BRPI0618148A2 - dispositivo de navegação por satélite, e, método - Google Patents

Abstract

<b>DISPOSITIVO DE NAVEGAçãO POR SATéLITE, E, MéTODO<d> Um dispositivo de navegação por satélite (110) incluindo um receptor (200) de radiofrequência(RF) flexível é descrito. O receptor (200) recebe um sinal (114) que inclui pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado (210) de um primeiro satélite. O receptor (200) tem um primeiro canal que inclui um conversor analógico para digital (A/D) (338) para amostrar e quantizar o sinal e um controle de ganho automático (AGC) (330) para ajustar uma amplificação do sinal (114). O conversor de A/D (338) tem uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero e uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero. O AGC (330) pode ajustar um ganho de acordo com a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. O ganho pode corresponder a uma primeira probabilidade predeterminada de uma amostra não zero e a segunda magnitude de limiar de quantização não zero pode corresponder a uma segunda probabilidade predeterminada de uma amostra não zero.

Description

"DISPOSITIVO DE NAVEGAÇÃO POR SATÉLITE, E, MÉTODO"

CAMPO DA INVENÇÃO

A presente invenção relaciona-se geralmente a mediçõesquantizadas que estão sujeitas à interferência e mais especificamente, a umlimiar de amostragem e quantização para desempenho melhorado de receptorde navegação por satélite na presença de sinais de interferência em umsistema de satélite de navegação global (GNSS).

FUNDAMENTO DA INVENÇÃO

Receptores em um sistema de satélite de navegação global(GNSS), tal como o Sistema de Posicionamento Global (GPS), usammedições de alcance que são baseadas em sinais de navegação de linha devisão radiodifündidos de satélites. Um receptor mede uma tempo de chegadade um ou mais sinais radiodifündidos. Esta medição de tempo de chegadainclui uma medição de tempo baseada em uma porção codificada de aquisiçãogrosseira (C/A) de um sinal chamado pseudo-alcance, e uma medição de fase.

A presença de sinais de interferência pode degradar umarelação de sinal para ruído (SNR) de um ou mais sinais de navegação deGNSS. Figura 2 ilustra interferência de onda contínua (CW) 200. Ainterferência de CW 200 pode ser vista como um sinal interferente, neste casosenoidal, sobreposto sobre um sinal de espectro espalhado 210 usado por umsinal de GNSS respectivo. Antes que o sinal de espectro espalhado 210 sejacorrelacionado em um receptor, uma amplitude do sinal interferente éfreqüentemente significativamente maior do que uma amplitude do sinal deespectro espalhado 210. Correlação reúne uma energia do sinal de GNSS eespalha uma energia do sinal interferente, que então se torna como ruído. Seruído adicional do sinal interferente reunido for maior do que um ruídotérmico de fündo ambiente 212, a SNR do sinal de GNSS recebido édiminuída.

A SNR do sinal de GNSS varia com uma amplitude local dosinal interferente. Além disso, o ruído térmico de fundo 212 mascara o sinalde espectro espalhado 210. Porém, quando quantizado o sinal de espectroespalhado 210 é detectado mais facilmente em cristas e vales do sinalinterferente, onde uma taxa de mudança do sinal interferente é quase zero. Osinal de espectro espalhado 210 é mais difícil de discernir a um máximo deuma magnitude da taxa de mudança do sinal interferente.

Uma abordagem anti-interferência convencional usavaquantização de 3 níveis 214 baseada na amplitude do sinal interferente demodo que amostras perto das cristas e vales do sinal interferente sejam usadasdurante processamento de sinal no receptor. IOa 20% das amostras que caemnas cristas é ponderada +1 e 10 a 20% que caem nos vales é ponderada -1.Amostras restantes são descartadas dando-lhes um peso de 0.

Porém, pode ser difícil alcançar populações de amostradesejadas nesta abordagem de detecção anti-interferência convencional.Portanto, há uma necessidade por um esquema de detecção anti-interferênciamelhorado em receptores de GNS S.SUMÁRIO

Um dispositivo de navegação por satélite incluindo umreceptor de radiofreqüência (RF) flexível é descrito. O receptor recebe umsinal que inclui pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado de umprimeiro satélite. O receptor tem um primeiro canal que inclui um conversorde analógico para digital (A/D) para amostrar e quantizar o sinal e umcontrole de ganho automático (AGC) para ajustar uma amplificação do sinal.O conversor de A/D tem uma primeira magnitude de limiar de quantizaçãonão zero e uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero. O AGCajusta um ganho de acordo com a primeira magnitude de limiar dequantização não zero para produzir uma primeira probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero Pj. A segunda magnitude de limiarde quantização não zero pode corresponder a uma segunda probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero P2. O sinal é amplificado usando oganho e quantizado usando a segunda magnitude de limiar de quantização nãozero a fim de reduzir um efeito de um sinal de interferência no receptor a umarelação arbitrária de intensidade de sinal de interferência para intensidade deruído de receptor.

O conversor de A/D pode produzir uma gama de valorescorrespondendo a 2, 3, 4 ou 5 bits de quantização. A primeira magnitude delimiar de quantização não zero corresponde a uma primeira gama de valoresde saída e a segunda magnitude de limiar de quantização não zerocorresponde a uma segunda gama de valores de saída. O conversor de A/Dtambém pode usar uma tabela de consulta incluindo um primeiro mapeamentoe um segundo mapeamento. Amostras não zero no primeiro mapeamento sãodeterminadas baseado no primeiro limiar de quantização não zero e amostrasnão zero nò segundo mapeamento são determinadas baseado na segundamagnitude de limiar de quantização não zero.

O primeiro canal pode incluir um circuito de correção decompensação de CC para reduzir substancialmente uma compensação de CCno sinal. O receptor também pode incluir um circuito de apagamento quesoma vários eventos onde uma amostra respectiva do sinal excede umamagnitude de limiar durante um intervalo de tempo e pelo menos desabilitatemporariamente o receptor se o número de eventos exceder um valor. Amagnitude de limiar pode ser oito vezes a primeira magnitude de limiar dequantização não zero. O receptor pode ser reabilitado depois que o número deeventos é menor que o valor.

O primeiro canal pode incluir um circuito de conversãoascendente, que converte o sinal de um primeiro sinal de freqüência deportadora para um sinal próximo à banda base. O sinal próximo à banda basetem um segundo sinal de freqüência de portadora substancialmente menor queum quarto de uma taxa de amostragem. O receptor também pode incluir umcircuito de rotação de fase para executar uma rotação de fase complexa emamostras de quadratura quantizadas do sinal próximo à banda base de modoque uma polarização residual seja distribuída substancialmenteuniformemente através de ângulos de fase de 0 a 360° e desse modo fique emmédia em substancialmente zero através de um período de integraçãocorrespondendo ao primeiro sinal de espectro espalhado. O circuito de rotaçãode fase pode usar uma tabela de consulta para executar a rotação de fasecomplexa.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Objetivos e características adicionais da invenção serãoaparentes mais prontamente da descrição detalhada seguinte e reivindicaçõesanexas quando tomadas junto com os desenhos.

Figura 1 é um diagrama ilustrando um sistema de satélite denavegação global (GNSS) com sinais de trajeto direto e um sinal de multi-trajeto.

Figura 2 ilustra interferência de onda contínua (CW) de umsinal de espectro espalhado.

Figura 3 A é um diagrama de bloco ilustrando componentes emum canal em um receptor de GNS S.

Figura 3B é um diagrama de bloco ilustrando componentes emum canal em um receptor de GNS S.

Figura 4 é um diagrama de bloco ilustrando processamento desinal de sinais recebidos em um receptor de GNSS.

Figura 5 ilustra uma distribuição de população de amostra.

Figura 6 é um esquema de degradação calculada em umarelação de sinal para ruído de saída (SNR) como uma função de intensidadede sinal interferente de CW.

Figura 7 é esquema comparando degradação calculada em umarelação de SNR de saída como uma função de intensidade de sinal interferentede CW para um ótimo teórico e uma concretização de uma abordagem dedetecção anti-interferência.

Figura 8 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito deapagamento.

Figura 9 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito detemporização.

Figura 10 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito deinício e parada.

Figura 11 é um diagrama de bloco ilustrando um osciladorcontrolado numericamente (NCO) de portadora.

Figura 12 é um diagrama de bloco ilustrando componentes emum receptor de GNS S.

Figura 13 é um fluxograma ilustrando um método de operarum receptor de GNS S.

Figura 14 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito decorreção de compensação de CC em um receptor de GNS S.

Figura 15 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito decontrole de ganho automático (AGC) em um receptor de GNS S.

Mesmos numerais de referência se referem a partescorrespondentes ao longo das várias vistas dos desenhos.

DESCRIÇÃO DE CONCRETIZAÇÕES

Referência será feita agora em detalhes a concretizações,exemplos de quais são ilustrados nos desenhos acompanhantes. Na descriçãodetalhada seguinte, numerosos detalhes específicos estão publicados a fim deprover uma compreensão completa da presente invenção. Porém, seráaparente a alguém de habilidade ordinária na técnica que a presente invençãopode ser praticada sem estes detalhes específicos. Em outros casos, métodos,procedimentos, componentes, e circuitos bem conhecidos não foram descritosem detalhes assim para não obscurecer desnecessariamente aspectos dasconcretizações.

Um dispositivo de navegação por satélite incluindo umreceptor de RF flexível para receber um ou mais sinais de espectro espalhadode um primeiro satélite com desempenho anti-interferência melhorado édescrito. Concretizações do receptor recebem um sinal que inclui um pelomenos primeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite. Oreceptor tem um primeiro canal que inclui um conversor analógico paradigital (AA)) para amostrar e quantizar o sinal e um controle de ganhoautomático (AGC) para ajustar uma amplificação do sinal. O conversor deA/D tem uma primeira magnitude de limiar de quantização não zerocorrespondendo a uma primeira probabilidade predeterminada de umaamostra não zero Pi, também chamada uma primeira atividade, e umasegunda magnitude de limiar de quantização não zero correspondendo a umasegunda probabilidade predeterminada de uma amostra não zero P2, tambémchamada uma segunda atividade. O AGC pode ajustar um ganho de acordocom a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. O sinal pode seramplificado usando o ganho e quantizado usando a segunda magnitude delimiar de quantização não zero a fim de reduzir um efeito de um sinal deinterferência ou instabilidade no receptor a uma relação arbitrária deintensidade de sinal de interferência para intensidade de ruído de receptor.Controlando estatística de amostra em lugar de ajustar uma amplitude de sinale tirando proveito de algumas propriedades estatísticas aleatórias de ruído deGaussiano e sinais de interferência, o receptor habilita populações de amostradesejadas, e assim desempenho anti-interferência melhorado pode seralcançado.

Nas concretizações do dispositivo de navegação por satélite,navegação é entendida incluir determinar uma localização ou uma posição,também conhecida como fixação de posição. Navegação é para serinterpretada como determinar onde o dispositivo de navegação de satélite estácom respeito a um quadro de referência que é provido pelo menos em partepor satélites em um GNS S. Navegação também pode determinar um tempo nodispositivo de navegação por satélite baseado, pelo menos em parte, em sinaisde um ou mais satélites em um GNSS. GNSSs incluem, mas não estãolimitados a, um Sistema de Posicionamento Global (GPS), um Sistema deSatélite de Navegação de Órbita Global (GLONASS), um sistema deposicionamento GALILEO, um Sistema de Cobertura de NavegaçãoGeostacionário Europeu (EGNOS), um Sistema de Aumento de Area Ampla(WAAS), um Sistema de Aumento baseado em Satélite de TransporteMultifuncional (MSAS), um Sistema de Satélite de Quase Zênite (QZSS),como também uma Rede StarFire de NavCom Technology, Inc.

Com a exceção de GLONASS, satélites de GNSS usammétodos de acesso múltiplo por diversidade de código (CDMA) para diminuirinterferência inter-satélite. O satélites não GLONASS radiodifundem sinaisem freqüências de sinal de portadora em uma banda L e usam códigospseudo-aleatórios de espectro espalhado. O sistema de GLONASS usa deacesso múltiplo por diversidade de freqüência (FDMA) para prover proteçãode interferência inter-satélite. Cada satélite de GLONASS usa o mesmocódigo de espectro espalhado. Com a exceção de satélites antipódicos,localizados na mesma órbita em lados opostos da Terra, cada satélite tem suaprópria banda de freqüência. Satélites antipódicos podem compartilhar amesma banda de freqüência.

Usando GPS como um exemplo, satélites radiodifundem sinaisde navegação a uma freqüência de sinal de portadora L1 de 1575,42 MHz euma freqüência de sinal de portadora L2 de 1227,6 MHz. Um terceiro sinal deGPS é planejado para uma freqüência de sinal de portadora L5 de 1176,45MHz. O sistema de GALILEO planeja prover sinais em L1 e L5 (tambémchamado E5A) e sinais adicionais em 1207,14 MHz (E5B) e 1278,75 MHz(E6). GALILEO também proverá sinais adicionais com códigos de espectroespalhado diferentes na freqüência de sinal de portadora LL O sistema deQZSS planeja prover sinais compatíveis com GPS nas freqüência de sinal deportadora LI, L2 e L5. QZSS também planeja prover sinais em umafreqüência de sinal de portadora L6 ainda indefinida. Satélites em WAAS,EGNOS e MSAS provêem sinais como GPS na freqüência de sinal deportadora LI, e planejam prover um segundo sinal na freqüência de sinal deportadora L5.

A Rede StarFire, que funciona pelo menos parcialmente comouma ligação de comunicação, usa canais que são 840 Hz de largura em umabanda de freqüência entre 1525 e 1560 MHz. Rede StarFire transmite dados a1200 bits codificados por segundo.

GLONASS radiodifunde sinais nas bandas de freqüência de1598,0635 a 1605,375 MHz (Ll) e 1242,9375 a 1248,625 MHz (L2). Asbandas de freqüências de sinais em GLONASS sobrepõem uma porção deextremidade alta de bandas correspondentes de freqüências de sinais em GPSe GALILEO.

Figura 1 ilustra um sinal composto recebido por umdispositivo 110 em uma concretização de um GNSS 100. O sinal compostoinclui um ou mais sinais 114 radiodifundidos por um ou mais satélites comotambém um sinal de multi-trajeto 116, que é refletido fora de um objeto 112.Como discutido acima, os sinais 114, cada um contém pelo menos um sinalde espectro espalhado correspondendo a pelo menos um satélite.

Figura 3A ilustra componentes em uma concretização de umcircuito de subcanal 300 entre o primeiro canal em um receptor no dispositivo110 (Figura 1). O sinal composto é recebido por um circuito de extremidadedianteira incluindo uma ou mais antenas. Entradas de antena podem seramplificadas ou não amplificadas (passivas) e podem combinar uma oumúltiplas freqüências por conector de antena em um roteador no circuito deextremidade dianteira. Em concretizações com uma antena não amplificadaou um conector ou cabo longo entre a antena e o roteador, o circuito deextremidade dianteira pode incluir um estágio de ganho inicial. Pelo menosuma porção do sinal composto 310 é dirigida a um ou mais canais. Os canaiscada um inclui um ou mais circuitos de subcanal, tal como o circuito desubcanal 300. O circuito de subcanal 300 recebe uma banda de freqüênciarespectiva no pelo menos um sinal de espectro espalhado, correspondendo aopelo menos primeiro satélite, em pelo menos uma porção do sinal composto310.

O sinal composto 310 é acoplado a um filtro de baixa perda312 para rejeitar imagens de sinal e interferência fora de banda. O sinaltambém pode ser amplificado em um amplificador (não mostrado) e/oufiltrado em filtro (não mostrado) antes de acoplar ao filtro 312. Emconcretizações com o amplificador de baixo ruído inicial na eletrônica deextremidade dianteira, esta amplificação pode ser eliminada. Pelo menos umaporção do sinal é convertida descendentemente a uma freqüênciaintermediária (FI) usando um ou mais moduladores, tal como misturador 314.Em algumas concretizações, a FI é comum em um ou mais circuitos desubcanal adicionais. Conversão ascendente no misturador 314 mistura umprimeiro sinal de referência, tendo uma primeira freqüência de portadorarespectiva ou oscilador local (LO), que é gerada por um gerador de sinal 318.

O primeiro sinal de referência pode ser gerado baseado em umde mais sinais de relógio, que podem ser gerados pelo oscilador de referência316. Cada circuito de subcanal no receptor tem uma primeira freqüência deLO única, desse modo permitindo a um circuito de subcanal respectivo, talcomo circuito de subcanal 300, receber uma banda de freqüência respectivano pelo menos um sinal de espectro espalhado do primeiro satélite. Oscircuitos de subcanal podem receber um ou mais dos sinais de relógio de pelomenos um oscilador de referência comum no receptor. Em outrasconcretizações, pode não haver o oscilador de referência comum. O osciladorde referência 316 pode incluir uma ou mais malhas travadas por fase, malhastravadas por atraso e/ou circuitos de interpolação.

Depois de conversão ascendente, o sinal na FI é passado porum filtro de alta qualidade 320, tal como um filtro de onda acústica desuperfície, que previne "aliasing" de sinal e sinais de interferência e rejeitainterferência fora de banda. O filtro de alta qualidade 320 pode permitir aoutros filtros no canal 300, tal como a filtragem de pré-seleção deextremidade dianteira, ser de precisão mais baixa, pode permitirimplementação mais fácil de controle de ganho automático (AGC) 330 etambém pode permitir quantização de menos bits em conversores de A/D 338.Filtros nos circuitos de subcanal, tal como o filtro 320, definem uma largurade banda de processamento de sinal para o sinal no receptor. Como umaconseqüência, estes filtros, tal como a filtro 320, ajudam a definircaracterísticas de processamento sinais globais do receptor. Em algumasconcretizações, os filtros, tal como a filtro 320, podem ter uma freqüênciacentral substancialmente igual à FI e uma largura de banda maior do queaproximadamente uma largura de banda do primeiro satélite. Em algumasconcretizações, a largura da banda (banda passante de 3 dB) de um ou maisdos filtros, tal como a filtro 320, pode ser maior do que aproximadamente 30MHz (lado duplo). Em algumas concretizações, a largura de banda (bandapassante de 3 dB) de um ou mais dos filtros, tal como a filtro 320, pode estardentro de uma gama inclusiva de aproximadamente 30 a 32 MHz (ladoduplo). Em uma concretização exemplar, o filtro 320 pode ser equivalente a 6ou pólos mais complexos. Para um subcanal correspondendo a sinais da RedeStarFire, o filtro 320 também pode ter uma freqüência centralsubstancialmente igual à FI. Neste caso, porém, a largura de banda do filtro320 pode ser 200 kHz, como o sinal na rede StarFire usa uma largura debanda menor.

Assegurando que a largura de banda dos filtros, tal como afiltro 320, seja pelo menos ligeiramente maior do que filtragem aplicada aossinais radiodifiindidos por um ou mais dos satélites de GNSS, conteúdo sinalnão será perdido e interferência fora de banda tanta quanto possível érejeitada. Se a largura de banda de filtros em um ou mais dos satélites foraumentada no futuro, a largura de banda de um ou mais dos filtros, tal como afiltro 320, também pode ser aumentada, de forma que conteúdo de sinal nãoserá perdido. Isto pode habilitar correção de sinal de multi-trajeto melhorada116 (Figura 1) e/ou características de rastreamento melhoradas do receptor.

O sinal em um ou mais circuitos de subcanal, tal como circuitode subcanal 300, é convertido a substancialmente próximo à banda base(freqüência zero) usando um ou mais moduladores, tais como misturadores322. Conversão ascendente nos misturadores 322 mistura segundos sinais dereferência, cada um tendo uma segunda portadora ou freqüência de LO e queestão substancialmente em quadratura entre si, que são providos por geradorde sinal de quadratura 324. O segundo sinal de referência pode ser geradobaseado em pelo menos um sinal de relógio do oscilador de referência 316e/ou do oscilador de referência comum. Substancialmente próximo à bandabase pode incluir freqüências substancialmente menor que um quarto de umataxa de amostragem nos conversores de A/D 338. Em algumasconcretizações, substancialmente próximo à banda base pode incluirfreqüências menos de aproximadamente 100 kHz.

Converter descendentemente efetivamente a substancialmentepróximo à banda base introduz um deslocamento de freqüência de Dopplerintencional. Um modo para implementar isto é fixar a freqüência de sinal deportadora do pelo menos um sinal de relógio de modo que sejaaproximadamente 40 partes por milhão (PPM) mais rápido. Esta compensaçãoassegura que as amostras IeQ dos conversores de A/D 338 todas tenham umdeslocamento de freqüência de Doppler aparente positivo, que simplifica oprojeto de geradores de sinal, tais como osciladores controladosnumericamente (NCOs), em circuitos de processamento de sinal, tal comoprocessador de sinal 342. A compensação também assegura que bordas deamostragem digitais sejam distribuídas aleatoriamente com respeito a umatemporização de bordas de bit de código no pelo menos um sinal de espectroespalhado do pelo menos primeiro satélite.

Em uma concretização exemplar, o oscilador de referência 316tem uma freqüência de sinal de portadora nominal de 16,36864 MHz. Isto é,39,101 MHz ou aproximadamente 40 PPM maior que 1,6 vezes a freqüênciafundamental de GPS de 10,23 MHz. A freqüência de sinal de portadora dopelo menos um sinal de relógio do oscilador de referência 316 pode variarpela sua vida útil por outros 10 PPM devido a variações de envelhecimentoe/ou temperatura. Em outras concretizações exemplares, o oscilador dereferência 316 pode incluir um oscilador a cristal compensado em temperatura(TCXO) e/ou um oscilador a cristal compensado em tensão (VCXO).

As freqüências da FI, primeiro LO e segundo LO podempreservar relações coerentes entre freqüências de sinal de código e portadorausadas por sinais de GNSS. Para todos os sinais de GNSS, há um númerosubstancialmente inteiro de ciclos de portadora por bit de código. Freqüênciasde conversão ascendente selecionadas, isto é, a primeira freqüência de LO e asegunda freqüência de LO respectiva, podem preservar estas relações. Noteque as relações, porém, não são sensíveis a deslocamentos de freqüência deDoppler causados por movimento de receptor de satélite, sinal de referência,erros de sinal de relógio no satélite ou receptor e/ou o deslocamento defreqüência de Doppler intencional discutido acima. Como discutido abaixo, oreceptor tira proveito desta propriedade.

A FI e a segunda freqüência de LO pode ser múltiplossubstancialmente idênticos de uma freqüência de pelo menos um sinal derelógio respectivo do oscilador de referência comum no receptor e/ou nooscilador de referência 316. Desprezando fontes de Doppler (mencionadasacima), a soma das duas freqüências de conversão ascendente, isto é, arespectiva primeira freqüência de LO e a segunda freqüência de LO, em cadaum dos circuitos de subcanal pode ser substancialmente igual a umafreqüência de sinal de portadora respectiva, correspondendo à banda defreqüência respectiva, no pelo menos um sinal de espectro espalhado doprimeiro satélite. Por exemplo, a banda de freqüência Ll de GPS tem umafreqüência de sinal de portadora nominal de 1575,42 MHz, que é igual a154x10,23 MHz. Em concretizações onde o receptor 200 (Figura 2) usa umaforma de sinal de relógio do oscilador de referência 316 tendo uma freqüênciade Nlxl0,23 MHz, um primeiro e um segundo LO são gerados deste sinal derelógio. As freqüências respectivas destes LO podem obedecer várias relaçõesque asseguram que a gama medida rastreando a freqüência de portadora sejasubstancialmente a mesma como a gama medida rastreando o código. Asfreqüências de portadora para cada um dos sinais de banda L também podemser expressas na forma N0. 154.(N0 =154 para LI, 120 para L2, 115 para L5,118 para E5A e 125 para E6). A freqüência do primeiro LO é criadamultiplicando o sinal de relógio de referência por A, isto é, LOl =A-N1 χ 10,23 MHz. A freqüência do segundo LO é substancialmente igual à FIe é criada multiplicando o sinal de relógio de referência por B, isto é, L02 =B.N1. 10,23 MHz. Multiplicadores AeB são escolhidos de modo que elesobedeçam a relação s.(N0 - A.N1) = B.N2, onde s = 1 para uma conversãoascendente de lado baixo e s = -1 para uma conversão ascendente de lado alto.Por exemplo, se a primeira conversão ascendente de lado alto for usada paraconverter o sinal Ll a uma FI igual a 13,7.10,23 MHz (= 140.151 MHz), s éigual a -1 e B.N1 é igual a 154 + 13,7 ou 167,7. Se a conversão ascendente delado baixo for usada ao invés, s é igual a 1 e B.N1 é igual a 154.13,7 ou 140,3.Um multiplicador diferente A pode ser usado para cada uma das freqüênciasde GNS S. A mesma FI e multiplicador B podem ser usados para todas asfreqüências. Note que de certo modo conversão de lado alto produz uma FIcom uma freqüência negativa, mas os filtros no receptor e conversõesdescendentes subseqüentes se comportam o mesmo para freqüências positivase negativas.

Um ou mais circuitos de subcanal para sinais da Rede StarFirepodem não usar detecção de quadratura. A segunda freqüência de LO podeser ajustada em pequenas etapas, aproximadamente 21 Hz, de forma que asegunda freqüência de LO case com uma freqüência central do canal decomunicação de StarFire. Um controlador no receptor, o primeiro canal e/ouum dos circuitos de subcanal, tal como o circuito de subcanal 300, podeprogramar seqüencialmente o gerador de sinal 324 a freqüências apropriadascorrespondendo a cada possível banda de freqüências de StarFire paradeterminar se o sinal respectivo está presente. Note que pode não sernecessário manter relações especiais entre as freqüências de sinal de código eportadora no processamento de sinal de StarFire, assim pode haver maisliberdade na seleção da primeira freqüência de LO e da segunda freqüência deLO respectiva.

Depois de conversão ascendente para próximo à banda base,sinais em fase e fora de fase são acoplados a filtro passa-baixa 326 pararemover componentes espectrais indesejados. Os sinais são amplificadosbaseado em ganhos determinados usando o AGC 330 e amostrados equantizados nos conversores de A/D 338 para produzir amostras em fase I efora de fase Q. As amostras I e Q são processadas no processador de sinal342. O processador de sinal 342 pode usar valores armazenados na tabela deconsulta 344. AGC 330 e os conversores de A/D 338 podem ser configuradose/ou ajustados por lógica de controle 334 usando valores armazenados natabela de consulta 336. Configuração e/ou seleção dos ganhos e magnitudesde limiar de quantização de A/D é discutido ademais abaixo.

Em algumas concretizações, a FI, a primeira freqüência de LOe/ou a segunda freqüência de LO em um ou mais dos circuitos de subcanal, talcomo o circuito de subcanal 300, pode ser configurável e/ou ajustável. Isto éimplementado ajustando e/ou reconfigurando pelo menos um gerador sinal,tal como gerador de sinal 318 usando o controlador no receptor, o primeirosubcanal e/ou um dos circuitos de subcanal, tal como o circuito de subcanal300. Por exemplo, a segunda freqüência de LO no sinal de referência dogerador de sinal de quadratura 324 pode ser ajustada em etapas de algumascentenas de Hz. Ao adaptar ou configurar a FI, pelo menos um do filtro 320,dos filtros 326, dos misturadores 322 e/ou do misturador 314 pode serajustado ou reconfigurado. Note que a relação previamente discutida entrecódigo e portadora pode ser preservada para sinais de navegação quando a FIé modificada. Esta relação pode ou não ser preservada para alguns sinais decomunicação, tal como StarFire.

Permitindo a FI, a primeira freqüência de LO e/ou a segundafreqüência de LO ser configurável, a FI pode ser configurada a um valordentro de uma gama inclusiva de aproximadamente 100 a 350 MHz.Concretizações onde a FI, a primeira freqüência de LO e/ou a segundafreqüência de LO são ajustáveis pode permitir a um ou mais dos circuitos desubcanal serem configurados dinamicamente a uma FI com a gama inclusiva.Uma FI configurável ou adaptável oferece graus de liberdade adicionais deprojeto. Estes graus de liberdade podem permitir a FI em um ou maissubcanais ser mudada para satisfazer as exigências de componentes, tais comofiltros 312, 320 e/ou 326, gerador de sinal 318, gerador de sinal de quadratura324, misturadores 314 e 322. Por exemplo, se durante uma vida útil deprodução do receptor, um ou mais componentes se tornarem obsoletos ou umou mais componentes melhores correspondendo uma diferente FI se tornaremdisponíveis, a FI pode ser mudada configurando ou adaptando a primeirafreqüência de LO e/ou a segunda freqüência de LO em um ou mais circuitosde subcanal. Em concretizações exemplares, a FI pode ser 140, 160 e/ou 200MHz, desde que estes valores podem casar com as especificações de filtros emisturadores baratos que foram desenvolvidos para telefones celulares.

Em outras concretizações, o subcanal 300 pode ter mais oumenos componentes. Funções de dois ou mais componentes podem serimplementadas em um único componente. Alternativamente, funções dealguns componentes podem ser implementadas em exemplos adicionais doscomponentes ou em componentes em outro lugar no receptor. Enquanto aFigura 3A ilustra um circuito de subcanal 300, em algumas concretizaçõespode haver mais circuitos de subcanal. Em algumas concretizações, um oumais dos circuitos de subcanal pode não usar detecção e amostragem dequadratura. Ao invés, o sinal pode ser convertido a próximo à banda base emum ou mais misturadores usando o segundo sinal de referência, tendo asegunda portadora ou freqüência de LO.

Figura 3B ilustra uma concretização de um circuito desubcanal 360. Linha vertical 362 corresponde a um circuito de detecção 346na Figura 3A. Para desempenho correto do circuito de subcanal 360, númerosiguais de amostras de A/D positivas e negativas de conversores de A/D 338são desejados. Se as amostras de A/D não ficarem na média em zero, elascontêm uma polarização, também chamada uma polarização de CC, quedurante um processo de correlação de código (432 e 434 na Figura 4) seráconvertida a ruído interferente adicional, ou, se a polarização de CC for maiordo que uma proteção de auto-correlação provida por um código de espectroespalhado respectivo, aparecerá como um sinal de satélite interferente.Circuitos de correção de compensação de CC 348 ajustam sinais em fase efora de fase próximo à banda base para reduzir uma polarização de CC em umou ambos destes sinais.

Uma abordagem para remover polarização de CC é calcularem média as amostras de A/D por um período e subtrair a média resultantedas amostras de A/D entrantes. Esta abordagem, porém, pode usar muitos bitsde precisão nas amostras de A/D despolarizadas, e conseqüentemente muitosbits de precisão durante processamento de sinal 342. Outros métodos incluemcalibração manual ou por software das polarizações de CC. Estes métodosmedem a polarização de CC e ajustam tensões de referência ou limiares deA/D ajustando manualmente componentes no circuito de subcanal 360 ouprovendo uma tensão de realimentação variável usando um conversor digitalpara análogo (D/A).

Figura 14 ilustra uma concretização de um circuito 1400usado para remover polarizações de CC. O circuito 1400 opcionalmenteinverte amostras I 1410 e amostras Q 1412 usando inversores opcionais414. Contadores para cima/baixo 1418 incrementam suas contagensrespectivas por um se uma amostra for positiva e decrementam suascontagens respectivas por um se a amostra for negativa. Se um doscontadores 1418 transbordar, há um excesso de amostras positivas, assimum pulso é aplicado em uma Polarização M 1422 a uma entrada nãoinversora de um amplifícador operacional 1426 e uma tensão de referênciaé aumentada. Se um dos contadores 1418 esvaziar, há um excesso deamostras negativas, assim um pulso é aplicado em uma Polarização P 1424a uma entrada inversora do amplifícador operacional 1426 e uma tensão dereferência é diminuída. Os amplificadores operacionais 1426 e seuscircuitos de realimentação associados são selecionadas de forma que umtempo de integração de pulsos esteja entre 100 ms e 10 s. Com o passar dotempo, os amplificadores , operacionais 1426 integram os pulsos derealimentação e ajustam as tensões de referência de forma que hajanúmeros iguais de amostras positiva e negativas e uma média das amostrasI 1410 e amostras Q 1412 seja zero.

Se referindo à Figura 3A, os conversores de A/D 338 têmvárias concretizações para converter um ou mais sinais de GNSS de formaanáloga à digital. Como é conhecido na técnica, uma taxa de amostragemrespectiva igual a ou maior do que uma taxa de Nyquist dos sinais éaceitável. Em concretizações onde amostras complexas são usadas, a taxade amostragem pode ser maior do que ou igual a largura de banda dosfiltros 326. Por exemplo, para sinais de GPS, a taxa de amostragem podeser maior que 32 MHz. Em outras concretizações exemplares, a taxa deamostragem pode ser 40, 60 ou 80 MHz. Como constrangimentos deconsumo de energia e temporização durante processamento de sinalaumentam em proporção à taxa de amostragem, uma taxa de amostragemde 40 MHz pode ser adequada para sinais de GNSS existentes eplanejados. Se no futuro, sinais de GNSS de largura de banda mais alta setornarem disponíveis, a largura de banda dos filtros 326 e a taxa deamostragem dos conversores de A/D 338 podem ser aumentadas porconseguinte baseado na nova taxa de Nyquist.

Em algumas concretizações, um ou mais circuitos desubcanal, tal como circuito de subcanal 300, no primeiro canal podem serconfiguráveis para produzir um ou mais sinais digitais tendo um númerode bits ajustável ou configurável. O número de bits pode ser 1, 2, 3, 4, 5,ou mais, incluindo quantização de 1 bit (2 níveis), quantização de 2 bits (3níveis ou um sinal e uma magnitude, isto é, 1, 0 e -1), quantização de 2bits (4 níveis) e quantização de 3 bits (8 níveis). Em algumasconcretizações, um número maior de bits pode ser usado. Porém, umacomplexidade de um conversor de A/D, tais como os conversores de A/D338 varia como um quadrado do número de bits e podem estar diminuindoretornos quando o número de bits é aumentado além 5. O número de bitspode ser configurado ou adaptado dinamicamente. A configuração e/ouadaptação podem ser controlada pelo controlador no receptor e/ou umcontrolador em pelo menos um dos circuitos de subcanal, tal comocircuito de subcanal 300. Em concretizações onde um ou mais circuitos desubcanal são configurados para produzir sinais digitais tendo 1 bit, um oumais dos conversores de A/D 338 podem ser substituídos com umcomparador. Como o conteúdo de informação do sinal de Rede StarFire(1200 ou 2400 bits por segundo) é muito menor do que para os sinais deGNSS, uma taxa de amostragem mais baixa pode ser usada, tal como 38,4kHz. Esta taxa é 16 ou 32 vezes a taxa de Nyquist e facilita possíveisaumentos de futuro em uma taxa de dados radiodifundida. Tambémpermite sincronização de bordas de bit de dados com amostras digitaisassíncronas sem uma perda signifícante de intensidade de sinal.

A presença de sinais de interferência, como ilustrado na Figura2, pode degradar uma relação de sinal para ruído (SNR) de um ou mais sinaisde navegação de GNSS. Como previamente notado, uma abordagem dedetecção anti-interferência convencional tenta reduzir o impacto dainterferência de CW colocando magnitudes de limiar de quantização 214(Figura 2) baseado na amplitude do sinal interferente de modo que amostrasperto das cristas e vales do sinal interferente sejam usadas duranteprocessamento de sinal 342 (Figura 3A) no receptor. Pode ser difícil alcançarpopulações de amostra desejadas nesta abordagem de detecção anti-interferência convencional. Concretizações do receptor alcançam aspopulações de amostra desejadas controlando estatística de amostra, baseadoem propriedades estatísticas de ruído Gaussiano e sinais interferentes, emlugar de a amplitude do sinal interferente.

Amostras de A/D em receptores de GNSS são tipicamentelimitadas por ruído, isto é, uma amplitude do ruído é muito maior do queuma amplitude dos sinais de navegação radiodifundidos pelos satélites. Oruído é conhecido ter estatística normal ou Gaussiana, e é doravantechamado ruído Gaussiano. Figura 5 mostra a probabilidade 510 como umafunção de desvio normalizado 512 de uma população média para umapopulação de amostra 500 tendo estatística Gaussiana. Em algumasconcretizações, o desvio 512 é normalizado de modo que o desvio-padrãoseja 1,0. Um terço de todas as amostras tem magnitudes dentro dedesvios-padrão de 0,43 da população média (entre linhas 514-1 e 514-2.Um terço de todas as amostras é maior que a média mais desvios-padrãode 0,43 (linha 514-2) e um terço restante de todas as amostras são menorque a média menos desvios-padrão de 0,43 (linha 514-1).

Para ruído Gaussiano com fase Θ, aproximadamente 60% detodas as amostras ocorrem dentro de desvios-padrão de 0,86 (entre em linhas516-1 e 516-2). Neste caso, 20% das amostras são maiores do que a médiamais desvios-padrão de 0,86 (linha 516-2) e 20% são menos do que a médiamenos desvios-padrão de 0,86 (linha 516-1). Quando o sinal interferente é maior do que o ruído Gaussiano,a probabilidade que |cos(0)| é maior que 0,5 é 0,667, como cos(60°) iguala0,5. Portanto, se o sinal interferente não saturar o receptor, o AGC 330(Figura 3 A) pode ajustar, usando um primeiro limiar de quantização não zero,o ganho do circuito de quantização para pelo menos um dos conversores deA/D 338 (Figura 3A), de modo que a probabilidade predeterminada de umaamostra não zero Pi ou a primeira atividade iguale ou aproximadamenteiguale 2/3. Deste modo, a primeira magnitude de limiar de quantização nãozero pode ser fixada a metade da amplitude do sinal interferente embora aamplitude do sinal interferente não tenha sido determinada. Quantizar ossinais em pelo menos um dos conversores de A/D 338 (Figura 3A) nosubcanal 300 (Figura 3 A) usando o ganho e uma segunda magnitude de limiarde quantização não zero substancialmente igual a duas vezes a primeiramagnitude de limiar de quantização não zero corresponde a |cos(0)| igual a1,0, isto é, as cristas e vales do sinal interferente. Isto permite amostras onde ataxa de mudança do sinal interferente é quase zero serem usadas emprocessamento de sinal 342 (Figura 3A), desse modo melhorando odesempenho do receptor na presença de interferência forte, tal comointerferência de CW. Como discutido ademais abaixo, o uso desta abordagempara fixar o ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) e a magnitude de limiar dequantização de conversor de A/D 338 (Figura 3 A) não degradaapreciavelmente o desempenho do receptor na ausência da interferência.Enquanto a abordagem descrita neste parágrafo usa o ganho e a primeiramagnitude de limiar de quantização não zero correspondendo à primeiraatividade de 2/3, e a segunda magnitude de limiar de quantização não zerosubstancialmente igual a duas vezes a primeira magnitude de limiar dequantização não zero, em outras concretizações, uma atividade diferente euma relação diferente da segunda magnitude de limiar de quantização nãozero para a primeira magnitude de limiar de quantização não zero podem serusadas.

A abordagem de detecção anti-interferência pode serimplementada usando uma tabela de consulta 336 (Figura 3A). Em algumasconcretizações, a tabela de consulta 336 (Figura 3A) pode ser programável.Os conversores de A/D 338 (Figura 3A) podem executar um primeiromapeamento usando a primeira magnitude de limiar de quantização nãozero e um segundo mapeamento usando a segunda magnitude de limiar dequantização não zero. Tabela I ilustra uma tabela de consulta 336 adequadapara o primeiro e segundo mapeamentos. No primeiro mapeamento,amostras de A/D de 4 bits são definidas de modo que dois terços dasamostras tenha uma magnitude maior do que ou igual a um (ativo) e umterço das amostras seja inativo. No segundo mapeamento, uma magnitudede limiar de quantização não zero é dobrada e as amostras são convertidaspara quantização de 3 níveis (sinal e magnitude). Estas amostras têmestatística correspondendo ao terço de todas as amostras maiores que amédia mais desvios-padrão de 0,43 (linha 514-2) na Figura 5 e o terçorestante de todas as amostras menor que a média menos desvios-padrão de0,43 (linha 514-1) na Figura 5 na ausência da interferência. Quandointerferência forte está presente, as amostras correspondem às cristas evales do sinal interferente.Tabela I. Primeiro e segundo mapeamento em uma tabela de consulta.

<table>table see original document page 23</column></row><table>

Outras concretizações da tabela de consulta 336 (Figura 3A)

pode ter só um mapeamento e/ou podem usar quantizações de bit diferentespara o primeiro mapeamento e/ou segundo mapeamento. Por exemplo, umquantização de 5 níveis pode ser implementada ou selecionada usando alógica de controle 334 (Figura 3A). Na quantização de 5 níveis, valores deamostra q(v) baseados em uma tensão medida ν das amostras são:

q(v) = -2;v<-V

q(v) = - 1;- V<v<-0,5V

q(v) = 0; -0,5V < ν < 0,5V

q(v) = 1; 0,5V < ν < V

q(v) = 2; V < v,

onde V representa uma magnitude de limiar para quantização. Isto pode serredeclarado equivalentemente em termos de 3 níveis:

q(v) = - 1 e ν Ativo ν < - V

q(v) = Oe Ativo - V < ν < -0,5V

q(v) = Oe Inativo - 0,5V < ν < 0,5V

q(v) = Oe Ativo 0,5V < ν < Vq(v) = IeV Ativo V < ν

A fim de avaliar o desempenho desta abordagem de detecçãoanti-interferência, fundo teórico adicional é provido abaixo. Um conversor deA/D ideal usando quantização de 3 níveis nomeia q(v) como:

q(v) = -l v<-V

= 0 -V < ν < V

= 1 V<v

E assumido que as amostras são equilibradasaproximadamente a zero, por exemplo, usando uma circuito de correção decompensação de CC 348 (Figura 3A), assim há substancialmente pequena ounenhuma compensação de CC.

A amplitude s do sinal de um satélite respectivo é muito menorque o ruído Gaussiano mais a amplitude do sinal interferente devido a umespalhamento de intensidade do código de espectro espalhado. Uma função deprobabilidade para o sinal p(x) tem média ζ de zero.

Para amostras de 3 níveis com valores espaçados por 1,0 (istoé, amostras de -1, 0 e 1), uma média do sinal desejado é:

m = s[p(V) + p(-V)]

e a variância é:

£p(x)dx. (i)

A SNR de amostras de saída é definida como:

<formula>formula see original document page 24</formula>

A SNR de um sinal desejado e ruído Gaussiano é:

<formula>formula see original document page 24</formula>

onde σ" = N representa uma variância do componente de ruído Gaussiano deP(x).

Uma degradação D do sinal de saída na presença dainterferência de CW é:<formula>formula see original document page 25</formula>

Esta equação assume que p(x) é simétrico perto de 0, que éválido para os códigos de espectro espalhado de GNSS. Uma função dedensidade de probabilidade para o ruído Gaussiano é:

<formula>formula see original document page 25</formula>

Portanto, a probabilidade P que o valor quantizado de 3 níveisda amostra s seja não zero é:

<formula>formula see original document page 25</formula>

porque o valor quantizado da amostra é zero para - V < χ < V.Note que a Equação 2 é idêntica à Equação 1, a equação para a variância. P édefinido para ser a atividade das amostras.

Quando interferência de CW está presente, pelo menos o sinalinterferente senoidal é adicionado ao ruído Gaussiano. A equação para aatividade, isto é, Equação 2, para o sinal incluindo o sinal interferente ouinterferência é uma convolução das funções de densidade de probabilidadepara o ruído Gaussiano e o sinal interferente senoidal desde que o ruídoGaussiano e o sinal interferente senoidal são independentes. No receptor, afase θ do sinal interferente senoidal é aleatória com respeito ao sinal, isto é, afunção de densidade de probabilidade é uniforme de O a 2π. Um valorinstantâneo do sinal interferente senoidal a uma fase arbitrária φ é:

<formula>formula see original document page 25</formula>

onde J representa uma intensidade média para o sinal interferente senoidal.Note que até mesmo se a interferência de CW for não senoidal, por exemplo,um sinal de onda quadrada, uma rotação complexa 426 (Figura 4), discutidaademais debaixo, que é executada em algumas concretizações do receptor,tem o efeito de fazer tal interferência de CW se aproximar a um sinalinterferente senoidal.Figura 6 é um esquema de uma degradação calculada D naSNR do sinal de saída como uma função da probabilidade de uma amostranão zero P ou a atividade em um conversor de 3 níveis, tal como aqueleilustrado pelo segundo mapeamento na Tabela I, para uma variedade derelações do intensidade média do sinal interferente senoidal para umaintensidade de ruído Gaussiana, isto é, vários valores de:

<formula>formula see original document page 26</formula>

Um problema é como determinar um nível de interferência,isto é, a relação de J/N, e uma probabilidade ótima correspondente de umaamostra não zero P ou a atividade. Quando a intensidade média J do sinalinterferente senoidal aumenta, uma atividade ótima deveria diminuir. Se arelação de J/N fosse conhecida, a atividade poderia ser ajustada por umcontrolador, tal como lógica de controle 334 (Figura 3A) de acordo com aprobabilidade de uma amostra não zero P na Equação 2. Porém, é difícilestimar a relação J/N porque isso requer uma calibração precisa do circuito desubcanal 300 (Figura 3A) e uma boa estimação de um parâmetro ruidoso. Aabordagem de detecção anti-interferência descrita acima e implementada emconcretizações do receptor ajuda a superar esta dificuldade.

Selecionando a segunda magnitude de limiar de quantizaçãonão zero para corresponder às cristas e vales do sinal interferente senoidalimplica que a probabilidade de uma amostra não zero P ou a atividade seaproxima, mas não igual a 0 totalmente. Determinar a segunda magnitude delimiar de quantização não zero selecionando a primeira probabilidade de umaamostra não zero Pl ou a primeira atividade correspondendo a uma primeiramagnitude de limiar de quantização não zero reduzida permite mais espaçopara erro desde a primeira probabilidade de uma amostra não zero Pl ou aatividade é maior do que 0. Em uma concretização exemplar, a primeiraprobabilidade de uma amostra não zero P1 ou a atividade é substancialmente2/3. Ajustando o ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) de acordo com aprimeira magnitude de limiar de quantização não zero, por exemplo, 0,5V, asegunda probabilidade de uma amostra não zero P2 é aproximadamente 0para a segunda magnitude de limiar de quantização não zero, que nesteexemplo é V, na presença de interferência forte relativa ao ruído Gaussiano,isto é, ruído desprezível. Para o caso de ruído Gaussiano somente, determinaro ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) resulta na mesma primeira atividadede 2/3 para a primeira magnitude de limiar de quantização não zero de 0,5V eresulta na segunda probabilidade de uma amostra não zero P2 igual a 0,39quando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero de V é usada.Como mostrado na Figura 6, isto está perto do ótimo para este caso. Estaabordagem de detecção anti-interferência (ajustando o ganho usando o AGC330 na Figura 3A de acordo com a primeira magnitude de limiar dequantização não zero reduzida de 0,5V a fim de obter uma atividade desubstancialmente 2/3) foi achado melhorar o desempenho de receptor parauma gama extensa da relação J/N.

O desempenho desta abordagem de detecção anti-interferênciapode ser estimado como segue. Para uma relação assumida J/N, determine oganho usando o AGC 330 (Figura 3A) que produz a primeira probabilidade deuma amostra não zero Pl igual a 2/3 como ilustrado na Equação 2. Desde quea segunda magnitude de limiar de quantização não zero é duas vezes aprimeira magnitude de limiar de quantização não zero em uma concretização,diminua o ganho por 6 dB do valor correspondendo à primeira probabilidadede uma amostra não zero Pl igual a 2/3 e avalie o desempenho resultante.Figura 7 é um esquema da degradação calculada para a abordagem dedetecção anti-interferência nas concretizações do receptor contra odesempenho ótimo. Uma diferença entre os resultados para a abordagem dedetecção anti-interferência nas concretizações do receptor e o desempenhoótimo é pequena através de uma gama extensa da relação J/N.

Considere um exemplo onde a interferência é um sinal pulsadoextremamente forte, com um fator de trabalho de 0,1. Quando o pulso estáativo, a saída dos conversores de A/D 338 (Figura 3A) é igual ±1 e o sinaldesejado é obliterado. Quando o pulso está desativado, o ruído é Gaussiano.Se o receptor não usar a abordagem de detecção anti-interferência, comquantização de 2 bits (3 níveis), a primeira probabilidade de uma amostra nãozero Pl ou a primeira atividade é aproximadamente 1,0 quando o pulso estáativo e é Po-0,1 quando o pulso está desativado, onde P0 é a atividade desejadaglobal. Na abordagem de detecção anti-interferência proposta, a atividadedesejada Po igual a 0,667 usando a primeira magnitude de limiar dequantização não zero de 0,5V. Assim, quando o pulso está desativado, aprimeira atividade é 0,567 usando a primeira magnitude de limiar dequantização não zero de 0,5V. Para receptor limitado a ruído Gaussiano, istoé, quando o pulso está desativado, a segunda atividade é 0,253 usando asegunda magnitude de limiar de quantização não zero de V. A degradação dedesempenho para o receptor limitado a ruído Gaussiano a este limiar é -1,66dB. A obliteração da fração 0,1 do sinal pelo pulso resulta em umadegradação adicional de 0,92 dB. Portanto, a degradação total é -2,58 dB. Seum ciclo de trabalho do pulso for maior que 0,1, há degradaçãosignificativamente maior.

Como uma conseqüência, em algumas concretizações doreceptor, um ou mais dos subcanais, tal como o subcanal 300 (Figura3A), pode usar um circuito de apagamento para ademais diminuir osefeitos de interferência de pulso. No exemplo precedente, parando oprocessamento de sinais quando o pulso está ativo e retomandoprocessamento quando o pulso está desativado, a degradação dedesempenho é apenas a perda de fator de trabalho, isto é, -0,92 dB para ofator de trabalho de 0,1.

Figura 8 ilustra uma concretização de um circuito deapagamento 800. O receptor monitora a magnitude das amostras de entradapara detectar um aumento súbito em uma proporção de amostras muitograndes causado por uma interferência forte. Se tal aumento súbito ocorrer, oreceptor pára de processar os sinais (habilita apagamento). Apagamento édesativado (desabilitado) quando o receptor detecta uma ausência de amostrasde magnitude grande. Enquanto apagamento estiver habilitado, AGC erealimentação de ajuste zero estão desabilitados.

Uma magnitude de 3 bits para as amostras I 810 e umamagnitude de 3 bits para as amostras Q 812 são comparadas a um limiarem comparadores 814. Em algumas concretizações, o limiar éprogramável. Se a magnitude das amostras I 810 e das amostras Q 812 formaior do que o limiar, o contador 826 é incrementado usando porta OU818. Cada 16 períodos de amostra, os contadores 826 são reajustadosusando o relógio de amostra 820 e circuito de dividir por 16, 822-1. Se ocontador 826 alcançar uma contagem de 12, como determinado porcomparador 828, indicando que 12 de 16 medições têm uma magnitudegrande, apagamento é habilitado 844 usando retenção 838 e porta OU842. Uma vez que apagamento seja habilitado, ele permanece habilitadoaté que pelo menos 100 de 128 amostras tenham ambas IeQ com umamagnitude menor que o limiar. Isto é implementado usando porta E 832,contador 834, comparador 836 e o retenção 838. O contador 834 éreajustado usando circuitos de dividir por 16 822 e porta OU 830.

A probabilidade e número de desvios-padrão para excederpossíveis magnitudes de amostra de 3 bits de ruído de Gaussiano é ilustradona Tabela II. Tabela II assume que a atividade para controle de AGC é 2/3. Aprobabilidade de amostras grandes é pequena, mas não proibitivamentepequena. Se uma probabilidade muito baixa de apagamento devido a ruídoaleatório for desejada, um grupo de amostras pode ser monitorado eapagamento só é habilitado quando uma fração considerável tiver magnitudegrande.Tabela Π. Magnitude de 3 bits, número de desvios-padrão da populaçãomédia e uma probabilidade correspondente para amostras 810 e 812 nocircuito de apagamento 800.

<table>table see original document page 30</column></row><table>

Um número grande de simulações foi executado paradeterminar os limiares nos comparadores 814 (para habilitar apagamento) edeterminar quando apagamento deveria ser desabilitado, isto é, quandointerferência de pulso não está mais presente. Baseado nestes simulações, emuma concretização exemplar do circuito de apagamento 800, apagamento éhabilitado se a magnitude para as amostras I 810 e/ou a magnitude para asamostras Q 812 for maior do que ou igual a 4 para 12 de 16 períodos deamostras (assim, o limiar nos comparadores 814 neste exemplo é fixado a 4).O limiar para os comparadores 814 pode ser oito vezes a primeira magnitudede limiar de quantização não zero de 0,5V. Histerese entre habilitar edesabilitar apagamento também pode ser usada para reduzir comutação deapagamento de interferência de pulso a uma taxa alta. Na concretizaçãoexemplar, apagamento é desabilitado se ambas a magnitude das amostras I810 e a magnitude das amostras Q 812 for menor que 4 entre 100 de 128períodos de amostra.

O circuito de apagamento 800 também suporta umapagamento controlado externamente 840, que habilita apagamento quando édeclarado. Esta característica pode ser usada quando um sinal interferentecooperativo está sendo radiodifundido, tal como uma transmissão de rádio ouum pseudólito cooperativo (por exemplo, um sinal correspondendo a um falsosatélite de GPS). Apagamento também podem ser desabilitado. Isto étipicamente usado durante uns primeiros poucos segundos depois que oreceptor é ligado, para permitir AGC 330 (Figura 3A) e os circuitos decorreção de compensação de CC 348 (Figura 3B) alcançarem estado estável.

Figura 15 ilustra uma concretização de um circuito de AGC1500, tal como o AGC 330 (Figura 3A). O circuito de AGC 1500 é simplespara implementar, provê muito boa resistência à interferência e é transparentea estágios de processamento de sinal subseqüentes, tal como processador desinal 342 (Figura 3A). Uma magnitude de amostras I 1510 e amostras Q 1512é comparada a um limiar em comparadores 1514. Em algumas concretizações,o limiar nos comparadores 1514 pode ser programável. Em algumasconcretizações, o limiar pode ser a primeira magnitude de limiar dequantização não zero. Se a magnitude das amostras I 1510 e/ou amostras Q1512 for maior do que ou igual ao limiar, as amostras respectivas estão ativas.Se as amostras respectivas forem menor que o limiar, elas estão inativas(como foi ilustrado no primeiro mapeamento na Tabela I). Várias amostras Ie/ou amostras Q ativas podem ser somadas usando somadores 1518, 1520 e1522. Adição é fixada a um intervalo de tempo de duração igual a N2 paraprover períodos usando realimentação de dividir por N2 1524. Arealimentação de dividir por N2 1524 é acionada por habilitação de amostra1508. N2 é escolhido de forma que não seja um divisor inteiro de váriasamostras por ms (para prevenir "aliasing" a uma freqüência correspondente naFI e/ou um ou mais sinais de relógio, como aquele usado para acionar pelomenos um dos conversores de A/D 338 na Figura 3A). Como umaconseqüência, a taxa de realimentação é aproximadamente 200 kHz e o nívelde atividade desejado pode ser expresso precisamente como uma fração daforma M/(2.N2), onde M é um inteiro. Em uma concretização exemplar, N2pode igualar 176.

A um fim do intervalo de tempo definido por N2, umacontagem de amostras ativas I e amostras Q é comparada a um limiar visadoem comparador 1526. Em algumas concretizações, o limiar visado éprogramável. Em algumas concretizações, o limiar visado corresponde àprimeira probabilidade de uma amostra não zero ou à primeira atividade. Se aadição for maior do que o limiar visado, há muitas amostras ativas e o ganhodeterminado usando pelo menos um AGC 330 (Figura 3A) é reduzidoenviando um pulso a uma entrada inversora de um amplificador operacionalde AGC em linha de AGC M 1528. Se a adição for menos do que o limiarvisado, há muito poucas amostras ativas. O ganho é aumentado enviando umpulso a uma entrada não inversora do amplificador operacional de AGC emlinha de AGC P 1530. Os circuitos de amplificador operacional e de apoiopodem ser escolhidos de forma que um tempo de integração efetivo estejaentre 100 ms e 10 s. Como ilustrado no circuito de AGC 1500, pulsos derealimentação são pelo menos um período de relógio de amostra de duração.Uma resposta de AGC mais rápida pode ser obtida fazendo uma duração dospulsos de realimentação proporcional a um valor absoluto da adição I e/ou daadição Q menos o limiar visado, isto é, um controle de realimentaçãoproporcional. Note que nas concretizações do receptor usando quantização de1 bit em conversores de A/D 338 (Figura 3A), realimentação de AGC podenão ser precisada.

Se referindo à Figura 3A, amostras de um ou mais circuitos desubcanal, tal como circuito de subcanal 300, podem ser processadas noprocessador de sinal 342. Em algumas concretizações, mais de um subcanalpode acoplar amostras ao processador de sinal 342. Em algumasconcretizações, pode haver mais de um processador de sinal, e o processadorde sinal pode ser usado cooperativamente de modo que os processadores desinal funcionem como um único processador de sinal. Amostras do circuito desubcanal respectivo, tal como circuito de subcanal 300, podem ser dirigidas amais de um dos processadores de sinal.

Processamento de sinal pode ser implementado em circuitosanalógicos, circuitos digitais ou uma combinação de circuitos analógicos edigitais. Com a exceção dos conversores de A/D 338, operações podem serexecutadas usando hardware, tal como um circuito integrado específico deaplicação (ASIC), software ou uma combinação de hardware e software.

Temporização nos circuitos de subcanal, e nos conversores deA/D 338, é útil no processamento de sinal 342. Figura 9 ilustra umaconcretização de um circuito de temporização 900. Quando habilitado 910,um tempo de medição 924 é gerado dividindo um relógio de amostra por uminteiro programável N3 provido por um registrador de N3 de estado estável912. Cada vez que um divisor de UT divide por N3 914 alcança seu estadofinal ES, o tempo de medição 924 ocorre e o divisor de UT divide por N3 914é reiniciado. Dados de GNSS, incluindo um registrador de pseudo-alcance eacumulações de correlação, podem ser memorizados para saída baseado notempo de medição 924. Uso do divisor de UT divide por N3 programável 914permite a taxa de amostragem nos conversores de A/D 338 (Figura 3A) aprimeira freqüência de LO e/ou a segunda freqüência de oscilador LO servariada sem impactar um projeto do processador de sinal 342 (Figura 3A).Como uma conseqüência, a taxa de amostragem pode ser ajustada baseadonas larguras de banda de sinal e/ou componentes disponíveis.

Desde que medições são baseadas em um tempo criado pelooscilador de referência comum no receptor e/ou um ou mais osciladores dereferência em um de mais circuitos de subcanal, tal como o oscilador dereferência 316, o receptor é um receptor de medição de tempo de usuário.Alguns receptores de GNSS medem tempo baseados em eventos em um oumais sinais de satélite recebidos, tal como um começo de uma época decódigo de C/A de 1 ms. Tais receptores são chamados receptores de mediçãode tempo de canal.

No circuito de temporização 900, duas variáveis estãodisponíveis para controlar uma temporização do tempo de medição 924. Oregistrador de N3 de estado estável 912 pode ser programado a um número derelógios de amostra entre medições. Divisor de UT divide por N3 914 éreajustado a um valor armazenado no registrador de N3 de estado estável 912depois que o divisor de UT divide por N3 914 alcança seu estado final ES, amenor que um software de controle tenha escrito um valor novo, usando deuma vez só registrador de N3 916, desde o último estado final. Se o novovalor foi escrito, o divisor de UT divide por N3 914 é fixado igual a um valorem registrador de N3 916 só uma vez. Tipicamente, o software de controlefixará o registrador de N3 de estado estável 912 para casar com umafreqüência do relógio de amostra. O software então ajusta a temporização detempo de medição 924 de forma que coincida com uma coordenada de tempouniversal (UTC) ou tempo de GPS encurtando periodicamente ou alongandoum comprimento de um período de medição usando o registrador de N3 916só uma vez.

Controle para um sinal de pulso por segundo (PPS) 926 ésemelhante ao tempo de medição 924, exceto que um divisor de PPS dividepor P 920 conta os sinais de tempo de medição 924 em vez do tempo deamostra. O sinal de PPS 926 deve ocorrer a um múltiplo inteiro do tempo demedição 924. Novamente, há duas variáveis de controle implementadasusando um registrador de P de estado estável 918 e um registrador de P 922só uma vez. O registrador de P de estado estável 918 define um número deestado estável de tempos de medição 924 entre saídas de PPS 926 e umregistrador de P 922 só uma vez é aplicado uma vez para deslocar uma fasedo PPS 926 com respeito a um tempo de saída desejado. Por exemplo, se umasolução de navegação de GPS indicar que a freqüência de relógio de amostraé 40922 relógios por ms e que um último tempo de medição 924 ocorreu 10ms mais 2000 relógios menos uma época de UTC ms, o software de controlepode alinhar o tempo de medição 924 e o PPS 926 com o UTC configurandoregistradores como segue.O registrador de N3 de estado estável 912 pode ser fixado a40922 para casar com a freqüência de relógio de amostra e registrador de N3só uma vez 916 pode ser fixado a 40922 menos 2000 para alinhar o tempo demedição 924 com o milissegundo de UTC. Um próximo período de mediçãoserá 38922 relógios de duração e seguido por um período de medição deestado estável de 40922 relógios. O registrador de P de estado estável 918pode ser fixado a 1000 para criar um pulso por segundo e um registrador de Psó uma vez 922 pode ser fixado a 1000 menos 10 para alinhar o PPS 926 como segundo de UTC. Haverá um intervalo de PPS 926 que é 900 períodos demedição de duração seguido por uma taxa de estado estável de um pulso por1000 tempos de medição 924.

Figura 10 ilustra uma concretização de um circuito de início eparada 1000. Um canal respectivo no receptor, tal como o primeiro canal,pode ser iniciado escrevendo um valor a um registrador M de contagem decomeço 1012. Este comando fica ativo no tempo de medição 924 (Figura 9)seguindo uma escrita respectiva ao registrador M de contagem de começo1012. Quando o divisor de UT divide por N3 914 casa com o tempo decomeço, os registradores do canal respectivo são iniciados usando habilitaçãode canal 1018 provida por retenção 1014 e o canal respectivo começaprocessamento de sinal. De modo prefixado, codificadores, tal comocodificador 430 (Figura 4), começam em seu estado de código inicial. Se umcomprimento de um código for mais longo do que 1 ms, o software decontrole pode restringir tempos de começo ou programar um registrador detroca de código com um estado inicial correto no tempo de começo escolhido. O canal respectivo é parado escrevendo ao registrador deparada do canal respectivo. Quando o comando de parada 1016 é recebido,todas as porções do canal respectivo podem ser desligadas e colocadas em ummodo de baixa energia. O canal respectivo pode ser reativado escrevendo umnovo comando ao registrador M de contagem de começo 1012.Figura 4 ilustra uma concretização de um processador de sinal400, tal como o processador de sinal 342 (Figura 3A). Conversores de A/D410 e 412 provêem amostras IeQ, respectivamente. Os conversores de A/D410 e 412 são uma primeira porta ao circuito de processamento de sinal 400para pelo menos o circuito de subcanal respectivo. Assim, a primeira portacorresponde pelo menos ao subcanal respectivo recebendo dados a uma únicafreqüência de sinal de portadora no sinal. Pode haver uma ou mais portasadicionais de circuitos de subcanal adicionais acopladas tanto ao circuito deprocessamento de sinal 400 ou casos adicionais do circuito de processamentode sinal 400. Em concretizações com uma antena de multi-freqüência, umsubcanal e porta separados podem ser usados para cada freqüência de sinal deportadora no sinal. Em concretizações com antenas múltiplas, tal como emum sistema de determinação de atitude, uma porta separada pode serprecisada para cada freqüência de sinal de portadora nos sinais de cadaantena.

As amostras IeQ são acopladas a conversores de 3 níveis 414,que executam um mapeamento de vários bits nas amostras IeQ para o sinal ea magnitude como foi ilustrado no segundo mapeamento na Tabela I. Emalgumas concretizações, os conversores de 3 níveis 414 podem serimplementados usando um circuito em vez de uma tabela de consulta, talcomo a tabela de consulta 344 (Figura 3A). As amostras são acopladas amultiplexadores 416 e 418, que acoplam o restante do circuito deprocessamento de sinal 400 a pelo menos uma das portas.

Se referindo à Figura 3A, os sinais de referência do gerador desinal de quadratura 324 podem não estar exatamente 90° fora de fase. Se osinal for convertido descendentemente à banda base, um erro de fase oupolarização, e uma perda de processamento de sinal correspondente, resulta.Como uma conseqüência, receptores convencionais tipicamente não usamdetecção e amostragem de quadratura como ilustrado na Figura 3A. Alémdisso, amostragem e quantização tipicamente não estão normalmente a bandabase. Ao invés, amostragem e quantização podem ser tipicamente executadasa uma FI residual, tal como um quarto da taxa de amostragem de umconversor de A/D, tais como conversores de A/D 338. Aumentando a taxa deamostragem do conversor de A/D e calculando em média amostras, apolarização residual pode ser removida. Em essência, o conversor de A/Dnestes receptores convencionais converte descendentemente o sinal à bandabase. Porém, as amostras IeQ resultantes são determinadas através de umintervalo de tempo. Isto pode fazer correção do sinal de multi-trajeto 116(Figura 1) mais difícil. Também pode haver uma penalidade de intensidadeassociada com a taxa de amostragem aumentada do conversor de A/D. Nessesreceptores convencionais que implementam uma conversão ascendentediretamente de freqüências de rádio próximas à banda base, detecção dequadratura não é normalmente usada.

No receptor no dispositivo 110 (Figura 1), o sinal é convertidodescendentemente a substancialmente próximo à banda base e, comopreviamente descrito na discussão do circuito de subcanal 300, pode seramostrado e quantizado em quadratura. Esta abordagem de detecção permiteàs amostras IeQ serem determinadas substancialmente simultaneamente.Isto, por sua vez, pode permitir correção melhorada do sinal de multi-trajeto116 (Figura 1) e consumo de energia mais baixo. Porém, ainda há o assuntode possível polarização residual associada com erros de fase nos sinais dereferência do gerador de sinal de quadratura 324. Converterdescendentemente substancialmente próximo à banda base oferece umasolução. Como previamente notado, o sinal resultante efetivamente tem umdeslocamento de freqüência de Doppler intencional. Uma rotação de fasecomplexa pode ser executada durante processamento de sinal 342 paracorrigir este deslocamento de freqüência de Doppler intencional. No processo,a polarização correspondente é distribuída substancialmente uniformementeatravés de 0-360° e fica na média em zero.

Se referindo de volta à Figura 4, a rotação complexa paracorrigir a polarização residual e o deslocamento de freqüência de Dopplerintencional associado com conversão ascendente a substancialmente próximoà banda base é executado em circuito de rotação complexa 426 (por exemplo,forçando as amostras Q a igualar 0). Como discutido ademais abaixo, arotação complexa pode ser baseada em um valor na tabela de consulta 424. Ovalor é determinado baseado em um gerador de sinal de portadora ou NCO420, que faz parte de uma malha de rastreamento de portadora ou fase quedetermina o deslocamento de freqüência de Doppler intencional a sercorrigido. Pelo menos o um código de espectro espalhado nas amostras dosinal é demodulado em correlacionadores 432 e 434 baseado no codificador430 e um gerador de sinal de código ou NCO 428, que faz parte de umamalha de rastreamento de código. As acumulações de I e Q doscorrelacionadores de subcanal 432 e 434 são saídas ao tempo de medição 924(Figura 9) para software de processamento de sinal, onde as acumulaçõespodem ser usadas para computar realimentação para as malhas derastreamento de fase e código.

Operações de rotação e correlação em efeito misturam o sinalde satélite embutido nas amostras IeQ com uma réplica do sinal gerado pelocanal respectivo. Se a fase, freqüência e temporização do sinal de réplicaduplicarem substancialmente aqueles recebidos do satélite, uma intensidadeacumulada pelos correlacionadores de subcanal 432 e 434 é maximizada. Sehouver erros de temporização nos sinais de réplica, a intensidade acumuladapelos correlacionadores 432 e 434 é reduzida se a temporização do códigoestiver em erro por menor que um bit de código de espectro espalhado, ou ézero se o erro for maior do que ou igual a um bit de código de espectroespalhado.

As operações de rotação e correlação ocorrem na taxa deamostra, assim há muito pouca perda de SNR devido a processamento desinal. A ordem das operações de rotação e correlação é arbitrária. Portanto,em algumas concretizações, correlação pode ser executada antes de rotação,rotação pode ser executada antes de correlação ou as operações de rotação ecorrelação podem ser combinadas em uma única operação. Em umaconcretização exemplar, rotação é executada antes de correlação. Isto permiteuma rotação por par de amostras I e Q ser executada. Porém, há muitascorrelações possíveis, incluindo um conjunto por subcanal.

Como mostrado na Figura 4, as amostra I e Q de um ou maiscircuitos de subcanal, tal como o circuito de subcanal 300 (Figura 3A), sãomisturadas com um componente de sinal de portadora do sinal de referênciapara o canal respectivo pela rotação complexa 426 das amostras IeQ.Amostras giradas Ir e Qr são geradas usando:Ir = I.cos(NCO) - Q.sen(NCO)Qr = I.sen(NCO) + Qxos(NCO)jonde NCO representa um valor da tabela 424 baseado no NCO de portadora420. Figura 11 ilustra uma concretização de um NCO de portadora 1100, talcomo o NCO de portadora 420 (Figura 4). Quando habilitado 910, o NCO deportadora 1100 mantém a fase do sinal de referência para o canal respectivo,tal como o primeiro canal, integrando um valor de taxa de NCO de portadora(Doppler de sinal graduado) no registrador 1112 usando circuito de adição1110 e acumulador de fase 1114. A fase de portadora de fração e o código deespectro espalhado de referência do receptor são misturados com os dados deentrada de seção de RF para produzir medições de correlação em fase I equadratura Q. As medições de I e Q são usadas pelas malhas de realimentaçãopara criar o valor de taxa de NCO e uma taxa fracionária ou fase de portadorafracionária 1116. A taxa de realimentação ou fase de portadora fracionária1116 é usada para travar uma freqüência ou malhas de rastreamento de fasetal como uma malha de controle de freqüência automática, uma malha deCostas ou uma malha travada por fase. O software de controle pode atualizara taxa de NCO de portadora a qualquer taxa igual a ou mais lenta do que umavez por ms. Uma taxa de atualização de malha é um parâmetro de projeto damalha de rastreamento. Por exemplo, taxas de realimentação típicas são iguaisa cerca de 1/10 da largura de banda de malha. Taxas de realimentação maisrápidas aumentam carga de processamento, mas podem ter pouco efeito sobredesempenho de malha. Taxas de realimentação mais lentas que 1/10 dalargura de banda de malha podem perder trava ou aumentar ruído de malhasob condições dinâmicas.

A fase do sinal de referência ou a fase de portadora é integradausando o acumulador de fase 1114. Um ângulo de fase de portadora éassumido ser zero quando o canal respectivo é iniciado a uma borda derelógio de oscilador de referência respectiva. Na realidade, a fase é não zerono momento de começo, mas o erro de rastreamento correspondente serárefletido nas amostra IeQ. Rastreamento de fase de portadora corrigirá oângulo de fase de referência. Depois que o canal respectivo inicia e até queseja desligado, o valor de taxa de NCO de portadora de fase de 32 bits éadicionado ao acumulador de fase de 32 bits 1114a todo ciclo de relógio. Umbit menos significante da fase de portadora é 2" ciclos do ciclo de portadora.Um bit menos significante do registrador de taxa de NCO de portadora 1112 é2" ciclos de portadora por 'clock'. Se uma taxa de 'clock' no processador desinal 400 (Figura 4) for 40,9216 MHz, o bit menos significante do registradorde taxa de NCO de portadora 1112 é igual a 0,0095278 Hz (104,96 bits porHz), e uma gama do registrador 1112 é 0 a 40,9212589 MHz. Devido àcompensação de freqüência intencional previamente discutida do oscilador dereferência, o Doppler é sempre positivo.

Uma configuração e ponderação de bits nas rotações de fasecomplexa dependem da tabela de seno/co-seno 424 (Figura 4), que é usadapara as rotações de fase. Tabela III ilustra uma implementação de 5 bits,11.co-seno/11.seno. Tabela III é indexada usando 4 bits mais significantes doacumulador de fase 1114. O mais significante dos 4 bits tem um peso de 0,5ciclos e o bit menos significante tem um peso de 1/16 ciclos ou 22,5 graus.Uma amplitude média de valores inteiros na Tabela III é 10,96. A intensidadeno componente não fundamental de uma transformada de Fourier da TabelaIII é menor que 0,1 dB, assim a Tabela III introduz perda de processamentodesprezível.

Tabela III. Uma concretização de uma tabela de seno/co-seno 424 (Figura 4).

<table>table see original document page 41</column></row><table>

No circuito de NCO de portadora 1100, transbordamento doacumulador de fase 1114 indica uma acumulação de um ciclo de Dopplerintegrado. Um registrador de contagem de ciclo de portadora 1118 conta ostransbordamentos e produz fase de portadora inteira 1120. Uma diferençafinita de medições sucessivas pode ser usada como uma medição de fase deportadora delta, onde uma integração é inicialmente fixada igual a zero, assimum valor integrado durante um intervalo corresponde a uma mudança de fase.

Figura 13 ilustra uma concretização de operações nodispositivo de navegação por satélite. Um sinal incluindo pelo menos um sinalde espectro espalhado de um primeiro satélite é recebido (1312). Um ganhopara amplificar o sinal é determinado usando uma primeira magnitude delimiar de quantização não zero de modo que 2/3 de amostras seja não zero(1314). O sinal é amostrado e quantizado usando uma segunda magnitude dequantização não zero que é duas vezes a primeira magnitude de limiar dequantização não zero. Em algumas concretizações, pode haver menos ouoperações adicionais, uma ordem das operações pode ser rearranjada e/ouduas ou mais operações podem ser combinadas.

Figura 12 ilustra uma concretização de um dispositivo 1210,tal como o dispositivo 110 (Figura 1), em um sistema de satélite de navegaçãoglobal (GNSS). O dispositivo 1210 inclui um circuito de extremidadedianteira 1212, um processador de sinal 1214, tal como processador de sinal342 (Figura 3A), pelo menos um processador 1216 e uma memória 1218. Amemória 1218, que pode incluir memória de acesso aleatório de altavelocidade e também pode incluir memória não volátil, tal como um ou maisdispositivos de armazenamento de disco magnético, EEPROM e/ou EEPROMFlash, inclui um sistema operacional 1220 e pelo menos um módulo deprograma 1236, executado por processador 1216. Pelo menos o módulo deprograma 1236 inclui instruções e/ou arquivos correspondendo a circuitospara AGC 1222, conversor de A/D 1224, correção de compensação de CC1228, demodulação 1230, rotação de fase 1232, codificador/decodificador deGNSS 1238 e trava de portadora e código 1240. O conversor de A/D 1224inclui um ou mais mapeamentos 1226. A rotação de fase 1232 inclui tabela deseno/co-seno 1234. O módulo de programa 1236 pode incluir correção demulti-trajeto opcional (tal como uma correção de duplo delta, umcorrelacionador pulsado e um correlacionador de abertura de pulso) e/ou umcálculo de multi-trajeto. O módulo de programa 1236 também pode incluirinstruções para ajustar a FI, filtros, misturadores e/ou freqüências de LO emum de mais canais, tal como o primeiro canal, e/ou um ou mais circuitos desubcanal, tal como o circuito de subcanal 300 (Figura 3A). Em algumasconcretizações, pode haver mais de um processador 1216. Em outrasconcretizações, o dispositivo 1210 pode incluir um ASIC e alguma ou toda dafuncionalidade do pelo menos um módulo de programa 1236, executado peloprocessador 1216, pode ser implementado no ASIC.

A descrição precedente, para propósitos de explicação, usava nomenclatura específica para prover uma compreensão completa da invenção.Porém, será aparente a alguém qualificado na técnica que os detalhesespecíficos não são requeridos a fim de praticar a invenção. As concretizaçõesforam escolhidas e descritas a fim de melhor explicar os princípios dainvenção e suas aplicações práticas, desse modo para habilitar outrosqualificados na técnica a melhor utilizarem a invenção e várias concretizaçõescom várias modificações, como são adequadas ao uso particular contemplado.Assim, a exposição precedente não é pretendida ser exaustiva ou limitar ainvenção às formas precisas expostas. Muitas modificações e variações sãopossíveis em vista dos ensinamentos anteriores.

E pretendido que a extensão da invenção seja definida pelasreivindicações seguintes e seus equivalentes.

Claims (26)

1. Dispositivo de navegação por satélite, caracterizado pelofato de compreender:um receptor que recebe um sinal que inclui pelo menos umprimeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite, o receptor tendoum primeiro canal, o primeiro canal incluindo:um conversor analógico para digital para amostrar e quantizaro sinal, o conversor analógico para digital tendo uma primeira magnitude delimiar de quantização não zero e uma segunda magnitude de limiar dequantização não zero; eum controle de ganho automático para ajustar um ganho dosinal,em que o ganho é determinado na primeira magnitude delimiar de quantização não zero para produzir uma primeira probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero, e em que a segunda magnitude delimiar de quantização não zero corresponde a uma segunda probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero.

2. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 1, caracterizado pelo fato de que amplificar o sinal usando oganho e quantizar o sinal usando a segunda magnitude de limiar dequantização não zero reduzem um efeito de um sinal de interferência noreceptor a uma relação arbitrária de intensidade de sinal de interferência paraintensidade de ruído de receptor.

3. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o conversor analógico paradigital produz valores tendo vários bits selecionados do grupo consistindo em-2, 3,4 e 5.

4. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 3, caracterizado pelo fato de que a primeira magnitude de limiarde quantização não zero corresponde a uma primeira gama de valores de saídae a segunda magnitude de limiar de quantização não zero corresponde a umasegunda gama de valores de saída.

5. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender ainda um circuito decorreção de compensação de CC para reduzir substancialmente umacompensação de CC no sinal.

6. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o conversor analógico paradigital usa uma tabela de consulta, a tabela de consulta incluindo um primeiromapeamento e um segundo mapeamento, e em que amostras não zero noprimeiro mapeamento são determinadas baseado na primeira magnitude delimiar de quantização não zero e amostras não zero no segundo mapeamentosão determinadas baseado na segunda magnitude de limiar de quantização nãozero.

7. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender ainda um circuito deconversão ascendente, em que o circuito de conversão ascendente converte osinal de um primeiro sinal de freqüência de portadora a um sinal próximo àbanda base, o sinal próximo à banda base tendo um segundo sinal defreqüência de portadora substancialmente menor que um quarto de uma taxade amostragem.

8. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 7, caracterizado pelo fato de que o segundo sinal de freqüênciade portadora é menor que aproximadamente 100 kHz.

9. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 7, caracterizado pelo fato de compreender ainda um circuito derotação de fase para executar uma rotação de fase complexa em amostras dequadratura quantizadas do sinal próximo à banda base de modo que umapolarização residual seja distribuída substancialmente uniformemente atravésde ângulos de fase de 0 a 360° e desse modo faça a média substancialmente azero em através de um período de integração correspondendo ao primeirosinal de espectro espalhado.

10. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o circuito de rotação de faseusa uma tabela de consulta para executar a rotação de fase complexa.

11. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender ainda um circuito deapagamento, em que o circuito de apagamento, quando habilitado, adicionavários eventos onde uma amostra respectiva do sinal excede um limiardurante um intervalo de tempo e desabilita o receptor se o número de eventosexceder um valor.

12. Dispositivo de navegação por satélite de acordo com areivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o limiar é oito vezes aprimeira magnitude de limiar de quantização não zero.

13. Dispositivo de navegação por satélite, caracterizado pelofato de compreender:um mecanismo de receptor que recebe um sinal que inclui pelomenos um primeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite, omecanismo de receptor tendo um primeiro canal, o primeiro canal incluindo:um primeiro meio para amostrar e quantizar o sinal, o primeiromeio tendo uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero e umasegunda magnitude de limiar de quantização não zero;um segundo meio para amplificar o sinal, o segundo meiotendo um ganho determinado na primeira magnitude de limiar de quantizaçãonão zero,em que o ganho corresponde a uma primeira probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero e a segunda magnitude de limiar dequantização não zero corresponde a uma segunda probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero.

14. Método, caracterizado pelo fato de compreender:receber um sinal usando um receptor, o sinal incluindo pelomenos um primeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite;determinar um ganho para amplificar o sinal usando umaprimeira magnitude de limiar de quantização não zero; eamostrar e quantizar o sinal usando uma segunda magnitude delimiar de quantização não zero,em que o ganho corresponde a uma primeira probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero e a segunda magnitude de limiar dequantização não zero corresponde a uma segunda probabilidadepredeterminada de uma amostra não zero.

15. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizadopelo fato de que amplificar o sinal usando o ganho e quantizar o sinal usandoa segunda magnitude de limiar de quantização não zero reduzem um efeito deum sinal de interferência no receptor a uma relação arbitrária de intensidadede sinal de interferência para intensidade de ruído de receptor.

16. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizadopelo fato de que a quantização produz valores tendo vários bits selecionadosdo grupo consistindo em 2, 3, 4 e 5.

17. Método de acordo com a reivindicação 16, caracterizadopelo fato de que a primeira magnitude de limiar de quantização não zerocorresponde a uma primeira gama de valores de saída e a segunda magnitudede limiar de quantização não zero corresponde a uma segunda gama devalores de saída.

18. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizadopelo fato de compreender ainda reduzir substancialmente uma compensaçãode CC no sinal.

19. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizadopelo fato de que quantizar ademais inclui um primeiro mapeamento e umsegundo mapeamento, em que amostras não zero no primeiro mapeamentosão determinadas baseado ná primeira magnitude de limiar de quantizaçãonão zero e amostras não zero no segundo mapeamento são determinadasbaseadas na segunda magnitude de limiar de quantização não zero.

20. Método de acordo com a reivindicação 19, caracterizadopelo fato de que o primeiro mapeamento e o segundo mapeamento usam umatabela de consulta.

21. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizadopelo fato de compreender ainda converter o sinal de um primeiro sinal defreqüência de portadora para um sinal próximo à banda base, em que o sinalpróximo à banda base tem um segundo sinal de freqüência de portadorasubstancialmente menor que um quarto de uma taxa de amostragem.

22. Método de acordo com a reivindicação 21, caracterizadopelo fato de que o segundo sinal de freqüência de portadora é menor queaproximadamente 100 kHz.

23. Método de acordo com a reivindicação 21, caracterizadopelo fato de compreender ainda executar uma rotação de fase complexa emamostras de quadratura quantizadas do sinal próximo à banda base de modoque uma polarização residual seja substancialmente distribuídauniformemente através de ângulos de fase de 0 a 360° e desse modo fique emmédia a substancialmente zero através de um período de integraçãocorrespondendo ao primeiro sinal de espectro espalhado.

24. Método de acordo com a reivindicação 23, caracterizadopelo fato de que a execução da rotação de fase complexa ademais incluideterminar a rotação de fase complexa usando uma tabela de consulta.

25. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizadopelo fato de compreender ainda adicionar vários eventos onde uma amostrarespectiva do sinal excede um limiar durante um intervalo de tempo edesabilitar temporariamente a recepção se o número de eventos exceder umvalor.

26. Método de acordo com a reivindicação 25, caracterizadopelo fato de que o limiar é oito vezes a primeira magnitude de limiar dequantização não zero.