CN101300501A - 用于卫星导航接收机的采样阈值和增益 - Google Patents

Abstract

本发明描述了一种卫星导航装置(110)，其包括灵活的射频接收机(200)。所述接收机(200)接收一信号(114)，该信号(114)包括来自第一卫星的至少一个扩频信号(210)。所述接收机(200)具有一第一信道，其包括一模拟数字(A/D)转换器(338)以采样和量化所述信号，及一自动增益控制(AGC)(330)以调整所述信号(114)的放大。所述A/D转换器(338)具有一第一非零量化阈值和一第二非零量化阈值。所述AGC(330)可以根据所述第一非零量化阈值调整一增益。所述增益对应一非零样本的一第一预定的概率，所述第二非零量化阈值可以对应一非零样本的一第二预定的概率。

Description

用于卫星导航接收机的采样阈值和增益

技术领域

本发明总体上涉及对干扰的量化测量，特别是用于改善存在干扰信号的全球导航卫星系统(GNSS)中的卫星导航接收机性能的采样阈值和量化。

背景技术

诸如全球定位系统(GPS)的全球导航卫星系统(GNSS)中的接收机利用基于卫星广播的瞄准线导航信号的测距。接收机测量一个或多个广播信号的到达时间。该到达时间测量包括：基于粗码部分的信号的时间测量，称为伪距；及相位测量。

干扰信号的出现可以降低一个或多个GNSS导航信号的信噪比(SNR)。图2表示连续波(CW)干扰200。此情况下，该连续波干扰200可以视为正弦叠加在相应的GNSS信号使用的扩频信号210上的干扰信号。在扩频信号210在接收机中被关联前，该干扰信号的幅度通常显著大于所述扩频信号210的幅度。关联解扩GNSS信号的能量，并扩展干扰信号的能量，其随后变成噪声类。如果来自解扩的干扰信号的附加噪声大于环境背景热噪声212，则所接收的GNSS的SNR降低。

GNSS信号的SNR随着干扰信号的局部幅度改变。此外，背景热噪声212屏蔽了扩频信号210。然而，在量化时，所述扩频信号210更容易在干扰信号的波峰和波谷被检测出。所述扩频信号210在干扰信号的变化率的最大幅度处更难以辨别。

一种常规的抗干扰方法使用基于干扰信号幅度的3级量化，以便在接收机的信号处理过程中利用所述干扰信号的波峰和波谷附近的样本。落在所述波峰的样本的10-20％加权数+1，而落在所述波谷的样本的10-20％加权数-1。剩下的样本被抛弃，并给予加权数0。

然而，以该常规的抗干扰检测方法可能很难获得期望的样本群体。因此，有必要提供一种改进的GNSS接收机中抗干扰检测方案。

发明内容

描述了一个包括有灵活的射频接收机的卫星导航装置。该接收机接收信号，所述信号包括至少来自一第一卫星的一第一扩频信号。该接收机具有至少一第一信道，该第一信道包括一模拟数字(A/D)转换器以采样和量化该信号，及一自动增益控制(AGC)以调节信号的放大。所述A/D转换器具有一第一非零量化阈值和一第二非零量化阈值。该AGC根据所述第一非零量化阈值调节一增益，以产生一非零样本的一第一预定的概率P₁。所述第二非零量化阈值可以与一非零样本的一第二预定的概率P₂相应。利用所述增益放大所述信号，并利用所述第二非零量化阈值量化该信号，从而减少在干扰信号功率对接收机噪声功率的一任意比率下一干扰信号对所述接收机的影响。

所述A/D转换器可以输出相应2、3、4或5位量化范围的值。所述第一非零量化阈值与第一范围的输出值相对应，而述第二非零量化阈值与第二范围的输出值相对应。所述A/D转换器也可以使用包括第一映射和第二映射的查找表。在所述第一映射中的非零样本是基于所述第一非零量化阈确定，而在所述第二映射中的非零样本是基于所述第二非零量化阈确定。

所述第一信道可以包括一直流偏移校正电路，以充分减少所述信号中的直流偏移。所述接收机也可以包括一消隐电路，其累计所述信号的相应样本在一时间间隔中超过一阈值的次数，如果该次数超过一值，则至少暂时停用该接收机。所述阈值可以8倍于所述第一非零量化阈值。在所述次数小于所述值之后，再启用所述接收机。

所述第一信道可以包括一降频转换电路，其将信号由第一载频信号转换成近基带信号。所述近基带信号具有大体小于一采样率的四分之一的第二载频信号。所述接收机也可以包括一相位旋转电路，以在量化正交样本的所述近基带信号上进行复合相位旋转，以使剩余偏置大体均匀分布在0-360°相角内，从而在相应第一扩频信号的积分周期内平均大体为零。所述相位旋转电路可以使用查找表来进行复合相位旋转。

附图说明

通过以下说明并参照附图和所附的权利要求，本发明的这些和其它目的、特征和优点将很容易被本领域技术人员所理解。

图1是表示具有多个直接通路信号和一多径信号的全球导航卫星系统(GNSS)的示意图；

图2表示一扩频信号的连续波(CW)干扰；

图3A是表示GNSS接收机的一信道中元件的方块图；

图3B是表示GNSS接收机中一信道中元件的方块图；

图4是表示GNSS接收机中接收的信号的信号处理的方块图；

图5表示样本种群分布；

图6是作为CW干扰信号功率的函数的输出信噪比(SNR)计算的降级的曲线图；

图7是作为理论上最佳的CW干扰信号功率的函数的输出信噪比(SNR)计算的降级与抗干扰检测方法的实施例相比较的曲线图；

图8是表示消隐电路的方块图；

图9是表示计时电路的方块图；

图10是启闭电路的方块图；

图11是表示载波数控振荡器(NCO)的方块图；

图12是表示GNSS接收机中的元件的方块图；

图13是表示GNSS接收机操作方法的流程图；

图14是表示GNSS接收机中的直流偏移(DC offset)的方块图；

图15是表示GNSS接收机中的自动增益控制(AGC)电路的方块图。

在上述附图的几幅图中相同的数字指相应的部件。

具体实施方案

现在结合附图的例子详细说明本发明的具体实施方法。在下文的详细描述中，设定了多个具体的数字以供更好地理解本发明。然而，对本领域技术人员显而易见的是本发明还可以除了这些具体例子以外的其它方式实施，在不脱离本发明所附权利要保护范围的情况下。在其它例子中，公知的方法、流程、元件和电路没有进行详细描述以便不必要地使实施例难于理解。

描述了一种包括有灵活射频接收机的抗干扰性能的卫星导航装置，所述接收机用于接收一个或多个来自一第一卫星的扩频信号。实施例的所述接收机接收一信号，该信号包括至少一来自一第一卫星的一第一扩频信号。所述接收机具有一第一信道，该第一信道包括一模拟数字(A/D)转换器以采样和量化该信号，及一自动增益控制(AGC)以调节信号的放大。所述A/D转换器具有对应一非零样本的一第一预定的概率P₁的第一非零量化阈值，也称为第一活动性，和对应一非零样本的一第二预定的概率P₂的第二非零量化阈值，也称为第二活动性。所述AGC可以根据所述第一非零量化阈值调节一增益。利用增益放大所述信号，并利用所述第二非零量化阈值量化该信号，从而减少在干扰信号功率对接收机噪声功率的一任意比率下一干扰信号对所述接收机的影响。通过控制样本统计，而不是调节信号幅度，并利用高斯噪声和干扰信号的一些不规则的统计特性，所述接收机能够得到期望的样本种群，从而达到改进抗干扰性能。

在卫星导航装置的实施例中，导航被理解为包括确定方位或位置，也称为定位。导航被解释为确定卫星导航装置相对至少部分由GNSS中的卫星提供的参考标架的位置。导航也可以至少部分根据来自GNSS中一个或多个卫星的信号确定时间。全球导航卫星系统(GNSSs)包括但不限于：全球导航卫星系统(GLONASS)、伽利略定位系统(GALILEO)、欧洲静地星导航重叠服务(EGNOS)、广域增强系统(WAAS)、多功能卫星增强系统(MSAS)、淮天顶卫星系统(QZSS)及来自纳夫科姆技术公司(NavCom Technology，Inc.)的星火(StarFire)网络。

除了GLONASS、GNSS卫星使用码分多址(CDMA)方法来减少卫星间的相互干扰。非GLONASS卫星在L频带中的载波信号频率上广播信号并使用扩频伪随机码。GLONASS系统使用频分多址(FDMA)来提供卫星之间的干扰防护。各GLONASS卫星使用相同的扩频代码。除了位于地球的相对侧的相同轨道内的对跖卫星之外，各卫星具有其自己的频带。对跖卫星可以共享相同的频带。

利用GPS作为例子，卫星在1575.42MHz L1载波信号频率和1227.6MHz L2载波信号频率广播导航信号。GALILEO系统计划提供在L1和L5(也称E5A)的信号及在1207.14MHz(E5B)和1278.75MHz(E6)的附加信号。GALILEO将也提供在L1载波信号频率具有不同扩频代码的附加信号。QZSS系统计划提供在L1、L2及L5载波信号频率上的GPS兼容信号。QZSS也计划提供在一至今未定义的L6载波信号频率上的信号。在WAAS、EGNOS及MSAS中的卫星提供类似GPS在L1载波信号频率上的信号，并计划提供一在L5载波信号频率上的第二信号。

所述StarFire网络，其功能至少部分作为通信线路，使用1525-1560MHz之间频带中840Hz宽的信道。StarFire网络以1200编码位/秒传输数据。

GLONASS在1598.0635-1605.375MHz(L1)及1242.9375-1248.625MHz(L2)频带广播信号。在GLONASS中信号的频带与GPS和GALILEO中信号的高端部分相应的频带重叠。

图1表示在GNSS100的实施例中，装置110接收的混合信号。所述混合信号包括由一个或多个卫星广播的一个或多个信号114以及一由物体112反射的多径信号116。如上所述，所述信号114各包含与至少一个卫星相对应的至少一个扩频信号。

图3A表示图1的装置110中的一接收机中的第一信道中的子信道电路300的实施例中的元件。所述混合信号由包含一个或多个天线的前端电路接收。天线输入可以是放大或非放大(无源)，并且在所述前端电路的路由器中的每个天线连接器可结合一个或多个频率。在具有非放大的天线或天线与路由器之间的长连接器或电缆的实施例中，所述前端电路可以包括一起始增益级。连接至少部分混合信号310被传送至一个或多个信道。所述信道各包括一个或多个子信道电路，诸如子信道电路300。所述子信道电路300接收在至少一部分混合信号310中对应至少第一卫星的至少一个扩频信号中相应的频带。

所述混合信号310被连接至低损耗滤波器312以滤除信号图像和频带外的干扰。所述信号再被连接至滤波器312之前也可以一放大器(未示出)中被放大和/或在滤波器(未示出)中滤波。在具有所述前置电子设备中的初始低噪放大器的实施例中，可以省去此放大。使用一个或多个诸如混频器314的调制器，至少一部分信号被降频转换至一中频(IF)。在一些实施例中，在一个或多个附加子信道电路中的中频相同。所述混频器314中的降频转换混频具有相应的第一载波或本机振荡(LO)频率的第一基准信号，该基准信号由信号发生器318产生。

所述第一基准信号可以基于一个或多个时钟信号产生，所述时钟信号可以由基准振荡器316产生。所述的接收机中的各子信道电路具有唯一的第一本机振荡(LO)频率，从而允许相应的子信道电路，诸如子信道电路300，接收在至少一个来自第一卫星的扩频信号中的相应的频带。所述子信道电路可以接收来自所述接合机中的至少一个相同基准振荡器的一个或多个时钟信号。在其它实施例中，可以不是相同的基准振荡器。所述基准振荡器316可以包括一个或多个锁相环路、延迟锁定环路和/或内插电路。

在降频转换之后，在所述IF的信号穿过一高质滤波器320，诸如表面声波滤波器，其除去假信号和干扰信号并滤除频带外干扰。所述高质滤波器320可以允许在所述信道300中的其它更低精度的滤波器，诸如前端预选滤波器，可允许自动增益控制(AGC)330的更易实现，也可允许在模拟数字(A/D)转换器338中更少位量化。诸如滤波器320的所述子信道电路中的滤波器为接收机中的信号限定信号处理带宽。因此，这些滤波器，诸如滤波器320，帮助限定所述接收机的总的信号处理特征。在一些实施例中，诸如滤波器320的可以具有大致等于所述IF的中心频率和大于大约第一卫星带宽的带宽。在一些实施例中，一个或多个滤波器、如滤波器320的带宽(3dB通带)可以大于大约30MHz(双边)。在一些实施例中，一个或多个滤波器，如滤波器320的带宽(3dB通带)可以在大约30-32MHz(双边)的范围内。在一示例性实施例中，滤波器320可以相当于6或更多复极。对相应于来自StarFire网络的信号的子信道，所述滤波器320也可以具有大致等于所述IF的中心频率。然而在此情形下，所述滤波器320的带宽可以使200kHz，因为StarFire网络的信号使用较小带宽。

通过确保诸如滤波器320的滤波器的带宽至少稍微大于应用于由一个或多个GNSS卫星广播信号的滤波，信号内容将不损失且尽可能多的频带外干扰被滤除。如果将来增加一个或多个卫星中的滤波器的带宽，则诸如滤波器320的一个或多个滤波器的带宽也增加，从而不损失信号内容。这能够改善多径信号116(图1)校正和/或改善接收机的循迹特性。

使用诸如混频器322的一个或多个调制器将诸如子信道电路300的一个或多个子信道电路中的信号转换至大致近基带(零频率)。在混频器322中的降频转换混频由正交信号发生器324提供的具有第二载波或LO频率的第二基准信号。所述第二基准信号可以根据来自基准振荡器316和/或所述相同基准振荡器的至少一个时钟信号产生。大致近基带可以包括大致小于A/D转换器338中的1/4的采样率。在一些实施例中，大致近基带可以包括小于大约100kHz的频率。

降频转换至大致近基带有效产生一有意的多普勒频移。实现此的一种方法是设定至少一个时钟信号的载频至大约百万分之40(PPM)。此偏移确保一个或多个信号的I和Q样本都具有正的表观的多普勒频移，简化了诸如信号处理器342的信号处理电路中的诸如数控振荡器(NCOs)的信号发生器的设计。所述偏移也确保在来自至少第一卫星的至少一个扩频信号中的数字采样边界相对同步代码位边界随机分布。

在一示例的实施例中，所述基准振荡器316具有标称载频为16.36864MHz。这是39.101MHz或比1.6倍GPS10.23MHz基频约大40PPM。在基准振荡器316寿命内，由于老化和/或温度变化，来自基准振荡器316的至少一个时钟信号的载频可以另一个10PPM改变。在另一示例的实施例中，基准振荡器316可以包括温度补偿晶体振荡器(TCXO)和/或电压补偿晶体振荡器(VCXO)。

所述IF、第一LO和第二LO的频率可以保持GNSS信号使用的代码与载波信号频率之间的相干关系。对于所有的GNSS信号，每一代码位具有大致整数数量的载波周期。选择的降频转换频率，即相应的第一LO频率和第二LO频率，可以保持这些关系。然而应注意，所述关系对由卫星接收机运动导致多普勒频移、卫星或接收机中的基准信号和/或时钟信号误差不敏感。如下所述，接收机利用了这些特性。

所述IF和第二LO频率可以是来自基准振荡器316的至少一相应时钟信号的大致相同的倍频。忽略多普勒源(上述的)，在每一子信道电路中的两个降频转换频率的数量，即相应的第一LO频率和第二LO频率，可以大致等于与在至少一个来自第一卫星的扩频信号中的相应的频带相关联的相应载频。例如，GPS L1频带具有1575.42MHz的标称载频，其等于154.10.23MHz。在接收机200(图2)的实施例中使用来自具有N1.10.23MHz频率的基准振荡器316的时钟信号的实施例中，第一LO和第二LO由该时钟信号产生。这些LO的相应的频率可以遵守几个关系，确保通过跟踪载频测量的范围与通过跟踪代码测量的范围大致相同。每一L带信号的载频可用下式表示：N0.154(其中：对于L1，N0＝154；对于L2，N0＝120；对于L5，N0＝115；对于E5A，N0＝118；对于E6，N0＝125)。通过用A乘基准时钟信号产生第一LO的频率，即：LO1＝A.N1.10.23MHz。第二LO的频率大致等于所述IF并通过用B乘基准时钟信号产生，即：LO2＝B.N1.10.23MHz。乘数A和B的选择以使它们遵守关系式：s.(N0-A.N1)＝B.N2，其中，对于低端降频转换s＝1，对于高端降频转换s＝-1。例如，如果高端第一降频转换被用来转换L1信号至等于13.7.10.23MHz(＝140.151MHz)的IF，则s＝-1并且B.N1＝154+13.7或167.7；如果改为利用低端降频转换，则s＝1并且B.N1＝154-13.7或140.3。每一GNSS频率可以使用不同的乘数A。相同的IF和乘数B可以用于所用频率。注意，在某种意义上，高端转换产生具有负数频率的IF，但是在接收机中的滤波器及随后的降频转换表现为相同的正和负的频率。

用于来自StarFire网络的信号的一个或多个子信道电路可以不使用正交检测。所述第二LO频率可以大约21Hz小幅调整，调到使所述第二LO频率与所述StarFire通信信道的中心频率相匹配。一所述接收机中的控制器、所述第一信道和/或其中一个所述的子信道电路，诸如所述子信道电路300，可以连续地程控信号发生器324至与每一可能的StarFire频带相应的合适频率，以确定相应的信号是否出现。注意也可不必要维持在StarFire信号处理中的代码与载波信号频率之间的特定关系，因此相应的第一LO频率和第二LO频率的选自可以更加自由。

在降频转换至接近基带之后，同相和异相信号被连接至低通滤波器326，以滤除不需要的频谱成分。所述信号根据使用AGC330确定的增益被放大并在A/D转换器328中被采样和量化以产生同相I和异相Q样本。所述I和Q样本在信号处理器342中被处理。所述信号处理器342可以使用存储在查找表344中的值。AGC330和A/D转换器328可以由控制逻辑334利用存储在查找表336中的值配置和/或调整。配置和/或选择所述增益和A/D量化阈值将在下文说明。

在一些实施例中，在一个或多个子信道电路，诸如所述子信道电路300中的所述IF、第一和/或第二LO频率可以被调整和/或可配置。这通过使用接收机、所述第一子信道和/或所述子信道电路中的一个，诸如子信道电路300中的控制器调整和/或重新配置至少一个信号发生器，诸如信号发生器318来实现。例如，来自正交信号发生器324的基准信号中的第二LO频率可以几百Hz的步调进行调整。在调节或配置IF时，可以调整或重新配置滤波器320、滤波器326、混频器322和/或混频器314中的至少一个。注意当所述IF被修改时，可以为导航信号保留代码与载波之间的上述的关系。该关系可以或不可以为诸如StarFire的某些通讯信号保留。

通过允许所述IF和第一和/或第二LO频率可配置，所述IF可以被配置成在大约100-350MHz范围内的值。在IF和第一和/或第二LO频率可调整的实施例中，可以允许一个或多个子信道电路被动态配置成具有所述范围的IF。可配置或可调整的IF提供附加设计的自由度。这些自由度可以允许一个或多个子信道电路中的IF被改变以符合元件的要求，所述元件诸如滤波器312、320和/或326、信号发生器318、正交信号发生器324、和/或混频器314和322。例如，如果在接收机的产品寿命内，一个或多个元件已过时或可获得更好的与不同IF范围相应的元件，通过配置或调节一个或多个相应的第一和第二LO频率可以改变所述IF。在示例的实施例中，所述IF可以是140、160和/或200MHz，因为这些值可以匹配已为移动电话开发的低成本滤波器和混频器的规格。

在其它实施例中，所述信道300可以具有更少或更多的元件。两个或更多个元件的功能可以在单个元件中实现。可选择地，一些元件的功能可以在另外的实例的元件中实现。尽管图3A表示一个子信道电路300，在一些实施例中，可以有更多子信道电路。在一些实施例中，一个或多个子信道电路可以不使用正交检测和采样。代替地，所述信号可以在一个或多个混频器中利用具有第二载频或LO频率的所述第二基准信号转换至近基带。

图3B表示一子信道电路360的一实施例。垂直线362与图3A中的检测电路346对应。对于正常性能的子信道电路360，期望相等数量的来自A/D转换器338的正和负样本。所述样本不平均为零，则它们包含一偏置，也称为DC偏置，其在代码校正过程(图4中的432和434)中将被转换至附加的干扰噪声，或者，如果所述DC偏置大于由相应的扩频码提供的自动校正保护，则将作为干扰卫星信号。DC偏移校正电路348调整接近基带的同相和异相信号，以减少在这些信号中的一个或两个的DC偏置。

一种消除DC偏置的方法是平均一段时间的A/D样本，并用入局的A/D样本减去所述得到的平均值。然而该方法可以在去偏置A/D样本中使用多位精度，从而在信号处理过程342种使用多位精度。其它方法包括DC偏置的手工或软件校准。这些方法测量所述DC偏置，并通过手工调整所述子信道电路360中的元件或利用数字/模拟(D/A)提供一可变反馈电压调整A/D基准电压或阈值。

图14表示用于消除DC偏置的电路1400的实施例。所述电路1400可选用反相器1414可选地转换I样本1410和Q样本1412。上/下计数器1418在样本是正时以一增加它们的相应数，在样本为负时以一减少它们的相应数。如果其中一个计数1418溢出，则存在过剩的正样本，因此脉冲应用在一个偏置M1422至一个非反相输入的运放1338且一个基准电压增加。如果其中一个计数1418溢出，则存在过剩的负样本，因此脉冲应用在一个偏置P1424至一个反相输入的运放1338且一个基准电压减小。选择所述运放1338及其相应的反馈电路，以使脉冲的积分时间在100ms至10s之间。随着时间过去，运放1338对反馈脉冲积分并调整基准电压，以有相等数的正和负样本，且I样本1410和Q样本1412的平均数为零。

参考图3A，所述A/D转换器338具有转换一个或多个GNSS信号由模拟至数字格式的几个实施例。现有技术已知的是，等于或大于奈奎斯特(Nyquist)率的信号的相应的采样率是可以接受的。在使用复合采样的实施例中，采样率可以大于或等于滤波器326的带宽。例如，对于GPS信号，采样率可大于32MHz。在其它示例性实施例中，采样率可以是40、60或80MHz。因为在信号处理过程中的功率消耗和时序约束增加与采样率成比例，40MHz的采样率可以适合现存的和计划的GNSS信号。如果将来可获得更高的GNSS信号，则滤波器326的带宽和A/D转换器338的采样率可相应根据新的奈奎斯特率增加。

在一些实施例中，在所述第一信道中的一个或多个子信道电路，诸如子信道电路300，可以被配置成输出一个或多个具有可调整或可配置位数的数字信号。所述位数可以是1、2、3、4、或更多，包括1位(2级)量化、2位(3级或一符号和一数值，即1、0和-1)量化、2位(4级)量化及3位(8级)量化。在一些实施例中，可以使用更大的位数。然而，A/D转换器的复杂性，诸如A/D转换器338，正比于位数的平方，并且当位数增加超过5时可能收益递减。位数可以被配置或调节，包括动态适配。所述配置和/或调节可以通过所述接收机中的控制器和/或至少其中一个所述子信道电路，如子信道电路300中的一控制器控制。在一个或多个子信道电路被配置成输出1位数字信号的实施例中，一个或多个A/D转换器可由一比较器替代。因为StarFire信号的信息内容(1200或2400比特/秒)大大小于GNSS信号，所以可以使用较低采样率，诸如38.4kHz。此速率16或32倍于Nyquist速率，并促进可能在未来广播数据速率增加。这也允许数据位边界与异步数字样本的同步，而无显著信号功率损失。

干扰信号的出现可以降低一个或多个GNSS导航信号的信噪比(SNR)。图2表示连续波(CW)干扰200。如上文说明的，一种常规的抗干扰检测方法尝试通过设置给予干扰信号幅度的量化阈值214(图2)以减小CW干扰的影响，以便在接收机的信号处理过程342(图3A)中利用所述干扰信号的波峰和波谷附近的样本。以该常规的抗干扰检测方法可能很难获得期望的样本群体。实施例的接收机通过控制基于高斯噪声和干扰信号的统计特性而不是干扰信号的幅度的样本统计获得期望的样本种群。

GNSS接收机中的A/D样本是典型地噪声限制，即所述噪声的幅度大于所述卫星广播的导航信号的幅度。所述噪声已知具有正态或高斯统计，以后称为高斯噪声。图5表示作为来自具有高斯统计的样本群体500的总平均值的标准偏差函数512的概率510。在一些实施例中，所述偏差512被规格化以使所述标准偏差为1.0。三分之一的总样本位于具有总平均值的0.43标准偏差内的值(线514-1与514-2之间)。三分之一的总样本大于所述平均值加上0.43标准偏差(线514-2)，而剩下的三分之一的总样本小于所述平均值减去0.43标准偏差(线514-1)。

对于具有相位θ的高斯噪声，大约60％的总样本出现在0.86标准偏差内(线516-1与516-2之间)。在此情况下，20％的样本大于所述平均值加上0.86标准偏差(线516-2)，20％小于平均值减去0.86标准偏差(线516-1)。

当所述干扰信号大于所述高斯噪声时，|cos(θ)|大于0.5的所述概率是0.667，因为cos(60°)等于0.5。因此，如果所述干扰信号不使所述接收机饱和，则所述AGC330(图3A)可以利用第一非零量化阈值为至少一个所述A/D转换器338(图3A)调整量化电路的增益，以使所述预定的非零样本P1或所述第一活动性等于或大约等于2/3。以此方法，所述的第一非零量化阈值可以被设成所述干扰信号幅度的一半，即使所述干扰信号的幅度还没被确定。利用所述增益和一第二非零量化阈值量化所述子信道300的至少一个A/D转换器338中的信号，所述第二非零量化阈值大致等于两倍的所述第一非零量化阈值，相应|cos(θ)|大于1.0，即所述干扰信号的波峰和波谷。这允许干扰信号的改变率接近零的样本被用于信号处理342(图3A)，因此改善了存在诸如CW干扰的强干扰的接收机的性能。如以下进一步描述，利用所述AGC330(图3A)和A/D转换器338(图3A)量化阈值设定增益的此方法的使用在无干扰时不会明显较低所述接收机的性能。而此段描述的所述方法利用所述增益和对应所述第一活动性的2/3的所述第一非零量化阈值及大致等于两倍的所述第一非零量化阈值的所述第二非零量化阈值，在其它实施例中，可以使用一不同的活动性和一不同的所述第二非零量化阈值与所述第一非零量化阈值的比率。

所述抗干扰检测方法可以利用一查找表336(图3A)实现。在一些实施例中，所述查找表336(图3A)可以是可编程的。所述A/D转换器(图3A)可以利用所述的第一非零量化阈值执行一第一映射，利用所述的第二非零量化阈值执行一第二映射。表I表示适合于所述第一和第二映射的一查找表336。在所述第一映射中，4位A/D样本被限定为2/3的样本具有大于或等于1的值(活动)，而1/3的样本不活动。在所述第二映射中，一非零量化阈值被加倍，所述样本被转换成3级(符合和数值)量化。在无干扰时这些样本具有统计量对应所述1/3的总样本的大于所述平均值加上0.43标准偏差(线514-2)(图5)，所述剩下的1/3的总样本小于所述平均值减去0.43标准偏差(线514-1)(图5)。当出现强干扰时，所述样本对应所述干扰信号的波峰和波谷。

其它实施例的查找表336(图3A)可以只有一个映射和/或可为所述第一映射和/或所述第二映射利用不同的位量化。例如，利用控制逻辑334(图3A)可进行或选择5级量化。在所述5级量化中，基于所述样本的一测量的电压v的样本值q(v)为：

q(v)＝-2；            v＜-V

q(v)＝-1；            -V＜v＜-0.5V

q(v)＝0；             -0.5V＜v＜0.5V

q(v)＝1；             0.5V＜v＜V

q(v)＝2；             V＜v，

其中V表示量化阈值。这可以等同的根据3级换一方式描述：

q(v)＝-1和活动；             v＜-V

q(v)＝0和活动；              -V＜v＜-0.5V

q(v)＝0和不活动；            -0.5V＜v＜0.5V

q(v)＝0和活动；              0.5V＜v＜V

q(v)＝1和活动                V＜v。

表I：在一查找表中的第一和第二映射：

为了评估该抗干扰检测方法的性能，下面提供另外的理论背景。一理想的A/D转换器利用3级量化赋值q(v)为：

q(v)＝-1                      v＜-V

    ＝0                       -V＜v＜V

    ＝1                       V＜v。

假定利用一DC偏移校正电路348(图3A)平衡所述样本为约零，因此基本很少或没有DC偏移。

由于所述扩频码的功率扩频，来自一相应的卫星的信号的幅度大大小于所述高斯噪声加上所述干扰信号的幅度。信号p(x)的一概率函数具有为零的平均值z。

对于具有以1.0间隔的3级样本(即-1、0及1的样本)，所述的期望的信号的平均值为：

m＝s[p(V)+p(-V)]

所述方差为：

$\mathrm{var}={\∫}_{-\∞}^{-V}p\left(x\right)\mathrm{dx}+{\∫}_{+V}^{+\∞}p\left(x\right)\mathrm{dx}.---\left(1\right)$

所述输出样本的SNR定义为：

$S/N{]}_q=\frac{m^2}{\mathrm{var}}.$

期望的信号和高斯噪声的SNR为：

$S/N=\frac{s^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}$

其中 ${\mathrm{\σ}}_n^2=N$

表示高斯噪声成分的p(x)的一方差。

存在所述CW干扰的输出信号的降级D为：

$D=\frac{S/N{]}_4}{S/N}=\frac{m^2/\mathrm{var}}{s^2/{\mathrm{\σ}}_n^2}=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2{[p\left(V\right)+p(-V)]}^2}{{\∫}_{-\∞}^{-V}p\left(x\right)\mathrm{dx}+{\∫}_{+V}^{+\∞}p\left(x\right)\mathrm{dx}}=\frac{2{\mathrm{\σ}}_n^{2}p{\left(V\right)}^2}{{\∫}_{+V}^{+\∞}p\left(x\right)\mathrm{dx}}$

该方程式假定p(x)对称约零，其对所述扩频GNSS码有效。所述高斯噪声的概率密度函数为：

$p\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}_n^2}}{e}^{-x^2/{2\mathrm{\σ}}_n^2}$

因此，所述样本的3级量化值为非零的所述概率P为：

$P={\∫}_{-\∞}^{-V}p\left(x\right)\mathrm{dx}+{\∫}_{+V}^{+\∞}p\left(x\right)\mathrm{dx}---\left(2\right)$

因为对于-V＜x＜V，所述样本的量化值为零。注意方程(2)与方差方程式(1)相同。P定义为所述样本的活动性。

当存在CW干扰时，至少所述正弦干扰信号被添加至所述高斯噪声。所述活动性方程式，即方程式(2)，用于包括干扰信号的信号，是所述高斯噪声和正弦干扰信号的概率密度函数的一卷积，因为所述高斯噪声和正弦干扰信号是独立的。在所述接收机中，所述正弦干扰信号的相位θ相对所述信号是随机的，即所述概率密度函数从0至2π是均匀的。所述正弦干扰信号在一任意相位

的瞬时值为：

$j=\sqrt{2J}\cos \mathrm{\θ},---\left(3\right)$

其中j表示正弦干扰信号平均功率。注意，即使所述CW干扰时非正弦的，例如矩形波信号，在一些实施例的接收机中进行的一复合旋转338(图4)具有使这样的CW干扰接近一正弦干扰信号的效果，下文进一步描述该复合旋转。

图6是所述信噪比(SNR)的输出信号中的计算的降级D作为非零样本的概率P或3级转换器中的活动性的函数的曲线图，所述3级转换器诸如表I中所述的第二映射表示的，所述活动性用于所述正弦干扰信号的平均功率对一高斯噪声功率的多种比率，即不同值的

$J/N=J/{\mathrm{\σ}}_n^2.$

问题是如何确定一干扰级，即J/N的比率，及一相应的优选的非零样本的概率P或所述活动性。当所述正弦干扰信号的平均功率J增加时，一优选的活动性应当减小。如果所述J/N比率已知，则能通过一诸如控制逻辑334(图3A)的控制器根据方程式2中的非零样本的概率P调整所述活动性。然而，很难估算所述比率J/N，因为要求所述子信道电路300(图3A)的精确校正及噪声因素的良好估计。上文描述并在实施例的接收机中实施的抗干扰检测方法帮助克服此困难。

选择所述第二非零量化阈值以对应所述正弦干扰信号的波峰和波谷意味一非零样本的概率P或活动性接近但不完全等于零。通过选择对应一减小的第一非零量化阈值的非零样本的第一概率P₁或所述第一活动性，确定所述第二非零量化阈值允许更多的误差空间，因为非零样本的所述第一概率P₁或所述第一活动性大于零。在一示例的实施例中，非零样本的所述第一概率P₁或所述第一活动性大致为2/3。在存在相对所述高斯噪声，即可忽略噪声的强干扰下，通过利用AGC330(图3A)根据例如0.5V的所述第一非零量化阈值调整所述增益，本实施例中为V的所述第二非零量化阈值的一非零样本的所述第二概率P₂大约为零。对于只有高斯噪声的情况，利用所述AGC330(图3A)确定所述增益导致0.5V的所述第一非零量化阈值的2/3的相同的第一活动性，并导致当利用V的所述第二非零量化阈值时一非零样本的所述第二概率P₂等于0.39。如图6所示，这接近此情况的最佳值。已发现此抗干扰检测方法(通过利用AGC330(图3A)根据0.5V的所述第一非零量化阈值调整所述增益以获得大致为2/3的活动性)改善一宽范围比率的J/N的接收机性能。

此抗干扰检测方法的性能可由下述进行评估。对于一给定比率J/N，利用AGC330(图3A)确定所述增益，得到如方程式2所示的等于2/3的一非零样本的所述第一概率P₁。因为在一个实施例中，所述第二非零量化阈值是第一非零量化阈值的2倍，所述增益由等于2/3的一非零样本的所述第一概率P₁对应的值减小6dB，并评估所述结果性能。图7是在实施例的接收机中抗干扰检测方法的计算的降级对最佳性能的曲线图。在一宽范围比率的J/N内，实施例的接收机中所述抗干扰检测方法的结果与所述最佳性能之间的差异是小的。

考虑一所述干扰是一具有0.1的占空因数的极强的脉冲信号的例子。当所述脉冲接通时，所述A/D转换器338(图3A)的输出等于±1，且所述期望的信号被湮灭。当所述脉冲断开时，所述噪声是高斯噪声。如果所述接收机不利用所述抗干扰监测方法，则具有2位(3级)量化的一非零样本的所述第一概率P₁或所述第一活动性在所述脉冲接通时为大约1.0，在所述脉冲断开时为P₀-0.1，其中P₀为所述总的期望活动性。在所述建议的抗干扰检测方法中，利用0.5V的所述第一非零量化阈值的所述的期望活动性P₀等于0.667。因此，当所述脉冲断开时利用0.5V的所述第一非零量化阈值的所述第一活动性为0.567。对于高斯噪声限制的接收机，即当所述脉冲断开时，利用V的所述第二非零量化阈值的所述第二活动性为0.253。高斯噪声限制的接收机在此阈值的性能降级为-1.66dB。因为所述脉冲引起的0.1分数的所述信号的湮灭导致一附加的0.92dB的降级。因此，总的降级是-2.58dB。如果所述脉冲的占空因素大于.01，则存在显著更大的降级。

因此，在一些实施例的所述接收机中，一个或多个子信道，诸如子信道300(图3A)，可以利用一消隐电路以进一步减轻脉冲干扰的所述影响。在前述的例子中，通过在脉冲接通时停止处理信号，而在脉冲断开时重新处理信号，对于0.1的占空因素，所述性能降级正好是所述占空因素损失，即-0.92dB。

图8表示一消隐电路800的一实施例。所述接收机监控所述输入样本的数值以检测由强干扰造成的非常大的样本比例的突然增加。如果发生此突然增加，所述接收机停止处理所述信号(启用消隐)。当所述接收机检测没有大数值样本时消隐被关闭(禁止)。当消隐被启用时，AGC和调零反馈被禁止。

所述I样本810的一3位数值和所述Q样本812的一3位数值与比较器814中的一阈值比较。在一些实施例中，所述阈值是可编程的。如果所述I样本810和所述Q样本812的所述的数值大于所述的阈值，则计数器826利用或(OR)门818被增量。每16采样周期所述计数器826利用采样时钟820和除16电路822-1复位。如果所述计数器826达到如比较器828确定的计数12，表示16测量中的12具有大的数值，则利用锁存器838和或门842消隐被启用844。一旦消隐被启用，其维持启用直到128样本中的至少100具有小于所述阈值的数值的I和Q。这通过利用与(AND)门832、计数器834、比较器836及所述的锁存器838来实施。所述的计数器834利用除16电路822及或(OR)门830复位。

表II表示超过可能的3位样本数值的高斯噪声的概率和标准偏差数。表II假定AGC控制的所述活动性为2/3。大样本的概率是小的，但不是禁止性地小。如果期望由于随机噪声消隐的一非常低的概率，则一组样本可以被监控，且只有当相当比例具有大的数值时启用消隐。

表II：3位数值，来自总体均值的标准偏差数及所述消隐电路800中样本810和812的相应的概率

	标准偏差数	概率
			1	0.43	0.666
2	0.86	0.390
			3	1.29	0.197
4	1.72	0.085
			5	2.15	0.032
6	2.58	0.0099
			7	3.01	0.0026

进行大量的模拟以确定比较器814(启用消隐)中的所述阈值，并确定什么时候消隐该被禁止，即当脉冲干扰不再出现时。在一示例性实施例中的消隐电路800，基于这些模拟，对于16采样周期的12，当所述I样本810的数值和/或所述Q样本812的数值大于或等于4时，消隐被启用(因此在该例子中比较器814中的所述阈值被设为4)。所述比较器814的阈值可以8倍于所述的0.5V的第一非零量化阈值。在启用和禁止消隐之间的滞后也可以被用于减少高速率脉冲干扰消隐的触发。所述示例性实施例中，在128采样周期的100中，当所述I样本810的数值和所述Q样本812的数值都小于4时，消隐被禁止。

所述消隐电路800也支持一外部控制的消隐840，但它被断定时其启用消隐。当一协同的干扰信号被广播时，诸如一无线传输或一协同伪卫星(例如一对应一伪GPS卫星的信号)，可以利用此特征。消隐也可以被禁止。典型地，这在所述的接收机打开之后的最初几秒内使用，以允许AGC300(图3A)和DC偏移校正电路348(图3B)达到就绪状态。

图15表示AGC电路1500的实施例，诸如AGC300(图3A)。AGC电路1500易于实施，提供非常好的抗干扰性能且不影响随后的信息处理阶段，例如信号处理器342(图3A)。I样本1510和Q样本1512的数值与比较器1514中的一阈值比较。在一些实施例中，所述比较器1514中的所述阈值可以被编程。在一些实施例中，所述阈值可以是所述第一非零量化阈值。如果I样本1510和/或Q样本1512的数值大于或等于所述阈值，则相应的样本是活动的；如果相应的样本小于所述阈值，则相应的样本是非活动的(如表I中第一映射中所示)。使用加法器1518、1520和1522可以汇总活动I样本和/或Q样本数量。利用除N₂反馈1524，总和被设定至长度等于N₂采样周期时间间隔。所述除N₂反馈1524通过允许采样启用1508。选择N₂以使每毫秒的样本数量不是整数除数(以避免IF上的相应频率和/或一个或多个时钟信号中的假信号，例如那些用于开启图3A中至少一个A/D转换器338)。因此，反馈比为大约200KHz，期望的活动级可以用分数式M/(2·N₂)精确表示，式中M是整数。在示例性实施例中，N₂可以等于176。

在通过N₂限定的时间间隔的最后，将活动I样本和Q样本的总数与比较器1526中的一目标阈值比较。在一些实施例中，所述目标阈值是可编程序的。在一些实施例中，所述目标阈值对应一非零样本的所述第一概率或所述第一活动性。如果所述总数大于所述目标阈值，则有太多的活动样本，通过发送脉冲至线AGCM1528上的AGC运放器的倒相输入减少利用至少一个AGC330(图3A)确定的所述增益。如果所述总数小于所述目标阈值，则有太少的活动样本，通过发送脉冲至线AGC P1530上的AGC运放器的同相输入增加所述增益。可以选择运放器和支持电路以使有效的积分时间在100ms至10s之间。如AGC电路1500中所示，反馈脉冲为至少一个采样时钟周期长。通过使反馈脉冲的长度与I总数和/或Q总数减去目标阈值的绝对值成比例，即比例反馈控制，可以获得更快的AGC反应。注意在实施例的接收机中，使用A/D转换器338(图3A)中的1位量化，可以不需要AGC反馈。

参考图3A，来自一个或多个子信道电路，诸如子信道电路300的样本可以在信号处理器342中被处理。在一些实施例中，超过一个的子信道可以连接样本至所述信号处理器342。在一些实施例中，可以有超过一个的信号处理器，所述信号处理器可以协同使用，以使所述信号处理器起单个信号处理器作用。来自相应的子信道电路，诸如子信道电路300的样本可被发送至超过1个的所述信号处理器。

信号处理可以在模拟电路、数字电路或一模拟与数字组合电路中进行。除了所述的A/D转换器338，可以利用诸如专用集成电路(ASIC)的硬件、软件或一硬件与软件的组合进行运算。

所述子信道电路和所述A/D转换器338中的计时在信号处理342中有用。图9表示一计时电路900的实施例。当启用910时，通过以一可编程的整数N₃除一采样时钟产生一测量时间924，所述的整数N₃由就绪状态的N₃寄存器912提供。每当UT除N₃除法器914到达其结束状态ES，所述测量时间924出现，并且UT除N₃除法器914被重新初始化。包括伪距寄存器和相关累积的GNSS数据可以被缓冲以基于所述测量时间924输出。所述可编程的UT除N₃除法器914的使用允许在所述A/D转换器338(图3A)、所述第一LO频率和/或所述第二LO振荡器频率中的采样率不同，而不影响所述信号处理器342(图3A)的设计。因此，所述采样率可以基于所述信号带宽和/或可用的元件进行调整。

因为测量是基于由所述接收机中共同基准振荡器和/或多个子信道电路其中一个中的诸如所述基准振荡器316的一个或多个基准振荡器产生的一时间，所以所述接收机是一用户时间测量接收机。一些GNSS接收机时间测量基于在一个或多个接收的卫星信号中的事件，诸如一开始的1ms C/A码历元。此类接收机被称为信道时间测量接收机。

所述计时电路900中可用两个变量来控制所述测量时间924的计时。所述就绪状态N₃寄存器912可以被编程至测量之间的多个采样时间。UT除N₃除法器914到达其结束状态ES之后，UT除N₃除法器914被重置为存存储在所述就绪状态N₃寄存器912中的一值，自上一次结束状态以后，除非一控制软件已写入一新的值，使用一次性N₃寄存器916。如果所述的新的值已被写入，UT除N₃除法器914被设为等于一次性N₃寄存器916的一值。典型地，所述控制软件将设置就绪状态N₃寄存器912以匹配所述采样时钟的频率。然后所述软件通过使用所述一次性N₃寄存器916周期性地缩短或延长一个测量周期的长度以调整测量时间924的计时，使其与一协调世界时(UTC)或GPS时间一致。

控制每秒脉冲(PPS)926信号与所述测量时间924类似，不同在于一PPS除P除法器920计算所述测量时间924信号而不是所述采样时间。所述PPS926信号必须出现在一整数倍数的测量时间924。此外，有两个应用的控制变量利用一就绪状态P寄存器918和一次性P寄存器922。就绪状态P寄存器918限定PPS926输出间的就绪状态数量的测量时间924，一次性P寄存器922被应用一次以相对一期望的输出时间转换所述PPS926的相位。例如，如果一GPS导航解决过程表示所述采样时钟频率是40922时钟每毫秒和上一测量时间924出现10毫秒加上2000时钟减去一UTC毫秒历元，则所述控制软件可以通过按如下配置寄存器使所述测量时间924和所述PPS926与所述UTC对准。所述就绪状态N₃寄存器912可以被设为40922以匹配所述采样时钟频率，一次性N₃寄存器916可以被设为40922减去2000以使所述测量时间924与所述UTC毫秒对准。下一个测量周期将为38922时钟长且后面有一就绪状态测量周期的40922时钟。所述就绪状态P寄存器918可以被设为1000以增加1个脉冲每秒，一次性P寄存器922可以被设为1000减去10以使所述PPS926与所述UTC秒对准。将有一个，PPS926间隔，其为900测量周期长，后面有一就绪状态速率为每1000测量时间924一个脉冲。

图10表示一启闭电路1000的实施例。所述接收机的一相应的信道，诸如所述第一信道，可以通过写入一值给一启动计数M寄存器1012被启动。在相应的写入至所述启动计数M寄存器1012后，此命令在所述测量时间924(图9)变成活动的。当所述UT除N₃除法器914匹配所述启动时间时，利用锁存器1014提供的信道启用1018，所述相应的信道的寄存器被初始化。通过默认，诸如编码器430(图4)的编码器在其初始的码状态启动。如果码的长度长于1ms，则控制软件可以限制启动时间或者在所述选择的启动时间编程一具有适当初始状态的码转换寄存器。

通过写入给所述相应的信道的停止寄存器，相应的信道被停止。当接收到停止命令1016时，所述相应的信道的所有部分都被关闭并被置入低功率模式。通过写入一新的命令至所述启动计数M寄存器1012，所述相应的信道可以被重新激活。

图4表示诸如信号处理器342(图3A)的信号处理电路400的实施例。A/D转换器410和412分别提供I和Q样本。所述A/D转换器410和412是用于至少所述相应子信道电路的信号处理电路400的一第一端口。因此，所述第一端口对应至少所述子信道，其接收信号中的单个载波信号频率上的数据。可以有来自附加子信道电路的一个或多个附加端口，所述附加子信道电路连接至信号处理电路400或其它例子的信号处理电路400。在具有多频天线的实施例中，各个子信道和端口可以用于信号中的各载波信号频率。在具有多个天线的实施例中，诸如在一姿态测量系统中，来自每一天线的信号中的每一载波信号频率需要一单独端口。

所述的I和Q样本被连接至3级转换器414，所述3级转换器进行映射，由所述的I和Q样本的多数位至表1的所述第二映射中所示的符号和数值。在一些实施例中，所述3级转换器414可以利用一电路而不是诸如所述查找表344(图3A)的一查找表来进行。所述样本被连接至多路复用器416和418，其连接信号处理电路400的余部到至少其中一个端口。

参考图3A，来自正交信号发生器324的基准信号可以不是正好90度异相。如果该信号被降频转换至基带，则导致一相位误差或偏置及一相应的信号处理损失。因此，典型地，常规接收机不使用如图3A所示的正交检测和采样。此外，典型地，不在基带采样和正交检测是常见的。采样和正交检测可以典型地在残余IF进行，诸如四分之一采样率的A/D转换器，诸如A/D转换器338。通过增加A/D转换器的采样率和平均采样，也可除去残余偏置。实质上，在这些常规接收机中的A/D转换器降频转换信号至基带。然而，得到的I和Q样本是越过一时间间隔测定的。这可使多径信号116(图1)的校正更困难。也可以有一与A/D转换器的增加的采样率相关联的功率损失。在这些把射频直接降频转换至近基带的常规接收机中，通常不使用正交检测。

在装置110(图1)的接收机中，信号被降频转换至大至接近基带，并如上文在说明所述子信道电路300中所述可被采样和正交量化。这样的检测方法允许I和Q样本被大致同时测定。这也可以允许改善多径信号116(图1)的校正和降低功率消耗。然而，仍存在与来自正交信号发生器324的基准信号中的相位误差相关联的残余偏置的可能性。降频转换至大至接近基带提供了一个解决方法。如前文指出的，所述获得的信号有效具有有意的多普勒频移。通过在信号处理342中进行复合相位旋转以校正该有意的多普勒频移。以所述方法，所述相应的偏置大致均匀分布在0-360°并平均为零。

返回参考图4，校正残余偏置及与降频转换至大至接近基带相关联的有意的多普勒频移的所述复合旋转在复合旋转电路426中进行(例如通过使所述Q样本等于零)。如下面进一步所述，所述复合旋转是基于查找表424中的值。该值是基于载波信号发生器或数控振荡器(NCO)420确定，其是确定要被校正的有意的多普勒频移的载波或相位跟踪环的一部分。至少一个信号样本中的扩频码在基于作为码跟踪环的一部分的编码器430和码信号发生器或NCO428的相关器432和434中被解调。来自所述子信道相关器432和434的所述I和Q累积在所述测量时间924(图9)被输出至信号处理软件，在那里所述累积可以被用于计算用于所述相位和码跟踪环的反馈。

旋转和相关性运算有效混合嵌入具有相应的信道产生的信号的复制品的所述I和Q样本中的卫星信号。如果所述复制信号的相位、频率和计时大致复制从所述卫星接收的那些，则由子信道相关器432和434累积功率最大化。如果在所述的复制信号中有计时误差，则由所述相关器432和434累积的所述功率在所述码的计时的误差小于一个扩频码位时被减少，在误差大于或等于一个扩频码位时为零。

所述旋转和相关性运算以所述采样率发生，因此有非常少的因信号处理的SNR损失。所述旋转和相关性运算的次序是随机的。因此，在一些实施例中，相关性可在旋转之前进行，旋转可以在相关性之前进行，或者所述旋转和相关性运算可以组成单个运算。在一个示例性的实施例中，旋转在相关性之前进行。这允许进行每对I和Q样本一个旋转。

如图4所示，来自诸如子信道电路300(图3A)的一个或多个子信道电路的所述I和Q样本通过所述I和Q样本的所述复合旋转426，与所述相应的信道的基准信号的载波信号成分混合。利用下式产生旋转样本I_R和Q_R：

I_R＝I·cos(NCO)-Q·sin(NCO)

Q_R＝I·sin(NCO)+Q·cos(NCO)，

其中NCO表示来自基于载波NCO420的表424的值。图11表示诸如载波NCO420的载波NCO1100的实施例。当启用910时，通过利用累积电路1110和相位累加器1114积分寄存器1112中的载波NCO频率(定标信号多普勒)值，维持诸如所述第一信道的所述相应信道的所述基准信号的所述相位。所述分数载波相位和接收机的基准扩频码与所述RF部件输入数据混合，以产生同相I和正交Q相关测量。所述I和Q测量被所述反馈环利用，以产生所述NCO频率值和一分数率或分数载波相位1116。所述反馈率或分数载波相位1116被用于接通一频率或相位跟踪环，诸如一自动频率控制环、一科思塔斯(Costas)环或一锁相环。所述控制软件可以在任何等于或慢于一次/ms频率更新所述载波NCO频率。一环的更新频率是所述跟踪环的设计参数。例如，典型的反馈频率等于约1/10的所述环带宽。更快的反馈频率增加了处理载荷，但对环的性能具有很小的影响。慢于1/10所述环带宽的反馈可以松散锁或者增加动态条件下的环噪声。

利用所述相位累加器1114积分所述基准信号的相位或所述载波相位。当相应的信道在一相应的基准振荡器时钟脉冲边沿启动时，载波相位角假定为零。实际上在所述启动时间的所述相位不为零，但是在所述I和Q样本中相应的循迹误差将被反映。载波相位循迹将校正所述基准相位角。在所述相应的信道启动后直道其被关闭，每个时钟周期，所述32位相位载波NCO频率值被加至所述32位相位累加器1114。最小有效位的载波相位是2^-32周期的载波周期。最小有效位的载波NCO频率寄存器1112是2^-32载波周期/时钟。如果在所述信号处理器400(图4)中时钟频率为40.9216MHz，则所述最小有效位的载波NCO频率寄存器1112等于0.0095278Hz(104.96位/Hz)，且所述寄存器1112的范围为0至40.9212589MHz。由于前述基准振荡器的有意频率偏移，所述多普勒总是正的。

在所述复合相位旋转中的位的配置和加权根据用于所述相位旋转的所述正弦/余弦(sine/cosine)表424(图4)。表III表示5位、11·cosine/11·sine实现方法。表III利用4最高有效位的相位累加器1114所引。所述4位的最高有效位具有0.5周期的加权，最小的有效位具有1/16周期或22.5度的加权。表III中的整数值的一平均幅度是10.96。表III的傅里叶变换的非基本分量中的功率小于0.1dB，因此表III导入可忽略的损失。

表III：正弦/余弦表424(图4)的实施例。

4位相位值	角度(度)	Cosine	Sine	11·cosine	11·sine	表Cosine值	表Sine值
								0000	0	1.0000	0.0000	11.0000	0.0000	11	0
0001	22.5	0.9239	0.3827	10.1627	4.2095	10	4
								0010	45.0	0.7071	0.7071	7.7781	7.7781	8	8
0011	67.5	0.3827	0.9239	4.2095	10.1627	4	10
								0100	90	0.0000	1.0000	0.0000	11.0000	0	11
0101	112.5	-0.3827	0.9239	-4.2095	10.1627	-4	10
								0110	135.0	-0.7071	0.7071	-7.7781	7.7781	-8	8
0111	157.5	-0.9239	0.3827	-10.1627	4.2095	-10	4
								1000	180	-1.0000	0.0000	-11.0000	0.0000	-11	0
1001	202.5	-0.9239	-0.3827	-10.1627	-4.2095	-10	-4
								1010	225.0	-0.7071	-0.7071	-7.7781	-7.7781	-8	-8
1011	247.5	-0.3827	-0.9239	-4.2095	-10.1627	-4	-10
								1100	270.0	0.0000	-1.0000	0.0000	-11.0000	0	-11
1101	292.5	0.3827	-0.9239	4.2095	-10.1627	4	-10
								1110	315.0	0.7071	-0.7071	7.7781	-7.7781	8	-8
1111	337.5	0.9239	-0.3827	10.1627	-4.2095	10	-4

在载波NCO电路1100中，所述相位累加器1114的溢出表示一个周期的积分多普勒的累积。一载波周期计数寄存器1118计数所述溢出并输出整个载波相位1120。一有限差的连续测量可以被用作三角载波相位测量，其中一积分开始被设为零，因此一间隔的积分值对应一相位变化。

图13表示卫星导航装置中的运算的实施例。接收包括至少一个来自第一卫星的扩频信号的信号(1312)。利用一第一非零量化阈值确定放大所述信号的增益，以使2/3的样本为非零(1314)。利用是所述第一非零量化阈值的两倍的一第二非零量化阈值对所述信号采样和量化。在一些实施例中，可以由更少或附加的运算，可以重排所述运算的次序和/或两个或多个运算可以被合并。

图12表示全球导航卫星系统(GNSS)中的诸如装置110(图1)的装置1210的实施例。所述装置1210包括前端电路1212、诸如信号处理器342(图3A)的信号处理器1214、至少一个处理器1216及存储器1218。所述存储器1218包括通过处理器1216执行的操作系统1220及至少一个程序模块1236，所述存储器可以包括高速随机存取存储器，也可以包括固定存储器，例如一个或多个磁盘存储装置、电可擦可编程只读存储器(EEPROM)和/或闪速EEPROM。至少所述一个程序模块1236包括对应用于AGC1222、A/D转换器1224、DC偏移校正1228、解调1230、相位旋转1232、、GNSS编码器/解码器1238及载波和码锁1240的电路的指令和/或文件。所述A/D转换器1224包括一个或多个映射1226。所述相位旋转1232包括正弦/余弦表1234。所述程序模块1236可以包括可选的多径校正(诸如双德尔塔校正、选通相关器及微脉冲相关器)和/或多径计算。所述程序模块1236也可以包括用于调整所述的IF、滤波器、混频器和/或诸如所述第一信道的一个或多个信道和/或诸如子信道电路300(图3A)的一个或多个子信道电路中的LO频率的指令。在一些实施例中，可以有超过1个的处理器1216。在其它实施例中，所述装置1210可以包括一专用集成电路(ASIC)，通过所述处理器1216执行的至少一个程序模块1236的一些或所有功能可在所述ASIC中实施。

前述为了说明目的的描述，使用具体的术语以提供对本发明完全地理解。然而，很明显，对本领域的技术人员来说，实现本发明不必需要详细的细节，所选和所描述的实施例是为了最好地说明本发明的原理及其实际应用，从而使本领域的技术人员最好地利用本发明及适用于其它具体使用所想到的具有不同修改的实施例。因此，前述的公开不是为了限制本发明于所揭示的具体形式。根据上文的教导，可以进行许多修改或变化。

通过所附权利要求及其等效范围来限定本发明的范围。

Claims (26)

1、一种卫星导航装置，包括：

一接收机，其接收包括至少来自一第一卫星的一第一扩频信号的信号，该接收机具有一第一信道，所述第一信道包括：

一A/D转换器，以采样和量化所述信号，所述A/D转换器具有一第一非零量化阈值和一第二非零量化阈值；及

一自动增益控制，以调整所述信号的一增益，

其中所述增益根据所述第一非零量化阈值确定，以产生一非零样本的一第一预定概率，所述第二非零量化阈值对应一非零样本的一第二预定概率。

2、根据权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：利用所述增益放大所述信号及利用所述第二非零量化阈值量化所述信号，减少在干扰信号功率对接收机噪声功率的一任意比率下一干扰信号对所述接收机的影响。

3、根据权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：所述A/D转换器输出值的位数选自以下群组：2、3、4和5。

4、根据权利要求3所述的卫星导航装置，其特征在于：所述第一非零量化阈值对应一第一范围的输出值，所述第二非零量化阈值对应一第二范围的输出值。

5、根据权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：还包括一DC偏移校正电路，以充分减少所述信号中的DC偏移。

6、根据权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：所属A/D转换器使用一查找表，所述查找表包括一第一映射和一第二映射，其中所述第一映射中的非零样本基于所述第一非零量化阈值确定，所述第二映射中的非零样本基于所述第二非零量化阈值确定。

7、根据权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：还包括一降频转换电路，其中所述降频转换电路将所述信号由一第一载频信号转换至一近基带信号，所述近基带信号具有大致小于一采样率的四分之一的一第二载频信号。

8、根据权利要求7所述卫星导航装置，其特征在于：所述第二载频信号小于大约100kHz。

9、根据权利要求7所述卫星导航装置，其特征在于：还包括一相位旋转电路，以在量化正交样本的所述近基带信号上进行复合相位旋转，以使剩余偏置大体均匀分布在0-360°相角内，从而在相应第一扩频信号的积分周期内平均大体为零。

10、根据权利要求9所述的卫星导航装置，其特征在于：所述相位旋转电路使用一查找表进行所述复合相位旋转。

11、根据权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：还包括一消隐电路，其中所述消隐电路在启用时，累计所述信号的相应样本在一时间间隔中超过一阈值的次数，如果该次数超过一值，则停用该接收机。

12、权利要求11所述的卫星导航装置，其特征在于：所述阈值8倍于所述第一非零量化阈值。

13、一种卫星导航装置，包括：

一接收机装置，其接收包括至少来自一第一卫星的一第一扩频信号的信号，该接收机具有一第一信道，所述第一信道包括：

一第一工具，以采样和量化所述信号，所述第一工具具有一第一非零量化阈值和一第二非零量化阈值；及

一第二工具，以放大所述信号，所述第二工具具有根据所述第一非零量化阈值确定的一增益，

其中所述增益对应一非零样本的一第一预定概率，所述第二非零量化阈值对应一非零样本的一第二预定概率。

14、一种方法，包括：

利用一接收机接收一信号，所述信号包括至少来自一第一卫星的一第一扩频信号；

利用一第一非零量化阈值确定用于放大所述信号的一增益；及

利用一第二非零量化阈值采样和量化所述信号，

一自动增益控制，以调整所述信号的一增益，

所述增益对应一非零样本的一第一预定概率，所述第二非零量化阈值对应一非零样本的一第二预定概率。

15、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：利用所述增益放大所述信号及利用所述第二非零量化阈值量化所述信号，减少在干扰信号功率对接收机噪声功率的一任意比率下一干扰信号对所述接收机的影响。

16、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：所述量化输出值的位数选自以下群组：2、3、4和5。

17、根据权利要求16所述的方法，其特征在于：所述第一非零量化阈值对应一第一范围的输出值，所述第二非零量化阈值对应一第二范围的输出值。

18、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：还包括充分减少所述信号中的DC偏移。

19、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：量化还包括一第一映射和一第二映射，其中所述第一映射中的非零样本基于所述第一非零量化阈值确定，所述第二映射中的非零样本基于所述第二非零量化阈值确定。

20、根据权利要求19所述的方法，其特征在于：所述第一映射和所述第二映射使用一查找表。

21、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：还包括将所述信号由一第一载频信号转换至一近基带信号，所述近基带信号具有大致小于一采样率的四分之一的一第二载频信号。

22、根据权利要求21所述的方法，其特征在于：所述第二载频信号小于大约100kHz。

23、根据权利要求21所述的方法，其特征在于：还包括在量化正交样本的所述近基带信号上进行复合相位旋转，以使剩余偏置大体均匀分布在0-360°相角内，从而在相应第一扩频信号的积分周期内平均大体为零。

24、根据权利要求23所述的方法，其特征在于：进行所述复合相位旋转还包括使用一查找表确定所述复合相位旋转。

25、根据权利要求14所述的方法，其特征在于：还包括累计所述信号的相应样本在一时间间隔中超过一阈值的次数，如果该次数超过一值，则暂时停止所述接收。

26、根据权利要求25所述的方法，其特征在于：所述阈值8倍于所述第一非零量化阈值。

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