JP5147707B2 - 衛星航法受信機用のサンプリング閾値及び利得 - Google Patents

Description

本発明は、包括的には干渉を受ける量子化測定に関し、より詳細には、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）において、干渉信号の存在下で衛星航法受信機の性能を改善するためのサンプリング閾値及び量子化に関する。

全地球測位システム（ＧＰＳ）のような全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）における受信機は、衛星からブロードキャストされる見通し(line-of-sight)航法信号に基づく距離測定値を用いる。受信機は、１又は複数のブロードキャスト信号の到着時刻を測定する。この到着時刻測定値は、擬似距離と呼ばれる信号の粗捕捉（Ｃ／Ａ）符号化された部分に基づく時間測定値と、位相測定値とを含む。

干渉信号が存在することによって、１又は複数のＧＮＳＳ航法信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下する恐れがある。図２は、連続波（ＣＷ）干渉２００を示す。ＣＷ干渉２００は、干渉信号とみなすことができ、この場合正弦波であり、それぞれのＧＮＳＳ信号によって用いられる拡散スペクトル信号２１０に重ね合わされる。拡散スペクトル信号２１０が受信機において相関する前では、干渉信号の振幅は、多くの場合、拡散スペクトル信号２１０の振幅よりも著しく大きい。相関は、ＧＮＳＳ信号のエネルギを逆拡散し、干渉信号のエネルギを拡散する。そして干渉信号は雑音のようになる。逆拡散した干渉信号からの付加雑音が環境背景熱雑音（ambient background thermal noise）２１２よりも大きい場合、受信ＧＮＳＳ信号のＳＮＲは低減される。

ＧＮＳＳ信号のＳＮＲは、干渉信号の局所的な振幅によって変化する。さらに、背景熱雑音２１２は、拡散スペクトル信号２１０をマスクする。しかし、拡散スペクトル信号２１０は、量子化されると、干渉信号の山及び谷においてより容易に検出される。ただし、干渉信号の変化率はほとんどゼロである。拡散スペクトル信号２１０は、干渉信号の変化率が最大である場合には、見つけることがより難しい。

１つの従来のアンチ・ジャミング手法は、干渉信号の山及び谷の付近のサンプルが受信機における信号処理中に用いられるような、干渉信号の振幅に基づく３レベル量子化２１４を用いている。山におけるサンプルの１０％〜２０％は＋１だけ重みを付けられ、谷におけるサンプルの１０％〜２０％は−１だけ重みを付けられる。残りのサンプルは、０の重みを与えられることによって処分される。

しかし、この従来のアンチ・ジャミング検出手法において所望のサンプル集合を達成することは難しい場合がある。したがって、ＧＮＳＳ受信機における改善されたアンチ・ジャミング検出方式が必要である。

柔軟な高周波（ＲＦ）受信機を備える衛星航法デバイスが本明細書に記載される。受信機は、第１衛星からの少なくとも１つの第１拡散スペクトル信号を含む信号を受信する。受信機は第１チャネルを有し、当該第１チャネルは、信号をサンプリング及び量子化するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、信号の増幅を調整する自動利得制御（ＡＧＣ）とを含む。Ａ／Ｄ変換器は、第１非ゼロの量子化閾値の大きさ及び第２非ゼロの量子化閾値の大きさを有する。ＡＧＣは、第１非ゼロの量子化閾値の大きさに従って利得を調整し、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１所定の確率を生成する。第２非ゼロの量子化閾値の大きさは、非ゼロ・サンプルＰ_２の第２所定の確率に対応することができる。信号は、利得を用いて増幅され、第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて量子化され、それによって、受信機に対する干渉信号の影響が、干渉信号パワー対受信機雑音パワーの任意の比で低減される。

Ａ／Ｄ変換器は、２、３、４又は５の量子化ビットに対応する範囲の値を出力することができる。第１非ゼロの量子化閾値の大きさは、第１範囲の出力値に対応し、第２非ゼロの量子化閾値の大きさは、第２範囲の出力値に対応する。Ａ／Ｄ変換器は検索テーブルを使用することもでき、該検索テーブルは第１マッピング及び第２マッピングを含む。第１マッピングにおける非ゼロ・サンプルは、第１非ゼロの量子化閾値に基づいて求められ、第２マッピングにおける非ゼロ・サンプルは、第２非ゼロの量子化閾値の大きさに基づいて求められる。

第１チャネルは、信号におけるＤＣオフセットを低減するＤＣオフセット補正回路を含むことができる。受信機はブランキング回路を含むこともでき、該ブランキング回路は、或る時間間隔中に信号のそれぞれのサンプルが閾値の大きさを超えるイベントの数を合計し、該イベントの数が或る値を超える場合に受信機を少なくとも一時的にディセーブルする。その閾値の大きさは、第１非ゼロの量子化閾値の大きさの８倍とすることができる。受信機は、そのイベントの数がその値未満となった後に再びイネーブルされることができる。

第１チャネルはダウン・コンバート回路を含むことができ、該ダウン・コンバート回路は、信号を第１キャリア周波数信号からベース・バンド付近の信号にまで変換する。ベース・バンド付近の信号は、サンプリング・レートの４分の１未満の第２キャリア周波数信号を有する。受信機は、位相回転回路であって、ベース・バンド付近の信号の量子化直交位相サンプルに対して複素位相回転を実行し、その結果、残りのバイアスが、０度〜３６０度の位相角にわたって概ね均一に分布し、それによって、第１拡散スペクトル信号に対応する積算期間にわたって概ねゼロに平均化する、位相回転回路を備えることもできる。位相回転回路は、検索テーブルを用いて複素位相回転を実行することができる。

本発明のさらなる課題及び特徴は、以下の詳細な説明及び添付の特許請求の範囲を図面と併せて考慮する場合に、それらからより容易に明らかとなるであろう。
同様の参照符号は、図面中の幾つかの図を通じて対応する部分を示す。

ここで、添付の図面に示される実施形態及び例を詳細に参照する。以下の詳細な説明においては、本発明の完全な理解を提供するために多数の特定の詳細が記載される。しかし、本発明がこれらの特定の詳細なしで実施することができることは当業者には自明であろう。他の例では、既知の方法、手順、構成要素及び回路は詳細に説明されていないが、これは、それらの実施形態の態様を不必要に分かりにくくしないためである。
１又は複数の拡散スペクトル信号を第１衛星から受信する、アンチ・ジャミング性能が改善された柔軟なＲＦ受信機を備える衛星航法デバイスが説明される。受信機の実施形態は、少なくとも１つの第１拡散スペクトル信号を含む信号を第１衛星から受信する。受信機は、第１チャネルを有する。該第１チャネルは、信号をサンプリング及び量子化するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、その信号の増幅を調整する自動利得制御（ＡＧＣ）とを含む。Ａ／Ｄ変換器は、第１アクティビティ（activity）とも呼ばれる、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１所定の確率に対応する第１非ゼロの量子化閾値の大きさを有する。Ａ／Ｄ変換器はまた、第２アクティビティとも呼ばれる、非ゼロ・サンプルＰ_２の第２所定の確率に対応する第２非ゼロの量子化閾値の大きさを有する。ＡＧＣは、第１非ゼロの量子化閾値の大きさに従って利得を調整することができる。信号は、利得を用いて増幅することができ、第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて量子化することができ、それによって、受信機に対する干渉信号又はジャミング信号の影響が、干渉信号パワー対受信機雑音パワーの任意の比において低減される。信号振幅を調整するのではなくサンプルの統計値を制御することによって、且つガウス雑音及びジャミング信号の幾つかの偶発的な統計的特性を考慮に入れることによって、受信機は、所望のサンプル集合と、ひいてはアンチ・ジャミング性能の改善とを達成することができる。

衛星航法デバイスの実施形態では、航法は、位置決定法としても知られている、場所又は位置を求めることを含むものとして理解される。航法は、ＧＮＳＳにおける衛星によって少なくとも部分的に提供される基準系に準拠して衛星航法デバイスがどこに存在するかを判断することとして解釈されるべきである。航法は、ＧＮＳＳにおける１又は複数の衛星からの信号に少なくとも部分的に基づいてその衛星航法デバイスにおける時刻を求めることもできる。ＧＮＳＳは、全地球測位システム（ＧＰＳ）、全地球軌道航法衛星システム（Global Orbiting Navigation Satellite System）（ＧＬＯＮＡＳＳ）、ＧＡＬＩＬＥＯ測位システム、欧州静止航法オーバーレイシステム（European Geostationary Navigation Overlay System）（ＥＧＮＯＳ）、広域補強システム（ＷＡＡＳ）、運輸多目的衛星用衛星航法補強システム（ＭＳＡＳ）、準天頂衛星システム（ＱＺＳＳ）、及びNavCom Technology, Inc.によるＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋを含むが、これらに限定されない。

ＧＬＯＮＡＳＳを除いては、ＧＮＳＳ衛星は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方法を用いて、衛星間干渉を緩和する。ＧＬＯＮＡＳＳの他の衛星は、Ｌ帯域におけるキャリア信号周波数で信号をブロードキャストし、拡散スペクトル擬似ランダム符号を用いる。ＧＬＯＮＡＳＳシステムは、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）を用いて、衛星間干渉保護を提供する。各ＧＬＯＮＡＳＳ衛星は、同じ拡散スペクトル符号を用いる。地球の反対側で同じ軌道に位置する正反対側の衛生を除いては、各衛星は、固有の周波数帯域を有する。正反対側の衛星は、同じ周波数帯域を共有することができる。

一例としてＧＰＳを用いると、衛星は、航法信号を１５７５．４２ＭＨｚ Ｌ１キャリア信号周波数及び１２２７．６ＭＨｚ Ｌ２キャリア信号周波数でブロードキャストする。第３のＧＰＳ信号は、１１７６．４５ＭＨｚ Ｌ５キャリア信号周波数用と計画されている。ＧＡＬＩＬＥＯシステムは、Ｌ１及びＬ５（Ｅ５Ａとも呼ばれる）で信号を提供すると共に、１２０７．１４ＭＨｚ（Ｅ５Ｂ）及び１２７８．７５ＭＨｚ（Ｅ６）で追加の信号を提供するように計画されている。ＧＡＬＩＬＥＯはまた、異なる拡散スペクトル符号を有する追加の信号をＬ１キャリア信号周波数で提供する。ＱＺＳＳシステムは、ＧＰＳ対応信号をＬ１、Ｌ２及びＬ５のキャリア信号周波数で提供するように計画されている。ＱＺＳＳはまた、未だに規定されていないＬ６キャリア信号周波数で信号を提供するように計画されている。ＷＡＡＳ、ＥＧＮＯＳ及びＭＳＡＳにおける衛星は、ＧＰＳのような信号をＬ１キャリア信号周波数で提供し、第２信号をＬ５キャリア信号周波数で提供ように計画されている。

ＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋは、少なくとも部分的に通信リンクとして機能し、１５２５ＭＨｚ〜１５６０ＭＨｚの周波数帯域において８４０Ｈｚ幅のチャネルを用いる。ＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋは、１２００符号化ビット／秒でデータを送信する。
ＧＬＯＮＡＳＳは、１５９８．０６３５ＭＨｚ〜１６０５．３７５ＭＨｚ（Ｌ１）及び１２４２．９３７５ＭＨｚ〜１２４８．６２５ＭＨｚ（Ｌ２）の周波数帯域で信号をブロードキャストする。ＧＬＯＮＡＳＳにおける信号の周波数帯域は、ＧＰＳ及びＧＡＬＩＬＥＯにおける信号の対応する周波数帯域の上端部と重なる。

図１は、ＧＮＳＳ１００の一実施形態における装置１１０によって受信される複合信号を示す。複合信号は、１又は複数の衛星によりブロードキャストされる１又は複数の信号１１４と、物体１１２から反射されるマルチパス信号１１６とを含む。上述したように、信号１１４はそれぞれ、少なくとも１つの衛星に対応する少なくとも１つの拡散スペクトル信号を含む。

図３Ａは、装置１１０（図１）の受信機内の第１チャネルのサブチャネル回路３００の一実施形態における構成要素を示す。複合信号は、１又は複数のアンテナを備えるフロント・エンド回路によって受信される。アンテナ入力は、増幅されることもできるし、増幅されないこともでき（受動）、フロント・エンド回路内のルータにおけるアンテナ・コネクタ毎に１又は複数の周波数を合成することができる。増幅されないアンテナ又はアンテナとルータとの間の長いコネクタ若しくはケーブルを有する実施形態では、フロント・エンド回路は、初期利得段を含むことができる。複合信号３１０の少なくとも一部は、１又は複数のチャネルにルーティングされる。チャネルはそれぞれ、サブチャネル回路３００のような１又は複数のサブチャネル回路を含む。サブチャネル回路３００は、複合信号３１０の少なくとも一部の、少なくとも第１衛星に対応する少なくとも１つの拡散スペクトル信号におけるそれぞれの周波数帯域を受信する。

複合信号３１０は低損失フィルタ３１２に結合され、信号像（signal image）及び帯域外干渉が排除される。信号は、フィルタ３１２に結合される前に、増幅器（図示せず）において増幅することもでき且つ／又はフィルタ（図示せず）においてフィルタリングすることもできる。フロント・エンド電子機器内の初期低雑音増幅器を有する実施形態では、この増幅は省くことができる。信号の少なくとも一部は、ミキサ３１４のような１又は複数の変調器を用いて中間周波数（ＩＦ）までダウン・コンバートされる。いくつかの実施形態では、ＩＦは、１又は複数の追加のサブチャネル回路において共通である。ミキサ３１４におけるダウン・コンバートは、第１基準信号をミキシングする。当該第１基準信号は、第１キャリア周波数又は局所発振器（ＬＯ）周波数をそれぞれ有し、信号発生器３１８によって生成される。

第１基準信号は、１又は複数のクロック信号に基づいて生成することができる。当該クロック信号は、基準発振器３１６によって生成することができる。受信機内の各サブチャネル回路は固有の第１ＬＯ周波数を有し、それによって、サブチャネル回路３００のようなそれぞれのサブチャネル回路が、第１衛星からの少なくとも１つの拡散スペクトル信号におけるそれぞれの周波数帯域を受信することが可能になる。サブチャネル回路は、受信機内の少なくとも１つの共通の基準発振器からのクロック信号のうちの１又は複数を受信することができる。他の実施形態では、共通の基準発振器はなくてもよい。基準発振器３１６は、１又は複数の位相ロック・ループ、遅延ロック・ループ及び／又は補間回路を備えることができる。

ダウン・コンバートの後に、ＩＦにおける信号は、表面弾性波フィルタのような高品質フィルタ３２０を通過する。当該高品質フィルタは、信号エイリアシング及び干渉信号を防止し、帯域外干渉を排除する。高品質フィルタ３２０は、フロント・エンドの事前選択フィルタリング（pre-selection filtering）のような、チャネル３００内の他のフィルタとして低精度のものを用いることを可能にすることができ、自動利得制御（ＡＧＣ）３３０のより簡単な実現を可能にすることができ、またＡ／Ｄ変換器３３８において、より少ないビットでの量子化を可能にすることもできる。フィルタ３２０のような、サブチャネル回路内のフィルタは、受信機における信号のための信号処理帯域幅を画定する。結果として、フィルタ３２０等のこれらのフィルタは、受信機の全体の信号処理特徴を規定するのを助ける。幾つかの実施形態では、フィルタ３２０等のフィルタは、概ねＩＦに等しい中央周波数と、概ね第１衛星の帯域幅よりも広い帯域幅とを有することができる。幾つかの実施形態では、フィルタ３２０等のフィルタのうちの１又は複数の帯域幅（３ｄＢ通過帯域）は、概ね３０ＭＨｚ（両側）よりも広くすることができる。幾つかの実施形態では、フィルタ３２０等のフィルタのうちの１又は複数の帯域幅（３ｄＢ通過帯域）を、概ね３０ＭＨｚ〜３２ＭＨｚ（両側）の包括的な範囲内にすることができる。例示的な一実施形態では、フィルタ３２０は、６以上の複素数極（complex pole）と等価にすることできる。ＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋからの信号に対応するサブチャネルに関しては、フィルタ３２０は、ＩＦに概ね等しい中央周波数を有することもできる。しかしこの場合、フィルタ３２０の帯域幅は、２００ｋＨｚとすることができる。これは、ＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋにおける信号は、より狭い帯域幅を用いるためである。

フィルタ３２０等のフィルタの帯域幅が、ＧＮＳＳ衛星のうちの１又は複数によるブロードキャスト信号に適用されるフィルタリングよりも少なくともわずかに広いことを確実にすることによって、信号内容は失われず、可能な限りの帯域外干渉が排除される。衛星の１又は複数におけるフィルタの帯域幅が今後増大すれば、フィルタ３２０等のフィルタの１又は複数の帯域幅も増大する可能性がある。その結果、信号内容は失われない。これによって、マルチパス信号１１６（図１）の補正の改善及び／又は受信機のトラッキング特徴の改善を可能にすることができる。

サブチャネル回路３００のような、１又は複数のサブチャネル回路における信号は、ミキサ３２２のような１又は複数の変調器を用いてベース・バンド（ゼロ周波数）の概ね近くにまで変換される。ミキサ３２２におけるダウン・コンバートは、第２基準信号をミキシングする。当該第２基準信号はそれぞれ、第２キャリア周波数又はＬＯ周波数を有し、互いに対して概ね直交位相であり、直交位相信号発生器（直交信号発生器）３２４によって提供される。第２基準信号は、基準発振器３１６及び／又は共通の基準発振器からの少なくとも１つのクロック信号に基づいて生成することができる。概ねベース・バンド付近は、Ａ／Ｄ変換器３３８におけるサンプリング・レートの４分の１よりも概ね低い周波数を含むことができる。幾つかの実施形態では、概ねベース・バンド付近は、約１００ｋＨｚ未満の周波数を含むことができる。

ベース・バンド付近までのダウン・コンバーションは、意図的なドップラ周波数シフトを有効に導入する。これを実施するための１つの方法は、少なくとも１つのクロック信号のキャリア信号周波数を、該キャリア信号周波数が約４０百万分率（ＰＰＭ）だけ速いように設定することである。このオフセットによって、Ａ／Ｄ変換器３３８からの全てのＩサンプル及びＱサンプルが、正の明白なドップラ周波数シフトを有することが確実になる。該ドップラ周波数シフトは、信号プロセッサ３４２のような信号処理回路における数値制御発振器（ＮＣＯ）のような信号発生器の設計を簡単にする。このオフセットによって、デジタル・サンプリング・エッジが、少なくとも第１衛星からの少なくとも１つの拡散スペクトル信号における符号ビット・エッジ（code bit edge）のタイミングに関してランダムに分布することも確実になる。

例示的な一実施形態では、基準発振器３１６は、１６．３６８６４ＭＨｚの名目上のキャリア信号周波数を有する。これは、３９．１０１ＭＨｚであり、すなわちＧＰＳの１０．２３ＭＨｚの基本周波数の１．６倍よりも約４０ＰＰＭだけ高い。基準発振器３１６からの少なくとも１つのクロック信号のキャリア信号周波数は、その寿命にわたって、経時劣化及び／又は温度変化によって、さらに１０ＰＰＭだけ変化する場合がある。他の例示的な実施形態では、基準発振器３１６は、温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ）及び／又は電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）を含むことができる。

ＩＦ、第１ＬＯ及び第２ＬＯの周波数は、ＧＮＳＳ信号によって用いられる符号とキャリア信号周波数との間のコヒーレントな関係を保つことができる。全てのＧＮＳＳ信号に関して、符号ビット毎に概ね整数回のキャリアサイクルが存在する。選択されたダウン・コンバート周波数、即ちそれぞれの第１ＬＯ周波数及び第２ＬＯ周波数は、これらの関係を保つことができる。しかし、これらの関係は、衛星受信機の動きによって生じるドップラ周波数シフト、衛生若しくは受信機における基準信号、クロック信号のエラー及び／又は上述した意図的なドップラ周波数シフトから影響を受けないことに留意されたい。後述するように、受信機はこの特性を活用する。

ＩＦ及び第２ＬＯ周波数は、受信機内の共通の基準発振器及び／又は基準発振器３１６からのそれぞれの少なくとも１つのクロック信号の周波数の倍数と概ね同一とすることができる。（上述した）ドップラのソースを無視すると、サブチャネル回路のそれぞれの２つのダウン・コンバート周波数、すなわちそれぞれの第１ＬＯ周波数及び第２ＬＯ周波数の合計は、第１衛星からの少なくとも１つの拡散スペクトル信号におけるそれぞれのキャリア信号周波数に概ね等しくすることができ、該キャリア信号周波数は、それぞれの周波数帯域に対応する。たとえば、ＧＰＳ Ｌ１周波数帯域は、１５７５．４２ＭＨｚの名目上のキャリア信号周波数を有し、これは、１５４×１０．２３ＭＨｚに等しい。受信機２００（図２）が、Ｎ_１×１０．２３ＭＨｚの周波数を有する、基準発振器３１６からのクロック信号を用いる実施形態では、第１ＬＯ及び第２ＬＯは、このクロック信号から生成される。これらのＬＯのそれぞれの周波数は、キャリア周波数をトラッキングすることによって測定される距離が、符号をトラッキングすることによって測定される距離と概ね同じであることを保証する幾つかの関係に従うことができる。Ｌ帯域信号のそれぞれのキャリア周波数は、Ｎ_０×１５４の形式で表すこともできる（Ｌ１ではＮ_０＝１５４、Ｌ２ではＮ_０＝１２０、Ｌ５ではＮ_０＝１１５、Ｅ５４ではＮ_０＝１１８、Ｅ６ではＮ_０＝１２５）。第１ＬＯの周波数は、基準クロック信号をＡで乗算することによって生成され、すなわちＬＯ_１＝Ａ×Ｎ_１×１０．２３ＭＨｚとなる。第２ＬＯの周波数は、ＩＦに概ね等しく、基準クロック信号をＢで乗算することによって生成され、すなわちＬＯ_２＝Ｂ×Ｎ_１×１０．２３ＭＨｚとなる。乗数Ａ及びＢは、関係式ｓ×（Ｎ_０−Ａ×Ｎ_１）＝Ｂ×Ｎ_２に従うように選択される。ただし、低側のダウン・コンバートではｓ＝１であり、高側のダウン・コンバートではｓ＝−１である。たとえば高側の第１ダウン・コンバートを用いて、Ｌ１信号を１３．７×１０．２３ＭＨｚ（＝１４０．１５１ＭＨｚ）に等しいＩＦに変換する場合、ｓは−１に等しく、Ｂ×Ｎ_１は、１５４＋１３．７、すなわち１６７．７に等しい。代わりに低側のダウン・コンバートが用いられる場合、ｓは１に等しく、Ｂ×Ｎ_１は、１５４−１３．７、すなわち１４０．３に等しい。異なる乗数Ａは、ＧＮＳＳ周波数のそれぞれに用いることができる。同じＩＦ及び乗数Ｂは、全ての周波数に用いることができる。或る意味では、高側の変換は、負の周波数を有するＩＦを生成するが、受信機内のフィルタ及び後続するダウン・コンバートは、正の周波数及び負の周波数について同じように作用することに留意されたい。

ＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋからの信号のための１又は複数のサブチャネル回路は、直交位相検出を用いなくてもよい。第２ＬＯ周波数は、小さな、約２１Ｈｚのステップで調整することができ、その結果、第２ＬＯ周波数は、ＳｔａｒＦｉｒｅ通信チャネルの中央周波数に一致する。受信機内のコントローラ、第１チャネル、及び／又はサブチャネル回路３００のようなサブチャネル回路のうちの１つは、信号発生器３２４を逐次プログラミングして、それぞれの可能なＳｔａｒＦｉｒｅ周波数帯域に対応する周波数に適応させ、それによって、それぞれの信号が存在するか否かが判断される。ＳｔａｒＦｉｒｅ信号処理において符号とキャリア信号周波数との特別な関係を維持する必要がない場合があり、したがって、それぞれの第１ＬＯ周波数及び第２ＬＯ周波数の選択はより自由に行うことができる。

ベース・バンド付近までのダウン・コンバージョンの後に、同相信号及び非同相信号は、ローパスフィルタ３２６に結合され、望ましくないスペクトル成分が除去される。信号は、ＡＧＣ３３０を用いて求められた利得に基づいて増幅され、Ａ／Ｄ変換器３３８においてサンプリング及び量子化され、同相Ｉサンプル及び非同相Ｑサンプルが生成される。Ｉサンプル及びＱサンプルは、信号プロセッサ３４２において処理される。信号プロセッサ３４２は、検索テーブル３４４に記憶されている値を用いることができる。ＡＧＣ３３０及びＡ／Ｄ変換器３３８は、検索テーブル３３６に記憶されている値を用いる制御ロジック３３４によって構成及び／又は調整することができる。利得及びＡ／Ｄ量子化閾値の大きさの設定及び／又は選択について、以下で更に説明する。

幾つかの実施形態では、サブチャネル回路３００等のサブチャネル回路の１又は複数におけるＩＦ、第１ＬＯ周波数及び／又は第２ＬＯ周波数は、調整可能及び／又は設定可能とすることができる。これは、受信機内のコントローラ、第１サブチャネル、及び／又はサブチャネル回路３００等のサブチャネル回路の１つを用いて、信号発生器３１８のような少なくとも１つの信号発生器を調整及び／又は再構成することによって実現することができる。たとえば、直交位相信号発生器３２４からの基準信号の第２ＬＯ周波数は、数百Ｈｚのステップで調整することができる。ＩＦを適合又は設定する場合、フィルタ３２０、フィルタ３２６、ミキサ３２２及び／又はミキサ３１４のうちの少なくとも１つは、調整又は再構成することができる。符号とキャリアとの間の上述の関係は、ＩＦが変更される場合、航法信号のために保つことができることに留意されたい。この関係は、ＳｔａｒＦｉｒｅのような幾つかの通信信号のためには、保ってもよいし、保たなくてもよい。

ＩＦ、第１ＬＯ周波数及び／又は第２ＬＯ周波数を設定可能にすることを可能にすることによって、ＩＦは、概ね１００ＭＨｚ〜３５０ＭＨｚの範囲内の値に設定することができる。ＩＦ、第１ＬＯ周波数及び／又は第２ＬＯ周波数が調整可能である実施形態では、サブチャネル回路のうちの１又は複数を、包括的な範囲を有するＩＦに対して動的に構成することができる。設定可能又は適合可能なＩＦは、設計上のさらなる自由度を提供する。これらの自由度は、１又は複数のサブチャネルのＩＦが、フィルタ３１２、３２０及び／若しくは３２６、信号発生器３１８、直交位相信号発生器３２４、並びに／又はミキサ３１４及び３２２のような構成要素の要件を満たすように変化可能にすることができる。たとえば、受信機の製品寿命中に、１又は複数の構成要素が一般的には用いられなくなるか、又は異なるＩＦ範囲に対応する１又は複数のより良い構成要素が入手可能になった場合、ＩＦは、１又は複数のサブチャネル回路の第１ＬＯ周波数及び／又は第２ＬＯ周波数を設定又は適合することによって変更することができる。例示的な実施形態では、ＩＦは、１４０ＭＨｚ、１６０ＭＨｚ及び／又は２００ＭＨｚとすることができる。これは、これらの値が、携帯電話用に開発されている低コストのフィルタ及びミキサの仕様に一致することができるためである。

他の実施形態では、サブチャネル３００は、より少ないか又はより多い構成要素を有することができる。２つ以上の構成要素の機能を、単一の構成要素で実現することができる。代替的に、幾つかの構成要素の機能は、さらなる例の構成要素又は受信機内の他の場所の構成要素で実現することができる。図３Ａは、１つのサブチャネル回路３００を示すが、幾つかの実施形態では、より多くのサブチャネル回路が存在することができる。幾つかの実施形態では、サブチャネル回路のうちの１又は複数は、直交位相検出及び直交位相サンプリングを用いなくてもよい。代わりに、信号は、第２キャリア周波数又はＬＯ周波数を有する第２基準信号を用いて、１又は複数のミキサにおいてベース・バンド付近まで変換することができる。

図３Ｂは、サブチャネル回路３６０の一実施形態を示す。垂直線３６２は、図３Ａの検出回路３４６に対応する。サブチャネル回路３６０の適切な性能のために、Ａ／Ｄ変換器３３８からの正のＡ／Ｄサンプルと負のＡ／Ｄサンプルとの数が等しいことが望ましい。Ａ／Ｄサンプルがゼロに平均化しない場合、Ａ／Ｄサンプルは、ＤＣバイアスとも呼ばれるバイアスを含む。該バイアスは、符号相関処理（図４の４３２及び４３４）中に付加的な干渉雑音に変換されるか、又はＤＣバイアスがそれぞれの拡散スペクトル符号によって提供される自動相関プロテクションよりも大きい場合、干渉衛星信号として現れる。ＤＣオフセット補正回路３４８は、同相信号及び非同相信号をベース・バンド付近まで調整して、これらの信号の一方又は両方におけるＤＣバイアスを低減する。

ＤＣバイアスを除去する１つの手法は、Ａ／Ｄサンプルを１つの期間に関して平均し、結果として生じる平均値を次のＡ／Ｄサンプルから減算することである。しかし、この手法は、バイアスを除かれた（de-biased）Ａ／Ｄサンプルにおいて精度に関して多くのビットを用いる場合があり、また結果的に信号処理３４２中に精度に関して多くのビットを用いる場合がある。他の方法は、ＤＣバイアスの手動較正又はソフトウェア較正を含む。これらの方法は、手動でサブチャネル回路３６０内の構成要素を調整するか又はデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を用いて可変のフィードバック電圧を提供することによって、ＤＣバイアスを測定し、Ａ／Ｄ基準電圧又はＡ／Ｄ閾値を調整する。

図１４は、ＤＣバイアスを除去するために用いられる回路１４００の一実施形態を示す。回路１４００は、任意選択のインバータ１４１４を用いてＩサンプル１４１０及びＱサンプル１４１２を任意選択的に反転する。アップ／ダウン・カウンタ１４１８は、サンプルが正の場合は自身のそれぞれのカウントを１ずつインクリメントし、サンプルが負の場合は自身のそれぞれのカウントを１ずつデクリメントする。一方のカウンタ１４１８がオーバーフローした場合、正のサンプルの余剰が存在し、したがって、パルスが、１つの演算増幅器１４２６の非反転入力に対する１つのバイアスＭ１４２２上に加えられ、１つの基準電圧が増大する。カウンタ１４１８のうちの一方がアンダーフローした場合、負のサンプルの余剰が存在し、したがって、パルスが、演算増幅器１４２６の反転入力に対する１つのバイアスＰ１４２４上に加えられ、１つの基準電圧が低減する。演算増幅器１４２６及びそれらの関連するフィードバック回路が、パルスの積算時間が１００ｍｓ〜１０ｓとなるように選択される。時間と共に、演算増幅器１４２６は、フィードバック・パルスを積算し、基準電圧を調整し、その結果、正のサンプルと負のサンプルとの数が等しくなり、Ｉサンプル１４１０及びＱサンプル１４１２の平均がゼロになる。

図３Ａを参照すると、Ａ／Ｄ変換器３３８は、１又は複数のＧＮＳＳ信号をアナログ形式からデジタル形式に変換する幾つかの実施形態を有する。当該技術分野において既知であるように、信号のナイキスト・レート以上のサンプリング・レートが許容可能である。複素サンプル（complex sample）が用いられる実施形態では、サンプリング・レートは、フィルタ３２６の帯域幅以上とすることができる。たとえばＧＰＳ信号の場合、サンプリング・レートは３２ＭＨｚよりも高くすることができる。他の例示的な実施形態では、サンプリング・レートは、４０ＭＨｚ、６０ＭＨｚ又は８０ＭＨｚとすることができる。信号処理中のパワー消費及びタイミング制約がサンプリング・レートに比例して増大するため、４０ＭＨｚのサンプリング・レートは、既存のＧＮＳＳ信号及び計画されているＧＮＳＳ信号にとって適切である。今後、より広い帯域幅のＧＮＳＳ信号が利用可能となった場合、フィルタ３２６の帯域幅及びＡ／Ｄ変換器３３８のサンプリング・レートは、したがって、新しいナイキスト・レートに基づいて増大させることができる。

幾つかの実施形態では、第１チャネル内の、サブチャネル回路３００等の１又は複数のサブチャネル回路は、調整可能又は設定可能なビット数を有する１又は複数のデジタル信号を出力するように構成可能とすることができる。ビット数は、１、２、３、４、５又はそれよりも大きい数とすることができ、１ビット（２レベル）量子化、２ビット（３レベル、すなわち符号及び大きさ、つまり１、０及び−１）量子化、２ビット（４レベル）量子化及び３ビット（８レベル）量子化を含む。幾つかの実施形態では、より大きいビット数を用いることができる。しかし、Ａ／Ｄ変換器３３８等のＡ／Ｄ変換器の複雑さは、ビット数の２乗に比例して変化し、ビット数が増加して５を超えると、リターンの逓減が生じる場合がある。ビット数は、動的に設定又は適合することができる。設定及び／又は適合は、受信機内のコントローラ、及び／又はサブチャネル回路３００等のサブチャネル回路の少なくとも１つのコントローラによって制御することができる。１又は複数のサブチャネル回路が、１ビットを有するデジタル信号を出力するように構成される実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３３８の１又は複数を比較器と交換することができる。ＳｔａｒＦｉｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ信号の情報量（毎秒１２００ビット又は２４００ビット）は、ＧＮＳＳ信号の場合よりも大幅に少なく、３８．４ｋＨｚのようなより低いサンプリング・レートを用いることができる。このレートは、ナイキスト・レートの１６倍又は３２倍であり、ブロードキャスト・データ・レートの今後のあり得る上昇を促進する。このレートは、信号パワーを著しく損失することなく、データ・ビット・エッジが非同期デジタル・サンプルと同期することも可能にする。

図２に示されるように、干渉信号の存在によって、１又は複数のＧＮＳＳ航法信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下する恐れがある。上述したように、１つの従来のアンチ・ジャミング検出手法は、ＣＷ干渉の影響を低減しようと試みる。この試みは、受信機における信号処理３４２（図３Ａ）中に干渉信号の山及び谷付近のサンプルが用いられるように、干渉信号の振幅に基づいて量子化閾値の大きさ２１４（図２）を設定することによって行われる。所望のサンプル集合をこの従来のアンチ・ジャミング検出手法において達成するのは難しい場合がある。受信機の実施形態は、干渉信号の振幅を制御するのではなく、ガウス雑音及び干渉信号の統計的特性に基づいてサンプルの統計値を制御することによって所望のサンプル集合を達成する。

ＧＮＳＳ受信機内のＡ／Ｄサンプルは通常、雑音により制限されている（noise limited：雑音制限である）。すなわち雑音の振幅は、衛星によってブロードキャストされる航法信号の振幅よりも大幅に大きい。この雑音は、通常の統計値又はガウス統計値を有することが知られており、以下ではガウス雑音と呼ばれる。図５は、ガウス統計値を有するサンプル集合５００の集合平均からの正規化偏差５１２の関数としての確率５１０を示す。幾つかの実施形態では、偏差５１２は、標準偏差が１．０であるように正規化される。全てのサンプルの１／３は、集合平均の０．４３の標準偏差内の大きさを有する（線５１４−１と５１４−２との間）。全てのサンプルの１／３は、平均＋０．４３の標準偏差（線５１４−２）よりも大きく、全てのサンプルの残りの１／３は、平均−０．４３の標準偏差（線５１４−１）よりも小さい。

位相θを有するガウス雑音に関しては、全てのサンプルの概ね６０％が、０．８６の標準偏差内で生じる（線５１６−１と５１６−２との間）。この場合、そのサンプルの２０％が、平均＋０．８６の標準偏差（線５１６−２）よりも大きく、２０％が、平均−０．８６の標準偏差（線５１６−１）よりも小さい。

干渉信号が、ガウス雑音よりも大きい場合、｜ｃｏｓ（θ）｜が０．５よりも大きい確率は、０．６６７である。これは、ｃｏｓ（６０度）が０．５に等しいためである。したがって、干渉信号が受信機を飽和させない場合、ＡＧＣ３３０（図３Ａ）は、第１非ゼロの量子化閾値を用いて、Ａ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）のうちの少なくとも１つの量子化回路の利得を調整することができ、その結果、非ゼロ・サンプルＰ_１の所定の確率、すなわち第１アクティビティは、２／３に等しいか又はほぼ等しい。このようにして、第１非ゼロの量子化閾値の大きさは、干渉信号の振幅の１／２に設定することができる。このことは、たとえ干渉信号の振幅が求められていない場合でも該当する。利得と、第１非ゼロの量子化閾値の大きさの２倍にほぼ等しい第２非ゼロの量子化閾値の大きさとを用いて、サブチャネル３００（図３Ａ）内のＡ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）の少なくとも１つにおいて信号を量子化することは、１．０に等しい｜ｃｏｓ（θ）｜、すなわち干渉信号の山及び谷に対応する。これは、干渉信号の変化率がゼロに近いサンプルを、信号処理３４２（図３Ａ）において用いることを可能にし、したがって、ＣＷ干渉のような強い干渉の存在下での受信機の性能が改善される。さらに以下で説明されるように、ＡＧＣ３３０（図３Ａ）及びＡ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）の量子化閾値の大きさを用いて利得を設定するためのこの手法を用いることは、干渉の非存在下では受信機の性能を大幅に低減しない。この段落で説明される手法は、利得と、２／３の第１アクティビティに対応する第１非ゼロの量子化閾値の大きさと、第１非ゼロの量子化閾値の大きさの２倍に概ね等しい第２非ゼロの量子化閾値の大きさとを使用するが、他の実施形態では、異なるアクティビティと、第２非ゼロの量子化閾値の大きさ対第１非ゼロの量子化閾値の大きさの異なる比とを用いることができる。

アンチ・ジャミング検出手法は、検索テーブル３３６（図３Ａ）を用いて実施できる。幾つかの実施形態では、検索テーブル３３６（図３Ａ）は、プログラム可能とすることができる。Ａ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）は、第１非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて第１マッピングを行い、第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて第２マッピングを行うことができる。表Iは、第１マッピング及び第２マッピングに適した検索テーブル３３６を示す。第１マッピングでは、４ビットのＡ／Ｄサンプルは、サンプルの２／３が１（有効）以上の大きさを有し且つサンプルの１／３が無効であるように規定される。第２マッピングでは、非ゼロの量子化閾値の大きさが２倍にされ、サンプルは３レベル（符号及び大きさ）量子化に変換される。これらのサンプルは、干渉の非存在下では、図５の平均＋０．４３の標準偏差（線５１４−２）よりも大きい、全てのサンプルの１／３と、図５の平均−０．４３の標準偏差（線５１４−１）よりも小さい、全てのサンプルの残りの１／３に対応する統計値を有する。強い干渉が存在する場合、サンプルは、干渉信号の山及び谷に対応する。

検索テーブル３３６（図３Ａ）の他の実施形態は、１つのみのマッピングを有することができ、且つ／又は第１マッピング及び／若しくは第２マッピングに対して異なるビットの量子化を用いることができる。たとえば、制御ロジック３３４（図３Ａ）を用いて５レベル量子化を実施することができるか又は選択することができる。５レベル量子化においては、サンプルの測定電圧ｖに基づくサンプル値ｑ（ｖ）は、以下の式で表される。なお、式中、Ｖは量子化の閾値の大きさを表す。
ｑ（ｖ）＝−２ ｖ＜−Ｖ
ｑ（ｖ）＝−１ −Ｖ＜ｖ＜−０．５Ｖ
ｑ（ｖ）＝０ −０．５Ｖ＜ｖ＜０．５Ｖ
ｑ（ｖ）＝１ ０．５Ｖ＜ｖ＜Ｖ
ｑ（ｖ）＝２ Ｖ＜ｖ

上記式は、３レベルに関して等価に記述し直すと、以下のように表すことができる。
ｑ（ｖ）＝−１及びアクティブ ｖ＜−Ｖ
ｑ（ｖ）＝０及びアクティブ −Ｖ＜ｖ＜−０．５Ｖ
ｑ（ｖ）＝０及び非アクティブ −０．５Ｖ＜ｖ＜０．５Ｖ
ｑ（ｖ）＝０及びアクティブ ０．５Ｖ＜ｖ＜Ｖ
ｑ（ｖ）＝１及びアクティブ Ｖ＜ｖ

このアンチ・ジャミング検出手法の性能を評価するために、さらなる理論的背景が以下で提供される。３レベル量子化を用いる理想的なＡ／Ｄ変換器は、ｑ（ｖ）を、
ｑ（ｖ）＝−１ ｖ＜−Ｖ
＝０ −Ｖ＜ｖ＜Ｖ
＝１ Ｖ＜ｖ
のように割り当てる。サンプルが、たとえばＤＣオフセット補正回路３４８（図３Ａ）を用いてゼロを中心にして平衡を保たれると仮定され、そのため、ＤＣオフセットは、概ねほとんどなくなるか又は全くなくなる。

それぞれの衛星からの信号の振幅ｓは、ガウス雑音＋干渉信号の振幅よりも大幅に小さく、これは、拡散スペクトル符号のパワー拡散によるものである。その信号についての確率関数ｐ（ｘ）は、ゼロの平均ｚを有する。
１．０だけ離れている値を有する３レベル・サンプル（すなわち−１、０及び１のサンプル）に関して、所望の信号の平均は、
ｍ＝ｓ［ｐ（Ｖ）＋ｐ（−Ｖ）］
であり、その分散は、
分散＝∫ｐ（ｘ）ｄｘ＋∫ｐ（ｘ）ｄｘ （１）
ただし、第１項の∫はｘ＝−∞からｘ＝−Ｖの範囲の積分を表し、第２項の∫はｘ＝＋Ｖからｘ＝＋∞までの積分を表す。

出力サンプルのＳＮＲは、
Ｓ／Ｎ］_ｑ＝Ｍ^２／分散
として定義される。所望の信号と雑音とのＳＮＲは、
Ｓ／Ｎ＝ｓ^２／σ_ｎ ^２
である。式中、σ_ｎ ^２＝Ｎは、ｐ（ｘ）のガウス雑音成分の分散を表す。
ＣＷ干渉の存在下での出力信号の劣化Ｄは、以下の式で表すことができる

上記式は、ｐ（ｘ）が０を中心にして対称であると仮定し、拡散スペクトルＧＮＳＳ符号にとって有効である。ガウス雑音に関する確率密度関数は、以下の式で表される。

したがって、サンプルｓの３レベル量子化値が非ゼロである確率Ｐは、
Ｐ＝∫ｐ（ｘ）ｄｘ＋∫ｐ（ｘ）ｄｘ （２）
である。ただし、第１項の∫はｘ＝−∞からｘ＝−Ｖの範囲の積分を表し、第２項の∫はｘ＝＋Ｖからｘ＝＋∞までの積分を表す。
これは、サンプルの量子化値が、−Ｖ＜ｘ＜Ｖの場合はゼロであるためである。式（２）は、分散についての式である式（１）と同一であることに留意されたい。Ｐは、サンプルのアクティビティであると定義される。

ＣＷ干渉が存在する場合、少なくとも正弦波の干渉信号がガウス雑音に加えられる。アクティビティに関する式、すなわち式（２）は、干渉信号又はジャミング信号を含む信号に関して、ガウス雑音及び正弦波の干渉信号に関する確率密度関数の畳み込みである。これは、ガウス雑音及び正弦波の干渉信号が独立しているためである。受信機において、正弦波の干渉信号の位相θは、その信号に関してランダムであり、すなわち確率密度関数は０〜２πにわたって均一である。任意の位相φにおける正弦波の干渉信号の瞬時値ｊは、
ｊ＝√（２Ｊｃｏｓθ） （３）
である。式中、Ｊは、正弦波の干渉信号の平均パワーを表す。ＣＷ干渉が正弦波ではなく、たとえば方形波信号であるとしても、受信機の幾つかの実施形態で実行される、さらに以下で説明する複素回転４２６（図４）は、そのようなＣＷ干渉を正弦波の干渉信号に近似するような効果を有する。

図６は、正弦波の干渉信号の平均パワー対ガウス雑音パワーの様々な比、すなわち
Ｊ／Ｎ＝Ｊ／σ_ｎ ^２
の様々な値に関する、表Iにおいて第２マッピングによって示されるような３レベル変換器における非ゼロ・サンプルＰの確率、すなわちアクティビティの関数としての、出力信号のＳＮＲにおける計算された劣化Ｄの図である。

問題は、ジャミング・レベル、すなわちＪ／Ｎの比と、対応する最適な、非ゼロ・サンプルＰの確率、すなわちアクティビティとを求める方法である。正弦波の干渉信号の平均パワーＪが増大すると、最適なアクティビティは低減するはずである。Ｊ／Ｎ比が既知であるとすると、アクティビティは、制御ロジック３３４（図３Ａ）のようなコントローラによって、式２の非ゼロ・サンプルＰの確率に従って調整されるはずである。しかし、比Ｊ／Ｎを推定することは、サブチャネル回路３００（図３Ａ）の正確な較正と、雑音の多いパラメータの良好な推定とを必要とするため困難である。上述の且つ受信機の実施形態で実施されるアンチ・ジャミング検出手法は、この困難を克服するのを助ける。

第２非ゼロの量子化閾値の大きさを、正弦波の干渉信号の山及び谷に対応するように選択することは、非ゼロ・サンプルＰの確率、すなわちアクティビティが０に近づくが、０に完全に等しくはならないことを意味する。低減された第１非ゼロの量子化閾値の大きさに対応する非ゼロ・サンプルＰ_１の第１確率、すなわち第１アクティビティを選択することによって、第２非ゼロの量子化閾値の大きさを求めることは、誤差をより生じやすくする。これは、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１確率、すなわちアクティビティは０よりも大きいためである。例示的な一実施形態では、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１確率、すなわちアクティビティは約２／３である。たとえば０．５Ｖの第１非ゼロの量子化閾値の大きさに従ってＡＧＣ３３０（図３Ａ）を用いて利得を調整することによって、非ゼロ・サンプルＰ_２の第２確率は、ガウス雑音、すなわち無視できる程度の雑音と比較して強い干渉が存在する場合、第２非ゼロの量子化閾値の大きさに関しては概ね０となり、第２非ゼロの量子化閾値の大きさは、この例ではＶである。ガウス雑音の場合のみに関しては、ＡＧＣ３３０（図３Ａ）を用いて利得を求めることは、０．５Ｖの第１非ゼロの量子化閾値の大きさに関して２／３の同じ第１アクティビティを結果的に生じ、Ｖの第２非ゼロの量子化閾値の大きさが用いられる場合、０．３９に等しい、非ゼロ・サンプルＰ_２の確率を結果的に生じる。図６に示されているように、これは、この場合に関してはほとんど最適である。このアンチ・ジャミング検出手法（０．５Ｖの低減された第１非ゼロの量子化閾値の大きさに従って、図３ＡのＡＧＣ３３０を用いて利得を調整し、約２／３のアクティビティを得ること）は、比Ｊ／Ｎの広い範囲に関して受信機の性能を改善することが分かっている。

このアンチ・ジャミング検出手法の性能は、以下のように推定することができる。仮定された比Ｊ／Ｎに関して、式（２）に示されるように、ＡＧＣ３３０（図３Ａ）を用いて利得を求め、該利得は、２／３に等しい、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１確率を生じる。一実施形態では、第２非ゼロの量子化閾値の大きさは、第１非ゼロの量子化閾値の大きさの２倍であるため、３分の２に等しい、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１確率に対応する値から６ｄＢだけ利得は低減され、結果として生じる性能が評価される。図７は、受信機の実施形態におけるアンチ・ジャミング検出手法についての計算された劣化対最適な性能の図である。受信機の実施形態におけるアンチ・ジャミング検出手法の結果と最適な性能との間の差は、比Ｊ／Ｎの広い範囲にわたって小さい。

干渉が、０．１の衝撃係数を有する極端に強いパルス信号である例を考える。パルスがオンである場合、Ａ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）の出力は±１に等しく、所望の信号は除去される。パルスがオフである場合、雑音はガウス雑音である。受信機がアンチ・ジャミング検出手法を用いない場合、２ビット（３レベル）量子化においては、非ゼロ・サンプルＰ_１の第１確率、すなわち第１アクティビティは、パルスがオンである場合には約１．０であり、パルスがオフである場合にはＰ_０−０．１である。ただしＰ_０は、全体の所望のアクティビティである。提案されるアンチ・ジャミング検出手法では、０．５Ｖの第１非ゼロの量子化閾値の大きさが用いられて、所望のアクティビティＰ_０は０．６６７に等しい。したがって、パルスがオフである場合、０．５Ｖの第１非ゼロの量子化閾値の大きさが用いられて、第１アクティビティは０．５６７である。ガウス雑音制限受信機では、すなわちパルスがオフである場合には、Ｖの第２非ゼロの量子化閾値の大きさが用いられて、第２アクティビティは０．２５３である。この閾値においては、ガウス雑音制限受信機の性能劣化は−１．６６ｄＢである。信号のフラクション（fraction）０．１をパルスによって除去することは、さらに０．９２ｄＢの劣化を結果的に生じる。したがって、全劣化は、−２．５８ｄＢである。パルスの衝撃係数が０．１よりも大きい場合、非常に大きな劣化が存在する。

結果として、受信機の幾つかの実施形態では、サブチャネル３００（図３Ａ）のようなサブチャネルのうちの１又は複数は、ブランキング回路を用いて、パルスジャミングの影響をさらに緩和することができる。上記の例においては、パルスがオンになると信号の処理を停止してパルスがオフになると処理を再開することによって、性能劣化は単に衝撃係数の損失となり、すなわち０．１の衝撃係数の場合に−０．９２ｄＢである。

図８は、ブランキング回路８００の一実施形態を示す。受信機は、入力サンプルの大きさをモニタリングし、強い干渉によって引き起こされる非常に大きなサンプルに応じる突然の上昇を検出する。そのような突然の上昇が生じた場合、受信機は、信号処理を停止する（ブランキングをイネーブルする）。受信機が大きいサンプルの不在を検出すると、ブランキングはオフにされる（ディセーブルされる）。ブランキングがイネーブルされている間は、ＡＧＣ及びゼロ点調整フィードバックは、ディセーブルされる。

Ｉサンプル８１０の３ビットの大きさと、Ｑサンプル８１２の３ビットの大きさとが、比較器８１４において閾値と比較される。幾つかの実施形態では、閾値はプログラム可能である。Ｉサンプル８１０の大きさ及びＱサンプル８１２の大きさが閾値よりも多きい場合、カウンタ８２６は、ＯＲゲート８１８を用いてインクリメントされる。１６サンプル周期毎に、サンプルクロック８２０及び１６で除算する１６分周回路（divide-by-16 circuit）８２２−１を用いて、カウンタ８２６がリセットされる。カウンタ８２６が１２のカウントに達した場合、比較器８２８によって求められるように、１６の測定値のうちの１２が大きいことが示されると、ラッチ８３８及びＯＲゲート８４２が用いられてブランキングがイネーブルされる（８４４）。ブランキングがイネーブルされると、１２８のサンプルの少なくとも１００が閾値よりも小さい大きさを有するＩ及びＱの両方を有するまで、ブランキングはイネーブルされたままである。これは、ＡＮＤゲート８３２、カウンタ８３４、比較器８３６及びラッチ８３８を用いて実施される。カウンタ８３４は、１６で除算する回路８２２及びＯＲゲート８３０を用いてリセットされる。

ガウス雑音の３ビットのサンプルの大きさを超えることに関する確率及び標準偏差の数が、表IIに示されている。表IIは、ＡＧＣ制御に関するアクティビティが２／３であると仮定している。大きなサンプルの確率は小さいが、極めて小さくはない。ランダム雑音によるブランキングの確率が非常に低いことが望ましく、サンプルのグループはモニタリングすることができ、ブランキングは、かなりの数のフラクションが大きい場合にのみ、イネーブルされる。

（ブランキングをイネーブルするために）比較器８１４における閾値を求めると共に、いつブランキングがディセーブルすべきか、すなわちいつパルス・ジャミングがもはや存在しなくなるかを判断するために、多数のシミュレーションが実行された。これらのシミュレーションに基づいて、ブランキング回路８００の例示的な一実施形態では、ブランキングは、Ｉサンプル８１０の大きさ及び／又はＱサンプル８１２の大きさが、１６サンプル周期のうちの１２サンプル周期で４以上である場合にイネーブルされる（したがって、この例の比較器８１４における閾値は４に設定される）。比較器８１４の閾値は、０．５Ｖの第１非ゼロの量子化閾値の大きさの８倍とすることができる。ブランキングをイネーブルすること及びディセーブルすることの間のヒステリシスを用いて、高速のパルス・ジャミング・ブランキングのトグリングを低減することもできる。例示的な実施形態では、ブランキングは、Ｉサンプル８１０の大きさ及び／又はＱサンプル８１２の大きさの両方が、１２８サンプル周期のうちの１００サンプル周期において４未満である場合にディセーブルされる。

ブランキング回路８００は、外部制御ブランキング８４０もサポートする。該外部制御ブランキング８４０は、アサートされる場合にブランキングをイネーブルする。この機構は、無線伝送又は協同的な（cooperative）擬似衛星（たとえば偽のＧＰＳ衛星に対応する信号）のような協同的な干渉信号がブロードキャストされている場合に用いることができる。ブランキングは、ディセーブルすることもできる。これは通常、受信機がオンにされた後の最初の数秒間に用いられて、ＡＧＣ３００（図３Ａ）及びＤＣオフセット補正回路３４８（図３Ｂ）が定常状態に達することができる。

図１５は、ＡＧＣ３３０（図３Ａ）のようなＡＧＣ回路１５００の一実施形態を示す。ＡＧＣ回路１５００は、実装するのが簡単であり、非常に良好なジャミング耐性を提供し、信号プロセッサ３４２（図３Ａ）のような後続の信号処理段にはトランスペアレントである。Ｉサンプル１５１０及びＱサンプル１５１２の大きさは、比較器１５１４における閾値と比較される。幾つかの実施形態では、比較器１５１４におけるその閾値はプログラム可能とすることができる。幾つかの実施形態では、その閾値は第１非ゼロの量子化閾値の大きさとすることができる。Ｉサンプル１５１０及び／又はＱサンプル１５１２の大きさが閾値以上である場合、それぞれのサンプルは有効である。それぞれのサンプルが閾値未満である場合、（表Iの第１マッピングにおいて示されたように）それらは無効である。有効なＩサンプル及び／又はＱサンプルの数は、加算器１５１８、１５２０、１５２２を用いて合計することができる。合計は、Ｎ_２による除算フィードバック１５２４を用いてＮ_２サンプル周期に等しい長さの時間間隔に設定される。Ｎ_２による除算フィードバック１５２４は、サンプル・イネーブル１５０８によってゲートされる。Ｎ_２は、ｍｓ毎のサンプルの数の整数除数ではないように選択される（それによって、図３ＡのＡ／Ｄ変換器３３８のうちの少なくとも１つをゲートするために用いられるようなＩＦ信号及び／又は１つ若しくは複数のクロック信号の対応する周波数でのエイリアシングが防止される）。結果的に、フィードバック・レートは概ね２００ＫＨｚであり、所望のアクティビティ・レベルは、Ｍ／（２×Ｎ_２）のフラクション（fraction）として正確に表すことができる。この式中、Ｍは整数である。例示的な一実施形態では、Ｎ_２は１７６に等しい。

Ｎ_２によって規定される時間間隔の最後において、有効なＩサンプル及びＱサンプルのカウントが、比較器１５２６における目標閾値と比較される。幾つかの実施形態では、目標閾値はプログラム可能である。幾つかの実施形態では、目標閾値は、非ゼロ・サンプルの第１確率、すなわち第１アクティビティに対応する。合計が目標閾値よりも大きい場合、有効サンプルは多すぎ、少なくとも１つのＡＧＣ３３０（図３Ａ）を用いて求められる利得は、ラインＡＧＣ Ｍ１５２８上のＡＧＣ演算増幅器の反転入力にパルスを送信することによって低減される。合計が目標閾値よりも小さい場合、有効サンプルは少なすぎる。利得は、ラインＡＧＣ Ｐ１５３０上のＡＧＣ演算増幅器の非反転入力にパルスを送信することによって増加する。演算増幅器及びサポート回路は、有効な積算時間が１００ｍｓ〜１０ｓとなるように選択することができる。ＡＧＣ回路１５００に図示されるように、フィードバック・パルスは、少なくとも１サンプル・クロックの周期長である。より速いＡＧＣ応答は、フィードバック・パルスの長さを、Ｉ合計及び／又はＱ合計から目標閾値を減算した絶対値に比例させることによって、すなわち比例フィードバック制御によって得ることができる。Ａ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）において１ビット量子化を用いる受信機の実施形態では、ＡＧＣフィードバックは必要でない場合がある。

図３Ａを参照すると、サブチャネル回路３００のような１又は複数のサブチャネル回路からのサンプルは、信号プロセッサ３４２において処理することができる。幾つかの実施形態では、２つ以上のサブチャネルが、サンプルを信号プロセッサ３４２に結合することができる。幾つかの実施形態では、２つ以上の信号プロセッサが存在することができ、その信号プロセッサは、複数の信号プロセッサが単一の信号プロセッサとして機能するように協同的に用いることができる。サブチャネル回路３００のようなそれぞれのサブチャネル回路からのサンプルは、信号プロセッサのうちの２つ以上にルーティングすることができる。

信号処理は、アナログ回路、デジタル回路又はアナログ回路とデジタル回路との組み合わせにおいて実現することができる。Ａ／Ｄ変換器３３８を除いては、演算は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）のようなハードウェア、ソフトウェア又はハードウェアとソフトウェアとの組み合わせを用いて実行することができる。

サブチャネル回路及びＡ／Ｄ変換器３３８におけるタイミングは、信号処理３４２において有用である。図９は、タイミング回路９００の一実施形態を示す。イネーブルされる（９１０）と、測定時間９２４は、定常状態Ｎ３レジスタ９１２によって提供されるプログラム可能な整数Ｎ_３でサンプル・クロックを除算することによって生成される。Ｎ３で除算するＵＴ分周器（UT Divide by N3 divider）９１４が自身の最終状態ＥＳに到達する度に、測定時間９２４が生じ、Ｎ３で除算するＵＴ除算器９１４が再初期化される。擬似距離レジスタ及び相関累算値（correlation accumulation）を含むＧＮＳＳデータは、測定時間９２４に基づいて出力のためにバッファリングすることができる。プログラム可能な、Ｎ３で除算するＵＴ除算器９１４を用いることによって、Ａ／Ｄ変換器３３８（図３Ａ）におけるサンプリング・レート、第１ＬＯ周波数及び／又は第２ＬＯ発振器周波数が、信号プロセッサ３４２（図３Ａ）の設計に影響を与えることなく変化することができる。結果として、サンプリング・レートは、信号帯域幅及び／又は利用可能な構成要素に基づいて調整することができる。

測定は、受信機内の共通の基準発振器、及び／又は基準発振器３１６のような１又は複数のサブチャネル回路内の１又は複数の基準発振器によって生成される時間に基づくため、受信機はユーザ時間測定受信機である。幾つかのＧＮＳＳ受信機は、１ｍｓＣ／Ａ符号時間（code epoch：符号エポック）の開始のような、１又は複数の受信衛星信号におけるイベントに基づいて測定の時間を調節する。そのような受信機は、チャネル時間測定受信機と呼ばれる。

タイミング回路９００では、２つの変数が測定時間９２４のタイミングを制御するために利用可能である。定常状態Ｎ３レジスタ９１２は、測定間のサンプルクロックの数にプログラミングすることができる。Ｎ３で除算するＵＴ除算器９１４は、自身の最終状態ＥＳに達した後に、定常状態Ｎ３レジスタ９１２に記憶されている値にリセットされる。これは、制御ソフトウェアが、最後の最終状態から、１度きりの（one time only）Ｎ３レジスタ９１６を用いて新しい値を書き込んでいる場合以外に該当する。新しい値が書き込まれている場合は、Ｎ３で除算するＵＴ除算器９１４は、１度きりのＮ３レジスタ９１６内の値に等しくなるように設定される。通常、制御ソフトウェアは、サンプルクロックの周波数に一致するように定常状態Ｎ３レジスタ９１２を設定する。そして、そのソフトウェアは、１度きりのＮ３レジスタ９１６を用いて、１測定周期の長さを定期的に短くするか又は長くすることによって、測定時間９２４が協定世界時（ＵＴＣ）又はＧＰＳ時間に一致するように、測定時間９２４のタイミングを調整する。

パルス／秒（ＰＰＳ）９２６信号の制御は、Ｐで除算するＰＰＳ除算器（PPS divide by P divider）９２０を除いては測定時間９２４に類似しており、サンプルタイムの代わりに測定時間９２４信号をカウントする。ＰＰＳ９２６信号は、測定時間９２４の整数倍において生じなければならない。再び、２つの制御変数が、定常状態Ｐレジスタ９１８及び１度きりのＰレジスタ９２２を用いて実装される。定常状態Ｐレジスタ９１８は、ＰＰＳ９２６出力間の測定時間９２４の定常状態の数（steady-state number）を規定する。１度きりのＰレジスタ９２２は、所望の出力時間に関してＰＰＳ９２６の位相をシフトするために１回用いられる。たとえば、ＧＰＳ航法のソリューションが、サンプルクロック周波数が４０９２２クロック／ｍｓであること、及び最後の測定時間９２４が１０ｍｓ＋２０００クロック−ＵＴＣｍｓ時間において起こったことを示す場合、制御ソフトウェアは、レジスタを以下のように構成することによって、測定時間９２４及びＰＰＳ９２６をＵＴＣに調整する。定常状態Ｎ３レジスタ９１２を４０９２２に設定して、サンプルクロック周波数に一致するようにすることができ、１度きりのＮ３レジスタ９１６を４０９２２−２０００に設定して、測定時間９２４をＵＴＣミリ秒に調整することができる。次の測定周期は、３８９２２クロック長であり、４０９２２クロックの定常状態測定周期が後続する。定常状態Ｐレジスタ９１８を１０００に設定して、毎秒１つのパルスを生成することができる。１度きりのＰレジスタ９２２を１０００−１０に設定して、ＰＰＳ９２６をＵＴＣ秒に調整することができる。１つのＰＰＳ９２６間隔は、９００の測定周期長であり、１０００の測定時間９２４毎に１つのパルスという定常状態のレートが後続する。

図１０は、起動停止回路１０００の一実施形態を示す。第１チャネルのような、受信機内のそれぞれのチャネルは、起動カウントＭレジスタ１０１２に値を書き込むことによって起動することができる。このコマンドは、測定時間９２４（図９）において有効になり、起動カウントＭレジスタ１０１２へのそれぞれの書き込みが後続する。Ｎ３で除算するＵＴ除算器９１４が起動時間と一致する場合、それぞれのチャネルのレジスタは、ラッチ１０１４によって提供されるチャネル・イネーブル１０１８を用いて初期化され、それぞれのチャネルは信号処理を開始する。デフォルトでは、符号器（コーダ）４３０（図４）等の符号器は、自身の初期符号状態において起動する。符号の長さが１ｍｓよりも長い場合、制御ソフトウェアは、起動時間を制限するか、又は選択された起動時間における適切な初期状態で符号シフトレジスタをプログラミングすることができる。

それぞれのチャネルは、それぞれのチャネルの停止レジスタに書き込むことによって停止する。停止コマンド１０１６が受信されると、各チャネルの全ての部分はオフにされ、低電力モードに設定することができる。それぞれのチャネルは、新しいコマンドを起動カウントＭレジスタ１０１２に書き込むことによって再起動することができる。

図４は、信号プロセッサ３４２（図３Ａ）等の信号プロセッサ４００の一実施形態を示す。Ａ／Ｄ変換器４１０及び４１２は、それぞれＩサンプル及びＱサンプルを提供する。Ａ／Ｄ変換器４１０及び４１２は、少なくともそれぞれのサブチャネル回路用の信号処理回路４００への第１ポートである。したがって、第１ポートは、少なくとも、信号の単一のキャリア信号周波数においてデータを受信するそれぞれのサブチャネルに対応する。信号処理回路４００又はさらなる例の信号処理回路４００のいずれかに結合される追加のサブチャネル回路からの１又は複数の追加のポートが存在することができる。多周波アンテナを有する実施形態では、別個のサブチャネル及びポートを、信号のそれぞれのキャリア信号周波数に用いることができる。姿勢決定システムのような、複数のアンテナを有する実施形態では、別個のポートが、各アンテナからの信号のそれぞれのキャリア信号周波数のために必要とされる場合がある。

Ｉサンプル及びＱサンプルは、３レベル変換器４１４に結合される。３レベル変換器４１４は、表Iの第２マッピングにおいて示されたようにＩサンプル及びＱサンプルのビット数を、符号及び大きさにマッピングする。幾つかの実施形態では、３レベル変換器４１４は、検索テーブル３４４（図３Ａ）のような検索テーブルの代わりに回路を用いて実装することができる。サンプルは、マルチプレクサ４１６及び４１８に結合される。該マルチプレクサ４１６及び４１８は、信号処理回路４００の残りの部分をポートのうちの少なくとも１つに結合する。

図３Ａを参照すると、直交位相信号発生器３２４からの基準信号は、位相のずれが正確に９０度でない場合がある。信号がベース・バンドまでダウン・コンバートされる場合、位相誤差は又は位相バイアス、及び対応する信号処理損失が結果的に生じる。結果として、従来の受信機は、通常、図３Ａに示したような直交位相検出及び直交位相サンプリングは使用しない。さらに、サンプリング及び量子化は、一般的にはベース・バンドでは行われない。代わりに、サンプリング及び量子化は、Ａ／Ｄ変換器３３８のようなＡ／Ｄ変換器のサンプリング・レートの４分の１のような残りのＩＦにおいて実行することができる。Ａ／Ｄ変換器のサンプリング・レートを増大させると共にサンプルを平均化することによって、残りのバイアスを除去することができる。本質的には、これらの従来の受信機内のＡ／Ｄ変換器は、信号をベース・バンドまでダウン・コンバートする。しかし、結果として生じるＩサンプル及びＱサンプルは、或る時間間隔にわたって求められる。これは、マルチパス信号１１６（図１）の補正をより難しくする場合がある。また、Ａ／Ｄ変換器の増大したサンプリング・レートに関連するパワーペナルティも存在し得る。ダウン・コンバートを直接無線周波数からベース・バンド付近まで実施するこれらの従来の受信機では、直交位相検出は通常用いられない。

装置１１０（図１）内の受信機では、信号は、概ねベース・バンド付近までダウン・コンバートされ、サブチャネル回路３００の説明において上述したように直交位相でサンプリング及び量子化することができる。この検出手法によって、Ｉサンプル及びＱサンプルが概ね同時に検出されることができる。そしてこれは、マルチパス信号１１６（図１）の補正の改善及び電力消費の低減を可能にすることができる。しかし、直交位相信号発生器３２４からの基準信号内の位相誤差に関連する残りのバイアスがある可能性があるという問題が依然として存在する。概ねベース・バンド付近までのダウンコンバーティングは、或る解決策を提供する。上述したように、結果として生じる信号は、意図的なドップラ周波数シフトを事実上有する。複素位相回転が信号処理３４２中に行われて、この意図的なドップラ周波数シフトを補正することができる。このプロセスでは、対応するバイアスは、０度〜３６０度にわたって概ね均一に分布し、ゼロに平均化される。

図４を再び参照すると、概ねベース・バンド付近までのダウン・コンバートに関連する残りのバイアス及び意図的なドップラ周波数シフトを補正する複素回転が、（たとえば強制的にＱサンプルを０に等しくさせることによって）複素回転回路４２６内で実行される。さらに以下で説明されるように、複素回転は、検索テーブル４２４内の値に基づくことができる。その値は、キャリア信号発生器又はＮＣＯ４２０に基づいて求められる。当該キャリア信号発生器又はＮＣＯ４２０は、補正される意図的なドップラ周波数シフトを求めるキャリア又は位相のトラッキング・ループの一部である。信号のサンプル内の少なくとも１つの拡散スペクトル符号は、符号器４３０及び符号信号発生器すなわちＮＣＯ４２８に基づいて相関器４３２及び４３４において復調される。当該符号信号発生器又はＮＣＯ４２８は符号トラッキング・ループの一部である。サブチャネル相関器４３２及び４３４からのＩ累算値及びＱ累算値は、測定時間９２４（図９）における信号処理ソフトウェアへの出力であり、累算値は、位相及び符号のトラッキング・ループのためのフィードバックを計算するために用いることができる。

回転及び補正の演算は、事実上、Ｉサンプル及びＱサンプルに埋め込まれる衛星信号を、それぞれのチャネルによって生成される信号のレプリカと混合する。レプリカ信号の位相、周波数及びタイミングが、衛星から受信される位相、周波数及びタイミングを概ね複製する場合、サブチャネル相関器４３２及び４３４によって累算されるパワーは最大化される。レプリカ信号においてタイミング誤差が存在する場合、相関器４３２及び４３４によって累積されるパワーは、符号のタイミングが１拡散スペクトル符号ビット未満だけ誤差を有する場合に低減されるか、又は誤差が１拡散スペクトル符号ビット以上である場合にゼロとなる。

回転及び補正の演算はそのサンプル・レートにおいて行われ、したがって、信号処理によるＳＮＲ損失は非常に小さい。回転及び補正の演算の順序は任意である。したがって、幾つかの実施形態では、相関を回転の前に実行することができ、回転を相関の前に実行することもでき、又は回転及び相関の演算を単一の演算に組み合わせることもできる。例示的な一実施形態では、回転は相関の前に実行される。これによって、Ｉサンプル及びＱサンプルの対毎に１つの回転を実行することができる。しかし、サブチャネル毎に１つのセットを含む多くの相関がある。

図４に示されるように、サブチャネル回路３００（図３Ａ）のような１又は複数のサブチャネル回路からのＩサンプル及びＱサンプルは、Ｉサンプル及びＱサンプルの複素回転４２６によって、それぞれのチャネルのための基準信号のキャリア信号成分と混合される。回転されたサンプルＩ_Ｒ及びＱ_Ｒは、
Ｉ_Ｒ＝Ｉ・ｃｏｓ（ＮＣＯ）−Ｑ・ｓｉｎ（ＮＣＯ）
Ｑ_Ｒ＝Ｉ・ｓｉｎ（ＮＣＯ）＋Ｑ・ｃｏｓ（ＮＣＯ）
を用いて生成される。ただし、ＮＣＯは、キャリアＮＣＯ４２０に基づくテーブル４２４からの値を表す。図１１は、キャリアＮＣＯ４２０（図４）のようなキャリアＮＣＯ１１００の一実施形態を示す。イネーブルされる（９１０）と、キャリアＮＣＯ１１００は、合計回路１１１０及び位相アキュムレータ１１１４を用いて、レジスタ１１１２内のキャリアＮＣＯレート（スケーリングされた信号ドップラ）値を積算することによって、第１チャネルのようなそれぞれのチャネルのための基準信号の位相を維持する。部分キャリア位相（fraction carrier phase）及び受信機の基準拡散スペクトル符号は、ＲＦセクション入力データと混合されて、同相Ｉ相関測定値及び直交位相Ｑ相関測定値が生成される。Ｉ測定値及びＱ測定値は、フィードバック・ループによって用いられて、ＮＣＯレート値及び配分率（fractional rate）又は部分キャリア位相１１１６が生成される。フィードバック・レート又は部分キャリア位相１１１６は、自動周波数制御ループ、コスタス(Costas)・ループ又は位相ロック・ループのような周波数又は位相のトラッキング・ループを閉じるために用いられる。制御ソフトウェアは、１回／ｍｓ以下の任意のレートでキャリアＮＣＯレートを更新することができる。ループ更新レートは、トラッキング・ループの設計パラメータである。たとえば、一般的なフィードバック・レートは、ループ帯域幅の約１０分の１に等しい。より速いフィードバック・レートは、処理負荷を増大させるが、ループ性能にはほとんど影響を与えないことができる。ループ帯域幅よりも１０分の１遅いフィードバック・レートは、動的な状件下でロックを解除するか又はループ雑音を増大する場合がある。

基準信号の位相又はキャリア位相は、位相アキュムレータ１１１４を用いて積算される。キャリア位相角は、それぞれのチャネルがそれぞれの基準発振器クロック・エッジにて起動する場合にゼロと仮定される。実際には、位相は起動時にはゼロではないが、対応するトラッキング誤差がＩサンプル及びＱサンプルにおいて反映される。キャリア位相トラッキングは、基準位相角を補正する。それぞれのチャネルが起動した後に且つそれぞれのチャネルがオフにされるまで、３２ビットの位相キャリアＮＣＯレート値は、クロック・サイクル毎に３２ビットの位相アキュムレータ１１１４に加えられる。キャリア位相の最下位ビットは、キャリアサイクルの２^−３２サイクルである。キャリアＮＣＯレートレジスタ１１１２の最下位ビットは、２^−３２キャリアサイクル／クロックである。信号プロセッサ４００（図４）におけるクロックレートが４０．９２１６ＭＨｚである場合、キャリアＮＣＯレートレジスタ１１１２の最下位ビットは０．００９５２７８Ｈｚ（１０４．９６ビット／Ｈｚ）に等しく、レジスタ１１１２の範囲は０ＭＨｚ〜４０．９２１２５８９ＭＨｚである。基準発振器の上述した意図的な周波数オフセットによって、ドップラは常に正である。

複素位相回転におけるビットの構成及び重み付けは、位相回転に用いられる正弦／余弦テーブル４２４（図４）に依存する。表ＩＩＩは、５ビット、１１余弦／１１正弦の実施態様を示す。表ＩＩＩは、位相アキュムレータ１１１４の４の最上位ビットを用いて索引を付けられている。最上位の４ビットは０．５サイクルの重みを有し、最下位ビットは１６分の１サイクル、すなわち２２．５度に対する重みを有する。表ＩＩＩ内の整数値の平均振幅は１０．９６である。表ＩＩＩのフーリエ変換の非基本成分のパワーは０．１ｄＢ未満であり、したがって、表ＩＩＩが導入する処理損失はごくわずかである。

キャリアＮＣＯ回路１１００では、位相アキュムレータ１１１４のオーバー・フローは、積算ドップラの１サイクルの累算を示す。キャリア・サイクル・カウント・レジスタ１１１８は、オーバー・フローをカウントし、全体キャリア位相１１２０を出力する。連続測定値の有限の差はデルタ・キャリア位相測定値として用いることができ、積算は最初にゼロに等しいように設定され、したがって、間隔中の積算値は位相変化に対応する。

図１３は、衛星航法デバイスにおける演算の一実施形態を示す。第１衛星からの、少なくとも１つの拡散スペクトル信号を含む信号が受信される（ボックス１３１２）。信号を増幅するための利得は、サンプルの３分の２が非ゼロであるように、第１非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて求められる（ボックス１３１４）。信号は、第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いてサンプリング及び量子化される。当該第２非ゼロの量子化閾値の大きさは、第１非ゼロの量子化閾値の大きさの２倍である。幾つかの実施形態では、演算はより少ないか又は追加することができ、演算の順序は取り決めし直すことができ、且つ／又は２つ以上の演算を組み合わせることができる。

図１２は、全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）における装置１１０（図１）のような装置１２１０の一実施形態を示す。装置１２１０は、フロント・エンド回路１２１２と、信号プロセッサ３４２（図３Ａ）のような信号プロセッサ１２１４と、少なくとも１つのプロセッサ１２１６と、メモリ１２１８とを備える。高速ランダムアクセスメモリを含むことができると共に、１又は複数の磁気ディスク記憶装置、ＥＥＰＲＯＭ及び／又はフラッシュＥＥＰＲＯＭのような不揮発性メモリを含むこともできるメモリ１２１８は、プロセッサ１２１６によって実行されるオペレーティングシステム１２２０及び少なくとも１つのプログラム・モジュール１２３６を含む。少なくとも１つのプログラム・モジュール１２３６は、ＡＧＣ１２２２、Ａ／Ｄ変換器１２２４、ＤＣオフセット補正１２２８、復調１２３０、位相回転１２３２、ＧＮＳＳ符号器／復号器（コーダ／デコーダ）１２３８、並びにキャリア及び符号のロック（carrier and code lock）１２４０のための回路に対応する命令及び／又はファイルを含む。Ａ／Ｄ変換器１２２４は、１又は複数のマッピング１２２６を含む。位相回転１２３２は、正弦／余弦テーブル１２３４を含む。プログラム・モジュール１２３６は、任意選択の（ダブルデルタ補正、ストローブ相関器及びパルスアパーチャ相関器のような）マルチパス補正及び／又はマルチパス計算を含むことができる。プログラム・モジュール１２３６は、第１チャネルのような１つ若しくは複数のチャネル及び／又はサブチャネル回路３００（図３Ａ）のような１つ若しくは複数のサブチャネル回路におけるＩＦ、フィルタ、ミキサ及び／又はＬＯ周波数を調整するための命令を含むこともできる。幾つかの実施形態では、２つ以上のプロセッサ１２１６が存在することができる。他の実施形態では、装置１２１０はＡＳＩＣを備えることができ、プロセッサ１２１６によって実行される少なくとも１つのプログラム・モジュール１２３６の幾つかの又は全ての機能はＡＳＩＣにおいて実施することができる。

上述の記載では、説明の目的で、本発明の完全な理解を提供するために特定の用語を用いた。しかし、特定の詳細が、本発明を実施するために必要ではないことは当業者には明らかであろう。それらの実施形態は、本発明の原理及び本発明の実際の用途を最も良く説明するために選択及び記載された。それによって、当業者は、本発明及び様々な変更を有する様々な実施形態を意図される特定の使用に適切であるように最良に利用することができる。したがって、上述の開示では、包括的であること又は本発明を開示された厳密な形態に限定することは意図されていない。多数の変更及び変形が、上記の教示に鑑みて可能である。
本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって画定されることが意図される。

全地球的航法衛星システム（ＧＮＳＳ）をダイレクトパス信号及びマルチパス信号と共に示す図である。 拡散スペクトル信号の連続波（ＣＷ）干渉を示す図である。 ＧＮＳＳ受信機内のチャネルの構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機内のチャネルの構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機における受信信号の信号処理を示すブロック図である。 サンプル集合分布を示す図である。 ＣＷ干渉信号パワーの関数としての出力信号対雑音（ＳＮＲ）比における計算された劣化の図である。 理論上の最高の結果に対するＣＷ干渉信号パワーの関数としての出力ＳＮＲ比における計算された劣化と、アンチ・ジャミング検出手法の一実施形態とを比較する図である。 ブランキング回路を示すブロック図である。 タイミング回路を示すブロック図である。 起動停止回路を示すブロック図である。 キャリア数値制御発振器（ＮＣＯ）を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機内の構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機を動作させる方法を示すフロー図である。 ＧＮＳＳ受信機内のＤＣオフセット補正回路を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機内の自動利得制御（ＡＧＣ）回路を示すブロック図である。

Claims (23)

1. 衛星航法デバイスであって、
   該デバイスは、第１衛星からの少なくとも１つの第１拡散スペクトル信号を含む信号を受信し、第１チャネルを有する受信機を備え、該第１チャネルは、
   前記信号をサンプリングし、該信号の値を量子化するアナログ／デジタル変換器であって、該量子化された信号の値を第１非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて第１サンプル値に第１マッピングを行い、前記第１サンプル値を第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いる３レベル量子化を用いて第２サンプル値に第２マッピングを行うアナログ／デジタル変換器と、
   前記信号の利得を調整する自動利得制御手段と、
   前記第１マッピングが非ゼロの第１サンプル値の予め設定した第１確率を生じるように、前記利得を決定する制御ロジック手段と
   を含んでいることを特徴とする衛星航法デバイス。
2. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、前記自動利得制御手段による利得の調整及び前記第１及び第２マッピングの実行により、前記受信機に対する干渉信号の影響を、干渉信号パワー対受信機雑音パワーの任意の比で低減するよう構成されていることを特徴とする衛星航法デバイス。
3. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、前記量子化された信号の値は、２、３、４及び５から成る群から選択される数のビットを有することを特徴とする衛星航法デバイス。
4. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、該デバイスはさらに、前記信号におけるＤＣオフセットを低減するＤＣオフセット補正回路を備えることを特徴とする衛星航法デバイス。
5. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、該デバイスはさらに検索テーブルを備え、該検索テーブルは、前記第１マッピング及び前記第２マッピングのための情報を含み、該第１マッピングにおける非ゼロの第１サンプル値は、前記第１非ゼロの量子化閾値の大きさに基づいて求められ、前記第２マッピングにおける非ゼロの第２サンプル値は、前記第２非ゼロの量子化閾値の大きさに基づいて決定されることを特徴とする衛星航法デバイス。
6. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、該デバイスはダウン・コンバート回路をさらに備え、該ダウン・コンバート回路は、前記信号を第１キャリア周波数信号からベース・バンド付近の信号にまで変換し、該ベース・バンド付近の信号は、サンプリング・レートの１／４未満の第２キャリア周波数信号を有することを特徴とする衛星航法システム。
7. 請求項６記載の衛星航法デバイスにおいて前記第２キャリア周波数信号は、１００ＫＨｚ未満であることを特徴とする衛星航法デバイス。
8. 請求項７記載の衛星航法デバイスにおいて、該デバイスはさらに位相回転回路を備え、該回路は、前記ベース・バンド付近の信号の量子化直交位相サンプルに対して複素位相回転を実行し、その結果、残りのバイアスが、０°〜３６０°の位相角にわたって均一に分布し、それによって、前記第１拡散スペクトル信号に対応する積算期間にわたってほぼゼロに平均化することを特徴とする衛星航法デバイス。
9. 請求項８記載の衛星航法デバイスにおいて、前記位相回転回路は、検索テーブルを用いて前記複素位相回転を実行することを特徴とする衛星航法デバイス。
10. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、該システムはさらにブランキング回路を備え、該ブランキング回路は、イネーブルされると、ある時間間隔中に前記信号のそれぞれのサンプルが閾値を超えるイベントの数を合計し、該イベントの数が或る値を超えると、前記受信機をディセーブルするよう構成されていることを特徴とする衛星航法デバイス。
11. 請求項１０記載の衛星航法デバイスにおいて、前記閾値は、前記第１非ゼロの量子化閾値の大きさの８倍であることを特徴とする衛星航法デバイス。
12. 衛星航法デバイスであって、
    該デバイスは、第１衛星からの少なくとも１つの第１拡散スペクトル信号を含む信号を受信し、第１チャネルを有する受信機構を備え、
    該第１チャネルは、
    前記信号をサンプリングしかつ量子化された信号の値を決定し、該量子化された信号の値を第１非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて第１サンプル値に第１マッピングを行うとともに、前記第１サンプル値を第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いる３レベル量子化を用いて第２サンプル値に第２マッピングを行う手段と、
    前記信号の利得を調整する手段であって、前記第１マッピングが非ゼロの第１サンプル値の予め設定した第１確率を生じるように、前記利得を調整する手段と
    を備えていることを特徴とする衛星航法デバイス。
13. 衛星航法デバイスを動作させる方法であって、
    受信機により、第１衛星からの少なくとも１つの第１拡散スペクトル信号を含む信号を受信するステップと、
    前記信号の利得を調整するステップと、
    前記信号をサンプリングし、量子化された信号の値を決定するステップと、
    該量子化された信号の値を、第１非ゼロの量子化閾値の大きさを用いて、第１サンプル値に第１マッピングを行うステップと、
    前記第１サンプル値を、第２非ゼロの量子化閾値の大きさを用いる３レベル量子化を用いて、第２サンプル値に第２マッピングを行うステップと
    を含み、
    前記信号の利得は、前記第１マッピングが非ゼロの第１サンプル値の予め設定した第１確率を生じるように、決定される
    ことを特徴とする方法。
14. 請求項１３記載の方法において、前記利得を調整するステップ、前記第１マッピングを行うステップ及び前記第２マッピングを行うステップは、前記受信機に対する干渉信号の影響を、干渉信号パワー対受信機雑音パワーの任意の比で低減していることを特徴とする方法。
15. 請求項１３記載の方法において、前記量子化された信号の値は、２、３、４及び５から成る群から選択される数のビットを有することを特徴とする方法。
16. 請求項１３記載の方法において、該方法はさらに、前記信号におけるＤＣオフセットを低減するステップを含むことを特徴とする方法。
17. 請求項１３記載の方法において、前記第１マッピング及び前記第２マッピングを行うステップは、検索テーブルを用いることを特徴とする方法。
18. 請求項１３記載の方法において、該方法はさらに、前記信号を第１キャリア周波数信号からベース・バンド付近の信号にまで変換するステップを含み、該ベース・バンド付近の信号は、サンプリング・レートの１／４未満の第２キャリア周波数信号を有することを特徴とする方法。
19. 請求項１８記載の方法において、前記第２キャリア周波数信号は、１００ｋＨｚ未満であることを特徴とする方法。
20. 請求項１８記載の方法において、該方法はさらに、前記ベース・バンド付近の信号の量子化直交位相サンプルに対して複素位相回転を実行して、残りのバイアスが、０°〜３６０°の位相角にわたって均一に分布し、それによって、前記第１拡散スペクトル信号に対応する積算期間にわたってほぼゼロに平均化するステップを含むことを特徴とする方法。
21. 請求項２０記載の方法において、前記複素位相回転を実行するステップは、検索テーブルを用いて前記複素位相回転を求めるステップをさらに含むことを特徴とする方法。
22. 請求項１３記載の方法において、該方法はさらに、或る時間間隔中に前記信号のそれぞれのサンプルが閾値を超えるイベントの数を合計するステップと、該イベントの数が或る値を超える場合に前記受信機を一時的にディセーブルするステップとを含むことを特徴とする方法。
23. 請求項２２記載の方法において、前記閾値は、前記第１非ゼロの量子化閾値の大きさの８倍であることを特徴とする方法。

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