ES2907002T3

ES2907002T3 - Método para corregir un pseudoalcance en un receptor para navegación por satélite

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Publication number: ES2907002T3
Application number: ES18786371T
Authority: ES
Inventors: Jean-Marie Sleewaegen; Wilde Wim De
Original assignee: Septentrio NV
Current assignee: Septentrio NV
Priority date: 2017-11-09
Filing date: 2018-10-22
Publication date: 2022-04-21
Anticipated expiration: 2038-10-22
Also published as: EP3707532A1; JP2021502568A; EP3483632A1; US11221418B2; US20200271794A1; JP7145957B2; WO2019091769A1; EP3707532B1

Abstract

Un método para corregir un pseudoalcance medido obtenido por un receptor para navegación por satélite, comprendiendo el receptor un bucle de enganche de retardo (DLL) que incluye un filtro de DLL (9) y un discriminador (8) para calcular un valor de discriminador D, en donde el pseudoalcance medido es una estimación de un pseudoalcance real, comprendiendo el método las etapas de: - convertir descendentemente una señal de RF emitida por un satélite a una banda base o a una frecuencia de IF, para obtener de este modo una señal convertida descendentemente que contiene al menos un código de ruido pseudoaleatorio (PRN) representativo del satélite, - muestrear la señal convertida descendentemente para obtener de este modo una señal de tiempo discreto en una frecuencia de muestreo dada Fs, - sincronizar una réplica local del código de PRN con la señal muestreada sobre la base del valor de discriminador filtrado por el filtro de DLL (9), y determinar el pseudoalcance medido cτr a partir de la réplica local sincronizada, en donde τr es el retardo de tiempo de la réplica local sincronizada y c es la velocidad de la luz, con τr una estimada del retardo de tiempo τs del código entrante desde el satélite, y con Δτ = τr - τs de modo que el error de pseudoalcance es igual a cΔτ, en donde el receptor está configurado para determinar un término de corrección cΔτb para el error de pseudoalcance, en donde el término de corrección es una función periódica del pseudoalcance medido o el real con un periodo igual a cTs, con Ts igual a 1/Fs, en donde Δτb es el valor de Δτ para el que el valor de discriminador D es cero, y en donde el método comprende las etapas de: - determinar cΔτb en el pseudoalcance medido, - filtrar cΔτb por un filtro de paso bajo que tiene esencialmente las mismas características que el filtro de DLL (9), - restar el valor cΔτb filtrado de cτr para obtener un valor de pseudoalcance corregido.

Description

DESCRIPCIÓN

Método para corregir un pseudoalcance en un receptor para navegación por satélite

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método y aparato para recibir y procesar señales, esencialmente señales del tipo de espectro ensanchado, tal como se usan en Sistemas Globales de Navegación por Satélite (GNSS).

Estado de la técnica

Sistema Global de Navegación por Satélite (GNSS) es un nombre general para un sistema de navegación por satélite. Un sistema de GNSS comprende, entre otras cosas, una constelación de múltiples satélites de navegación, que están orbitando la Tierra y que transmiten señales de navegación especializadas también denominadas 'señales de alcance'. El más conocido es el Sistema de Posicionamiento Global (GPS) desarrollado por el gobierno de los Estados Unidos. Otros sistemas incluyen el sistema Galileo que está actualmente en desarrollo por la Agencia Espacial Europea (ESA), el GLONASS ruso y el sistema BeiDou chino. El propósito principal de estos sistemas es proporcionar posición, velocidad y tiempo a cualquier usuario en o cerca de la superficie de la Tierra. El usuario determina su posición en espacio y tiempo midiendo su alcance a al menos 4 satélites cuya posición y tiempo se determinan de forma precisa, siendo el alcance definido como la distancia entre el usuario y un satélite.

Los satélites de un sistema de posicionamiento basado en satélite transmiten señales en varias portadoras de banda L. Las portadoras se modulan mediante códigos de ensanchamiento pseudoaleatorios (PRN) que son únicos para cada satélite, y mediante un mensaje de navegación. En general, todos los satélites transmiten en la misma frecuencia. La separación entre los satélites es posible porque todos los códigos de PRN se eligen para ser ortogonales. El receptor mide la diferencia de tiempo entre la emisión de señales por el satélite y su recepción por el receptor. Esta diferencia de tiempo, multiplicada por la velocidad de la luz, es el pseudoalcance. El término "pseudoalcance" se usa en lugar de "alcance" porque la diferencia de tiempo se mide con relojes no ideales y contiene un término de desplazamiento de reloj. Para medir la diferencia de tiempo, el receptor sincroniza una réplica local del código de ensanchamiento con el código de ensanchamiento entrante desde el satélite. La diferencia de tiempo es el retardo que el receptor tuvo que aplicar a su réplica local para sincronizar la misma con el código entrante. Sincronizar la réplica local implica dos etapas. Primero, necesita obtenerse una sincronización aproximada. Esto se denomina adquisición. Normalmente esto se consigue correlacionando (por ejemplo, integrando la multiplicación de ambas señales) la réplica local con la señal de entrada y retardando gradualmente la misma hasta que la correlación resulta en un pico.

Una vez adquirida, la segunda etapa está siguiendo el código de ensanchamiento. Esto se consigue mediante un bucle de enganche de retardo (DLL). En una implementación común del DLL, se genera una versión adelantada (temprana (E)) y una retardada (tardía (L)) de la réplica local además de la réplica en tiempo (puntual (P)). El retardo entre las réplicas temprana y tardía se denomina la anchura de puerta de seguimiento y se indica como d. La diferencia entre las réplicas E y L se correlaciona con la señal de entrada de banda base. La salida de esta correlación es proporcional a la desalineación entre la réplica puntual local y el código entrante. Las señales implicadas en el DLL se ilustran en la Figura 1.

La Figura 1 muestra el código de PRN entrante (IN), tomando valores 1 o -1, las tres réplicas locales (P, E, L), la diferencia entre las réplicas E y L (E-L) y el producto de (E-L) e IN. Las transiciones de PRN en la señal IN no son instantáneas debido al filtrado de extremo frontal de receptor. La figura ilustra el caso cuando el DLL está en enganche, es decir, la réplica local puntual (P) se alinea con el código entrante. Los límites de segmento del código entrante se marcan mediante las líneas verticales. La correlación E-L se obtiene integrando la señal (E-L)*IN durante un cierto intervalo de tiempo, normalmente un múltiplo de un milisegundo. Si la réplica puntual local se sincroniza con la señal de entrada, como en la figura, puede observarse que (E-L)*IN tiene media cero: la correlación de estas dos señales es cero. Si la réplica puntual local se retardó con respecto a la señal de entrada, la correlación sería positiva. A la inversa, si la réplica local se adelantó, la correlación sería negativa. Esto proporciona realimentación: una salida de correlación E-L positiva indica que la réplica local necesita acelerarse, una salida negativa que necesita ralentizarse. En el DLL, el valor normalizado de la correlación E-L se usa como un valor de discriminador, cuya salida controla la tasa de segmentación de las réplicas locales.

En la Figura 2 se ilustra la implementación de la técnica anterior de un DLL. La señal de entrada (IN) es la señal recibida desde los satélites convertidos descendentemente a banda base. Un generador de códigos 1 seguido por dos elementos de retardo 2 y 3 genera las tres réplicas del código de PRN. La réplica puntual se multiplica por un primer multiplicador 4 por la señal de entrada (IN) y el producto se acumula en el intervalo de correlación en un primer correlador 5, que produce el valor de correlación P (puntual) (Cp). La réplica tardía se resta de la réplica temprana y el resultado se multiplica por IN en un segundo multiplicador 6 y se acumula en el correlador E-L 7 para producir el valor de correlación E-L (Ce-l). En el bloque de discriminador 8, el valor de correlación E-L se divide por el doble del valor de correlación P. El resultado es una cantidad conocida como el valor de discriminador que, en la región de operación típica del DLL, es igual al desplazamiento de tiempo entre la réplica de código local y el código entrante, expresados en unidades de segmentos. La salida de discriminador se filtra en paso bajo en el filtro de DLL 9 y el resultado (AF) acciona la frecuencia del NCO (oscilador controlado numéricamente) de código 10. El NCO de código genera un pulso en cada límite de segmento, que ordena al generador de códigos 1 que emita el siguiente segmento del código. Cuando AF es positivo, el NCO de código funciona más rápido, provocando que la réplica de código local se adelante en tiempo. Cuando AF es negativo, el NCO de código funciona más lento, provocando que la réplica de código local se retarde en tiempo. El DLL converge a un punto en el que el valor de discriminador es cero, por lo tanto, en el que AF es cero.

El pseudoalcance es el retardo de la réplica de código puntual en comparación con una réplica de código que se generaría de forma síncrona con el tiempo de receptor, multiplicado por la velocidad de la luz. Se calcula a partir de la fase del generador de códigos. El DLL descrito anteriormente usa un discriminador de temprano-menos-tardío. En la técnica se conocen muchos otros tipos de discriminador. Por ejemplo, el documento US-A-5953367 divulga un DLL cuyo valor de discriminador se basa en cuatro valores de correlación. La precisión de la sincronización del código puntual local con el código entrante, es decir, la precisión a la que pueden determinarse los pseudoalcances, depende estrechamente de la capacidad de ubicar el tiempo de las transiciones de segmento de PRN entrantes. El análisis del comportamiento de DLL y, en particular, la precisión de pseudoalcance se describe en detalle en la bibliografía. Por ejemplo, John W Betz y Kevin R Kolodziejski, en "Extended Theory of Early-Late Code Tracking for a Bandlimited GPS Receiver. Navigation, 47(3):211-226, 2000" proporcionan expresiones para la varianza de error de seguimiento de código como una función de características de código y los parámetros de receptor. Sin embargo, el modelo de DLL descrito en ese documento, como la mayoría de modelos encontrados en la bibliografía, hace la suposición de que el procesamiento de señal usa señales continuas. Por ejemplo, se supone que la posición de las transiciones de segmento en las réplicas de código locales es controlable con una precisión infinita. El modelo no tiene en cuenta la discretización de tiempo.

En realidad, la mayoría si no todos los receptores de GNSS modernos procesan las señales en el dominio digital después de muestrear en una frecuencia finita Fs. Esto significa que el DLL no tiene acceso a la señal continua desde el satélite, sino únicamente a muestras discretas tomadas cada Ts=1/Fs. En lugar de tener que sintonizar dos señales continuas (la señal de entrada y las réplicas locales), el DDL tiene que sincronizar dos secuencias de muestras discretas. Intuitivamente, se espera que la capacidad de ubicar las transiciones de segmento de PRN se degradará si la frecuencia de muestreo es baja a medida que el número de muestras que caen en las transiciones de segmento disminuirá. La determinación precisa de pseudoalcance requiere conseguir suficientes muestras distribuidas uniformemente alrededor de las transiciones de segmento para minimizar el efecto de discretización de tiempo. La Figura 3a muestra el tipo de error de pseudoalcance que resulta de la discretización de tiempo. Se obtiene usando un receptor de grado geodésico que sigue una señal de GNSS real de un satélite en órbita. El error (curva 15) exhibe un patrón cíclico y es más prominente cuando la frecuencia Doppler evidente (curva 16) es pequeña, es decir, cuando el pseudoalcance medido no cambia rápidamente como una función del tiempo. La Figura 3b muestra el error de pseudoalcance 15 durante un paso entero de satélite, junto con la frecuencia Doppler 16. Como se espera, el error de pseudoalcance es mayor en el comienzo y finalización del paso debido a la baja elevación del satélite. La Figura 3a es una imagen ampliada del 'fallo' 17 alrededor del cruce por cero de la Doppler. La Figura 3b muestra el ejemplo de un satélite de GNSS de MEO (Órbita Terrestre Media). El problema del error de pseudoalcance en la frecuencia Doppler alrededor de cero es incluso más grave cuando se usan señales de satélites geoestacionarios, ya que la Doppler permanece próxima a cero en todo momento. Algunos investigadores han analizado el efecto de una frecuencia de muestreo finita en la varianza de pseudoalcance. Por ejemplo, Dennis M. Akos y Marco Pini, en "Effect of Sampling Frequency on GNSS Receiver Performance. Navigation, 53(2):85-95, 2006" analizan la varianza de ruido de pseudoalcance como una función de la frecuencia de muestreo y muestran que el aumento de ruido en el peor de los casos se produce cerca de la condición de Doppler cero. El documento "Vinh T Tran et al. The effect of sampling frequency and front-end bandwidth on the DLL code tracking performance. IGNSS Symposium 2015" muestra la relación entre el ancho de banda de filtro de extremo frontal de receptor y la frecuencia de muestreo en términos de varianza de pseudoalcance.

Como se ilustra por estas publicaciones, se conoce en la técnica anterior que la discretización de tiempo en receptor digital tiene un efecto sobre la precisión del pseudoalcance. El enfoque propuesto para tratar este problema consiste principalmente en cuantificar la degradación de la precisión en términos de varianza de pseudoalcance, y en aumentar la frecuencia de muestreo para minimizar el efecto de la discretización de tiempo. Sin embargo, cambiar la frecuencia de muestreo a menudo no es práctico y conduce a un aumento inaceptable en la complejidad de receptor y consumo de potencia.

El documento "XiaoJun Jin et al., PN Ranging Based on Noncommensurate Sampling: Zero-Bias Mitigation Methods, IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Vol. 53. N.° 2, abril 2017" divulga una forma de compensar el efecto de discretización, pero únicamente aborda el caso de pseudoalcances constantes y, por lo tanto, sesgos cero constantes, es decir, el caso en el que la Doppler es estrictamente cero. La técnica de mitigación no es aplicable directamente a GNSS ya que los pseudoalcances GNSS y, por lo tanto, los sesgos cambian con el paso del tiempo, como se ilustra mediante las oscilaciones en la Figura 3a.

Sumario de la invención

La presente invención tiene por objetivo corregir los errores de pseudoalcance que resultan de la frecuencia de muestreo finita usada en la mayoría de receptores de GNSS. La presente invención no requiere modificar la frecuencia de muestreo, y puede aplicarse, por lo tanto, a receptores existentes con un mínimo impacto sobre la complejidad de receptor. También es adecuada para el caso de errores no constantes que resultan del cambio de pseudoalcances con el paso del tiempo. El objetivo se consigue por el receptor y método divulgados en las reivindicaciones adjuntas.

Se aplica una corrección al pseudoalcance medido por un receptor de navegación de satélite de acuerdo con la invención, operando sobre la base de señales muestreadas en una frecuencia de muestreo Fs, en donde la corrección se basa en el propio pseudoalcance medido. La corrección puede ser una corrección al valor de discriminador determinado en el DLL, o puede ser una corrección al pseudoalcance medido real como tal. La corrección es específica para un código de PRN particular y para los parámetros del receptor. La corrección se implementa, por lo tanto, en el receptor como una función del pseudoalcance medido que hay que calcular en tiempo real, o como una tabla de consulta de valores predefinidos al menos entre 0 y cTs con Ts igual a 1/Fs y c la velocidad de la luz.

De acuerdo con una primera realización, la invención se refiere a un método para corregir un pseudoalcance medido obtenido por un receptor para navegación por satélite, comprendiendo el receptor un bucle de enganche de retardo (DLL) que incluye un filtro de DLL y un discriminador para calcular un valor de discriminador D, en donde el pseudoalcance medido es una estimación de un pseudoalcance real, comprendiendo el método las etapas de:

• convertir descendentemente una señal de RF emitida por un satélite a una banda base o a una frecuencia de IF, para obtener de este modo una señal convertida descendentemente que contiene al menos un código de ruido pseudoaleatorio (PRN) representativo del satélite,

• muestrear la señal convertida descendentemente para obtener de este modo una señal de tiempo discreto en una frecuencia de muestreo dada Fs,

• sincronizar una réplica local del código de PRN con la señal muestreada sobre la base del valor de discriminador filtrado por el filtro de DLL, y determinar el pseudoalcance medido cTr a partir de la réplica local sincronizada, en donde Tr es el retardo de tiempo de la réplica local sincronizada y c es la velocidad de la luz, con Tr una estimada del retardo de tiempo Ts del código entrante desde el satélite, y con At = Tr - Ts de modo que el error de pseudoalcance es igual a cA t,

en donde el receptor está configurado para determinar un término de corrección cATb para el error de pseudoalcance, en donde el término de corrección es una función periódica del pseudoalcance medido o el real con un periodo igual a cTs, con Ts igual a 1/Fs, en donde ATb es el valor de A t para el que el valor de discriminador D es cero, y en donde el método comprende las etapas de:

- determinar cATb en el pseudoalcance medido,

- filtrar cATb por un filtro de paso bajo que tiene esencialmente las mismas características que el filtro de DLL, - restar el valor cATb filtrado de cTr para obtener un valor de pseudoalcance corregido.

El receptor puede configurarse para calcular en tiempo real el valor de cATb = cAt (D = 0), usando el pseudoalcance medido como entrada para el cálculo. Como alternativa, el receptor puede comprender una tabla de consulta que comprende una pluralidad de valores de cATb para una pluralidad de valores del pseudoalcance real o medido al menos entre 0 y cTs, en donde cATb se determina mediante interpolación entre valores de la tabla de consulta. Los valores de la tabla de consulta pueden determinarse mediante el cálculo de ATb como el valor de At para el que el valor de discriminador D es cero en dicha pluralidad de pseudoalcances reales o medidos al menos entre 0 y cTs o mediante calibración del receptor sobre la base de señales simuladas o señales reales. De acuerdo con una realización, ATb se establece a cero cuando la frecuencia Doppler excede un umbral dado.

De acuerdo con una segunda realización, la invención se refiere a un método para corregir un pseudoalcance medido obtenido por un receptor para navegación por satélite, comprendiendo el receptor un bucle de enganche de retardo que incluye un filtro de DLL y un discriminador para calcular un valor de discriminador D, en donde el pseudoalcance medido es una estimación de un pseudoalcance real, comprendiendo el método las etapas de:

• muestrear la señal convertida descendentemente para obtener de este modo el código de PRN muestreado en una frecuencia de muestreo dada Fs,

en donde el receptor está configurado para determinar un término de corrección de discriminador Db para el valor de discriminador D en donde el término de corrección es una función periódica del pseudoalcance medido o el real con un periodo igual a cTs, con Ts igual a 1/Fs, en donde Db es el valor de D cuando At es cero y en donde el método comprende las etapas de:

- determinar Db en el pseudoalcance medido,

- restar Db del valor de discriminador D calculado por el discriminador antes del filtro de DLL, para obtener un valor de discriminador corregido, en donde la etapa de sincronización se hace sobre la base del valor de discriminador corregido, filtrado por el filtro de DLL (9).

El receptor puede configurarse para calcular en tiempo real el valor de Db = D(At = 0), usando el pseudoalcance medido como entrada para el cálculo. Como alternativa, el receptor puede comprender una tabla de consulta que comprende una pluralidad de valores de Db para una pluralidad de valores del pseudoalcance real o medido al menos entre 0 y cTs, en donde Db se determina mediante interpolación entre valores de la tabla de consulta. Los valores de la tabla de consulta pueden determinarse mediante el cálculo de Db como el valor de D cuando At es cero en dicha pluralidad de pseudoalcances reales o medidos al menos entre 0 y cTs o mediante calibración del receptor sobre la base de señales simuladas o señales reales. De acuerdo con una realización, Db se establece a cero cuando la frecuencia Doppler excede un umbral dado.

El 'valor de discriminador' referido anteriormente y en relación con la primera y segunda realización es un valor que representa la desalineación entre una señal recibida y una réplica local de la señal. La réplica local es una réplica local oportuna producida en el DLL que además produce al menos una réplica adelantada o retardada sobre la base de la que se determina el valor de discriminador.

La invención se refiere adicionalmente a un receptor para navegación por satélite que comprende:

• una antena para capturar una señal de RF de un satélite de navegación global,

• un convertidor descendente para obtener una señal que contiene al menos un código de ruido pseudoaleatorio (PRN) representativo del satélite,

• Un muestreador para muestrear la señal para obtener una secuencia discreta en una frecuencia de muestreo Fs,

• Un circuito de bucle de enganche de retardo que comprende:

◦ Un generador de códigos y elementos de retardo para generar réplicas locales puntuales, tempranas y tardías del código de PRN,

◦ Correladores para calcular valores de correlación entre la señal convertida descendentemente entrante y las réplicas locales o combinaciones de dichas réplicas locales,

◦ un circuito de discriminador para calcular un valor de discriminador a partir de los valores de correlación, ◦ un primer circuito de filtro para filtrado de paso bajo de la salida de discriminador,

◦ un oscilador controlado numéricamente para controlar la tasa de segmentación de las réplicas locales, ◦ una calculadora de pseudoalcance para calcular un pseudoalcance medido a partir de la fase de la réplica puntual,

en donde el receptor comprende además:

• una calculadora de corrección de pseudoalcance para calcular cATb de acuerdo con el método de acuerdo con la primera realización,

• un segundo circuito de filtro para aplicar un filtrado de paso bajo a la salida de la calculadora de corrección de pseudoalcance, teniendo el segundo circuito de filtro las mismas características que el primer circuito de filtro, • un circuito de resta para determinar el pseudoalcance corregido.

La invención se refiere además a un receptor para navegación por satélite que comprende:

• un convertidor descendente para obtener una señal que contiene al menos un código de ruido pseudoaleatorio (PRN) representativo para el satélite,

• Un circuito de bucle de enganche de retardo que comprende:

◦ un circuito de discriminador para calcular un valor de discriminador a partir de los valores de correlación, ◦ un circuito de filtro para filtrado de paso bajo de la salida de discriminador,

en donde el DLL comprende además:

• una calculadora para calcular Db de acuerdo con el método de acuerdo con la segunda realización,

• circuito de resta para determinar el valor de discriminador corregido.

Breve descripción de las figuras

La Figura 1 ilustra las señales analógicas implicadas en el bucle de enganche de retardo de un receptor de GPS como se conoce en la técnica.

La Figura 2 muestra un ejemplo de un diagrama de bloques de DLL en un receptor conocido en la técnica.

La Figura 3a ilustra los errores de pseudoalcance que se provocan por discretización de tiempo en un receptor de GNSS conocido en la técnica, para valores bajos de la frecuencia Doppler. La Figura 3b muestra el error de pseudoalcance para un paso entero de un satélite de MEO en órbita.

La Figura 4 ilustra las señales de tiempo discreto implicadas en el bucle de enganche de retardo en un receptor conocido en la técnica.

La Figura 5 muestra un ejemplo de distorsión de discriminador de DLL provocado por discretización de tiempo en un receptor conocido en la técnica.

La Figura 6 muestra un ejemplo de desplazamiento de discriminador de DLL provocado por discretización de tiempo.

La Figura 7 muestra un ejemplo de desplazamiento de pseudoalcance provocado por discretización de tiempo.

La Figura 8 ilustra la vinculación entre el error de pseudoalcance y el pseudoalcance módulo cTs.

La Figura 9 ilustra una primera realización de la invención en la que se aplica una corrección a nivel de discriminador de DLL.

La Figura 10 ilustra una segunda realización de la invención en la que se aplica una corrección a nivel de pseudoalcance.

La Figura 11 ilustra la validez del método divulgado en esta invención mostrando la mejora entre pseudoalcances sin procesar y corregidos.

Descripción detallada de la invención

La presente invención se refiere a receptores de GNSS digitales en los que se muestrea la señal de IF o de banda base. Teniendo en cuenta la discretización de tiempo, la Figura 1 debe visitarse de nuevo. En la Figura 4 se proporciona, por lo tanto, una representación más realista de las diferentes señales implicadas en el DLL, que tiene en cuenta la discretización de tiempo. Las señales mostradas en la Figura 4 corresponden a las mostradas en la Figura 1, pero en el dominio digital. Las épocas de muestreo se muestran como líneas grises verticales y el DLL procesa una serie de muestras discretas representadas por los puntos. IN(t) es la señal analógica y IN[k] es la versión discreta en tiempo de la misma muestreada en la frecuencia Fs. Se ha de observar que la frecuencia de muestreo Fs a la que se hace referencia a lo largo de toda esta descripción y en las reivindicaciones puede ser diferente de la frecuencia en la que se muestrea físicamente la señal analógica en el circuito de analógico a digital (ADC) del receptor, ya que puede aplicarse un submuestreo o diezmado entre el ADC y la entrada del DLL. Fs es, por lo tanto, la frecuencia de muestreo de la señal de tiempo discreto que se procesa por el DLL del receptor. La correlación E-L es ahora la suma de las muestras "(E[k]-L[k])*IN[k]'' discretas, en lugar de una integración continua de (E(t)-L(t))*IN(t). Mientras estaba claro que el valor medio de (E(t)-L(t))*IN(t) era cero en la Figura 1, esto ya no es obvio con muestras discretas. Con la frecuencia de muestreo y anchura de puerta temprana-tardía como se ilustra en la Figura 4 por ejemplo, únicamente dos muestras (E[k]-L[k])*IN[k] no cero están disponibles por transición de segmento (véanse los rectángulos 14). La primera muestra habitualmente es negativa y la segunda habitualmente es positiva. La correlación E-L será únicamente cero si las muestras se distribuyen uniformemente a través de las transiciones de segmento y si existen suficientes transiciones de segmento sobre las que acumular. En la mayoría de los casos, esto no es estrictamente verdadero y la salida de discriminador de DLL se desvía ligeramente de la nominal.

Los siguientes párrafos explican cómo calcular la correlación E-L y el valor de discriminador como una función del código de PRN, el retardo de los códigos entrantes y locales y los parámetros de receptor (ancho de banda de IF, anchura de puerta temprana-tardía y frecuencia de muestreo), teniendo en cuenta la discretización de tiempo. El código de PRN no filtrado y sin retardo viene dado por la siguiente expresión:

en la que segmento^ es el valor del késimo segmento del código de PRN (-1 o 1), [K\n es k módulo N, N es el número de segmentos en el código de PRN (por ejemplo, 1023 para el código de CA de GpS), Tc es la duración de segmento, rect(x) es 1 para 0 < x < Tc y cero de lo contrario. Se ha de observar que algunos códigos de PRN de GNSS se modulan por una subportadora. La modulación de subportadora no se muestra explícitamente en este punto por claridad, pero las derivaciones a continuación, y la invención en general, se aplican igualmente a códigos de PRN modulados por una subportadora.

En las siguientes derivaciones, Ts es el retardo de tiempo del código entrante desde el satélite y Tr es el retardo de tiempo de la réplica puntual local. El pseudoalcance real es cts, donde c es la velocidad de la luz, y el pseudoalcance medido es cTr. At = Tr - Ts es la desalineación entre la réplica puntual local y el código entrante, y cAt la diferencia entre el pseudoalcance medido y el pseudoalcance real, es decir, es el error de pseudoalcance.

La señal recibida desde el satélite después del filtrado de extremo frontal es:

Donde H representa el satélite y filtrado de extremo frontal de receptor. En el contexto de las derivaciones a continuación, el filtro se aproxima por un filtro rectangular con retardo cero ideal centrado en IF y con un ancho de banda de dos lados dado.

La señal IN(t) es continua. Se muestrea en una frecuencia Fs y las muestras resultantes indican:

IN[k] = IN(k ■ Ts)

Donde Ts = 1/Fs es el intervalo de muestreo.

El receptor genera su réplica puntual local con un retardo t, y las réplicas temprana y tardía se adelantan y retardan por d/2 respectivamente (véase la Figura 2). Las muestras de réplica de código local P[k], E[k] y L[k] indican:

P[k] = e(k ■ Ts — xr)

E[k] = e(k ■ Ts — xr d/2)

L[k] = e(k ■ TrS ^{- T r -}d/2)

Los valores de correlación E-L y P se calculan como:

donde M es el número de muestras durante un intervalo de correlación.

Finalmente, el valor de discriminador de DLL (en unidades de segmentos) se calcula como una función del desalineamiento At:

Se observa que la derivación del valor de discriminador presentada anteriormente tomó el ejemplo de un discriminador E-L usando una réplica temprana, una puntual y una tardía. Para un experto en la materia es sencillo adaptar la derivación anterior a cualquier tipo de discriminador de DLL basándose en la correlación del código entrante con cualquier número de réplicas locales retardadas en tiempo, tales como el discriminador de producto escalar, el discriminador de doble delta, etc. El 'valor de discriminador' no se limita, por lo tanto, a la ecuación (1) anterior en el contexto de esta invención, sino que podría basarse en ecuaciones equivalentes basándose en diferentes tipos de discriminador de DLL (es decir, diferentes dispositivos de hardware para determinar un valor de discriminador). Tiene que interpretarse como un valor que representa la desalineación entre una señal recibida y una réplica local de la señal.

Cuando se usan las ecuaciones anteriores o equivalentes para calcular la función D(At) para un código de PRN dado y para un valor dado de Ts o Tr, se obtiene una curva similar a la curva 12 en la Figura 5. La línea discontinua 13 en esa figura muestra lo que debería ser la respuesta de discriminador nominal. El DLL convergerá el punto de enganche 18 donde D(At) es cero, pero esto no se producirá en At=0. Existirá un desalineamiento ATb, provocando un error de pseudoalcance de cATb. Existen dos formas para corregir este error: (i) desplazar el valor de discriminador de modo que el cruce en cero se produce en A t=0, es decir, restar Db del valor de discriminador, o (ii) restar cATb del pseudoalcance medido. Estos dos enfoques se aplican en dos respectivas realizaciones del método y de un receptor de acuerdo con la invención.

Para un receptor con frecuencia de muestreo conocida Fs, ancho de banda de IF y anchura de puerta temprana-tardía d, los valores de Db y de ATb dependen del código de PRN y Db así como de ATb pueden calcularse como una función de Ts o Tr (o de forma equivalente como una función del pseudoalcance real o del medido) usando las ecuaciones anteriores. Por ejemplo, Db y ATb se muestran en la Figura 6 y la Figura 7 como una función de Ts y Tr respectivamente. En lugar de esto, pueden dibujarse curvas similares para Db y ATb como una función de Tr y Ts respectivamente. Las figuras se aplican a las siguientes condiciones: código de CA de GPS PRN n.° 1, ancho de banda de lado doble de IF = 16 MHz, Fs = 20 MHz, d = 100 ns, tiempo de integración de 1 ms (M = 20000), 0 < Ts < 170 ns, 0 < Tr < 170 ns.

Como puede observarse, Db y ATb son funciones periódicas de Ts o Tr: el mismo error se repite cada Ts, es decir, correspondiendo cada 50 ns en el ejemplo mostrado a una frecuencia de muestreo Fs=20 MHz. Las figuras únicamente muestran los primeros tres periodos, pero el mismo patrón se repite indefinidamente. Esto se espera ya que la relación de fase entre el código entrante y el reloj de muestreo se repite cada Ts segundos. Esto significa que Db y ATb dependen de Ts módulo Ts o Tr módulo Ts. Por lo tanto, cuando se conocen Db y ATb para Ts o Tr entre 0 y Ts segundos, se conocen para cualquier valor de Ts o Tr mayor que Ts. También, debido a que los pseudoalcances reales y medidos son iguales a cTs y cTr puede decirse que Db y ATb dependen del pseudoalcance real o medido módulo cTs. Por ejemplo cuando Ts es igual a 50 ns, cTs es igual a 15 m. Por tanto, cuando se conoce ATb o Db para el pseudoalcance medido entre 0 y 15 m, puede calcularse para cualquier pseudoalcance medido.

La Figura 7 puede interpretarse, por lo tanto, como se indica a continuación: si el pseudoalcance medido es PR, el pseudoalcance real puede obtenerse restando el valor de ATb evaluado en Tr = {PR/c}ts, y multiplicado por la velocidad de la luz, donde {X}y es X módulo Y. Obsérvese que las curvas en la Figura 6 y la Figura 7 son específicas para un código de PRN dado, es decir, para un satélite dado. Cada código de PRN y, por lo tanto, cada satélite tiene sus propios valores de Db y ATb como una función de Ts o Tr. De acuerdo con la invención, estos valores Db y ATb se implementan en el receptor - para los diversos códigos de PRN en uso por los satélites implicados en una aplicación de alcance, como una función o tabla de consulta, es decir el receptor está configurado para determinar Db o ATb para un pseudoalcance medido dado. Cuando en el receptor se implementa una tabla de consulta, la tabla necesita definirse únicamente para pseudoalcances entre 0 y cTs, dado el hecho de que Db y ATb son funciones periódicas del pseudoalcance (con periodo cTs). El pseudoalcance medido módulo cTs se usa a continuación como una entrada para determinar el término de corrección Db o ATb. Por ejemplo, el receptor puede incluir una tabla de consulta que contiene cien valores para Db o ATb que corresponden a {Pseudoalcance}cT __k_ con k = 0...99. El receptor está configurado además (véase más en la descripción de realizaciones particulares basándose en la corrección de D o cAt) para determinar el valor de Db o ATb obtenido interpolando estos valores tabulados en el valor real de {Pseudoalcance}cTs. Tomando de nuevo el ejemplo en el que cTs es igual a 15 m: cuando el pseudoalcance medido es 50 m, el pseudoalcance módulo cTs es 50 - 3X15 = 5 m, y la tabla de consulta permite determinar Db o ATb a 5 m. La tabla de consulta comprende valores al menos entre 0 y cTs. También puede comprender valores por encima de cTs. De forma más general, los términos de corrección Db y ATb son funciones periódicas del pseudoalcance real o medido con periodo ncTs, con n un entero igual a o mayor que 1, es decir, un entero múltiplo de cTs. La tabla de consulta puede definirse, por lo tanto, en el intervalo entre 0 y un entero múltiplo de cTs, en cuyo caso el pseudoalcance medido módulo ncTs se usa como una entrada para determinar el término de corrección.

Como se ha indicado anteriormente, la función o tabla de consulta implementada en el receptor para determinar Db o ATb puede definirse como una función del pseudoalcance real cTs o como una función del pseudoalcance medido cTr. Sin embargo, es el pseudoalcance medido el que se usa como un valor de entrada para determinar Db o Atb. Si la función o tabla de consulta se implementa como una función del pseudoalcance real, el pseudoalcance medido se introduce como el pseudoalcance real para determinar los términos de corrección. La diferencia inicial entre pseudoalcance real y medido se eliminará rápidamente en ese caso, sin embargo, cuando se corrija el pseudoalcance.

La relación entre los términos de corrección Db o cATb y el pseudoalcance medido o real se predefine para cada código de PRN y para los parámetros del receptor (Fs, d, ancho de banda de IF), que habilita el uso del propio pseudoalcance medido para determinar el término de corrección. Esta característica es particularmente útil para mitigar el error de pseudoalcance en frecuencias Doppler bajas como se ilustra en las Figuras 3a y 3b, sin aumentar la frecuencia de muestreo Fs.

Los efectos anteriormente descritos son claramente visibles en la Figura 8, que es la misma que la Figura 3a, excepto que se ha añadido el pseudoalcance módulo cTs (las unidades de traza 19 se han adaptado para una legibilidad más fácil y no son físicas). Como se explicará en lo sucesivo, el error es máximo a Doppler cero y disminuye a medida que aumenta la Doppler.

La corrección del propio pseudoalcance en frecuencia Doppler cero basándose en un término de corrección que es equivalente al término cAíb anteriormente descrito se ha propuesto de forma efectiva por XiaoJun Jin et al en el documento citado anteriormente por estos autores. Sin embargo, el documento no aborda el caso de Doppler no cero, que es, de hecho, la realidad en cualquier GNSS, en el que el pseudoalcance determinado por un receptor con respecto a un satélite está cambiando con el tiempo debido al movimiento relativo del satélite con respecto al receptor. En consecuencia, Db y Aíb también cambian con el tiempo siguiendo el patrón en la Figura 6 y la Figura 7. En el pseudoalcance medido se observará un patrón de error de oscilación, correspondiendo un periodo del patrón a un cambio de pseudoalcance por cTs. Si el cambio de pseudoalcance es lento, las oscilaciones también serán lentas. Cuando aumenta la tasa del cambio del pseudoalcance, las oscilaciones se vuelven más rápidas. Esto es porque el tiempo que necesita el pseudoalcance para cambiar por cTs, por ejemplo, 15 m cuando Ts es igual a 50 ns, se vuelve más y más corto. Finalmente, las oscilaciones se filtrarán por el filtro de DLL, y cuando la tasa de cambio del pseudoalcance es mayor que unos pocos metros por segundos, el efecto se vuelve insignificante. La tasa de cambio del pseudoalcance está directamente relacionada con la Doppler, donde la Doppler, en hercios, es la tasa de cambio del pseudoalcance dividida por la longitud de onda portadora. En otras palabras, gracias al filtro de DLL, la amplitud de las oscilaciones disminuirá a medida que la Doppler aumenta en valor absoluto. Sin embargo, si la corrección cAíb como se ha descrito anteriormente se aplica a Doppler no cero, esta corrección oscilará más y más rápido a medida que aumenta la frecuencia Doppler, sin atenuación, que conduciría a resultados incorrectos. Este problema se resuelve mediante las dos realizaciones de acuerdo con la presente invención, perteneciendo cada realización a un método y a un receptor relacionado para poner el método en práctica. De acuerdo con la primera realización, la corrección Db anteriormente descrita se calcula basándose en el pseudoalcance medido de la manera anteriormente descrita, es decir, calculado o determinado a partir de tablas de consulta, y la corrección calculada se aplica al valor de discriminador D antes del filtro de DLL. Aplicando la corrección a nivel del discriminador y antes del filtro de DLL, no se encuentran los problemas en frecuencia Doppler no cero, porque la corrección ya se aplica antes de que el filtro de DLL elimine cualquier efecto no deseado en frecuencias Doppler mayores. En otras palabras, aplicando la corrección a nivel de discriminador, está sujeto por diseño al efecto de paso bajo del filtro de DLL, y las oscilaciones rápidas se atenúan.

Por lo tanto, de acuerdo con la primera realización, el método y receptor de la invención se basan en la corrección de la salida de discriminador restando el valor Db aplicable. En la Figura 9 se ilustra un DLL de un receptor de acuerdo con esta realización. Las referencias numéricas se refieren a los mismos componentes mostrados con estas referencias en la Figura 2, siendo la única distinción que todos los componentes están configurados para actuar en señales muestreadas y no señales continuas. El nuevo bloque de "Desplazamiento de discriminador" 20 es básicamente una calculadora que devuelve el valor de Db para un código de PRN particular y para un pseudoalcance medido particular cTr. Db se resta del valor de discriminador D, y el valor D corregido se usa como una entrada para el filtro de paso bajo 9 (que es el filtro de DLL al que se hace referencia anteriormente) y el NCO de código 10. La salida del bloque de "Desplazamiento de discriminador" 20 puede obtenerse, por ejemplo, realizando los cálculos explicados anteriormente en relación con la Figura 6 en tiempo real dentro del receptor si hay disponible suficiente potencia de procesamiento, o realizando los valores de la curva en la Figura 6 y almacenando los mismos en tablas de consulta. Si se usan tablas de consulta, el receptor debe mantener una tabla diferente para cada código de PRN, cubriendo al menos pseudoalcances desde 0 a cTs ya que Db únicamente depende del pseudoalcance módulo cTs. Por ejemplo, la tabla podría contener cien valores Db que corresponden a {Pseudoalcance}cT =_^ con k = 0...99, y el bloque de S 100 S

"Desplazamiento de discriminador" podría devolver el valor de Db obtenido interpolando estos valores tabulados en el valor real de {Pseudoalcance}cTs. Obsérvese que el bloque de "Desplazamiento de discriminador" 20 toma el pseudoalcance medido como entrada, mientras que la curva calculada en la Figura 6 muestra Db como una función del pseudoalcance real (de hecho como una función de Ts, es decir, el pseudoalcance real dividido por la velocidad de la luz). Sin embargo, debido a que el valor de discriminador se corrige por Db, se espera que el pseudoalcance medido sea igual al pseudoalcance real. Por lo tanto, la curva de la Figura 6 puede usarse para determinar Db en el bloque de Desplazamiento de discriminador 20. El cálculo o tabla de consulta también puede basarse, sin embargo, en Db como una función del pseudoalcance medido cTr, a costa de una precisión ligeramente degradada de la corrección.

En una variación de la primera realización, el término de corrección Db se establece a cero por encima de una frecuencia Doppler dada. En este caso, el bloque de "Desplazamiento de discriminador" 20 está configurado para devolver cero si la frecuencia Doppler es mayor que un umbral predefinido. Esto es ventajoso para evitar la inserción de ruido.

En lugar de corregir el valor de discriminador, la segunda realización de la presente invención consiste en corregir el pseudoalcance medido restando el valor Atb aplicado multiplicado por la velocidad de la luz y filtrado por un filtro de paso bajo que tiene esencialmente las mismas características que el filtro de DLL. Este filtro de paso bajo es una parte esencial de la segunda realización. Debido a este filtro, la amplitud de la corrección disminuye a medida que la Doppler aumenta. Como se ha indicado anteriormente, si el filtro no se aplicara, la corrección oscilaría más y más rápido a medida que la frecuencia Doppler aumenta, sin atenuación. La segunda realización se ilustra en la Figura 10. De nuevo, los mismos componentes que en la Figura 2 se indican por las mismas referencias numéricas. El nuevo bloque "Desplazamiento de PR" 21 es básicamente una calculadora que devuelve el valor de cAtb para un código de PRN particular y para un pseudoalcance medido particular. De acuerdo con la realización mostrada en la Figura 10, la salida del bloque de Desplazamiento de PR se filtra por un filtro de paso bajo 22. Este filtro tiene esencialmente las mismas características que el filtro de DLL 9, de modo que las características espectrales de la corrección se ajustan a las del pseudoalcance medido. El valor de desplazamiento se resta del pseudoalcance medido, produciendo el valor de pseudoalcance corregido. La salida del bloque de "Desplazamiento de PR" puede obtenerse, por ejemplo, realizando los cálculos explicados anteriormente en relación con la Figura 7 en tiempo real dentro del receptor si hay disponible suficiente potencia de procesamiento, o precalculando los valores de la curva en la Figura 7 y almacenando los mismos en tablas de consulta. Si se usan tablas de consulta, el receptor debe mantener una tabla diferente para cada código de PRN, cubriendo al menos pseudoalcances desde 0 a cTs ya que cAtb únicamente depende del pseudoalcance módulo cTs. Por ejemplo, una tabla podría contener cien valores cAtbque corresponden a {Pseudoalcance}cT =_^ con k = 0...99, y el bloque de "Desplazamiento de PR" 21 podría devolver el valor de cAtb obtenido interpolando estos valores tabulados en el valor real de {Pseudoalcance}^.

En una realización preferida, la tabla de consulta contiene la corrección de pseudoalcance como una función del pseudoalcance medido módulo cTr (como se ilustra en la Figura 7 en la que el eje x es el retardo medido n). Como alternativa, es posible almacenar la corrección de pseudoalcance como una función del pseudoalcance real cTs. En ese caso, la corrección será menos precisa ya que el pseudoalcance real difiere ligeramente del pseudoalcance medido. Esto puede mejorarse mediante iteración (primera estimación cAtb en {Pseudoalcance}^, a continuación corregir el pseudoalcance restando cAtb, a continuación hacer otra estimación (mejor) de cAtb usando el pseudoalcance corregido, etc.

En una variación de la segunda realización, el bloque de "Desplazamiento de PR" está configurado para devolver cero si la Doppler es mayor que un umbral predefinido. Esto es ventajoso para evitar la inserción de ruido.

En la anterior descripción, Db y ATb se determinan o bien en tiempo real o bien mediante interpolación basándose en valores calculados anteriormente almacenados en tablas de consulta. Los valores en las tablas de consulta también podrían determinarse, sin embargo, a partir de una calibración del error para un receptor dado usando señales simuladas o reales. Esto puede hacerse, por ejemplo, conectando el receptor a un simulador de señales de GNSS que genera señales sin errores con un patrón Doppler controlado. En ese caso, cualquier variación en el pseudoalcance tal como la mostrada en la Figura 3 se puede medir fácilmente. Más específicamente, los valores en la tabla de consulta para el error de pseudoalcance cATb pueden medirse directamente para un pseudoalcance y código de PRN dados, comparando el pseudoalcance medido con el pseudoalcance sin errores simulado. En este caso, no se calcula cATb, por lo tanto, como el valor de cAt para el que D=0, sino que se mide experimentalmente. Los valores calculados y medidos serán similares, pero no necesariamente iguales matemáticamente, ya que la medición puede depender de la precisión de las señales simuladas. La invención no se limita, por lo tanto, a una forma particular en la que se obtienen los términos de corrección en las tablas de consulta. Lo que es importante es que una relación predefinida entre el pseudoalcance medido y uno de estos términos de corrección se implementa en el receptor, es decir, que el receptor es capaz de determinar el término de corrección para cualquier pseudoalcance medido. El error de pseudoalcance observado obtenido a partir de la calibración es, de nuevo, una función periódica del pseudoalcance: el mismo error se repite cada cTs. La función periódica será similar a las curvas obtenidas matemáticamente mostradas en las Figuras 6 y 7. Por lo tanto, se puede construir una tabla de calibración que contiene el error como una función del pseudoalcance módulo cTs, para todos los códigos de PRN posibles. Lo mismo puede hacerse con señales reales, en las que el error de pseudoalcance puede supervisarse usando combinaciones de pseudoalcance y mediciones de fase de portadora de una forma conocida en la técnica. La desventaja de la calibración real es que la capacidad de observar el error de pseudoalcance es menor debido a la presencia de otras fuentes de error (tales como efectos multitrayectoria), y porque el intervalo de tiempo útil, durante el cual la Doppler está cercana a cero, es corto en condiciones reales (véase la Figura 3b). Las señales simuladas permiten superar estas dificultades.

A lo largo de toda la descripción anterior, el método de la invención se aplica al 'pseudoalcance medido'. En el presente contexto, este término 'pseudoalcance medido' se aplica al pseudoalcance real, es decir, una estimación de la distancia entre el receptor y el satélite, así como a esta distancia más cualquier número entero de milisegundos multiplicado por la velocidad de la luz. Esta ambigüedad de milisegundo del pseudoalcance puede producirse, por ejemplo, cuando los pseudoalcances se codifican en algunos mensajes de corrección diferenciales. El método de la invención es aplicable sin cambio a pseudoalcances con una ambigüedad de milisegundo.

La Figura 11 muestra el resultado de aplicar el método de la invención a un pseudoalcance tomado a partir de señales reales usando un receptor de GNSS de grado geodésico. La curva 32 muestra el error de pseudoalcance no corregido. La curva 30 corresponde a la salida del filtro de desplazamiento de PR en la Figura 10. La curva 31 representa el error de pseudoalcance después de la corrección cATb. Las curvas 30 y 31 se han desplazado hacia arriba y abajo respectivamente a lo largo del eje y para mostrar las curvas de forma separada para mejorar su visibilidad. Puede observarse que el error de pseudoalcance se reduce enormemente usando esta técnica.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para corregir un pseudoalcance medido obtenido por un receptor para navegación por satélite, comprendiendo el receptor un bucle de enganche de retardo (DLL) que incluye un filtro de DLL (9) y un discriminador (8) para calcular un valor de discriminador D, en donde el pseudoalcance medido es una estimación de un pseudoalcance real, comprendiendo el método las etapas de:

• sincronizar una réplica local del código de PRN con la señal muestreada sobre la base del valor de discriminador filtrado por el filtro de DLL (9), y determinar el pseudoalcance medido cTr a partir de la réplica local sincronizada, en donde Tr es el retardo de tiempo de la réplica local sincronizada y c es la velocidad de la luz, con Tr una estimada del retardo de tiempo Ts del código entrante desde el satélite, y con At = Tr - Ts de modo que el error de pseudoalcance es igual a cAt,

- determinar cATb en el pseudoalcance medido,

- filtrar cATb por un filtro de paso bajo que tiene esencialmente las mismas características que el filtro de DLL (9), - restar el valor cATb filtrado de cTr para obtener un valor de pseudoalcance corregido.

2. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el receptor está configurado para calcular en tiempo real el valor de cATb = cAt (D = 0), usando el pseudoalcance medido como entrada para el cálculo.

3. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el receptor comprende una tabla de consulta que comprende una pluralidad de valores de cATb para una pluralidad de valores del pseudoalcance real o medido al menos entre 0 y cTs, y en donde cATb se determina mediante interpolación entre valores de la tabla de consulta.

4. El método de acuerdo con la reivindicación 3, en donde los valores de la tabla de consulta se determinan mediante el cálculo de ATb como el valor de At para el que el valor de discriminador D es cero en dicha pluralidad de pseudoalcances reales o medidos al menos entre 0 y cTs o mediante calibración del receptor sobre la base de señales simuladas o señales reales.

5. El método de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, en donde ATb se establece a cero cuando la frecuencia Doppler excede un umbral dado.

6. Un método para corregir un pseudoalcance medido obtenido por un receptor para navegación por satélite, comprendiendo el receptor un bucle de enganche de retardo que incluye un filtro de DLL (9) y un discriminador (8) para calcular un valor de discriminador D, en donde el pseudoalcance medido es una estimación de un pseudoalcance real, comprendiendo el método las etapas de:

- determinar Db en el pseudoalcance medido,

- restar Db del valor de discriminador D calculado por el discriminador (8) antes del filtro de DLL (9), para obtener un valor de discriminador corregido, en donde la etapa de sincronización se hace sobre la base del valor de discriminador corregido, filtrado por el filtro de DLL (9).

7. El método de acuerdo con la reivindicación 6, en donde el receptor está configurado para calcular en tiempo real el valor de Db = D(At = 0), usando el pseudoalcance medido como entrada para el cálculo.

8. El método de acuerdo con la reivindicación 6, en donde el receptor comprende una tabla de consulta que comprende una pluralidad de valores de Db para una pluralidad de valores del pseudoalcance real o medido al menos entre 0 y cTs, y en donde Db se determina mediante interpolación entre valores de la tabla de consulta.

9. El método de acuerdo con la reivindicación 8, en donde los valores de la tabla de consulta se determinan mediante el cálculo de Db como el valor de D cuando At es cero en dicha pluralidad de pseudoalcances reales o medidos al menos entre 0 y cTs o mediante calibración del receptor sobre la base de señales simuladas o señales reales.

10. El método de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 6 a 9, en donde Db se establece a cero cuando la frecuencia Doppler excede un umbral dado.

11. Un receptor para navegación por satélite que comprende:

• Un circuito de bucle de enganche de retardo que comprende:

◦ Un generador de códigos (1) y elementos de retardo (2, 3) para generar réplicas locales puntuales, tempranas y tardías del código de PRN,

◦ Correladores (5, 7) para calcular valores de correlación entre la señal convertida descendentemente entrante y las réplicas locales o combinaciones de dichas réplicas locales,

◦ un circuito de discriminador (8) para calcular un valor de discriminador a partir de los valores de correlación,

◦ un primer circuito de filtro (9) para filtrado de paso bajo de la salida de discriminador,

◦ un oscilador controlado numéricamente (10) para controlar la tasa de segmentación de las réplicas locales,

◦ una calculadora de pseudoalcance para calcular un pseudoalcance medido a partir de la fase de la réplica puntual,

en donde el receptor comprende además:

• una calculadora de corrección de pseudoalcance (21) para calcular cATb de acuerdo con el método de una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5,

• un segundo circuito de filtro (22) para aplicar un filtrado de paso bajo a la salida de la calculadora de corrección de pseudoalcance (21), teniendo el segundo circuito de filtro las mismas características que el primer circuito de filtro (9),

• un circuito de resta para determinar el pseudoalcance corregido.

12. Un receptor para navegación por satélite que comprende:

• Un circuito de bucle de enganche de retardo que comprende:

◦ un circuito de filtro (9) para filtrado de paso bajo de la salida de discriminador,

en donde el DLL comprende además:

una calculadora (20) para calcular Db de acuerdo con el método de una cualquiera de las reivindicaciones 6 a 10,

un circuito de resta para determinar el valor de discriminador corregido.