BRPI0618148B1

BRPI0618148B1 - Dispositivo de navegação por satélite, e, método para operar o mesmo

Info

Publication number: BRPI0618148B1
Application number: BRPI0618148-1A
Authority: BR
Inventors: Charles R. Cahn; Jerry Eugene Knight
Original assignee: Navcom Technology, Inc.
Priority date: 2005-11-08
Filing date: 2006-11-06
Publication date: 2019-08-20
Also published as: EP2027484A1; AU2006311756B2; JP2009515187A; US20070104299A1; JP5147707B2; BRPI0618148A2; US7912158B2; EP2027484B1; RU2417381C2; CA2625224C; CN101300501B; AU2006311756A1; RU2008122986A; WO2007056270A1; CA2625224A1; CN101300501A

Abstract

<b>dispositivo de navegação por satélite, e, método<d> um dispositivo de navegação por satélite (110) incluindo um receptor (200) de radiofrequência(rf) flexível é descrito. o receptor (200) recebe um sinal (114) que inclui pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado (210) de um primeiro satélite. o receptor (200) tem um primeiro canal que inclui um conversor analógico para digital (a/d) (338) para amostrar e quantizar o sinal e um controle de ganho automático (agc) (330) para ajustar uma amplificação do sinal (114). o conversor de a/d (338) tem uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero e uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero. o agc (330) pode ajustar um ganho de acordo com a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. o ganho pode corresponder a uma primeira probabilidade predeterminada de uma amostra não zero e a segunda magnitude de limiar de quantização não zero pode corresponder a uma segunda probabilidade predeterminada de uma amostra não zero.

Description

“DISPOSITIVO DE NAVEGAÇÃO POR SATÉLITE, E, MÉTODO PARA OPERAR O MESMO”

CAMPO DA INVENÇÃO [001] A presente invenção diz respeito, em termos gerais, a medições quantizadas que estão sujeitas à interferência, e, mais especificamente, a um limiar de amostragem e quantização para desempenho melhorado de receptor de navegação por satélite na presença de sinais de interferência num sistema de satélite de navegação global (GNSS).

FUNDAMENTO DA INVENÇÃO [002] Receptor num sistema de satélite de navegação global (GNSS), tal como o Sistema de Posicionamento Global (GPS), usa medições de alcance que são baseadas em sinais de navegação de linha de visão radiodifundidos de satélites. Um receptor mede um tempo de chegada de um ou mais sinais radiodifundidos. Esta medição de tempo de chegada inclui uma medição de tempo baseada em uma porção codificada de aquisição grosseira (C/A) de um sinal chamado de pseudo-alcance, e uma medição de fase.

[003] A presença de sinais de interferência pode degradar uma relação de sinal para ruído (SNR) de um ou de mais sinais de navegação de GNSS. A Figura 2 ilustra interferência de onda contínua (CW) 200. Tal interferência de CW 200 pode ser vista como um sinal interferente, neste caso, sinal senoidal, sobreposto sobre um sinal de espectro espalhado 210 usado por um respectivo sinal de GNSS. Antes mesmo que aquele sinal de espectro espalhado 210 seja correlacionado num receptor, uma amplitude daquele sinal interferente é, com frequência, significativamente maior do que uma amplitude do referido sinal de espectro espalhado 210. A correlação reúne uma energia do sinal de GNSS e espalha uma energia do sinal interferente, que então se torna como ruído. Se um ruído adicional do sinal interferente reunido for maior do que um ruído térmico de fundo ambiente 212, aquela SNR do dito sinal de GNSS recebido é diminuída.

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 6/235 / 42 [004] A SNR do sinal de GNSS varia com uma amplitude local do sinal interferente. Além disso, o ruído térmico de fundo 212 mascara o sinal de espectro espalhado 210. Porém, quando quantizado o sinal de espectro espalhado 210 é detectado mais facilmente em cristas e vales do sinal interferente, onde uma taxa de mudança do sinal interferente é quase zero. O sinal de espectro espalhado 210 é mais difícil de discernir a um máximo de uma magnitude da taxa de mudança do sinal interferente.

[005] Uma abordagem anti-interferência convencional usava quantização de 3 níveis 214 baseada na amplitude do sinal interferente de modo que amostras perto das cristas e vales do sinal interferente sejam usadas durante processamento de sinal no receptor. 10 a 20% das amostras que caem nas cristas é ponderada +1 e 10 a 20% que caem nos vales é ponderada -1. Amostras restantes são descartadas dando-lhes um peso de 0.

[006] Porém, pode ser difícil alcançar populações de amostra desejadas nesta abordagem de detecção anti-interferência convencional. Portanto, há uma necessidade por um esquema de detecção anti-interferência melhorado em receptores de GNSS.

SUMÁRIO [007] Um dispositivo de navegação por satélite incluindo um receptor de radiofrequência (RF) flexível é descrito. O receptor recebe um sinal que inclui pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite. O receptor tem um primeiro canal que inclui um conversor de analógico para digital (A/D) para amostrar e quantizar o sinal e um controle de ganho automático (AGC) para ajustar uma amplificação do sinal. O conversor de A/D tem uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero e uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero. O AGC ajusta um ganho de acordo com a primeira magnitude de limiar de quantização não zero para produzir uma primeira probabilidade predeterminada de uma amostra não zero P1. A segunda magnitude de limiar

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 7/235 / 42 de quantização não zero pode corresponder a uma segunda probabilidade predeterminada de uma amostra não zero P2. O sinal é amplificado usando o ganho e quantizado usando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero a fim de reduzir um efeito de um sinal de interferência no receptor a uma relação arbitrária de intensidade de sinal de interferência para intensidade de ruído de receptor.

[008] O conversor de A/D pode produzir uma gama de valores correspondendo a 2, 3, 4 ou 5 bits de quantização. A primeira magnitude de limiar de quantização não zero corresponde a uma primeira gama de valores de saída e a segunda magnitude de limiar de quantização não zero corresponde a uma segunda gama de valores de saída. O conversor de A/D também pode usar uma tabela de consulta incluindo um primeiro mapeamento e um segundo mapeamento. Amostras não zero no primeiro mapeamento são determinadas baseado no primeiro limiar de quantização não zero e amostras não zero no segundo mapeamento são determinadas baseado na segunda magnitude de limiar de quantização não zero.

[009] O primeiro canal pode incluir um circuito de correção de compensação de CC para reduzir substancialmente uma compensação de CC no sinal. O receptor também pode incluir um circuito de apagamento que soma vários eventos onde uma amostra respectiva do sinal excede uma magnitude de limiar durante um intervalo de tempo e pelo menos desabilita temporariamente o receptor se o número de eventos exceder um valor. A magnitude de limiar pode ser oito vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. O receptor pode ser reabilitado depois que o número de eventos é menor que o valor.

[0010] O primeiro canal pode incluir um circuito de conversão ascendente, que converte o sinal de um primeiro sinal de frequência de portadora para um sinal próximo à banda base. O sinal próximo à banda base tem um segundo sinal de frequência de portadora substancialmente menor que

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 8/235 / 42 um quarto de uma taxa de amostragem. O receptor também pode incluir um circuito de rotação de fase para executar uma rotação de fase complexa em amostras de quadratura quantizadas do sinal próximo à banda base de modo que uma polarização residual seja distribuída de uma forma substancialmente uniforme através de ângulos de fase de 0 a 360° e desse modo fique em média em substancialmente zero através de um período de integração correspondendo ao primeiro sinal de espectro espalhado. O circuito de rotação de fase pode usar uma tabela de consulta para executar a rotação de fase complexa.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS [0011] Outros objetivos e características adicionais da invenção serão aparentes mais prontamente da descrição detalhada seguinte e reivindicações anexas quando tomadas junto com os desenhos.

[0012] Figura 1 é um diagrama ilustrando um sistema de satélite de navegação global (GNSS) com sinais de trajeto direto e sinal de multi-trajeto. [0013] Figura 2 ilustra interferência de onda contínua (CW) de um sinal de espectro espalhado.

[0014] Figura 3A é um diagrama de bloco ilustrando componentes em um canal em um receptor de GNSS.

[0015] Figura 3B é um diagrama de bloco ilustrando componentes em um canal em um receptor de GNSS.

[0016] Figura 4 é um diagrama de bloco ilustrando processamento de sinal de sinais recebidos em um receptor de GNSS.

[0017] Figura 5 ilustra uma distribuição de população de amostra.

[0018] Figura 6 é um esquema de degradação calculada em uma relação de sinal para ruído de saída (SNR) como uma função de intensidade de sinal interferente de CW.

[0019] Figura 7 é esquema comparando degradação calculada em uma relação de SNR de saída como uma função de intensidade de sinal interferente de CW para um ótimo teórico e uma concretização de uma abordagem de

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 9/235 / 42 detecção anti-interferência.

[0020] Figura 8 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito de apagamento.

[0021] Figura 9 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito de temporização.

[0022] Figura 10 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito de início e parada.

[0023] Figura 11 é um diagrama de bloco ilustrando um oscilador controlado numericamente (NCO) de portadora.

[0024] Figura 12 é um diagrama de bloco ilustrando componentes em um receptor de GNSS.

[0025] Figura 13 é um fluxograma ilustrando um método de operar um receptor de GNSS.

[0026] Figura 14 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito de correção de compensação de CC em um receptor de GNSS.

[0027] Figura 15 é um diagrama de bloco ilustrando um circuito de controle de ganho automático (AGC) em um receptor de GNSS.

[0028] Mesmos numerais ou sinais de referência se referem a partes correspondentes ao longo das várias vistas dos desenhos.

DESCRIÇÃO DE CONCRETIZAÇÕES [0029] Referência será feita agora em detalhes a concretizações, exemplos de quais são ilustrados nos desenhos acompanhantes. Na descrição detalhada seguinte, numerosos detalhes específicos estão publicados a fim de prover uma compreensão completa da presente invenção. Porém, será aparente a alguém de habilidade ordinária na técnica que a presente invenção pode ser praticada sem estes detalhes específicos. Em outros casos, métodos, procedimentos, componentes, e circuitos bem conhecidos não foram descritos em detalhes assim para não obscurecer desnecessariamente aspectos das concretizações.

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 10/235 / 42 [0030] Um dispositivo de navegação por satélite incluindo um receptor de RF flexível para receber um ou mais sinais de espectro espalhado de um primeiro satélite com desempenho anti-interferência melhorado é descrito. Concretizações do receptor recebem um sinal que inclui um pelo menos primeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite. O receptor tem um primeiro canal que inclui um conversor analógico para digital (A/D) para amostrar e quantizar o sinal e um controle de ganho automático (AGC) para ajustar uma amplificação do sinal. O conversor de A/D tem uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero correspondendo a uma primeira probabilidade predeterminada de uma amostra não zero P1, também chamada uma primeira atividade, e uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero correspondendo a uma segunda probabilidade predeterminada de uma amostra não zero P2, também chamada uma segunda atividade. O AGC pode ajustar um ganho de acordo com a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. O sinal pode ser amplificado usando o ganho e quantizado usando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero a fim de reduzir um efeito de um sinal de interferência ou instabilidade no receptor a uma relação arbitrária de intensidade de sinal de interferência para intensidade de ruído de receptor. Controlando estatística de amostra em lugar de ajustar uma amplitude de sinal e tirando proveito de algumas propriedades estatísticas aleatórias de ruído de Gaussiano e sinais de interferência, o receptor habilita populações de amostra desejadas, e assim desempenho anti-interferência melhorado pode ser alcançado.

[0031] Nas concretizações do dispositivo de navegação por satélite, navegação é entendida incluir determinar uma localização ou uma posição, também conhecida como fixação de posição. Navegação é para ser interpretada como determinar onde o dispositivo de navegação de satélite está com respeito a um quadro de referência que é provido pelo menos em parte

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 11/235 / 42 por satélites em um GNSS. Navegação também pode determinar um tempo no dispositivo de navegação por satélite baseado, pelo menos em parte, em sinais de um ou mais satélites em um GNSS. GNSSs incluem, mas não estão limitados a, um Sistema de Posicionamento Global (GPS), um Sistema de Satélite de Navegação de Órbita Global (GLONASS), um sistema de posicionamento GALILEO, um Sistema de Cobertura de Navegação /

Geostacionário Europeu (EGNOS), um Sistema de Aumento de Área Ampla (WAAS), um Sistema de Aumento baseado em Satélite de Transporte Multifuncional (MSAS), um Sistema de Satélite de Quase Zênite (QZSS), como também uma Rede StarFire de NavCom Technology, Inc.

[0032] Com a exceção de GLONASS, satélites de GNSS usam métodos de acesso múltiplo por diversidade de código (CDMA) para diminuir interferência inter-satélite. Os satélites não GLONASS radiodifundem sinais em frequências de sinal de portadora em uma banda L e usam códigos pseudo-aleatórios de espectro espalhado. O sistema de GLONASS usa de acesso múltiplo por diversidade de frequência (FDMA) para prover proteção de interferência inter-satélite. Cada satélite de GLONASS usa o mesmo código de espectro espalhado. Com a exceção de satélites antipódicos, localizados na mesma órbita em lados opostos da Terra, cada satélite tem sua própria banda de frequência. Satélites antipódicos podem compartilhar a mesma banda de frequência.

[0033] Usando GPS como um exemplo, satélites radiodifundem sinais de navegação a uma frequência de sinal de portadora L1 de 1575,42 MHz e uma frequência de sinal de portadora L2 de 1227,6 MHz. Um terceiro sinal de

GPS é planejado para uma frequência de sinal de portadora L5 de 1176,45

MHz. O sistema de GALILEO planeja prover sinais em L1 e L5 (também chamado E5A) e sinais adicionais em 1207,14 MHz (E5B) e 1278,75 MHz (E6). GALILEO também proverá sinais adicionais com códigos de espectro espalhado diferentes na frequência de sinal de portadora L1. O sistema de

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QZSS planeja prover sinais compatíveis com GPS nas frequência de sinal de portadora L1, L2 e L5. QZSS também planeja prover sinais em uma frequência de sinal de portadora L6 ainda indefinida. Satélites em WAAS, EGNOS e MSAS provêem sinais como GPS na frequência de sinal de portadora L1, e planejam prover um segundo sinal na frequência de sinal de portadora L5.

[0034] A Rede StarFire, que funciona pelo menos parcialmente como uma ligação de comunicação, usa canais que são 840 Hz de largura em uma banda de frequência entre 1525 e 1560 MHz. Rede StarFire transmite dados a 1200 bits codificados por segundo.

[0035] GLONASS radiodifunde sinais nas bandas de frequência de

1598,0635 a 1605,375 MHz (L1) e 1242,9375 a 1248,625 MHz (L2). As bandas de frequências de sinais em GLONASS sobrepõem uma porção de extremidade alta de bandas correspondentes de frequências de sinais em GPS e GALILEO.

[0036] Figura 1 ilustra um sinal composto recebido por um dispositivo 110 em uma concretização de um GNSS 100. O sinal composto inclui um ou mais sinais 114 radiodifundidos por um ou mais satélites como também um sinal de multi-trajeto 116, que é refletido fora de um objeto 112. Como discutido acima, os sinais 114, cada um contém pelo menos um sinal de espectro espalhado correspondendo a pelo menos um satélite.

[0037] Figura 3A ilustra componentes em uma concretização de um circuito de sub-canal 300 entre o primeiro canal em um receptor no dispositivo 110 (Figura 1). O sinal composto é recebido por um circuito de extremidade dianteira incluindo uma ou mais antenas. Entradas de antena podem ser amplificadas ou não amplificadas (passivas) e podem combinar uma ou múltiplas frequências por conector de antena em um roteador no circuito de extremidade dianteira. Em concretizações com uma antena não amplificada ou um conector ou cabo longo entre a antena e o roteador, o

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 13/235 / 42 circuito de extremidade dianteira pode incluir um estágio de ganho inicial. Pelo menos uma porção do sinal composto 310 é dirigida a um ou mais canais. Os canais cada um inclui um ou mais circuitos de sub-canal, tal como o circuito de sub-canal 300. O circuito de sub-canal 300 recebe uma banda de frequência respectiva no pelo menos um sinal de espectro espalhado, correspondendo ao pelo menos primeiro satélite, em pelo menos uma porção do sinal composto 310.

[0038] O sinal composto 310 é acoplado a um filtro de baixa perda

312 para rejeitar imagens de sinal e interferência fora de banda. O sinal também pode ser amplificado em um amplificador (não mostrado) e/ou filtrado em filtro (não mostrado) antes de acoplar ao filtro 312. Em concretizações com o amplificador de baixo ruído inicial na eletrônica de extremidade dianteira, esta amplificação pode ser eliminada. Pelo menos uma porção do sinal é convertida descendentemente numa frequência intermediária (FI) usando um ou mais moduladores, tal como misturador 314. Em algumas concretizações, a FI é comum em um ou mais circuitos de sub-canal adicional. Uma conversão descendente no misturador 314 mistura um primeiro sinal de referência, tendo uma respectiva primeira frequência de portadora ou então um oscilador local (LO), que é gerada por um gerador de sinal 318.

[0039] O primeiro sinal de referência pode ser gerado baseado em um de mais sinais de relógio, que podem ser gerados pelo oscilador de referência 316. Cada circuito de sub-canal no receptor tem uma primeira frequência de LO única, desse modo permitindo a um circuito de sub-canal respectivo, tal como circuito de sub-canal 300, receber uma banda de frequência respectiva no pelo menos um sinal de espectro espalhado do primeiro satélite. Os circuitos de sub-canal podem receber um ou mais dos sinais de relógio de pelo menos um oscilador de referência comum no receptor. Em outras concretizações, pode não haver o oscilador de referência comum. O oscilador de referência 316 pode incluir uma ou mais malhas travadas por fase, malhas

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 14/235 / 42 travadas por atraso e/ou circuitos de interpolação.

[0040] Depois de conversão ascendente, o sinal na FI é passado por um filtro de alta qualidade 320, tal como um filtro de onda acústica de superfície, que previne aliasing de sinal e sinais de interferência e rejeita interferência fora de banda. O filtro de alta qualidade 320 pode permitir a outros filtros no canal 300, tal como a filtragem de pré-seleção de extremidade dianteira, ser de precisão mais baixa, pode permitir implementação mais fácil de controle de ganho automático (AGC) 330 e também pode permitir quantização de menos bits em conversores de A/D 338. Filtros nos circuitos de sub-canal, tal como o filtro 320, definem uma largura de banda de processamento de sinal para o sinal no receptor. Como uma consequência, estes filtros, tal como a filtro 320, ajudam a definir características de processamento sinais globais do receptor. Em algumas concretizações, os filtros, tal como a filtro 320, podem ter uma frequência central substancialmente igual à FI e uma largura de banda maior do que aproximadamente uma largura de banda do primeiro satélite. Em algumas concretizações, a largura da banda (banda passante de 3 dB) de um ou mais dos filtros, tal como a filtro 320, pode ser maior do que aproximadamente 30 MHz (lado duplo). Em algumas concretizações, a largura de banda (banda passante de 3 dB) de um ou mais dos filtros, tal como a filtro 320, pode estar dentro de uma gama inclusiva de aproximadamente 30 a 32 MHz (lado duplo). Em uma concretização exemplar, o filtro 320 pode ser equivalente a 6 ou pólos mais complexos. Para um sub-canal correspondendo a sinais da Rede StarFire, o filtro 320 também pode ter uma frequência central substancialmente igual à FI. Neste caso, porém, a largura de banda do filtro 320 pode ser 200 kHz, como o sinal na rede StarFire usa uma largura de banda menor.

[0041] Assegurando que a largura de banda dos filtros, tal como a filtro 320, seja pelo menos ligeiramente maior do que filtragem aplicada aos

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 15/235 / 42 sinais radiodifundidos por um ou mais dos satélites de GNSS, conteúdo sinal não será perdido e interferência fora de banda tanta quanto possível é rejeitada. Se a largura de banda de filtros em um ou mais dos satélites for aumentada no futuro, a largura de banda de um ou mais dos filtros, tal como a filtro 320, também pode ser aumentada, de forma que conteúdo de sinal não será perdido. Isto pode habilitar correção de sinal de multi-trajeto melhorada 116 (Figura 1) e/ou características de rastreamento melhoradas do receptor. [0042] O sinal em um ou mais circuitos de sub-canal, tal como circuito de sub-canal 300, é convertido a substancialmente próximo à banda base (frequência zero) usando um ou mais moduladores, tais como misturadores 322. Conversão ascendente nos misturadores 322 mistura segundos sinais de referência, cada um tendo uma segunda portadora ou frequência de LO e que estão substancialmente em quadratura entre si, que são providos por gerador de sinal de quadratura 324. O segundo sinal de referência pode ser gerado baseado em pelo menos um sinal de relógio do oscilador de referência 316 e/ou do oscilador de referência comum. Substancialmente próximo à banda base pode incluir frequências substancialmente menor que um quarto de uma taxa de amostragem nos conversores de A/D 338. Em algumas concretizações, substancialmente próximo à banda base pode incluir frequências menos de aproximadamente 100 kHz.

[0043] Converter descendentemente efetivamente a substancialmente próximo à banda base introduz um deslocamento de frequência de Doppler intencional. Um modo para implementar isto é fixar a frequência de sinal de portadora do pelo menos um sinal de relógio de modo que seja aproximadamente 40 partes por milhão (PPM) mais rápido. Esta compensação assegura que as amostras I e Q dos conversores de A/D 338 todas tenham um deslocamento de frequência de Doppler aparente positivo, que simplifica o projeto de geradores de sinal, tais como osciladores controlados

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 16/235 / 42 numericamente (NCOs), em circuitos de processamento de sinal, tal como processador de sinal 342. A compensação também assegura que bordas de amostragem digitais sejam distribuídas aleatoriamente com respeito a uma temporização de bordas de bit de código no pelo menos um sinal de espectro espalhado do pelo menos primeiro satélite.

[0044] Em uma concretização exemplar, o oscilador de referência 316 tem uma frequência de sinal de portadora nominal de 16,36864 MHz. Isto é, 39,101 MHz ou aproximadamente 40 PPM maior que 1,6 vezes a frequência fundamental de GPS de 10,23 MHz. A frequência de sinal de portadora do pelo menos um sinal de relógio do oscilador de referência 316 pode variar pela sua vida útil por outros 10 PPM devido a variações de envelhecimento e/ou temperatura. Em outras concretizações exemplares, o oscilador de referência 316 pode incluir um oscilador a cristal compensado em temperatura (TCXO) e/ou um oscilador a cristal compensado em tensão (VCXO).

[0045] As frequências da FI, primeiro LO e segundo LO podem preservar relações coerentes entre frequências de sinal de código e portadora usadas por sinais de GNSS. Para todos os sinais de GNSS, há um número substancialmente inteiro de ciclos de portadora por bit de código. Frequências de conversão ascendente selecionadas, isto é, a primeira frequência de LO e a segunda frequência de LO respectiva, podem preservar estas relações. Note que as relações, porém, não são sensíveis a deslocamentos de frequência de Doppler causados por movimento de receptor de satélite, sinal de referência, erros de sinal de relógio no satélite ou receptor e/ou o deslocamento de frequência de Doppler intencional discutido acima. Como discutido abaixo, o receptor tira proveito desta propriedade.

[0046] A FI e a segunda frequência de LO pode ser múltiplos substancialmente idênticos de uma frequência de pelo menos um sinal de relógio respectivo do oscilador de referência comum no receptor e/ou no oscilador de referência 316. Desprezando fontes de Doppler (mencionadas

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 17/235 / 42 acima), a soma das duas frequências de conversão ascendente, isto é, a respectiva primeira frequência de LO e a segunda frequência de LO, em cada um dos circuitos de sub-canal pode ser substancialmente igual a uma frequência de sinal de portadora respectiva, correspondendo à banda de frequência respectiva, no pelo menos um sinal de espectro espalhado do primeiro satélite. Por exemplo, a banda de frequência L1 de GPS tem uma frequência de sinal de portadora nominal de 1575,42 MHz, que é igual a 154x10,23 MHz. Em concretizações onde o receptor 200 (Figura 2) usa uma forma de sinal de relógio do oscilador de referência 316 tendo uma frequência de N1x10,23 MHz, um primeiro e um segundo LO são gerados deste sinal de relógio. As frequências respectivas destes LO podem obedecer várias relações que asseguram que a gama medida rastreando a frequência de portadora seja substancialmente a mesma como a gama medida rastreando o código. As frequências de portadora para cada um dos sinais de banda L também podem ser expressas na forma N0. 154.(N0 = 154 para L1, 120 para L2, 115 para L5, 118 para E5A e 125 para E6). A frequência do primeiro LO é criada multiplicando o sinal de relógio de referência por A, isto é, LO1 =

A. N1x10,23 MHz. A frequência do segundo LO é substancialmente igual à FI e é criada multiplicando o sinal de relógio de referência por B, isto é, LO2 =

B. N1.10,23 MHz. Multiplicadores A e B são escolhidos de modo que eles obedeçam a relação s.(N0 - A.N1) = B.N2, onde s = 1 para uma conversão ascendente de lado baixo e s = -1 para uma conversão ascendente de lado alto. Por exemplo, se a primeira conversão ascendente de lado alto for usada para converter o sinal L1 a uma FI igual a 13,7.10,23 MHz (= 140.151 MHz), s é igual a -1 e B.N1 é igual a 154 + 13,7 ou 167,7. Se a conversão ascendente de lado baixo for usada ao invés, s é igual a 1 e B.N1 é igual a 154.13,7 ou

140,3. Um multiplicador diferente A pode ser usado para cada uma das frequências de GNSS. A mesma FI e multiplicador B podem ser usados para todas as frequências. Note que de certo modo conversão de lado alto produz

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 18/235 / 42 uma FI com uma frequência negativa, mas os filtros no receptor e conversões descendentes subsequentes se comportam o mesmo para frequências positivas e negativas.

[0047] Um ou mais circuitos de sub-canal para sinais da Rede StarFire podem não usar detecção de quadratura. A segunda frequência de LO pode ser ajustada em pequenas etapas, aproximadamente 21 Hz, de forma que a segunda frequência de LO case com uma frequência central do canal de comunicação de StarFire. Um controlador no receptor, o primeiro canal e/ou um dos circuitos de sub-canal, tal como o circuito de sub-canal 300, pode programar sequencialmente o gerador de sinal 324 a frequências apropriadas correspondendo a cada possível banda de frequências de StarFire para determinar se o sinal respectivo está presente. Note que pode não ser necessário manter relações especiais entre as frequências de sinal de código e portadora no processamento de sinal de StarFire, assim pode haver mais liberdade na seleção da primeira frequência de LO e da segunda frequência de LO respectiva.

[0048] Depois de conversão ascendente para próximo à banda base, sinais em fase e fora de fase são acoplados a filtro passa-baixa 326 para remover componentes espectrais indesejados. Os sinais são amplificados baseado em ganhos determinados usando o AGC 330 e amostrados e quantizados nos conversores de A/D 338 para produzir amostras em fase I e fora de fase Q. As amostras I e Q são processadas no processador de sinal 342. O processador de sinal 342 pode usar valores armazenados na tabela de consulta 344. AGC 330 e os conversores de A/D 338 podem ser configurados e/ou ajustados por lógica de controle 334 usando valores armazenados na tabela de consulta 336. Configuração e/ou seleção dos ganhos e magnitudes de limiar de quantização de A/D é discutido ademais abaixo.

[0049] Em algumas concretizações, a FI, a primeira frequência de LO e/ou a segunda frequência de LO em um ou mais dos circuitos de sub-canal,

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 19/235 / 42 tal como o circuito de sub-canal 300, pode ser configurável e/ou ajustável. Isto é implementado ajustando e/ou reconfigurando pelo menos um gerador sinal, tal como gerador de sinal 318 usando o controlador no receptor, o primeiro sub-canal e/ou um dos circuitos de sub-canal, tal como o circuito de sub-canal 300. Por exemplo, a segunda frequência de LO no sinal de referência do gerador de sinal de quadratura 324 pode ser ajustada em etapas de algumas centenas de Hz. Ao adaptar ou configurar a FI, pelo menos um do filtro 320, dos filtros 326, dos misturadores 322 e/ou do misturador 314 pode ser ajustado ou reconfigurado. Note que a relação previamente discutida entre código e portadora pode ser preservada para sinais de navegação quando a FI é modificada. Esta relação pode ou não ser preservada para alguns sinais de comunicação, tal como StarFire.

[0050] Permitindo a FI, a primeira frequência de LO e/ou a segunda frequência de LO ser configurável, a FI pode ser configurada a um valor dentro de uma gama inclusiva de aproximadamente 100 a 350 MHz. Concretizações onde a FI, a primeira frequência de LO e/ou a segunda frequência de LO são ajustáveis pode permitir a um ou mais dos circuitos de sub-canal serem configurados dinamicamente a uma FI com a gama inclusiva. Uma FI configurável ou adaptável oferece graus de liberdade adicionais de projeto. Estes graus de liberdade podem permitir a FI em um ou mais subcanais ser mudada para satisfazer as exigências de componentes, tais como filtros 312, 320 e/ou 326, gerador de sinal 318, gerador de sinal de quadratura 324, misturadores 314 e 322. Por exemplo, se durante uma vida útil de produção do receptor, um ou mais componentes se tornarem obsoletos ou um ou mais componentes melhores correspondendo uma diferente FI se tornarem disponíveis, a FI pode ser mudada configurando ou adaptando a primeira frequência de LO e/ou a segunda frequência de LO em um ou mais circuitos de sub-canal. Em concretizações exemplares, a FI pode ser 140, 160 e/ou 200 MHz, desde que estes valores podem casar com as especificações de filtros e

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 20/235 / 42 misturadores baratos que foram desenvolvidos para telefones celulares.

[0051] Em outras concretizações, o sub-canal 300 pode ter mais ou menos componentes. Funções de dois ou mais componentes podem ser implementadas em um único componente. Alternativamente, funções de alguns componentes podem ser implementadas em exemplos adicionais dos componentes ou em componentes em outro lugar no receptor. Enquanto a Figura 3A ilustra um circuito de sub-canal 300, em algumas concretizações pode haver mais circuitos de sub-canal. Em algumas concretizações, um ou mais dos circuitos de sub-canal pode não usar detecção e amostragem de quadratura. Ao invés, o sinal pode ser convertido a próximo à banda base em um ou mais misturadores usando o segundo sinal de referência, tendo a segunda portadora ou frequência de LO.

[0052] Figura 3B ilustra uma concretização de um circuito de subcanal 360. Linha vertical 362 corresponde a um circuito de detecção 346 na Figura 3A. Para desempenho correto do circuito de sub-canal 360, números iguais de amostras de A/D positivas e negativas de conversores de A/D 338 são desejados. Se as amostras de A/D não ficarem na média em zero, elas contêm uma polarização, também chamada uma polarização de CC, que durante um processo de correlação de código (432 e 434 na Figura 4) será convertida a ruído interferente adicional, ou, se a polarização de CC for maior do que uma proteção de auto-correlação provida por um código de espectro espalhado respectivo, aparecerá como um sinal de satélite interferente. Circuitos de correção de compensação de CC 348 ajustam sinais em fase e fora de fase próximo à banda base para reduzir uma polarização de CC em um ou ambos destes sinais.

[0053] Uma abordagem para remover polarização de CC é calcular em média as amostras de A/D por um período e subtrair a média resultante das amostras de A/D entrantes. Esta abordagem, porém, pode usar muitos bits de precisão nas amostras de A/D despolarizadas, e consequentemente muitos

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 21/235 / 42 bits de precisão durante processamento de sinal 342. Outros métodos incluem calibração manual ou por software das polarizações de CC. Estes métodos medem a polarização de CC e ajustam tensões de referência ou limiares de A/D ajustando manualmente componentes no circuito de sub-canal 360 ou provendo uma tensão de realimentação variável usando um conversor digital para análogo (D/A).

[0054] Figura 14 ilustra uma concretização de um circuito 1400 usado para remover polarizações de CC. O circuito 1400 opcionalmente inverte amostras I 1410 e amostras Q 1412 usando inversores opcionais 414. Contadores para cima/baixo 1418 incrementam suas contagens respectivas por um se uma amostra for positiva e decrementam suas contagens respectivas por um se a amostra for negativa. Se um dos contadores 1418 transbordar, há um excesso de amostras positivas, assim um pulso é aplicado em uma Polarização M 1422 a uma entrada não inversora de um amplificador operacional 1426 e uma tensão de referência é aumentada. Se um dos contadores 1418 esvaziar, há um excesso de amostras negativas, assim um pulso é aplicado em uma Polarização P 1424 a uma entrada inversora do amplificador operacional 1426 e uma tensão de referência é diminuída. Os amplificadores operacionais 1426 e seus circuitos de realimentação associados são selecionadas de forma que um tempo de integração de pulsos esteja entre 100 ms e 10 s. Com o passar do tempo, os amplificadores operacionais 1426 integram os pulsos de realimentação e ajustam as tensões de referência de forma que haja números iguais de amostras positiva e negativas e uma média das amostras I 1410 e amostras Q 1412 seja zero.

[0055] Se referindo à Figura 3A, os conversores de A/D 338 têm várias concretizações para converter um ou mais sinais de GNSS de forma análoga à digital. Como é conhecido na técnica, uma taxa de amostragem respectiva igual a ou maior do que uma taxa de Nyquist dos sinais é aceitável.

Em concretizações onde amostras complexas são usadas, a taxa de

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 22/235 / 42 amostragem pode ser maior do que ou igual a largura de banda dos filtros 326. Por exemplo, para sinais de GPS, a taxa de amostragem pode ser maior que 32 MHz. Em outras concretizações exemplares, a taxa de amostragem pode ser 40, 60 ou 80 MHz. Como constrangimentos de consumo de energia e temporização durante processamento de sinal aumentam em proporção à taxa de amostragem, uma taxa de amostragem de 40 MHz pode ser adequada para sinais de GNSS existentes e planejados. Se no futuro, sinais de GNSS de largura de banda mais alta se tornarem disponíveis, a largura de banda dos filtros 326 e a taxa de amostragem dos conversores de A/D 338 podem ser aumentadas por conseguinte baseado na nova taxa de Nyquist.

[0056] Em algumas concretizações, um ou mais circuitos de subcanal, tal como circuito de sub-canal 300, no primeiro canal podem ser configuráveis para produzir um ou mais sinais digitais tendo um número de bits ajustável ou configurável. O número de bits pode ser 1, 2, 3, 4, 5, ou mais, incluindo quantização de 1 bit (2 níveis), quantização de 2 bits (3 níveis ou um sinal e uma magnitude, isto é, 1, 0 e -1), quantização de 2 bits (4 níveis) e quantização de 3 bits (8 níveis). Em algumas concretizações, um número maior de bits pode ser usado. Porém, uma complexidade de um conversor de A/D, tais como os conversores de A/D 338 varia como um quadrado do número de bits e podem estar diminuindo retornos quando o número de bits é aumentado além 5. O número de bits pode ser configurado ou adaptado dinamicamente. A configuração e/ou adaptação podem ser controlada pelo controlador no receptor e/ou um controlador em pelo menos um dos circuitos de sub-canal, tal como circuito de sub-canal 300. Em concretizações onde um ou mais circuitos de sub-canal são configurados para produzir sinais digitais tendo 1 bit, um ou mais dos conversores de A/D 338 podem ser substituídos com um comparador. Como o conteúdo de informação do sinal de Rede StarFire (1200 ou 2400 bits por segundo) é muito menor do que para os sinais de GNSS, uma taxa de amostragem mais baixa pode ser

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 23/235 / 42 usada, tal como 38,4 kHz. Esta taxa é 16 ou 32 vezes a taxa de Nyquist e facilita possíveis aumentos de futuro em uma taxa de dados radiodifundida. Também permite sincronização de bordas de bit de dados com amostras digitais assíncronas sem uma perda significante de intensidade de sinal.

[0057] A presença de sinais de interferência, como ilustrado na Figura

2, pode degradar uma relação de sinal para ruído (SNR) de um ou mais sinais de navegação de GNSS. Como previamente notado, uma abordagem de detecção anti-interferência convencional tenta reduzir o impacto da interferência de CW colocando magnitudes de limiar de quantização 214 (Figura 2) baseado na amplitude do sinal interferente de modo que amostras perto das cristas e vales do sinal interferente sejam usadas durante processamento de sinal 342 (Figura 3A) no receptor. Pode ser difícil alcançar populações de amostra desejadas nesta abordagem de detecção antiinterferência convencional. Concretizações do receptor alcançam as populações de amostra desejadas controlando estatística de amostra, baseado em propriedades estatísticas de ruído Gaussiano e sinais interferentes, em lugar de a amplitude do sinal interferente.

[0058] Amostras de A/D em receptores de GNSS são tipicamente limitadas por ruído, isto é, uma amplitude do ruído é muito maior do que uma amplitude dos sinais de navegação radiodifundidos pelos satélites. O ruído é conhecido ter estatística normal ou Gaussiana, e é doravante chamado ruído Gaussiano. Figura 5 mostra a probabilidade 510 como uma função de desvio normalizado 512 de uma população média para uma população de amostra 500 tendo estatística Gaussiana. Em algumas concretizações, o desvio 512 é normalizado de modo que o desvio-padrão seja 1,0. Um terço de todas as amostras tem magnitudes dentro de desvios-padrão de 0,43 da população média (entre linhas 514-1 e 514-2. Um terço de todas as amostras é maior que a média mais desvios-padrão de 0,43 (linha 514-2) e um terço restante de todas as amostras são menor que a média menos desvios-padrão de 0,43

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 24/235 / 42 (linha 514-1).

[0059] Para ruído Gaussiano com fase θ, aproximadamente 60% de todas as amostras ocorrem dentro de desvios-padrão de 0,86 (entre em linhas 516-1 e 516-2). Neste caso, 20% das amostras são maiores do que a média mais desvios-padrão de 0,86 (linha 516-2) e 20% são menos do que a média menos desvios-padrão de 0,86 (linha 516-1).

[0060] Quando o sinal interferente é maior do que o ruído Gaussiano, a probabilidade que |cos^)| é maior que 0,5 é 0,667, como cos(60°) iguala 0,5. Portanto, se o sinal interferente não saturar o receptor, o AGC 330 (Figura 3A) pode ajustar, usando um primeiro limiar de quantização não zero, o ganho do circuito de quantização para pelo menos um dos conversores de A/D 338 (Figura 3A), de modo que a probabilidade predeterminada de uma amostra não zero P1 ou a primeira atividade iguale ou aproximadamente iguale 2/3. Deste modo, a primeira magnitude de limiar de quantização não zero pode ser fixada a metade da amplitude do sinal interferente embora a amplitude do sinal interferente não tenha sido determinada. Quantizar os sinais em pelo menos um dos conversores de A/D 338 (Figura 3A) no subcanal 300 (Figura 3A) usando o ganho e uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero substancialmente igual a duas vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero corresponde a |cos^)| igual a 1,0, isto é, as cristas e vales do sinal interferente. Isto permite amostras onde a taxa de mudança do sinal interferente é quase zero serem usadas em processamento de sinal 342 (Figura 3A), desse modo melhorando o desempenho do receptor na presença de interferência forte, tal como interferência de CW. Como discutido ademais abaixo, o uso desta abordagem para fixar o ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) e a magnitude de limiar de quantização de conversor de A/D 338 (Figura 3A) não degrada apreciavelmente o desempenho do receptor na ausência da interferência. Enquanto a abordagem descrita neste parágrafo usa o ganho e a primeira

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 25/235 / 42 magnitude de limiar de quantização não zero correspondendo à primeira atividade de 2/3, e a segunda magnitude de limiar de quantização não zero substancialmente igual a duas vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero, em outras concretizações, uma atividade diferente e uma relação diferente da segunda magnitude de limiar de quantização não zero para a primeira magnitude de limiar de quantização não zero podem ser usadas.

[0061] A abordagem de detecção anti-interferência pode ser implementada usando uma tabela de consulta 336 (Figura 3A). Em algumas concretizações, a tabela de consulta 336 (Figura 3A) pode ser programável. Os conversores de A/D 338 (Figura 3A) podem executar um primeiro mapeamento usando a primeira magnitude de limiar de quantização não zero e um segundo mapeamento usando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero. Tabela I ilustra uma tabela de consulta 336 adequada para o primeiro e segundo mapeamentos. No primeiro mapeamento, amostras de A/D de 4 bits são definidas de modo que dois terços das amostras tenha uma magnitude maior do que ou igual a um (ativo) e um terço das amostras seja inativo. No segundo mapeamento, uma magnitude de limiar de quantização não zero é dobrada e as amostras são convertidas para quantização de 3 níveis (sinal e magnitude). Estas amostras têm estatística correspondendo ao terço de todas as amostras maiores que a média mais desvios-padrão de 0,43 (linha 514-2) na Figura 5 e o terço restante de todas as amostras menor que a média menos desvios-padrão de 0,43 (linha 514-1) na Figura 5 na ausência da interferência. Quando interferência forte está presente, as amostras correspondem às cristas e vales do sinal interferente.

Tabela I. Primeiro e segundo mapeamento em uma tabela de consulta.

Primeiro Mapeamento	Segundo Mapeamento
Quantização de	Valor de Amostra	Tipo de	Quantização

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4 bits (Binário)	de A/D	Amostra	de 3 Níveis
1111	+7	Ativo	+1
1110	+6	Ativo	+1
1101	+5	Ativo	+1
1100	+4	Ativo	+1
1011	+3	Ativo	+1
1010	+2	Ativo	+1
1001	+1	Ativo	0
1000	+0	Inativo	0
0111	-0	Inativo	0
0110	-1	Ativo	0
0101	-2	Ativo	-1
0100	-3	Ativo	-1
0011	-4	Ativo	-1
0010	-5	Ativo	-1
0001	-6	Ativo	-1
0000	-7	Ativo	-1

[0062] Outras concretizações da tabela de consulta 336 (Figura 3A) pode ter só um mapeamento e/ou podem usar quantizações de bit diferentes para o primeiro mapeamento e/ou segundo mapeamento. Por exemplo, um quantização de 5 níveis pode ser implementada ou selecionada usando a lógica de controle 334 (Figura 3A). Na quantização de 5 níveis, valores de amostra q(v) baseados em uma tensão medida v das amostras são:

q(v) = -2; v < - V q(v) = - 1; - V < v < -0,5V q(v) = 0; -0,5V < v < 0,5V q(v) = 1; 0,5V < v < V q(v) = 2; V < v, onde V representa uma magnitude de limiar para quantização. Isto pode ser

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23/42 redeclarado equivalentemente em termos de 3 níveis:

q(v) = -1 e v Ativo v < - V q(v) = 0 e Ativo - V < v < -0,5V q(v) = 0 e Inativo - 0,5V < v < 0,5V q(v) = 0 e Ativo 0,5V < v < V q(v) = 1 e V Ativo V < v [0063] A fim de avaliar o desempenho desta abordagem de detecção anti-interferência, fundo teórico adicional é provido abaixo. Um conversor de A/D ideal usando quantização de 3 níveis nomeia q(v) como:

q(v) = -1 v < - V = 0 -V < v < V = 1 V<v [0064] Assume-se que as amostras são equilibradas aproximadamente a zero, por exemplo, usando circuito de correção de compensação de CC 348 (Fig. 3A), assim há substancialmente pequena ou nenhuma compensação de CC.

[0065] A amplitude s do sinal de um satélite respectivo é muito menor que o ruído Gaussiano mais a amplitude do sinal interferente devido a um espalhamento de intensidade do código de espectro espalhado. Uma função de probabilidade para o sinal p(x) tem média z de zero.

[0066] Para amostras de 3 níveis com valores espaçados por 1,0 (isto é, amostras de -1, 0 e 1), uma média do sinal desejado é:

m = s[p(V) + p(-V)] e a variância é:

^{vaí = +} (1) [0067] A SNR de amostras de saída é definida como:

* var

A SNR de um sinal desejado e ruído Gaussiano é:

_s²

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24/42 onde σⁿ - N representa uma variância do componente de ruído Gaussiano de p(x).

[0068] Uma degradação D do sinal de saída na presença da interferência de CW é:

_ 2σ;_ιΡ(7)²

S/N £^Xx)(Èt+ [0069]

Esta equação assume que p(x) é simétrico perto de 0, que é válido para os códigos de espectro espalhado de GNSS. Uma função de densidade de probabilidade oara o ruído Gaussiano é:

[0070]

Portanto, a probabilidade P que o valor quantizado de 3 níveis da amostra s seja não zero é:

F = + (2) porque o valor quantizado da amostra é zero para - V < x < V. Note que a Equação 2 é idêntica à Equação 1, a equação para a variância. P é definido para ser a atividade das amostras.

[0071] Quando interferência de CW está presente, pelo menos o sinal interferente senoidal é adicionado ao ruído Gaussiano. A equação para a atividade, isto é, Equação 2, para o sinal incluindo o sinal interferente ou interferência é uma convolução das funções de densidade de probabilidade para o ruído Gaussiano e o sinal interferente senoidal desde que o ruído Gaussiano e o sinal interferente senoidal são independentes. No receptor, a fase Θ do sinal interferente senoidal é aleatória com respeito ao sinal, isto é, a função de densidade de probabilidade é uniforme de 0 a 2π. Um valor instantâneo do sinal interferente senoidal a uma fase arbitrária φ é:

(3) onde J representa uma intensidade média para o sinal interferente senoidal. Note que até mesmo se a interferência de CW for não senoidal, por exemplo, um sinal de onda quadrada, uma rotação complexa 426 (Figura 4), discutida

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25/42 ademais debaixo, que é executada em algumas concretizações do receptor, tem o efeito de fazer tal interferência de CW se aproximar a um sinal interferente senoidal.

[0072] Figura 6 é um esquema de uma degradação calculada D na

SNR do sinal de saída como uma função da probabilidade de uma amostra não zero P ou a atividade em um conversor de 3 níveis, tal como aquele ilustrado pelo segundo mapeamento na Tabela I, para uma variedade de relações do intensidade média do sinal interferente senoidal para uma intensidade de ruído Gaussiana, isto é, vários valores de:

[0073] Um problema é como determinar um nível de interferência, isto é, a relação de J/N, e uma probabilidade ótima correspondente de uma amostra não zero P ou a atividade. Quando a intensidade média J do sinal interferente senoidal aumenta, uma atividade ótima deveria diminuir. Se a relação de J/N fosse conhecida, a atividade podería ser ajustada por um controlador, tal como lógica de controle 334 (Figura 3A) de acordo com a probabilidade de uma amostra não zero P na Equação 2. Porém, é difícil estimar a relação J/N porque isso requer uma calibração precisa do circuito de sub-canal 300 (Figura 3A) e uma boa estimação de um parâmetro ruidoso. A abordagem de detecção anti-interferência descrita acima e implementada em concretizações do receptor ajuda a superar esta dificuldade.

[0074] Selecionando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero para corresponder às cristas e vales do sinal interferente senoidal implica que a probabilidade de uma amostra não zero P ou a atividade se aproxima, mas não igual a 0 totalmente. Determinar a segunda magnitude de limiar de quantização não zero selecionando a primeira probabilidade de uma amostra não zero Pl ou a primeira atividade correspondendo a uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero reduzida permite mais espaço para erro desde a primeira probabilidade de uma amostra não zero Pl ou a

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 30/235 / 42 atividade é maior do que 0. Em uma concretização exemplar, a primeira probabilidade de uma amostra não zero P1 ou a atividade é substancialmente 2/3. Ajustando o ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) de acordo com a primeira magnitude de limiar de quantização não zero, por exemplo, 0,5V, a segunda probabilidade de uma amostra não zero P2 é aproximadamente 0 para a segunda magnitude de limiar de quantização não zero, que neste exemplo é V, na presença de interferência forte relativa ao ruído Gaussiano, isto é, ruído desprezível. Para o caso de ruído Gaussiano somente, determinar o ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) resulta na mesma primeira atividade de 2/3 para a primeira magnitude de limiar de quantização não zero de 0,5V e resulta na segunda probabilidade de uma amostra não zero P2 igual a 0,39 quando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero de V é usada. Como mostrado na Figura 6, isto está perto do ótimo para este caso. Esta abordagem de detecção anti-interferência (ajustando o ganho usando o AGC 330 na Figura 3A de acordo com a primeira magnitude de limiar de quantização não zero reduzida de 0,5V a fim de obter uma atividade de substancialmente 2/3) foi achado melhorar o desempenho de receptor para uma gama extensa da relação J/N.

[0075] O desempenho desta abordagem de detecção anti-interferência pode ser estimado como segue. Para uma relação assumida J/N, determine o ganho usando o AGC 330 (Figura 3A) que produz a primeira probabilidade de uma amostra não zero P1 igual a 2/3 como ilustrado na Equação 2. Desde que a segunda magnitude de limiar de quantização não zero é duas vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero em uma concretização, diminua o ganho por 6 dB do valor correspondendo à primeira probabilidade de uma amostra não zero P1 igual a 2/3 e avalie o desempenho resultante. Figura 7 é um esquema da degradação calculada para a abordagem de detecção anti-interferência nas concretizações do receptor contra o desempenho ótimo. Uma diferença entre os resultados para a abordagem de

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 31/235 / 42 detecção anti-interferência nas concretizações do receptor e o desempenho ótimo é pequena através de uma gama extensa da relação J/N.

[0076] Considere um exemplo onde a interferência é um sinal pulsado extremamente forte, com um fator de trabalho de 0,1. Quando o pulso está ativo, a saída dos conversores de A/D 338 (Figura 3A) é igual ±1 e o sinal desejado é obliterado. Quando o pulso está desativado, o ruído é Gaussiano. Se o receptor não usar a abordagem de detecção anti-interferência, com quantização de 2 bits (3 níveis), a primeira probabilidade de uma amostra não zero P1 ou a primeira atividade é aproximadamente 1,0 quando o pulso está ativo e é P0-0,1 quando o pulso está desativado, onde P0 é a atividade desejada global. Na abordagem de detecção anti-interferência proposta, a atividade desejada P0 igual a 0,667 usando a primeira magnitude de limiar de quantização não zero de 0,5V. Assim, quando o pulso está desativado, a primeira atividade é 0,567 usando a primeira magnitude de limiar de quantização não zero de 0,5V. Para receptor limitado a ruído Gaussiano, isto é, quando o pulso está desativado, a segunda atividade é 0,253 usando a segunda magnitude de limiar de quantização não zero de V. A degradação de desempenho para o receptor limitado a ruído Gaussiano a este limiar é -1,66 dB. A obliteração da fração 0,1 do sinal pelo pulso resulta em uma degradação adicional de 0,92 dB. Portanto, a degradação total é -2,58 dB. Se um ciclo de trabalho do pulso for maior que 0,1, há degradação significativamente maior.

[0077] Como uma consequência, em algumas concretizações do receptor, um ou mais dos sub-canais, tal como o sub-canal 300 (Figura 3A), pode usar um circuito de apagamento para ademais diminuir os efeitos de interferência de pulso. No exemplo precedente, parando o processamento de sinais quando o pulso está ativo e retomando processamento quando o pulso está desativado, a degradação de desempenho é apenas a perda de fator de trabalho, isto é, -0,92 dB para o fator de trabalho de 0,1.

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 32/235 / 42 [0078] Figura 8 ilustra uma concretização de um circuito de apagamento 800. O receptor monitora a magnitude das amostras de entrada para detectar um aumento súbito em uma proporção de amostras muito grandes causado por uma interferência forte. Se tal aumento súbito ocorrer, o receptor pára de processar os sinais (habilita apagamento). Apagamento é desativado (desabilitado) quando o receptor detecta uma ausência de amostras de magnitude grande. Enquanto apagamento estiver habilitado, AGC e realimentação de ajuste zero estão desabilitados.

[0079] Uma magnitude de 3 bits para as amostras I 810 e uma magnitude de 3 bits para as amostras Q 812 são comparadas a um limiar em comparadores 814. Em algumas concretizações, o limiar é programável. Se a magnitude das amostras I 810 e das amostras Q 812 for maior do que o limiar, o contador 826 é incrementado usando porta OU 818. Cada 16 períodos de amostra, os contadores 826 são reajustados usando o relógio de amostra 820 e circuito de dividir por 16, 822-1. Se o contador 826 alcançar uma contagem de 12, como determinado por comparador 828, indicando que 12 de 16 medições têm uma magnitude grande, apagamento é habilitado 844 usando retenção 838 e porta OU 842. Uma vez que apagamento seja habilitado, ele permanece habilitado até que pelo menos 100 de 128 amostras tenham ambas I e Q com uma magnitude menor que o limiar. Isto é implementado usando porta E 832, contador 834, comparador 836 e o retenção 838. O contador 834 é reajustado usando circuitos de dividir por 16 822 e porta OU 830.

[0080] A probabilidade e número de desvios-padrão para exceder possíveis magnitudes de amostra de 3 bits de ruído de Gaussiano é ilustrado na Tabela II. Tabela II assume que a atividade para controle de AGC é 2/3. A probabilidade de amostras grandes é pequena, mas não proibitivamente pequena. Se uma probabilidade muito baixa de apagamento devido a ruído aleatório for desejada, um grupo de amostras pode ser monitorado e apagamento só é habilitado quando uma fração considerável tiver magnitude

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 33/235 / 42 grande.

Tabela II. Magnitude de 3 bits, número de desvios-padrão da população média e uma probabilidade correspondente para amostras 810 e 812 no circuito de apagamento 800.

Magnitude	Número de Desvios-Padrão	Probabilidade
1	0,43	0,666
2	0,86	0,390
3	1,29	0,197
4	1,72	0,085
5	2,15	0,032
6	2,58	0,0099
7	3,01	0,0026

[0081] Um número grande de simulações foi executado para determinar os limiares nos comparadores 814 (para habilitar apagamento) e determinar quando apagamento deveria ser desabilitado, isto é, quando interferência de pulso não está mais presente. Baseado nestas simulações, em uma concretização exemplar do circuito de apagamento 800, apagamento é habilitado se a magnitude para as amostras I 810 e/ou a magnitude para as amostras Q 812 for maior do que ou igual a 4 para 12 de 16 períodos de amostras (assim, o limiar nos comparadores 814 neste exemplo é fixado a 4). O limiar para os comparadores 814 pode ser oito vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero de 0,5V. Histerese entre habilitar e desabilitar apagamento também pode ser usada para reduzir comutação de apagamento de interferência de pulso a uma taxa alta. Na concretização exemplar, apagamento é desabilitado se ambas a magnitude das amostras I 810 e a magnitude das amostras Q 812 for menor que 4 entre 100 de 128 períodos de amostra.

[0082] O circuito de apagamento 800 também suporta um apagamento controlado externamente 840, que habilita apagamento quando é

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 34/235 / 42 declarado. Esta característica pode ser usada quando um sinal interferente cooperativo está sendo radiodifundido, tal como uma transmissão de rádio ou um pseudólito cooperativo (por exemplo, um sinal correspondendo a um falso satélite de GPS). Apagamento também pode ser desabilitado. Isto é usado, tipicamente, durante uns primeiros poucos segundos depois que o receptor é ligado, para permitir AGC 330 (Figura 3A) e os circuitos de correção de compensação de CC 348 (Figura 3B) alcançarem estado estável.

[0083] Figura 15 ilustra uma concretização de um circuito de AGC

1500, tal como o AGC 330 (Figura 3A). O circuito de AGC 1500 é simples para implementar, provê muito boa resistência à interferência e é transparente a estágios de processamento de sinal subsequentes, tal como processador de sinal 342 (Figura 3A). Uma magnitude de amostras I 1510 e amostras Q 1512 é comparada a um limiar em comparadores 1514. Em algumas concretizações, o limiar nos comparadores 1514 pode ser programável. Em algumas concretizações, o limiar pode ser a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. Se a magnitude das amostras I 1510 e/ou amostras Q 1512 for maior do que ou igual ao limiar, as amostras respectivas estão ativas. Se as amostras respectivas forem menor que o limiar, elas estão inativas (como foi ilustrado no primeiro mapeamento na Tabela I). Várias amostras I e/ou amostras Q ativas podem ser somadas usando somadores 1518, 1520 e 1522. Adição é fixada a um intervalo de tempo de duração igual a N2 para prover períodos usando realimentação de dividir por N2 1524. A realimentação de dividir por N2 1524 é acionada por habilitação de amostra 1508. N2 é escolhido de forma que não seja um divisor inteiro de várias amostras por ms (para prevenir aliasing a uma frequência correspondente na FI e/ou um ou mais sinais de relógio, como aquele usado para acionar pelo menos um dos conversores de A/D 338 na Figura 3A). Como uma consequência, a taxa de realimentação é aproximadamente 200 kHz e o nível de atividade desejado pode ser expresso precisamente como uma fração da

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 35/235 / 42 forma M/(2.N2), onde M é um inteiro. Em uma concretização exemplar, N2 pode igualar 176.

[0084] A um fim do intervalo de tempo definido por N2, uma contagem de amostras ativas I e amostras Q é comparada a um limiar visado em comparador 1526. Em algumas concretizações, o limiar visado é programável. Em algumas concretizações, o limiar visado corresponde à primeira probabilidade de uma amostra não zero ou à primeira atividade. Se a adição for maior do que o limiar visado, há muitas amostras ativas e o ganho determinado usando pelo menos um AGC 330 (Figura 3A) é reduzido enviando um pulso a uma entrada inversora de um amplificador operacional de AGC em linha de AGC M 1528. Se a adição for menos do que o limiar visado, há muito poucas amostras ativas. O ganho é aumentado enviando um pulso a uma entrada não inversora do amplificador operacional de AGC em linha de AGC P 1530. Os circuitos de amplificador operacional e de apoio podem ser escolhidos de forma que um tempo de integração efetivo esteja entre 100 ms e 10 s. Como ilustrado no circuito de AGC 1500, pulsos de realimentação são pelo menos um período de relógio de amostra de duração. Uma resposta de AGC mais rápida pode ser obtida fazendo uma duração dos pulsos de realimentação proporcional a um valor absoluto da adição I e/ou da adição Q menos o limiar visado, isto é, um controle de realimentação proporcional. Note que nas concretizações do receptor usando quantização de 1 bit em conversores de A/D 338 (Figura 3A), realimentação de AGC pode não ser precisada.

[0085] Se referindo à Figura 3A, amostras de um ou mais circuitos de sub-canal, tal como circuito de sub-canal 300, podem ser processadas no processador de sinal 342. Em algumas concretizações, mais de um sub-canal pode acoplar amostras ao processador de sinal 342. Em algumas concretizações, pode haver mais de um processador de sinal, e o processador de sinal pode ser usado cooperativamente de modo que os processadores de

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 36/235 / 42 sinal funcionem como um único processador de sinal. Amostras do circuito de sub-canal respectivo, tal como circuito de sub-canal 300, podem ser dirigidas a mais de um dos processadores de sinal.

[0086] Processamento de sinal pode ser implementado em circuitos analógicos, circuitos digitais ou uma combinação de circuitos analógicos e digitais. Com a exceção dos conversores de A/D 338, operações podem ser executadas usando hardware, tal como um circuito integrado específico de aplicação (ASIC), software ou uma combinação de hardware e software.

[0087] Temporização nos circuitos de sub-canal, e nos conversores de

A/D 338, é útil no processamento de sinal 342. Figura 9 ilustra uma concretização de um circuito de temporização 900. Quando habilitado 910, um tempo de medição 924 é gerado dividindo um relógio de amostra por um inteiro programável N3 provido por um registrador de N3 de estado estável 912. Cada vez que um divisor de UT divide por N3 914 alcança seu estado final ES, o tempo de medição 924 ocorre e o divisor de UT divide por N3 914 é reiniciado. Dados de GNSS, incluindo um registrador de pseudo-alcance e acumulações de correlação, podem ser memorizados para saída baseado no tempo de medição 924. Uso do divisor de UT divide por N3 programável 914 permite a taxa de amostragem nos conversores de A/D 338 (Figura 3A) a primeira frequência de LO e/ou a segunda frequência de oscilador LO ser variada sem impactar um projeto do processador de sinal 342 (Figura 3A). Como uma consequência, a taxa de amostragem pode ser ajustada baseado nas larguras de banda de sinal e/ou componentes disponíveis.

[0088] Desde que medições são baseadas em um tempo criado pelo oscilador de referência comum no receptor e/ou um ou mais osciladores de referência em um de mais circuitos de sub-canal, tal como o oscilador de referência 316, o receptor é um receptor de medição de tempo de usuário.

Alguns receptores de GNSS medem tempo baseados em eventos em um ou mais sinais de satélite recebidos, tal como um começo de uma época de

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 37/235 / 42 código de C/A de 1 ms. Tais receptores são chamados receptores de medição de tempo de canal.

[0089] No circuito de temporização 900, duas variáveis estão disponíveis para controlar uma temporização do tempo de medição 924. O registrador de N3 de estado estável 912 pode ser programado a um número de relógios de amostra entre medições. Divisor de UT divide por N3 914 é reajustado a um valor armazenado no registrador de N3 de estado estável 912 depois que o divisor de UT divide por N3 914 alcança seu estado final ES, a menor que um software de controle tenha escrito um valor novo, usando de uma vez só registrador de N3 916, desde o último estado final. Se o novo valor foi escrito, o divisor de UT divide por N3 914 é fixado igual a um valor em registrador de N3 916 só uma vez. Tipicamente, o software de controle fixará o registrador de N3 de estado estável 912 para casar com uma frequência do relógio de amostra. O software então ajusta a temporização de tempo de medição 924 de forma que coincida com uma coordenada de tempo universal (UTC) ou tempo de GPS encurtando periodicamente ou alongando um comprimento de um período de medição usando o registrador de N3 916 só uma vez.

[0090] Controle para um sinal de pulso por segundo (PPS) 926 é semelhante ao tempo de medição 924, exceto que um divisor de PPS divide por P 920 conta os sinais de tempo de medição 924 em vez do tempo de amostra. O sinal de PPS 926 deve ocorrer a um múltiplo inteiro do tempo de medição 924. Novamente, há duas variáveis de controle implementadas usando um registrador de P de estado estável 918 e um registrador de P 922 só uma vez. O registrador de P de estado estável 918 define um número de estado estável de tempos de medição 924 entre saídas de PPS 926 e um registrador de P 922 só uma vez é aplicado uma vez para deslocar uma fase do PPS 926 com respeito a um tempo de saída desejado. Por exemplo, se uma solução de navegação de GPS indicar que a frequência de relógio de amostra

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 38/235 / 42 é 40922 relógios por ms e que um último tempo de medição 924 ocorreu 10 ms mais 2000 relógios menos uma época de UTC ms, o software de controle pode alinhar o tempo de medição 924 e o PPS 926 com o UTC configurando registradores como segue.

[0091] O registrador de N3 de estado estável 912 pode ser fixado a

40922 para casar com a frequência de relógio de amostra e registrador de N3 só uma vez 916 pode ser fixado a 40922 menos 2000 para alinhar o tempo de medição 924 com o milissegundo de UTC. Um próximo período de medição será 38922 relógios de duração e seguido por um período de medição de estado estável de 40922 relógios. O registrador de P de estado estável 918 pode ser fixado a 1000 para criar um pulso por segundo e um registrador de P só uma vez 922 pode ser fixado a 1000 menos 10 para alinhar o PPS 926 com o segundo de UTC. Haverá um intervalo de PPS 926 que é 900 períodos de medição de duração seguido por uma taxa de estado estável de um pulso por 1000 tempos de medição 924.

[0092] Figura 10 ilustra uma concretização de um circuito de início e parada 1000. Um canal respectivo no receptor, tal como o primeiro canal, pode ser iniciado escrevendo um valor a um registrador M de contagem de começo 1012. Este comando fica ativo no tempo de medição 924 (Figura 9) seguindo uma escrita respectiva ao registrador M de contagem de começo 1012. Quando o divisor de UT divide por N3 914 casa com o tempo de começo, os registradores do canal respectivo são iniciados usando habilitação de canal 1018 provida por retenção 1014 e o canal respectivo começa processamento de sinal. De modo prefixado, codificadores, tal como codificador 430 (Figura 4), começam em seu estado de código inicial. Se um comprimento de um código for mais longo do que 1 ms, o software de controle pode restringir tempos de começo ou programar um registrador de troca de código com um estado inicial correto no tempo de começo escolhido.

[0093] O canal respectivo é parado escrevendo ao registrador de

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 39/235 / 42 parada do canal respectivo. Quando o comando de parada 1016 é recebido, todas as porções do canal respectivo podem ser desligadas e colocadas em um modo de baixa energia. O canal respectivo pode ser reativado escrevendo um novo comando ao registrador M de contagem de começo 1012.

[0094] Figura 4 ilustra uma concretização de um processador de sinal

400, tal como o processador de sinal 342 (Figura 3A). Conversores de A/D 410 e 412 provêem amostras I e Q, respectivamente. Os conversores de A/D 410 e 412 são uma primeira porta ao circuito de processamento de sinal 400 para pelo menos o circuito de sub-canal respectivo. Assim, a primeira porta corresponde pelo menos ao sub-canal respectivo recebendo dados a uma única frequência de sinal de portadora no sinal. Pode haver uma ou mais portas adicionais de circuitos de sub-canal adicionais acopladas tanto ao circuito de processamento de sinal 400 ou casos adicionais do circuito de processamento de sinal 400. Em concretizações com uma antena de multi-frequência, um sub-canal e porta separados podem ser usados para cada frequência de sinal de portadora no sinal. Em concretizações com antenas múltiplas, tal como em um sistema de determinação de atitude, uma porta separada pode ser precisada para cada frequência de sinal de portadora nos sinais de cada antena.

[0095] As amostras I e Q são acopladas a conversores de 3 níveis 414, que executam um mapeamento de vários bits nas amostras I e Q para o sinal e a magnitude como foi ilustrado no segundo mapeamento na Tabela I. Em algumas concretizações, os conversores de 3 níveis 414 podem ser implementados usando um circuito em vez de uma tabela de consulta, tal como a tabela de consulta 344 (Figura 3A). As amostras são acopladas a multiplexadores 416 e 418, que acoplam o restante do circuito de processamento de sinal 400 a pelo menos uma das portas.

[0096] Se referindo à Figura 3A, os sinais de referência do gerador de sinal de quadratura 324 podem não estar exatamente 90° fora de fase. Se o

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 40/235 / 42 sinal for convertido descendentemente à banda base, um erro de fase ou polarização, e uma perda de processamento de sinal correspondente, resulta. Como uma consequência, receptores convencionais tipicamente não usam detecção e amostragem de quadratura como ilustrado na Figura 3A. Além disso, amostragem e quantização tipicamente não estão normalmente a banda base. Ao invés, amostragem e quantização podem ser tipicamente executadas a uma FI residual, tal como um quarto da taxa de amostragem de um conversor de A/D, tais como conversores de A/D 338. Aumentando a taxa de amostragem do conversor de A/D e calculando em média amostras, a polarização residual pode ser removida. Em essência, o conversor de A/D nestes receptores convencionais converte descendentemente o sinal à banda base. Porém, as amostras I e Q resultantes são determinadas através de um intervalo de tempo. Isto pode fazer correção do sinal de multi-trajeto 116 (Figura 1) mais difícil. Também pode haver uma penalidade de intensidade associada com a taxa de amostragem aumentada do conversor de A/D. Nesses receptores convencionais que implementam uma conversão ascendente diretamente de frequências de rádio próximas à banda base, detecção de quadratura não é normalmente usada.

[0097] No receptor no dispositivo 110 (Figura 1), o sinal é convertido descendentemente a substancialmente próximo à banda base e, como previamente descrito na discussão do circuito de sub-canal 300, pode ser amostrado e quantizado em quadratura. Esta abordagem de detecção permite às amostras I e Q serem determinadas substancialmente simultaneamente. Isto, por sua vez, pode permitir correção melhorada do sinal de multi-trajeto 116 (Figura 1) e consumo de energia mais baixo. Porém, ainda há o assunto de possível polarização residual associada com erros de fase nos sinais de referência do gerador de sinal de quadratura 324. Converter descendentemente substancialmente próximo à banda base oferece uma solução. Como previamente notado, o sinal resultante efetivamente tem um

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 41/235 / 42 deslocamento de frequência de Doppler intencional. Uma rotação de fase complexa pode ser executada durante processamento de sinal 342 para corrigir este deslocamento de frequência de Doppler intencional. No processo, a polarização correspondente é distribuída substancialmente uniformemente através de 0-360° e fica na média em zero.

[0098] Se referindo de volta à Figura 4, a rotação complexa para corrigir a polarização residual e o deslocamento de frequência de Doppler intencional associado com conversão ascendente a substancialmente próximo à banda base é executado em circuito de rotação complexa 426 (por exemplo, forçando as amostras Q a igualar 0). Como discutido ademais abaixo, a rotação complexa pode ser baseada em um valor na tabela de consulta 424. O valor é determinado baseado em um gerador de sinal de portadora ou NCO 420, que faz parte de uma malha de rastreamento de portadora ou fase que determina o deslocamento de frequência de Doppler intencional a ser corrigido. Pelo menos o um código de espectro espalhado nas amostras do sinal é demodulado em correlacionadores 432 e 434 baseado no codificador 430 e um gerador de sinal de código ou NCO 428, que faz parte de uma malha de rastreamento de código. As acumulações de I e Q dos correlacionadores de sub-canal 432 e 434 são saídas ao tempo de medição 924 (Figura 9) para software de processamento de sinal, onde as acumulações podem ser usadas para computar realimentação para as malhas de rastreamento de fase e código.

[0099] Operações de rotação e correlação em efeito misturam o sinal de satélite embutido nas amostras I e Q com uma réplica do sinal gerado pelo canal respectivo. Se a fase, frequência e temporização do sinal de réplica duplicarem substancialmente aqueles recebidos do satélite, uma intensidade acumulada pelos correlacionadores de sub-canal 432 e 434 é maximizada. Se houver erros de temporização nos sinais de réplica, a intensidade acumulada pelos correlacionadores 432 e 434 é reduzida se a temporização do código

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 42/235 / 42 estiver em erro por menor que um bit de código de espectro espalhado, ou é zero se o erro for maior do que ou igual a um bit de código de espectro espalhado.

[00100] As operações de rotação e correlação ocorrem na taxa de amostra, assim há muito pouca perda de SNR devido a processamento de sinal. A ordem das operações de rotação e correlação é arbitrária. Portanto, em algumas concretizações, correlação pode ser executada antes de rotação, rotação pode ser executada antes de correlação ou as operações de rotação e correlação podem ser combinadas em uma única operação. Em uma concretização exemplar, rotação é executada antes de correlação. Isto permite uma rotação por par de amostras I e Q ser executada. Porém, há muitas correlações possíveis, incluindo um conjunto por sub-canal.

[00101] Como mostrado na Figura 4, as amostra I e Q de um ou mais circuitos de sub-canal, tal como o circuito de sub-canal 300 (Figura 3A), são misturadas com um componente de sinal de portadora do sinal de referência para o canal respectivo pela rotação complexa 426 das amostras I e Q. Amostras giradas IR e QR são geradas usando:

Ir = I.cos(NCO) - Q.sen(NCO)

Qr = I.sen(NCO) + Q.cos(NCO), onde NCO representa um valor da tabela 424 baseado no NCO de portadora 420. Figura 11 ilustra uma concretização de um NCO de portadora 1100, tal como o NCO de portadora 420 (Figura 4). Quando habilitado 910, o NCO de portadora 1100 mantém a fase do sinal de referência para o canal respectivo, tal como o primeiro canal, integrando um valor de taxa de NCO de portadora (Doppler de sinal graduado) no registrador 1112 usando circuito de adição 1110 e acumulador de fase 1114. A fase de portadora de fração e o código de espectro espalhado de referência do receptor são misturados com os dados de entrada de seção de RF para produzir medições de correlação em fase I e quadratura Q. As medições de I e Q são usadas pelas malhas de realimentação

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 43/235 / 42 para criar o valor de taxa de NCO e uma taxa fracionária ou fase de portadora fracionária 1116. A taxa de realimentação ou fase de portadora fracionária 1116 é usada para travar uma frequência ou malhas de rastreamento de fase tal como uma malha de controle de frequência automática, uma malha de Costas ou uma malha travada por fase. O software de controle pode atualizar a taxa de NCO de portadora a qualquer taxa igual a ou mais lenta do que uma vez por ms. Uma taxa de atualização de malha é um parâmetro de projeto da malha de rastreamento. Por exemplo, taxas de realimentação típicas são iguais a cerca de 1/10 da largura de banda de malha. Taxas de realimentação mais rápidas aumentam carga de processamento, mas podem ter pouco efeito sobre desempenho de malha. Taxas de realimentação mais lentas que 1/10 da largura de banda de malha podem perder trava ou aumentar ruído de malha sob condições dinâmicas.

[00102] A fase do sinal de referência ou a fase de portadora é integrada usando o acumulador de fase 1114. Um ângulo de fase de portadora é assumido ser zero quando o canal respectivo é iniciado a uma borda de relógio de oscilador de referência respectiva. Na realidade, a fase é não zero no momento de começo, mas o erro de rastreamento correspondente será refletido nas amostra I e Q. Rastreamento de fase de portadora corrigirá o ângulo de fase de referência. Depois que o canal respectivo inicia e até que seja desligado, o valor de taxa de NCO de portadora de fase de 32 bits é adicionado ao acumulador de fase de 32 bits 1114 a todo ciclo de relógio. Um bit menos significante da fase de portadora é 2^-32 ciclos do ciclo de portadora. Um bit menos significante do registrador de taxa de NCO de portadora 1112 é 2^-32 ciclos de portadora por 'clock'. Se uma taxa de 'clock' no processador de sinal 400 (Figura 4) for 40,9216 MHz, o bit menos significante do registrador de taxa de NCO de portadora 1112 é igual a 0,0095278 Hz (104,96 bits por Hz), e uma gama do registrador 1112 é 0 a 40,9212589 MHz. Devido à compensação de frequência intencional previamente discutida do oscilador de

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40/42 referência, o Doppler é sempre positivo.

[00103] Uma configuração e ponderação de bits nas rotações de fase complexa dependem da tabela de seno/co-seno 424 (Figura 4), que é usada para as rotações de fase. Tabela III ilustra uma implementação de 5 bits, ll.co-seno/ll.seno. Tabela III é indexada usando 4 bits mais significantes do acumulador de fase 1114. O mais significante dos 4 bits tem um peso de 0,5 ciclos e o bit menos significante tem um peso de 1/16 ciclos ou 22,5 graus. Uma amplitude média de valores inteiros na Tabela III é 10,96. A intensidade no componente não fundamental de uma transformada de Fourier da Tabela III é menor que 0,1 dB, assim a Tabela III introduz perda de processamento desprezível.

Tabela III. Uma concretização de uma tabela de seno/co-seno 424 (Figura 4).

Valor de fase de 4 bits	Angulo (deg)	Co-seno	Seno	11' co-seno	11 seno	Valor de co-seno de tabela	Valor de seno de tabela
oooo	0	LOÕÕÕ^-	0,0000	11.0000	0.0000	11	0
000 L	22.5 ¹	0.9239	0.3827	10.1627	4.2095	10	4
0010	45.0	0.7071	0.7071	7.7781	7.7781	8	8
0011	67.5	0.3827	0.9239	4.2095	10.1627	4	10
0100 I	90	0.0000	1.0000	0.0000	11.0000	0	11
0101 ¹	112.5	-0.3827	0.9239	“4.2095	10.1627	-4	1Õ
ono	135.0	-0.7071	0.7071	-7.7781	7.7781	-8	8
01H	157.5	-0.9239	0.3827	-10.1627	4.2095	-10	4 [
1000	180	-1,0000	0.0000	-11.0000	0.0000	-11	0 1
1001	202.5	-0.9239	-0.3827	-10.1627	-4.2095	-10	-4
1010	225.0	-0.7071	-0.7071	-7.7781	-7,7781	-8	-8
1011	247.5	-0,3827	-0.9239	“4,2095	-10.1627	-4	-10
1100	270.0	0.0000	-1.000Õ	0.0000	-11.0000	0	-11
1101	292.5	0.3827	-0.9239	42095	-10,1627	4	-10
1110	315.0	0.7071	-0.7071	7.7781	-7.7781	8	-8
1111	337.5	0.9239	-0,3827	10,1627	-4.2095	10	-4

[00104] No circuito de NCO de portadora 1100, transbordamento do

Petição 870190030565, de 29/03/2019, pág. 45/235 / 42 acumulador de fase 1114 indica uma acumulação de um ciclo de Doppler integrado. Um registrador de contagem de ciclo de portadora 1118 conta os transbordamentos e produz fase de portadora inteira 1120. Uma diferença finita de medições sucessivas pode ser usada como uma medição de fase de portadora delta, onde uma integração é inicialmente fixada igual a zero, assim um valor integrado durante um intervalo corresponde a uma mudança de fase. [00105] Figura 13 ilustra uma concretização de operações no dispositivo de navegação por satélite. Um sinal incluindo pelo menos um sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite é recebido (1312). Um ganho para amplificar o sinal é determinado usando uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero de modo que 2/3 de amostras seja não zero (1314). O sinal é amostrado e quantizado usando uma segunda magnitude de quantização não zero que é duas vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero. Em algumas concretizações, pode haver menos ou operações adicionais, uma ordem das operações pode ser rearranjada e/ou duas ou mais operações podem ser combinadas.

[00106] Figura 12 ilustra uma concretização de um dispositivo 1210, tal como o dispositivo 110 (Figura 1), em um sistema de satélite de navegação global (GNSS). O dispositivo 1210 inclui um circuito de extremidade dianteira 1212, um processador de sinal 1214, tal como processador de sinal 342 (Figura 3A), pelo menos um processador 1216 e uma memória 1218. A memória 1218, que pode incluir memória de acesso aleatório de alta velocidade e também pode incluir memória não volátil, tal como um ou mais dispositivos de armazenamento de disco magnético, EEPROM e/ou EEPROM Flash, inclui um sistema operacional 1220 e pelo menos um módulo de programa 1236, executado por processador 1216. Pelo menos o módulo de programa 1236 inclui instruções e/ou arquivos correspondendo a circuitos para AGC 1222, conversor de A/D 1224, correção de compensação de CC 1228, demodulação 1230, rotação de fase 1232, codificador/decodificador de

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GNSS 1238 e trava de portadora e código 1240. O conversor de A/D 1224 inclui um ou mais mapeamentos 1226. A rotação de fase 1232 inclui tabela de seno/co-seno 1234. O módulo de programa 1236 pode incluir correção de multi-trajeto opcional (tal como uma correção de duplo delta, um correlacionador pulsado e um correlacionador de abertura de pulso) e/ou um cálculo de multi-trajeto. O módulo de programa 1236 também pode incluir instruções para ajustar a FI, filtros, misturadores e/ou frequências de LO em um de mais canais, tal como o primeiro canal, e/ou um ou mais circuitos de sub-canal, tal como o circuito de sub-canal 300 (Figura 3A). Em algumas concretizações, pode haver mais de um processador 1216. Em outras concretizações, o dispositivo 1210 pode incluir um ASIC e alguma ou toda da funcionalidade do pelo menos um módulo de programa 1236, executado pelo processador 1216, pode ser implementado no ASIC.

[00107] A descrição precedente, para propósitos de explicação, usava nomenclatura específica para prover uma compreensão completa da invenção. Porém, será aparente a alguém qualificado na técnica que os detalhes específicos não são requeridos a fim de praticar a invenção. As concretizações foram escolhidas e descritas a fim de melhor explicar os princípios da invenção e suas aplicações práticas, desse modo para habilitar outros qualificados na técnica a melhor utilizarem a invenção e várias concretizações com várias modificações, como são adequadas ao uso particular contemplado. Assim, a exposição precedente não é pretendida ser exaustiva ou limitar a invenção às formas precisas expostas. Muitas modificações e variações são possíveis em vista dos ensinamentos anteriores.

[00108] É pretendido que a extensão da invenção seja definida pelas reivindicações seguintes e seus equivalentes.

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Dispositivo de navegação por satélite (110), caracterizado por compreender:

um receptor que recebe um sinal (114) que inclui pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado (210) de um primeiro satélite, o dito receptor tendo um primeiro canal, o primeiro canal incluindo:

um conversor analógico para digital (338) para amostrar o sinal e determinar valores de sinal quantizado tendo dois, três, quatro, cinco, ou mais bits, para executar um primeiro mapeamento dos valores de sinal quantizado para primeiros valores de amostras usando uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero, e executar um segundo mapeamento dos primeiros valores de amostras para segundos valores de amostras usando uma quantização de três níveis com uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero;

um controle de ganho automático (330) para ajustar um ganho do sinal; e lógica de controle (334) para determinar o ganho de tal modo que o primeiro mapeamento produza uma primeira probabilidade predeterminada de um respectivo primeiro valor de amostra não zero daqueles primeiros valores de amostras.
2. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que ajustar o ganho e executar ditos primeiro e segundo mapeamentos reduzem um efeito de um sinal de interferência no receptor a uma relação arbitrária de intensidade de sinal de interferência para intensidade de ruído de receptor.
3. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os valores de sinal quantizado têm um número de bits selecionado do grupo consistindo de 2, 3, 4 e 5.
4. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda um circuito de correção

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2 / 5 de compensação de CC (348) para reduzir substancialmente uma compensação de CC no sinal.
5. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda uma tabela de consulta para prover o primeiro mapeamento e o segundo mapeamento para o conversor analógico para digital (338), e em que primeiros valores de amostras não zero no primeiro mapeamento são definidos com base na primeira magnitude de limiar de quantização não zero e segundos valores de amostras não zero no segundo mapeamento são definidos com base naquela segunda magnitude de limiar de quantização não zero.
6. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda um circuito de conversão descendente (314), em que o circuito de conversão descendente (314) converte o sinal de um primeiro sinal de frequência de portadora para um sinal próximo à banda base, o sinal próximo à banda base tendo um segundo sinal de frequência de portadora substancialmente menor que um quarto de uma taxa de amostragem.
7. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que o segundo sinal de frequência de portadora é menor que aproximadamente 100 kHz.
8. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 6, caracterizado por compreender ainda um circuito de rotação de fase para executar uma rotação de fase complexa em amostras em quadraturas quantizadas do sinal próximo à banda base tal que uma polarização residual seja distribuída de maneira substancialmente uniforme através de ângulos de fase de 0 a 360°, e, desse modo, faça a média para substancialmente zero através de um período de integração correspondendo ao primeiro sinal de espectro espalhado.
9. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 8, caracterizado por o circuito de rotação de fase ser configurado para usar uma tabela de consulta para executar a rotação de fase complexa.

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10. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender adicionalmente um circuito de apagamento, em que o dito circuito de apagamento, quando habilitado, adiciona vários eventos onde uma respectiva amostra do sinal excede um limiar durante um intervalo de tempo e desabilita o receptor se o número de eventos exceder um valor.
11. Dispositivo de navegação por satélite (110) de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato de que o limiar é oito vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero.
12. Dispositivo de navegação por satélite (110), caracterizado por compreender:

um mecanismo de receptor que recebe um sinal que inclui pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado de um primeiro satélite, o dito mecanismo de receptor tendo um primeiro canal, tal primeiro canal incluindo:

meio para amostrar o sinal (114) e para determinar valores de sinal quantizado tendo dois, três, quatro, cinco, ou mais bits, executando um primeiro mapeamento dos valores de sinal quantizado para primeiros valores de amostras usando uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero, e executando um segundo mapeamento dos primeiros valores de amostras para segundos valores de amostras usando uma quantização de três níveis com uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero; e meio para ajustar um ganho do sinal, o ganho sendo determinado de tal modo que o primeiro mapeamento produza uma primeira probabilidade predeterminada de um respectivo primeiro valor de amostra não zero daqueles primeiros valores de amostras.
13. Método para operar um dispositivo de navegação por satélite (110), caracterizado por compreender:

receber um sinal (114) usando um receptor, o sinal incluindo pelo menos um primeiro sinal de espectro espalhado (210) de um primeiro satélite;

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4 / 5 ajustar um ganho do sinal;

amostrar o sinal para determinar valores de sinal quantizado com dois, três, quatro, cinco, ou mais bits;

executar um primeiro mapeamento dos valores de sinal quantizado para primeiros valores de amostras usando uma primeira magnitude de limiar de quantização não zero; e executar um segundo mapeamento daqueles primeiros valores de amostras para segundos valores de amostras usando uma quantização de três níveis com uma segunda magnitude de limiar de quantização não zero;

em que o mencionado ganho é determinado de maneira tal que o primeiro mapeamento produza uma primeira probabilidade predeterminada de um respectivo primeiro valor de amostra não zero dos primeiros valores de amostras.
14. Método de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que ajustar o ganho e executar aqueles primeiro e segundo mapeamentos reduzem um efeito de um sinal de interferência no receptor a uma relação arbitrária de intensidade de sinal de interferência para intensidade de ruído de receptor.
15. Método de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que os valores de sinal quantizado têm um número de bits selecionado do grupo consistindo de 2, 3, 4 e 5.
16. Método de acordo com a reivindicação 13, caracterizado por compreender ainda reduzir substancialmente uma compensação de CC no sinal.
17. Método de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que amostras não zero no primeiro mapeamento são determinadas com base na primeira magnitude de limiar de quantização não zero e amostras não zero no segundo mapeamento são determinadas com base na segunda magnitude de limiar de quantização não zero.
18. Método de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que o primeiro mapeamento e o segundo mapeamento usam uma tabela de consulta.

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19. Método de acordo com a reivindicação 13, caracterizado por compreender ainda converter o sinal de um primeiro sinal de frequência de portadora para um sinal próximo à banda base, em que o sinal próximo à banda base tem um segundo sinal de frequência de portadora substancialmente menor que um quarto de uma taxa de amostragem.
20. Método de acordo com a reivindicação 19, caracterizado por dito segundo sinal de frequência de portadora ser menor que aproximadamente 100 kHz.
21. Método de acordo com a reivindicação 19, caracterizado por compreender ainda executar uma rotação de fase complexa em amostras em quadraturas quantizadas do sinal próximo à banda base de tal modo que uma polarização residual seja distribuída de maneira substancialmente uniforme por ângulos de fase de 0 a 360°, e, desse modo, faça a média para substancialmente zero através de um período de integração correspondendo ao primeiro sinal de espectro espalhado.
22. Método de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de que executar a rotação de fase complexa inclui determinar a rotação de fase complexa usando uma tabela de consulta.
23. Método de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de compreender ainda adicionar vários eventos onde uma respectiva amostra do sinal excede um limiar durante um intervalo de tempo, e, temporariamente, desabilitar a recepção se o número de eventos exceder um valor.
24. Método de acordo com a reivindicação 23, caracterizado pelo fato de que o limiar é oito vezes a primeira magnitude de limiar de quantização não zero.