CN103401819B - 一种基于空时滤波的自动增益控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于空时滤波的自动增益控制方法和装置；方法包括：在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；计算增益调节值A(j)＝α[r(j)‑1]A(j‑1)+A(j‑1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(i‑1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出。本发明能够提高在干扰环境下卫星导航信号空时滤波后自动增益控制的速度。

Description

一种基于空时滤波的自动增益控制方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种基于空时滤波的自动增益控制方法及装置。

背景技术

全球卫星导航系统目前有美国全球定位系统(GPS)、俄罗斯全球卫星导航系统(GLONASS)、欧洲伽利略卫星定位系统(Galileo)、以及发展中的中国北斗定位系统，它们能提供全天候、实时、连续的高精度位置信息，已经广泛应用于各类军用和民用目标的定位、导航、授时和精密测量。但是卫星导航信号在传输和接收过程中会受到外界噪声或本机干扰的污染。通过空时滤波器抑干扰并保留信号能量，是一种自适应干扰对消的过程，空时滤波以其自身调节参数的能力以及对信号和干扰的先验知识要求较少的优势得到了广泛应用。但是空时滤波后的信号幅度动态范围较大，需要自动增益控制(AGC)环节实现信号的等功率输出。

现有的大多数自动增益控制(AGC)方法都是基于接收信号的平均功率。它们从一段时间的样本来估计接收信号的平均功率，并将该估计平均功率和参考功率进行比较，该参考功率是接收信号的期望功率电平。估计功率与参考功率之差用于调节接收机的可变增益放大器的前端功率增益。

自动增益控制的特点是可以对高动态输入信号进行控制，实现信号的等功率输出。目前实现方法的不足之处在于：针对空时滤波后的信号幅度动态范围较大，功率变化较快，期望功率电平门限值无法准确计算。

发明内容

本发明要解决的技术问题是如何提高在干扰环境下卫星导航信号空时滤波后自动增益控制的速度。

为了解决上述问题，本发明提供了一种基于空时滤波的自动增益控制方法，包括：

在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；

计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；

计算增益调节值A(j)＝α[r(j)-1]A(j-1)+A(j-1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(i-1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；

将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出。

进一步地，L的取值范围是2⁸～2¹⁶，包括2⁸和2¹⁶。

进一步地，所述计算比值的步骤前还包括：

根据期望自动增益控制的输出有效位数Bit，计算比值门限

进一步地，所述调节因子α＝2^-6。

本发明还提供了一种基于空时滤波的自动增益控制装置，包括：

均值计算模块，用于在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；

比值计算模块，用于计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；

增益计算模块，用于计算增益调节值A(j)＝α[r(j)-1]A(j-1)+A(j-1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(i-1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；

放大模块，用于将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出，并输入给所述均值计算模块。

进一步地，L的取值范围是2⁸～2¹⁶，包括2⁸和2¹⁶。

进一步地，所述装置还包括：

门限计算模块，用于根据期望自动增益控制的输出有效位数Bit，计算比值门限 $T=\frac{2^{\mathrm{bit}}-2}{3}\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}.$

进一步地，所述调节因子α＝2^-6。

本发明的技术方案针对空时滤波后的信号幅度动态范围较大，功率变化较快的情况，采用了通过期望幅度门限与统计信号幅度均值之比自动调整增益的做法，来达到快速调节增益的目的，并且能精确计算期望幅度电平门限值，使经过自动增益控制后的信号更合理逼近满量程，从而减小了信号有效位数的损失。本发明的优化方案通过将调节因子α取值为2^-6，能够使得信号平稳连续输出，更便于FPGA程序实现。

附图说明

图1是实施例一中空时自适应滤波器的示意框图；

图2是实施例二的自动增益控制装置的示意框图。

具体实施方式

下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。

需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例以及实施例中的各个特征可以相互结合，均在本发明的保护范围之内。另外，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

实施例一、一种基于空时滤波的自动增益控制方法，包括：

在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；

计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；

计算增益调节值A(j)＝α[r(j)-1]A(j-1)+A(j-1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(i-1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；

将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出。

本实施例中，计算输出的基带信号的幅度均值时，所述基带信号的长度为L个采样点。即：每L个采样点计算一次幅度均值以相应更新一次增益调节值A。

本实施例的一种实施方式中，L的取值范围是2⁸～2¹⁶，包括2⁸和2¹⁶。其它实施方式中，L可以根据仿真或实验值设置为其它值。

本实施例中，所述增益调节值的初始值A0可以但不限于为1；也可以是其它根据经验预置的数值。也就是说，在空时滤波开始后，先是将空时滤波后的基带信号放大为A0倍(即：空时滤波后的基带信号每个采样点的幅度值乘以A0)后得到的基带信号OUT1输出，对于输出的L个采样点的基带信号OUT1计算出第一次的增益调节值A(1)代替初始值A0；接下来是将空时滤波后的基带信号放大为A(1)倍后得到的基带信号OUT2输出，对于输出的L个采样点的基带信号OUT2计算出第二次的增益调节值A(2)代替A(1)；以此类推。

本实施例的一种实施方式中，所述计算比值的步骤前还可以包括：根据期望自动增益控制的输出有效位数Bit，计算比值门限

在其它实施方式中，也可以根据其它方式设置所述比值门限；还可以计算并预置好该比值门限。

本实施例的一种实施方式中，所述调节因子α＝2^-6。其它实施方式中，调节因子可以根据仿真或实验值设置为其它值。

本实施例中，经过空时抗干扰滤波处理后的基带信号I(n)+jQ(n)为复高斯白噪声，实部I，虚部Q都服从均值为0的正态分布，正态分布是具有两个参数μ和σ²的连续型随机变量的分布，参数μ是遵从正态分布的随机变量的均值，参数σ²是此随机变量的方差，记作I，Q～N(μ，σ²)。

由于正态分布概率密度为

置换参数得到，

$\stackrel{\mathrm{\μ}=0}{=}\frac{\mathrm{\σ}}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_{-\∞}^{+\∞}|t{|e}^{-\frac{t^2}{2}}\mathrm{dt}$

$=\frac{2\mathrm{\σ}}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_0^{+\∞}{\mathrm{te}}^{-\frac{t^2}{2}}\mathrm{dt}=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}\mathrm{\σ}$

所以 $E\left(\right|I|+|Q\left|\right)=E\left|I\right|+E\left|Q\right|=2\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}\mathrm{\σ}.$ 最高位保留1位符号位，则AGC输出最大值幅度为2^bit-1-1，考虑3σ概率的数据幅度在2^bit-1-1之内，令AGC输出最大值幅度2^bit-1-1＝3σ，所以

因此将比值门限设定为 $T=2\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}\mathrm{\σ}=\frac{2^{\mathrm{bit}}-2}{3}\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}.$

空时自适应滤波技术是将一维的空域滤波推广到时间与空间的二维域中，形成空时二维处理的结构。它通过同时联合处理多元天线阵(空域)与多个相参脉冲(时域)接收到的数据，使干扰抑制在空时二维空间中进行。利用干扰频率与角度具有依赖关系而目标频率与角度却相互独立的区别，可将目标与干扰有效地分离出来实现滤波。

本实施例的一种实施方式中，空时自适应滤波器的实现结构如图1所示，接收天线由M个接收阵元组成，各接收阵元通道后有一个N阶FIR(有限冲激响应)滤波器。所述空时滤波的步骤可以包括：

(1)由M个接收阵元分别接收射频信号，经过AD(模数转换器)采集得到M路中频采样信号，分别是x₁(i)，…，x_M(i)，i为信号中的采样点序号(也就是每个采样点对应的时间点)，是正整数，所述中频采样信号中包含卫星信号、干扰和背景噪声；

每一路AD中频采样信号经过相同的级联陷波处理后，再经过一个N阶FIR滤波器。{w_mn}，n＝1，2，…，N，m＝1，2，…，M为其空时自适应滤波器的权系数，也叫权矢量，w_mn与接收阵元m后的FIR各抽头的输入信号x_mn经过乘法器相乘，所有乘积通过加法器累加后得到接收阵元m后的滤波输出信号；对各接收阵元后的滤波输出信号相加得到空时滤波器的输出信号y。每个节拍的时间延时T，要求T小于1/B，B为信号带宽；每路中频采样信号总的延时长度(N-1)T。第m路中频采样信号经过FIR滤波器各抽头输入信号为x_m1(i)＝x_m(i)，x_m2(i)＝x_m(i-1)，……，x_mN(i)＝x_m(i-N+1)。用X表示输入信号矩阵为：

X＝[x₁₁，x₁₂，…，x_1N，x₂₁，x₂₂，…，x_2N，…，x_M1，x_M2，…，x_MN]^T；

(2)根据陷波输出的中频数据，计算协方差矩阵R＝E[XX^H](MN×MN维)；

$R={\left[\begin{array}{ccccc}{X}_1{X}_1^H& X_1{X}_2^H& X_1{X}_3^H& ...& X_1{X}_M^H\\ X_2{X}_1^H& X_2{X}_2^H& X_2{X}_3^H& ...& X_2{X}_M^H\\ X_3{X}_1^H& X_3{X}_2^H& X_3{X}_3^H& ...& X_3{X}_M^H\\ ...& ...& ...& ...& ...\\ X_M{X}_1^H& X_M{X}_2^H& X_M{X}_3^H& ...& X_M{X}_M^H\end{array}\right]}_{\mathrm{MN}\×\mathrm{MN}}$

R写成M×M个子阵形式，每个子阵包含N×N个元素。主对角线上子阵都是Hermite型Toeplitz矩阵，即子阵内元素复共轭对称，并且主对角线和平行于主对角线的各对角线上的元素相等；下三角子阵都是一般的Toeplitz矩阵，即子阵内主对角线和平行于主对角线的各对角线上的元素相等。

(3)求解多线性约束的最小方差方程，由线性约束最小方差准则，该空时滤波器可以描述为以下最优化问题：

$\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{Min}& E\left\{{\left|y\left(n\right)\right|}^2\right\}=w^H\mathrm{Rw}\\ s.t.& C^{H}w=b\end{array}\right.$

其中，y(i)为空时滤波器的输出信号，E{ }表示对{ }中的内容进行加权平均，Min表示取最小，s.t.(subject to)的含义是数字证明中的使得……满足约束条件，在式(8)中即C^Hw＝b。

若ω_s，ω_t分别表示空间归一化频率和时间归一化频率，表示可罗奈克积(Kronecker product)，则空时二维导向矢量写成：

$c=S_s\⊗S_t$

其中，空间导向矢量S_s和时间导向矢量S_t分别表示为：

$S_s={[1,e^{j{\mathrm{\ω}}_s},...,e^{j(M-1){\mathrm{\ω}}_S}]}^T$

$S_t={[1{,e}^{j{\mathrm{\ω}}_t},...,e^{j(N-1){\mathrm{\ω}}_t}]}^T$

第k个约束矩阵是当角频率为ω_k的单位平面波以θ_k入射到阵时，阵的输出(即阵的响应)为b_k，可以得到第k个约束方程为：

$c_k^{H}w=b_k,k=1,...,K$

K为约束矩阵的个数。约束矩阵C＝[c₁，c₂，…，c_K]，输出响应矢量b＝[b₁，b₂，…，b_K]^T，b₁＝b₂＝……＝b_K＝1。利用拉格朗日乘子法可以推导出多约束最小方差处理器的解为：

w＝R^-1C(C^HR^-1C)^-1b

利用最优权值进行空时滤波处理，得到空时滤波后的基带信号y(i)为：

y(i)＝x₁(i)+w₂₁x₂(i)+…+w_2Nx₂(i-N+1)+…+w_M1x_M(i)…+w_MNx_M(i-N+1)。

实施例二，一种基于空时滤波的自动增益控制装置，如图2所示，包括：

均值计算模块，用于在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；

比值计算模块，用于计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；

增益计算模块，用于计算增益调节值A(j)＝α[r(j)-1]A(j-1)+A(j-1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(i-1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；

放大模块，用于将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出，并输入给所述均值计算模块。

本实施例的一种实施方式中，L的取值范围是2⁸～2¹⁶，包括2⁸和2¹⁶。其它实施方式中，L可以根据仿真或实验值设置为其它值。

本实施例的一种实施方式中，所述的装置还包括：门限计算模块，用于根据期望自动增益控制的输出有效位数Bit，计算比值门限 $T=\frac{2^{\mathrm{bit}}-2}{3}\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}}.$

在其它实施方式中，也可以根据其它方式设置所述比值门限；还可以计算并预置好该比值门限。

本实施例的一种实施方式中，所述调节因子α＝2^-6。其它实施方式中，调节因子可以根据仿真或实验值设置为其它值。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明的权利要求的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于空时滤波的自动增益控制方法，包括：

在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中Q路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；

计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；

计算增益调节值A(j)＝α[r(j)-1]A(j-1)+A(j-1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(j-1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；

将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

L的取值范围是2⁸～2¹⁶，包括2⁸和2¹⁶。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算比值的步骤前还包括：

根据期望自动增益控制的输出有效位数Bit，计算比值门限

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述调节因子α＝2^-6。

5.一种基于空时滤波的自动增益控制装置，其特征在于，包括：

均值计算模块，用于在空时滤波开始后，对于输出的基带信号，每L个采样点计算一次幅度均值E(|I|+|Q|)；其中，L为正整数，|I|为输出的基带信号中I路信号的幅度值，|Q|为输出的基带信号中Q路信号的幅度值，E(x)表示对x进行加权平均；

比值计算模块，用于计算比值r(j)＝T/E(|I|+|Q|)；其中T为比值门限；

增益计算模块，用于计算增益调节值A(j)＝α[r(j)-1]A(j-1)+A(j-1)，其中α为预设的调节因子；用计算出的增益调节值A(j)更新原先保存的增益调节值A(j-1)；j为计算增益正整数的次数序号，是正整数；

放大模块，用于将空时滤波后的基带信号放大为A(j)倍后输出，并输入给所述均值计算模块。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于：

L的取值范围是2⁸～2¹⁶，包括2⁸和2¹⁶。

7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，还包括：

门限计算模块，用于根据期望自动增益控制的输出有效位数Bit，计算比值门限

8.如权利要求6所述的装置，其特征在于：

所述调节因子α＝2^-6。