によって計算する。この観察マ トリックスは、測定ベクトルを状態ベクトルと関連づける。

モデル（例えば、φ、Ｑ、及びＭ）を形成するマトリツクス上に記述子か存在す るが、このごとは、これらのマトリックスは時間の不変量であるので、定期的に 更新しなければならないごとを示している。これらのマトリックスは、衛星と受 信機の位置によって決まる。更に、ＱとＲは、フィルタが受信機の動的挙動の変 化に適応するのを可能にする種々の方法によって観察値から推定することができ る。フィルタを適応できる他の方法は、当該予測エラーの推定値の軌跡に関す＋ Ｒ）のサブ軌跡と直線的に関連する。

このカルマン・フィルタに関連する観察は、疑似距離補間アルゴリズムからの入 力と周波数と位相推定子からの入力によって行われる。所定数の観察が行われた 後、位置の推定値は予想された状態ベクトルから、直接ユーザに出力できる。

同様に、微分演算を行ってベース基地に送信しようとする疑似距離の差異の推定 値は、予想された観察ベクトルから直接取り出すことができる。疑似距離補正値 かベース基地から入手可能である場合、第３図に示すように、フィルタに供給す ることによってこれらの値を使用してより正確な位置を発生することかできる。

位置測定のアルゴリズム この受信機で使用する位置測定のアルゴリズムは、カルマン・フィルタ内で実行 される。

本発明は、ここで説明した実施例に限定されないことを強調する。多くの変更と 変形を、説明した広範な概念の範囲内で行うことかできる。受信機の設計は幾つ かの方法によって向上させることができる。

ここで説明した包括的な概念は、「多重チャンネル」受信機として知られる、４ つ以上のチャンネルを有する受信機に関するものである。

殆と努力を加えることなく、本概念は、３チヤンネルの舶用受信機またはｌチャ ンネル多重受信機のような用途に容易に適用することができる。ｌチャンネル受 信機の場合、重要な相違截は、差異ではなく、疑似距離、位相等の絶対測定儂を 必要とされる薇である。　他の変更と変形を行って、特定の用途と特別の環境条 件に対応することを意図する。

区 派 Ｏ 凶 凶 派 第２図 第２相関１こよって 作成した相関 ｒ／−１へ フロントページの続き （７２）発明者　プライアント　ローデリック　チャールズオーストラリア　オ ーストラリアン　キャピタル　テリトリ−２９０１イザベラ　ブレインズ　マン ハラツタ　サーキット　２１（７２）発明者　トウーガン　スタンリー　ラヴア ーティオーストラリア　オーストラリアン　キャピタル　テリトリ−２９０５カ ールウェルフィリップソン　クレッセント　１９ （７２）発明者　タガリス　バリー オーストラリア　オーストラリアン　キャピタル　テリトリ−２６１５マッグレ ガーカンブストン　ブレイス　１９

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. １．衛星に基づくＮＡＶＳＴＡＲ広域無線航法及び時刻転送システムで使用する 広域位置測定システムであって、複数の衛星のそれぞれからの送信は、コードと データ変調搬送波によって構成されるＣ／Ａコード信号を有する上記の広域位置 測定システム用の受信機において、上記の受信機は：少なくとも４個の衛星から 送信されたＣ／Ａコード信号を受信する手段；及び コードの遅延、搬送波の周波数、搬送波の位相、搬送波の位相の加速度、データ の値及びデータの遅延を含む複数の信号パラメータを位相・コヒーレントによっ て推定するための信号パラメータのオープン・ループ推定子を有する信号処理手 段によって構成されることを特徴とする受信機。
2. ２．上記のオープン・ループ推定子は相関検出器であることを特徴とする請求の 範囲第１項記載の受信機。
3. ３．少なくとも４個の衛星を選択し、これらの衛星からのＣ／Ａコード信号を受 信する手段を設けることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項記載の受信 機。
4. ４．信号パラメータの少なくとも１つを１つの衛星と選択した残りの衛星との間 の差異として推定することを特徴とする請求の範囲第３項記載の受信機。
5. ５．差異の推定はコードの遅延から行うことを特徴とする請求の範囲第４項記載 の受信機。
6. ６．差異の推定は搬送波の周波数から行うことを特徴とする請求の範囲第４項ま たは第５項記載の受信機。
7. ７．差異の推定は搬送波の位相から行うことを特徴とする請求の範囲第４項、第 ５項または第６項記載の受信機。
8. ８．差異の推定は位相の加速度から行うことを特徴とする請求の範囲第４項、第 ５項、第６項または第７項記載の受信機。
9. ９．衛星から送信された信号から情報を取り出し、上記の受信継が上記の衛星と 該受信機の間の距離を測定することを可能にする手段を設けたことを特徴とする 先行する請求の範囲のいづれかに記載の受信機。
10. １０．衛星から送信された信号からタイミング情報を取り出し受信機が上記の衛 星内の正確なクロックと該受信機内のクロックとの時間のオフセットを測定する ことを可能にする手段を設けたことを特徴とする先行する請求の範囲のいづれか に記載の受信機。
11. １１．信号を処理する手段はデジタル信号プロセッサを有することを特徴とする 先行する請求の範囲のいづれかに記載の受信機。
12. １２．受信機の機能はハードウェアとソフトウェアで実行することを特徴とする 請求の範囲第１１項記載の受信機。
13. １３．受信機は少なくとも４つのチャンネルを有し、各チャンネルは選択した特 定の衛星の１つと対応していることを特徴とする請求の範囲第３項記載の受信機 。
14. １４．受信機は個々のモジュールが互換性を有するモジュラー設計であることを 特徴とする先行する請求の範囲のいづれかに記載の受信機。
15. １５．ここで説明し、添付図に示した広域位置測定システム用の受信機。