JP2012168190A - 衛星航法デバイス - Google Patents

Abstract

【課題】複雑化及びコスト上昇を生じずに柔軟なＲＦ受信機を含む衛星航法デバイスを提供する。
【解決手段】
衛星航法デバイスは、複数の衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する受信機を備え、該受信機は、複数チャネルを有し、各チャネルが、信号の少なくとも一部を中間周波数にダウン・コンバートすることによって、各衛星からのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信するサブチャネル回路４３６を含み、該サブチャネル回路は、中央周波数が前記中間周波数に実質的に等しく、帯域幅が前記第１衛星の帯域幅よりも大きいバンドパス・フィルタ４２２を備えている。
【選択図】図４Ａ

Description

本発明は、汎地球航法衛星システム（ＧＮＳＳ）に関し、更に特定すれば、衛星航法受信機の信号処理アーキテクチャに関する。

汎地球測地システム（ＧＰＳ）のような汎地球航法衛星システム（ＧＮＳＳ）における受信機は、衛星からブロードキャストされる視野信号に基づく距離測定値を用いる。受信機は、１つ以上のブロードキャスト信号の到達時刻を測定する。この到達時刻測定値は、疑似距離(pseudo-range)と呼ばれる、信号の粗雑捕獲符号化部分に基づく時刻測定値と、位相測定値とを含む。

ＧＰＳにおける複数のブロードキャスト信号に加えて、汎地球軌道航法衛星システム（ＧＬＯＮＡＳＳ）、ＧＡＬＩＬＥＯ測地システム、ヨーロッパ静止航法オーバーレイ・システム（ＥＧＮＯＳ：European Geostationary Navigation Overlay System）、広域補強システム（ＷＡＡＳ：Wide Area Augmentation System）、運輸多目的衛星用衛星航法補強システム（ＭＳＡＳ：Multifunctional Transport Satellite-Based Augmentation System）、及び準天空衛星システム（ＱＺＳＳ：Quasi-Zenith Satellite System）のような、その他のＧＮＳＳに対応するその他のブロードキャスト信号も数多くある。集合的に、ブロードキャスト信号は、種々のフォーマットを有し、多数のキャリア信号周波数上で送信する。
従来のＧＮＳＳ受信機は、１つ以上のキャリア信号周波数上で送信される１つ以上のブロードキャスト信号を受信するために、複数の無線周波数（ＲＦ）回路を有する。ＲＦ回路は、通例、複数のサブチャネルを内蔵している。それぞれのサブチャネルは、それぞれのキャリア周波数又は周波数帯域で送信されたキャリア信号を受信するために用いることができる。加えて、それぞれのサブチャネルは、ＧＮＳＳにおけるそれぞれの衛星に対応するキャリア信号を受信するために用いることができる。

このような従来の受信機においては、複数のＲＦ回路を用いることによって、受信機は１つ以上のＧＮＳＳに対応する多数の信号を受信することが可能になっているが、この手法では、通例、余分なオーバーヘッドや構成部品を伴い、したがって、複雑化及びコスト上昇を招く。このため、ＧＮＳＳキャリア信号のための柔軟性のあるＲＦ受信機が求められている。

フレキシブルなＲＦ受信機を含む衛星航法デバイスについて記載する。受信機は、第１衛星から、少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する。受信機は、少なくとも２つのサブチャネル回路を含む少なくとも第１チャネルを有する。各サブチャネル回路は、少なくとも１つの信号発生器と、第１ミキサとを含み、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信する。第１信号発生器は、それぞれ第１キャリア周波数を有する、それぞれの第１信号を供給し、第１ミキサを用いて、前述の信号の少なくとも一部を、２つのサブチャネル回路に共通の中間周波数にダウン・コンバートする。

第１サブチャネル回路における中間周波数及び第２サブチャネル回路における中間周波数の相違は、１００ｋＨｚ未満とするとよい。また、それぞれの第１信号におけるそれぞれの第１キャリア周波数及び各サブチャネル回路の中間周波数は、調節可能とすることができる。この調節は、調節可能な第１信号発生器を用いて実現することができる。

第１チャネルは、更に、第２信号発生器も含むことができる。少なくとも２つのサブチャネル回路の各々は、更に、第２ミキサを含むことができる。第２信号発生器は、第２ミキサを用いて、信号の少なくとも一部を中間周波数から実質的にベースバンドにダウン・コンバートするために、第２キャリア周波数を有する第２信号を、少なくとも２つのサブチャネル回路の各々に供給する。

また、衛星航法デバイスにおいて、受信機は、中間周波数を有するサブチャネル回路の少なくとも２つの追加のインスタンスを有する追加チャネルを含むこともできる。それぞれの追加サブチャネル回路は、追加衛星から追加スペクトル拡散信号において追加のそれぞれの周波数帯域を受信する。

実施形態の中には、衛星航法デバイスが第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する受信機を含む場合もある。受信機は、第１チャネルを有する。第１チャネルは、少なくとも１つのサブチャネル回路を含む。サブチャネル回路は、第１信号発生器と第１ミキサとを有し、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信する。第１信号発生器は、第１ミキサを用いて、信号の少なくとも一部を、２つのサブチャネル回路に共通である中間周波数にダウン・コンバートするためのそれぞれの第１キャリア周波数を有するそれぞれの第１信号を供給する。
また、第１チャネルは、第２信号発生器も含む。少なくとも１つのサブチャネル回路は、第２ミキサも含む。第２信号発生器は、第２ミキサを用いて、信号の少なくとも一部を中間周波数から実質的にベースバンドにダウン・コンバートするために、調節可能な第２キャリア周波数を有するそれぞれの第２信号を、少なくとも１つのサブチャネル回路に供給する。

実施形態の中には、衛星航法デバイスが、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する受信機を含む場合もある。受信機は第１チャネルを有する。第１チャネルは、信号の少なくとも一部を中間周波数にダウン・コンバートすることによって、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信する少なくとも１つのサブチャネル回路を含む。第１サブチャネル回路は、中央周波数が中間周波数に実質的に等しく、帯域幅が大凡第１衛星の帯域幅よりも大きいバンドパス・フィルタを有する。

実施形態の中には、衛星航法デバイスが、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する受信機を含む場合もある。受信機は、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号におけるそれぞれの周波数帯域内におきて情報を検出するフロント・エンド回路を有する。フロント・エンド回路は、情報に対応するディジタル信号を出力するように構成可能である。ディジタル信号は調節可能なビット数を有する。
本発明の更に別の目的及び特徴は、以下の詳細な説明及び添付した特許請求の範囲を図面と関連付けることによって一層容易に明らかとなるであろう。
同様の参照番号は、図面の様々な図全体を通じて対応する部分を示すこととする。

ダイレクト・パス信号及びマルチパス信号と共に汎地球航法システム（ＧＮＳＳ）を示す図である。 ＧＮＳＳ受信機における構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機におけるチャネル内の構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機におけるチャネル内の構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機におけるチャネル内の構成要素を示すブロック図である。 １ビット（２レベル）量子化を示す図である。 ２ビット（３レベル）量子化を示す図である。 ３ビット（４レベル）量子化を示す図である。 符号−振幅変換回路を示すブロック図である。 ゼロ・バランス回路を示すブロック図である。 自動利得制御（ＡＧＣ）回路を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機における受信信号の信号処理を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機における構成要素を示すブロック図である。 ＧＮＳＳ受信機の動作方法を示すフロー図である。 ＧＮＳＳ受信機の動作方法を示すフロー図である。 ＧＮＳＳ受信機の動作方法を示すフロー図である。 ＧＮＳＳ受信機の動作方法を示すフロー図である。

これより、実施形態を詳細に検討するが、その例を添付図面に示す。以下の詳細な説明では、本発明の完全な理解を得るために、多数の具体的な詳細を明記する。しかしながら、本発明はこれらの具体的な詳細がなくても実施可能であることは、当業者には明白であろう。場合によっては、本発明の態様を無益に曖昧にしないように、周知の方法、手順、構成要素、及び回路については詳細には説明していないこともある。

第１衛星からの１つ以上のスペクトル拡散信号を受信する柔軟なＲＦ受信機について説明する。この受信機の実施形態は、共通中間周波数を有する少なくとも２つのサブチャネルと、調節可能な中間周波数を有するサブチャネルと、中央周波数が実質的に中間周波数に等しく、帯域幅が大凡第１衛星の帯域幅よりも大きいバンドパス・フィルタと、及び／又はビット数が調節可能なディジタル信号を出力するように構成されている回路とを含み、衛星航法デバイスの複雑度及び費用を低減することができる。

衛星航法デバイスの実施形態では、航法とは、場所又は位置を判定することを含み、位置解明としても知られていると解釈することとする。航法は、衛星航法デバイスが、ＧＮＳＳ内にある衛星が少なくとも部分的に供給する基準フレームに対してどこにあるかを判定することと解釈するものとする。また、航法は、少なくとも部分的にＧＮＳＳにおける１機以上の衛星からの信号に基づいて衛星航法デバイスにおいて時刻を判定することであってもよい。

衛星航法デバイスでは、ＲＦ受信機は高品質の航法測定値を、ＧＰＳ、ＧＡＬＩＬＥＯ、ＧＬＯＮＡＳＳ、ＱＺＳＳ、ＷＡＡＳ、ＥＧＮＯＳ、ＭＳＡＳ及びその他の衛星航法システムを含むＧＮＳＳからの既存の又は計画航法信号のいずれからでも供給する。また、これは、ニューヨーク州StarFireのNavCom Technology, Inc.からの信号の受信もサポートする。

ＧＬＯＮＡＳＳを除いて、ＧＮＳＳ衛星は、衛星間干渉を緩和するために、コード・ダイバシティ多元接続（ＣＤＭＡ）方法を用いる。非ＧＬＯＮＡＳＳ衛星は、Ｌ帯域におけるキャリア信号周波数上で信号をブロードキャストし、スペクトル拡散疑似ランダム・コードを用いる。一例としてＧＰＳを用いると、干渉保護レベルは、Ｃ／Ａコードに対する約２０ｄＢから、それよりも新しいコード及び軍用Ｐコードに対する７０ｄＢ超までの範囲である。ＧＰＳ衛星は帯域幅（両側）が２０〜３０ＭＨｚの内蔵フィルタを有する。

ＧＬＯＮＡＳＳシステムは、周波数ダイバシティ多重アクセス（ＦＤＭＡ）を用いて衛星間干渉の保護を行う。各ＧＬＯＮＡＳＳ衛星は同じスペクトル拡散コードを用いる。地球の逆側における同じ軌道内に位置する対蹠(antipodal)衛星を除いて、各衛星はそれ自体の周波数帯域を有する。対蹠衛星は同じ周波数帯域を共有することができる。

ＧＰＳシステムは、１５７５．４２ＭＨｚのＬ１キャリア信号周波数及び１２２７．６ＭＨｚのＬ２キャリア信号周波数において、航法信号をブロードキャストする。第３ＧＰＳ信号が、１１７６．４５ＭＨｚのＬ５キャリア信号周波数で計画されている。ＧＡＬＩＬＥＯシステムは、Ｌ１及びＬ５（Ｅ５Ａとも呼ぶ）、並びに１２０７．１４ＭＨｚ（Ｅ５Ｂ）及び１２７８．７５ＭＨｚ（Ｅ６）における追加信号を供給することを計画する。また、ＧＡＬＩＬＥＯは、Ｌ１キャリア信号周波数においてスペクトル拡散コードが異なる追加の信号も供給する。ＱＺＳＳシステムは、Ｌ１、Ｌ２及びＬ５キャリア信号周波数上うでＧＰＳ互換信号を供給することを計画する。ＷＡＡＳ、ＥＧＮＯＳ及びＭＳＡＳにおける衛星は、Ｌ１キャリア信号周波数上でＧＰＳ型信号を供給し、Ｌ５キャリア信号周波数上で第２信号を供給することを計画する。

StarFireネットワークは、少なくとも部分的に通信リンクとして機能し、１５２５及び１５６０ＭＨｚ間の周波数帯域において、幅が８５０ＭＨｚあるチャネルを用いる。StarFireは１００符号化ビット／秒でデータを送信する。

ＧＬＯＮＡＳＳは、１５９８．０６３５から１６０５．３７５ＭＨｚまで（Ｌ１）及び１２４２．９３７５から１２４８．６２５ＭＨｚまで（Ｌ２）の周波数帯域で信号をブロードキャストする。ＧＬＯＮＡＳＳにおける信号の周波数帯域は、ＧＰＳ及びＧＡＬＩＬＥＯにおける信号の対応する周波数帯域の高端部と重複する。

図１は、ＧＮＳＳ１００の一実施形態においてデバイス１１０が受信する複合信号を示す。この複合信号は、１機以上の衛星がブロードキャストした１つ以上の信号１１４と、物体１１２から反射したマルチパス信号１１６とを含む。先に論じたように、信号１１４は、各々、少なくとも１機の衛星に対応する少なくとも１つのスペクトル拡散信号を収容する。

図２は、デバイス１１０（図１）における受信機２００の一実施形態の構成要素を示す。複合信号は、少なくとも１つのアンテナ２１０によって受信され、ルータ２１２に結合される。ルータ２１２は、複合信号の少なくとも一部を１つ以上のチャネル２１４に結合する。チャネル２１４は、各々、１つ以上のサブチャネル回路を含み、これらは受信した情報２２０を出力する。それぞれのサブチャネル回路は、複合信号の少なくとも一部において、少なくとも第１衛星に対応する、少なくとも１つのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信する。チャネルは、コントローラ２１６が制御する。以下で論ずるが、チャネル２１４の少なくとも１つにおけるそれぞれのサブチャネルの順応性(adaptation)は、コントローラ２１６からの命令に基づくことができる。チャネル２１４は、少なくとも１つの共通基準発振器２１８からの１つ以上のクロック信号を受信する。他の実施形態では、基準発振器２１８のような、共通基準発振器がない場合もある。チャネル２１４は、１つ以上の基準発振器を含むこともできる。チャネル２１４の内１つ以上は、１つ以上のクロック信号を用いて、少なくとも１つのスペクトル拡散信号を受信する際に用いるそれぞれのクロック信号を発生することができ、１つ以上の位相ロック・ループ、遅延ロック・ループ、及び／又は、内挿補間回路の使用を含む。

別の実施形態では、受信機２００の構成要素は多くても少なくてもよい。２つ以上の構成要素の機能を１つの構成要素に実装してもよい。あるいは、いくつかの構成要素の機能を、構成要素の追加のインスタンス(instance)に実装してもよい。実施形態２００は、１つのアンテナ２１０、１つのルータ２１２、及び３つのチャネルを示すが、これらの構成要素よりも多くても少なくてもよい。加えて、受信機２００のアーキテクチャは、多種多様のアンテナを使用する選択肢を設ける。アンテナ入力は増幅しても又は増幅しなくてもよく（受動）、ルータ２１２におけるアンテナ導体毎に１つ又は多数の周波数を組み合わせることもできる。増幅しないアンテナあるいはアンテナ２１０とルータ２１２との間に長いコネクタ又はケーブルを有する実施形態では、受信機２００は初期利得段を含むとよい。

図４Ａは、数個のサブチャネル回路４３６を含む、チャネル２１４−１（図２）のような、チャネル４００の一実施形態を示す。ルータ２１２を用いて、アンテナ２１０からの信号の少なくとも一部を、低及び高周波成分に分割する。この実施形態では、ルータ２１２はダイプレクサである。一例として、低周波成分はＬ２及びＬ５周波数帯域を内包することができ、１１５０から１２５０ＭＨｚまでの周波数に及ぶことができる。高周波成分は、Ｌ１及びStarFire周波数帯域を収容することができ、１５００〜１６００ＭＨｚの周波数に及ぶことができる。これらの周波数の一部又は全部に対して別個のアンテナを用いる場合、ルータ２１２は余分なアンテナ・コネクタを有すればよく、又は余分なルータがあればよい。非増幅（受動）アンテナを有する実施形態のように、ルータ２１２の前に初期低ノイズ増幅器があるとよい実施形態もある。

２つに分岐された信号の各々は、ロー・パス・フィルタ４１０に結合されており、ここで信号画像及び帯域外干渉が除波される。次いで、この信号を増幅器４１２において増幅し、フィルタ４１４において濾波する。初期ロー・ノイズ増幅器をルータ２１２の前に有する実施形態では、増幅器４１２をなくしてもよい。サブチャネル回路４３６におけるミキサ４２０のような、１つ以上の変調器を用いて、この信号の少なくとも一部を実質的に共通の中間周波数（ＩＦ）にダウン・コンバートする。実施形態の中には、第１サブチャネル回路４３６_１におけるＩＦ、及び第２サブチャネル回路４３６_２におけるＩＦの差が、１００ｋＨｚ未満の場合もある。共通ＩＦの使用と併せて、１つ以上の電源信号及び／又は設置信号線の濾波を用いてもよい。１つ以上のサブチャネル４３６内及び／又は周囲におけるＲＦ遮蔽も用いてもよい。

ミキサ４２０_１のようなそれぞれのミキサにおけるダウン・コンバージョンでは、第１基準信号を混合する。第１基準信号は、信号発生器４１８_１のような、１つの信号発生器４１８が発生する、それぞれの第１キャリア又は局部発振（ＬＯ）周波数を有する。第１基準信号は、基準発振器２１８（図２）が発生することができる１つ以上のクロック信号４１６に基づいて発生することができる。信号発生器４１８の１つが発生する各第１基準信号は、一意の第１ＬＯ周波数を有する。しかしながら、ＩＦは実質的にサブチャネル回路４３６の全てに対して共通である。他の実施形態では、ＩＦが、第１サブチャネル回路４３６_１及び第２サブチャネル回路４３６_２のような、サブチャネル回路４３６の内の少なくとも２つに実質的に共通である場合もある。サブチャネル回路４３６の各々において、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ５、StarFire、Ｆ５Ｂ及び／又はＬ６周波数帯域に対応するそれぞれの第１ＬＯ周波数を含むことができる一意の第１ＬＯ周波数を用いることによって、それぞれのサブチャネル回路は、第１衛星から、少なくとも１つのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信することが可能になる。

ダウン・コンバージョンの後、ＩＦの信号を、表面弾性波フィルタのような、高品質フィルタ４２２の１つに通過させ、エリアス及び干渉信号を除去し、帯域外干渉を除波する。高品質フィルタ４２２によって、フロント・エンド予備選択(preselection)フィルタリングのように、チャネル４００における他のフィルタの精度が低くてもよくなり、自動利得制御が実施し易くなり、更にディジタル／アナログ（Ａ／Ｄ）変換器４２６における量子化のビット数を少なくすることができる。StarFireネットワークに対応するサブチャネル回路４３６_４では、異なるフィルタ４３０を用いてもよい。何故なら、StarFireネットワークにおける信号は、情報帯域幅が狭いからである。フィルタ４２２及び４３０は、受信機２００（図２）における信号に対する信号処理帯域幅を定義する。その結果、フィルタ４２２及び４３０は、受信機２００（図２）の信号処理特性全体を定義するのに役立つ。実質的に共通なＩＦ及び同一のフィルタ４２２を、航法及び／又はStarFireネットワークに用いられるＧＮＳＳにおける周波数帯域に対応する、サブチャネル回路４３６において用いることにより、これらの回路の信号処理特性を実質的に同一にすることができる。これによって、受信機２００（図２）において性能が向上し、複雑度及びコストを低減することができる。

実施形態の中には、フィルタ４２２の１つ以上が有する中央周波数がほぼＩＦに等しく、帯域幅が第１衛星の帯域幅よりも大きい場合もある。実施形態の中には、フィルタ４２２の内１つ以上の帯域幅（３ｄＢの通過帯域）が、約３０ＭＨｚ（両側）よりも大きい場合もある。実施形態の中には、フィルタ４２２の内１つ以上の帯域幅（３ｄＢの通過帯域）が、約３０から約３２ＭＨｚ（両側）を含む範囲以内にある場合もある。実施形態の一例では、フィルタ４２２は、６つ以上の複素極と同等とすることができる。フィルタ４２２の帯域幅が、ＧＮＳＳ衛星の１つ以上によってブロードキャスタされる信号に適用する濾波処理よりも少なくとも多少大きいことを確保することにより、信号内容を失うことはなく、可能な限り帯域外干渉を除波する。衛星の１機以上におけるフィルタの帯域幅を今後広げる場合、フィルタ４２２の１つ以上の帯域幅も広げて、信号内容が失われないようにするとよい。これによって、マルチパス信号１１６（図１）の補正改良、及び／又は受信機２００（図２）の追跡特性改良が可能となる。また、フィルタ４３０の中央周波数は、実質的にＩＦに等しくてもよい。実施形態の一例では、フィルタ４３０の帯域幅は２００ｋＨｚとしてもよい。何故なら、StarFireネットワークにおける信号の方が用いる帯域幅が狭いからである。

ミキサ４２４のような１つ以上の変調器を用いて、１つ以上のサブチャネル回路４３６における信号を実質的に近ベースバンド（ゼロ周波数）に変換する。ミキサ４２４_１のようなそれぞれのミキサにおけるダウン・コンバージョンでは、第２キャリア即ちＬ０周波数を有する第２基準信号を混合する。この信号は、信号発生器４３２が発生する。チャネル４００を１つの信号発生器４３２と共に示すのは、サブチャネル回路４３６が実質的に共通のＩＦを有するからである。第２基準信号は、基準発振器２１８（図２）からの少なくとも１つのクロック信号に基づいて発生することができる。

ＩＦ、第１ＬＯ、及び第２ＬＯの周波数は、コードとＧＮＳＳ信号が用いるキャリア信号周波数との間にコヒーレントな関係を保存することができる。全てのＧＮＳＳ信号に対して、コード・ビット毎に実質的に整数回のキャリア・サイクルがある。選択されたダウン・コンバージョン周波数、即ち、第１ＬＯ周波数及び第２ＬＯ周波数はそれぞれ、これらの関係を保存することができる。尚、この関係は、衛星受信機の運動によって生ずるドプラ周波数ずれ、基準信号、及び／又は衛星又は受信機２００（図２）におけるクロック信号誤差には感応しない。以下で論ずるが、受信機２００（図２）はこの特質を利用する。

ＩＦ及び第２ＬＯ周波数は、基準発振器２１８（図２）からの少なくともそれぞれのクロック信号の周波数の実質的に等しい倍数とすることができる。ドプラ（前述した）の発生源を無視すると、２つのダウン・コンバージョン周波数の和、即ち、サブチャネル回路４３６の各々におけるそれぞれの第１ＬＯ周波数及び第２ＬＯ周波数の和は、少なくとも第１衛星からの１つのスペクトル拡散信号において、それぞれの周波数帯域に対応する、それぞれのキャリア周波数に実質的に等しくすることができる。例えば、ＧＰＳ Ｌ１周波数帯域の公称（ノミナル）キャリア周波数は１５７５．４２ＭＨｚであり、これは、１５４×１０．２３ＭＨｚに等しい。受信機２００（図２）が、Ｎ_１×１０．２３ＭＨｚの周波数を有する基準発振器２１８（図２）からのクロックを用いる実施形態では、第１及び第２ＬＯをこのクロック信号から発生する。これらのＬＯのそれぞれの周波数は、キャリア周波数を追跡することによって測定した距離がコードを追跡することによって測定した距離と実質的に同一であることを保証する幾つかの関係に従うとよい。Ｌ帯域信号毎のキャリア周波数は、Ｎ_０×１５４という形式で表すことができる（Ｎ_０＝Ｌ１に対して１５４、Ｌ２に対して１２０、Ｌ５に対して１１５、Ｅ５Ａに対して１１８、そしてＥ６に対して１２５）。第１ＬＯの周波数は、基準クロック信号にＡを乗算することによって作成する。即ち、ＬＯ_１＝Ａ・Ｎ_１×１０．２３ＭＨｚとなる。第２ＬＯの周波数は、ＩＦに実質的に等しく、基準クロック信号にＢを乗算することによって作成する。即ち、ＬＯ_２＝Ｂ・Ｎ_１×１０．２３ＭＨｚとなる。乗数Ａ及びＢは、これらが、関数ｓ・（Ｎ_０−Ａ・Ｎ_１）＝Ｂ・Ｎ_２に従うように選択する。ここで、低側ダウン・コンバージョンではｓ＝１、高側ダウン・コンバージョンではｓ＝−１である。例えば、高側の第１ダウン・コンバージョンを用いてＬ１信号を１３．７×１０．２３ＭＨｚ（＝１４０．１５１ＭＨｚ）に等しいＩＦに変換する場合、ｓは−１に等しく、Ｂ・Ｎ_１は１５４＋１３．７即ち１６７．７に等しくなる。代わりに低側のダウン・コンバージョンを用いる場合、ｓは１に等しく、Ｂ・Ｎ_１は１５４−１３．７即ち１４０．３に等しくなる。ＧＮＳＳ周波数毎に、異なる乗数Ａを用いても良い。全ての周波数に同じＩＦ及び乗数Ｂを用いてもよい。尚、ある意味では、高側変換によって負の周波数を有するＩＦが生成されるが、受信機２００（図２）におけるフィルタ及び後続のダウン・コンバージョンは、周波数が正であっても負であっても同じ挙動を行う。

サブチャネル回路４３６_４は、信号発生器４３４が発生するキャリア即ちＬＯ周波数を有する、異なる第２基準信号を用いて、StarFire信号を実質的に近ベースバンドにダウン・コンバートする。サブチャネル回路４３６_４における第２基準信号は、基準発振器２１８（図２）からの少なくとも１つのクロック信号に基づいて発生することができる。StarFireネットワークにおける信号は数個の異なる周波数帯域を用いるので、この第２ＬＯ周波数は、小さな、ほぼ２１Ｈｚ刻みで調節して、第２ＬＯ周波数がStarFire通信チャネルの中央周波数と一致するようにするとよい。信号捕獲の間、コントローラ２１６（図２）は、順次信号発生器４３４を、可能なStarFireの各周波数帯域に対応する周波数を近似し、それぞれの信号があるか否か判定するようにプログラムすることができる。尚、コードとStarFire信号処理におけるキャリア信号周波数との間には特殊な関係を維持する必要がないので、サブチャネル回路４３６_４におけるそれぞれの第１ＬＯ周波数及び第２ＬＯ周波数の選択の自由度を高めることができる。

近ベースバンド(near baseband)へのダウン・コンバージョンの後、信号をロー・パス・フィルタ（図示せず）に結合し、不要なスペクトル成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器４２６の１つ以上においてサンプリング及び量子化して、ディジタル出力４２８を生成する。信号の量子化については、以下で更に論ずることにする。

図４Ｂは、チャネル４００の変形であるチャネル４５０の実施形態を示す。チャネル４５０において、サブチャネル回路４３６の１つ以上における第１及び第２ＬＯ周波数は、調節可能及び／又は設定可能とするとよい。これは、例えば、コントローラ２１６（図２）を用いて、信号発生器４１８及び／又は信号発生器４３２の少なくとも１つを調節及び／又は設定することによって実施する。例えば、信号発生器４３２からの基準信号における第２ＬＯ周波数を、数百Ｈｚ刻みで調節するとよい。ＩＦを適応すなわち設定する場合、フィルタ４３０、フィルタ４２２、ミキサ４２０、及び／又はミキサ４２４の内少なくとも１つを調節又は再構成するとよい。チャネル４５０の実施形態の中には、ＩＦ周波数が２つ以上のサブチャネル回路４３６において共通としても、非共通としてもよい場合がある。

ＩＦ並びに第１及び第２ＬＯ周波数を設定可能にすることによって、ＩＦは、ほぼ１００から３５０ＭＨｚを含む範囲内の値に設定(configure)することができる。ＩＦ並びに第１及び第２ＬＯ周波数が調節可能な実施形態では、１つ以上のサブチャネル回路４３６を前述した範囲のＩＦに動的に構成することが可能となる。設定可能即ち適応可能なＩＦにより、更に設計自由度が高まる。これらの自由度により、１つ以上のサブチャネル４３６におけるＩＦを、フィルタ４１０、４１４、４２２及び／又は４３０、信号発生器４１８及び／又は４３２、及び／又はミキサ４２０及び／又は４２４のような構成要素の要件を満たすように変更することが可能となる場合もある。例えば、受信機２００（図２）の生産寿命(production lifetime)の間に１つ以上の構成要素が旧式となったり、又は異なるＩＦ範囲に対応する１つ以上の構成要素が改良された入手可能となった場合、１つ以上のそれぞれの第１及び第２ＬＯ周波数を設定又は適応させることによってＩＦを変更することができる。実施形態例では、ＩＦを１４０、１６０、及び／又は２００ＭＨｚとすることができる。何故なら、これらの値は、セルラ電話機に合わせて開発された低コストのフィルタ及びミキサの仕様と一致するからである。

他の実施形態では、チャネル４００及び／又はチャネル４５０の構成要素は多くても少なくてもよい。２つ以上の構成要素の機能を１つの構成要素で実現することもできる。あるいは、数個の構成要素の機能を、これらの構成要素の追加のインスタンスに実装することもできる。図４Ａ及び図４Ｂは４つのサブチャネル回路４３６を示すが、実施形態の中には、サブチャネル回路４３６がこれよりも少ない場合も多い場合もある。そして、図４Ａ及び図４Ｂには示されていないが、チャネル４００及びチャネル４５０、並びに受信機２００（図２）のその他の実施形態は、直交検出及びサンプリングを用いることもできる。その結果、複素（同相Ｉ及び直交Ｑ）サンプルが得られ、利点を提供することができる。

図３は、直交検出及びサンプリング手法を用いたチャネル２１４（図２）の１つにおけるサブチャネル３００の実施形態における構成要素を示す。ルータ２１２（図２）からの信号３１０をロー・パス・フィルタ３１２に結合し、信号画像及び帯域外干渉を除波する。フィルタ３１２の出力を、ミキサ３１４のような変調器に結合し、ＩＦにダウン・コンバートする。実施形態の中には、ＩＦが、サブチャネル回路４３６（図４）の１つのように、１つ以上の別のサブチャネル回路と共通となっている場合もある。ダウン・コンバージョンによって、基準発振器２１８（図２）からのクロック信号に基づいて信号発生器３１６が発生した基準信号を混合する。ＩＦの信号を高品質フィルタ３２０に結合し、エリアス信号を除去し、帯域外干渉を除去する。このフィルタ３２０は、サブチャネル３００の信号処理帯域幅を定義する。信号は、ミキサ３２２のような変調器において、実質的に近ベースバンドにダウン・コンバートされ、複素サンプルＩ及びＱを得る。実質的に互いに直交するミキサ３２２の基準信号は、直交発生器３２６によって供給する。近ベースバンド信号は、フィルタ３１８においてローパス・フィルタリングされ、Ａ／Ｄ変換器３２８においてサンプリング及び量子化される。複素サンプルＩ及びＱに対応するディジタル信号を信号プロセッサ３２２に結合する。

通例、直交発生器３２６からの基準信号は、位相が９０゜正確にずれている訳ではない。信号をベースバンドにダウン・コンバートする場合、位相誤差即ちバイアス、及び対応する信号処理損失が生ずる。その結果、従来の受信機は、図３に示すような直交検出及びサンプリングを用いないのが通例であった。加えて、サンプリング及び量子化は、ベースバンドでは通常ではないのが通例である。代わりに、サンプリング及び量子化は、通例、Ａ／Ｄ変換器３２８のようなＡ／Ｄ変換器のサンプリング・レートの１／４のような、残余ＩＦ(residual IF)において行うことができる。Ａ／Ｄ変換器のサンプリング・レートを高め、サンプルの平均を取ることにより、残余バイアスを除去することができる。要するに、これら従来の受信機におけるＡ／Ｄ変換器は、信号をベースバンドにダウン・コンバートする。しかしながら、得られるＩ及びＱサンプルはある時間間隔で決定される。このため、マルチパス信号１１６（図１）の補正が一層難しくなる。また、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング・レートが高くなることに伴って、電力面でも不利になる場合がある。これらの従来の受信機では無線周波数から近ベースバンドに直接ダウン・コンバージョンを実施しており、直交検出は通常用いられない。

受信機２００（図２）では、信号を近ベースバンドにダウン・コンバートし、前述のように、サンプリング及び直交量子化することができる。この検出手法により、Ｉ及びＱサンプルを実質的に同時に決定することが可能となる。一方、これによって、マルチパス信号１１６（図１）の補正を改良し、電力消費を低減することが可能となる。しかしながら、なおも、直交発生器３２６からの基準信号における位相誤差に残余バイアスが伴う可能性があるという問題が残る。事実上、結果的に得られる信号には、意図的なドプラ周波数ずれがある。複素位相回転を実行して、この意図的なドプラ周波数ずれを補正することにより、バイアスは０〜３６０゜に実質的に均一に分散され、平均化すると０になる。

図９は、複素位相回転を含む信号処理回路９００の一実施形態を示す。Ａ／Ｄ変換器９１０及び９１２（図３におけるＡ／Ｄ変換器３２８、及び図４ＡにおけるＡ／Ｄ変換器４２６と同様）が、それぞれ、Ｉ及びＱサンプルを供給する。Ａ／Ｄ変換器９１０及び９１２は、第１サブチャネル回路に対する信号処理回路への第１ポートである。つまり、第１ポートは、信号における１つのキャリア周波数のデータを受信するサブチャネルに対応する。信号処理回路９００又は信号処理回路９００の更に別のインスタンスのいずれかに結合された余分なサブチャネル回路からも１つ以上の余分なポートがあってもよい。１つの多周波数アンテナを有する実施形態では、信号におけるキャリア周波数毎に、別個のサブチャネル及びポートを用いてもよい。姿勢判定システムにおけるような多数のアンテナを有する実施形態では、各アンテナからの信号におけるキャリア周波数毎に別個のポートが必要となる場合もある。

Ｉ及びＱサンプルを３レベル変換器９１４に結合する。３レベル変換器９１４については、信号の量子化の論述において以下で更に論ずることにする。サンプルをマルチプレクサ９１６及び９１８に結合する。マルチプレクサ９１６及び９１８は、信号処理回路９００の残り部分を前述のポートの内少なくとも１つに結合する。実質的に近ベースバンドへのダウン・コンバージョン（例えば、Ｑサンプルを０に等しくすることによる）に伴う残余バイアス及び意図的なドプラ周波数ずれを補正するための複素回転を、複素回転回路９２６において実行する。複素回転は、参照表（テーブル）９２４における値に基づく。この値は、キャリア信号発生器又は数値制御発振器（ＮＣＯ）９２０に基づいて決定する。これらは、補正すべき意図的なドプラ周波数ずれを判定するキャリア追跡ループの一部である。信号のサンプルにおける少なくとも１つのスペクトル拡散コードを、相関器９３２及び９３４において、コーダ９３０及びコード信号発生器又はＮＣＯ９２８に基づいて復調する。コード信号発生器即ちＮＣＯ９２８は、コード追跡ループの一部である。

受信機２００（図２）には、１つ以上のＧＮＳＳ信号をアナログからディジタル形態に変換する実施形態が数個ある。当技術分野では周知のように、信号のナイキスト・レート以上のサンプリング・レートが容認可能である。複素サンプルを用いる実施形態では、サンプリング・レートは、フィルタ４２２（図４Ａ）の帯域幅以上にすればよい。例えば、ＧＰＳ信号に対して、サンプリング・レートは３２ＭＨｚよりも高くすればよい。他の実施形態例では、サンプリング・レートは４０、６０、又は８０ＭＨｚとするとよい。信号処理中における電力消費及びタイミング制約は、サンプリング・レートに比例して増大するので、４０ＭＨｚのサンプリング・レートが既存及び計画ＧＮＳＳ信号には適していると言える。今後、更に高い帯域幅のＧＮＳＳ信号が利用可能になれば、フィルタ４２２（図４Ａ）の帯域幅及びＡ／Ｄ変換器４２６（図４Ａ）のサンプリング・レートも、新しいナイキスト・レートに基づいて、それに応じて増大することができる。

図４Ｂを参照すると、実施形態の中には、チャネル４５０における１つ以上のサブチャネル回路４３６が、調節可能なビット数を有する１つ以上のディジタル信号４２８を出力するように構成可能とするのがよい場合がある。ビット数は、１、２、３、４、又は５とすることができる。実施形態の中には、更に大きなビット数を用いる場合もある。しかしながら、Ａ／Ｄ変換器４２６のようなＡ／Ｄ変換器の複雑度は、ビット数の二乗として変動し、ビット数が５を超えると、逓減リターン(diminishing return)が生ずる場合がある。ビット数は、動的適応を含めて、構成又は適応するとよい。構成及び／又は適応は、コントローラ２１６（図２）によって制御するとよい。Ａ／Ｄ変換器４２６はこの能力を示す。１つ以上のサブチャネル回路４３６が１ビットを有するディジタル信号４２８を出力するように構成されている実施形態では、Ａ／Ｄ変換器４２８の１つ以上を比較器と置換してもよい。

図５Ａ〜図５Ｃは、数種類の量子化の実施形態を示す。図５Ａは、信号５１４について振幅５１０対時間５１２の関係を示し、基準電圧即ち閾値５１６に対する１ビット（２レベル）量子化を示す。量子化信号５１８と信号５１４との間の誤差は明白である。図５Ｂでは、基準電圧即ち閾値５５２及び５５４に対する２ビット（３レベル、即ち、１、０、及び１）量子化を示す。ここでも、量子化信号５５６と信号５１４との間の誤差は明白である。しかしながら、シンプソンの規則を用いた数値積分における誤差が、時間軸５１２に沿った間隔Δｘが短くなるに連れて減少するのと全く同様に、誤差は減少する。図５Ｃでは、基準電圧即ち閾値５８２、５８４、及び５８６に対する３ビット（４レベル）量子化を示す。ここでもまた、量子化信号５８０と信号５１４との間の誤差は減少している。図示しないが、２ビット（４レベル）の実施形態もある。

これら又はその他の変換技法の１つを選択し、アナログＧＮＳＳ信号をディジタル・フォーマットに変換することができる。選択する技法は、受信機２００（図２）の目標用途に応じて異なる。多ビットＡ／Ｄ変換器では、耐電波妨害 (anti-jamming)保護レベルが向上し（ビット当たり６ｄＢ程度）、自動利得（ＡＧＣ）範囲を改善し、処理損失が少量で済み（元の信号と量子化サンプルとの間における誤差低減によって証明されるように）、広いダイナミック・レンジが得られる。しかしながら、このような多ビットＡ／Ｄ変換器は電力消費が多く、高価である。加えて、複素回転回路９２６（図９）は参照表９２４（図９）から全範囲におよぶ正弦及び余弦値を必要とする場合もある。１ビット、ハード・リミット・サンプラ(hard-limit sampler)は、図５Ａに示すようなサンプルを生成し、コストが低く、サイズが小さく、消費するエネルギも最少で済む。このような１ビット・サンプラは、耐電波妨害力及びダイナミック・レンジが不足する。また、これらは−１．９６ｄＢの信号処理損失を発生する。３レベル・サンプラは、図５Ｂに示すようなサンプルを生成し、ハード・リミット・サンプラよりも複雑であり、わずかに高価である。信号処理損失は０．９２ｄＢに低減する。これらは、ハード・リミット・サンプラよりもダイナミック・レンジが広く、電波妨害に対する耐力が高いが、多ビット・サンプラ程ではない。尚、２ビット・サンプルの場合、複素回転回路９２６（図９）は、測定及び表の値からの符号ビットのＸＯＲに等しい結果の符号を設定することによって、実施することができる。この結果の振幅は、２ビット・サンプルの振幅ビットが０である場合には０となり、２ビット・サンプルの振幅が１である場合には、表の値の振幅となる。

実施形態の中には、受信機２００（図２）が従来の技法を２つ以上組み合わせて、性能向上を図る場合もある。例えば、多ビットＡ／Ｄ変換器を用いることができ、３レベル変換器９１４（図９）を用いて、Ｉ及びＱサンプルを３レベル信号に変換することができる。このように、受信機２００（図２）は、電波妨害に対する耐力を向上させ、ＡＧＣ範囲を広げることができ、その上ディジタル信号処理のための３レベル・サンプルの容易性を達成することができる。

StarFire信号（毎秒１２００又は２４００ビット）の情報内容は、ＧＮＳＳ信号よりも遥かに少ないので、用いるサンプリング・レートは、３８．４ｋＨｚのように、低くしてもよい。このレートは、ナイキスト・レートの１６又は３２倍であり、今後可能性があるブロードキャスト・データ・レートの上昇がし易くなる。また、信号電力の著しい損失を生ずることなく、非同期ディジタル・サンプルとのデータ・ビット・エッジの同期も可能となる。

再度図２を参照すると、基準発振器２１８は、少なくとも１つのクロック信号を発生する。このクロック信号は、チャネル２１４の１つ以上において、例えば、それぞれの第１ＬＯ周波数、第２ＬＯ周波数、及び／又はＡ／Ｄ変換用タイミングを発生するために用いられる。既に論じたように、チャネル２１４におけるダウン・コンバージョンは、最終的には実質的に近ベースバンドに達する。これは、事実上、意図的ドプラ周波数ずれを招くことになる。これを実施する１つの方法は、約４０ＰＰＭ速すぎるように少なくとも１つのクロック信号のキャリア周波数を設定することである。このオフセットによって、信号の１つ以上のＩ及びＱサンプルが全て、正の見かけ上のドプラ周波数ずれを有し、信号処理回路９００（図９）のような信号処理回路における、ＮＣＯのような信号発生器の設計が、確実に簡略化される。また、このオフセットにより、ディジタル・サンプリング・エッジが、少なくとも第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号におけるコード・ビット・エッジのタイミングに関して、確実にランダムに分散する。

実施形態の一例では、基準発振器２１８の公称キャリア周波数は、１６．３６８６４ＭＨｚである。これは、ＧＰＳの１０．２３ＭＨｚ基本周波数の１．６倍よりも３９．１０１ＭＨ、即ち、大凡４０ＰＰＭ大きい。基準発振器２１８からの少なくとも１つのクロック信号のキャリア周波数は、その寿命の間に、経年及び／又は温度変動によって更に１０ＰＰＭ程変動する可能性がある。

別の実施形態例では、基準発振器２１８は、温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）及び／又は電圧補償水晶発振器（ＶＣＸＯ）を含むこともできる。ＧＰＳでは、双方の形式の水晶発振器の周波数は、少なくとも１つのクロック信号の公称キャリア周波数１６．３６８６４ＭＨｚと実質的に同一である。ＴＣＸＯは、補償回路を内蔵し、基準水晶発振器及びサーミスタにおける温度変動の、全てではないにしても、一部を除去する。サーミスタは、水晶発振器の温度に比例する電圧を出力する。信号処理ソフトウェアは、サーミスタを読み取り、水晶発振器の実際の周波数を、１０億分の１単位の精度で予測することができる。これは、ＧＮＳＳ信号のキャリア周波数におけるドプラ周波数ずれの数ヘルツと同等である。

受信機２００は、任意に、ＰＰＳ（pulse per second）と呼ばれる、タイミング・パルスを発生することができる。これは、Universal Time Coordinate（ＵＴＣ：統括的時間座標）又はＧＰＳ時間の１秒マークに正確に合わせされている。受信機２００は、通例、数ナノ秒という、非常に正確な時間の知識を有する。何故なら、これは、位置解明の一部として、サンプリング・クロックの時間及び周波数誤差も解明する場合があるからである。しかしながら、ＴＸＣＯを基準発振器２１８において用いる場合、１秒毎のサンプル数は、ＴＣＸＯ周波数の変動のために、必ずしも整数ではない。通例、受信機２００はＧＰＳ信号の１秒エポックに対して最も近いクロック信号のエッジにおいてＰＰＳを発生する。受信機２００の実施形態の一例では、１秒エポックの精度は、約１２ｎｓである。時とともに、クロック信号及びＰＰＳのエッジの時間位置合わせは浮動する。周期的に、受信機２０は１つ以上のクロック・サイクルをＰＰＳ間隔に加算又は減算して、誤差を制限しておくことができる。ＰＰＳのユーザは、ＰＰＳ間隔における対応するグリッチを補償することができる。クロック信号のエッジの個々の位置合わせによるＰＰＳにおける誤差の受信機２００による推定値を記述するメッセージを出力するのは、一般に周知である。このメッセージは、ユーザに、グリッチが発生したとき、即ち、ＰＰＳを補正したときを告げる。

ＶＣＸＯを含む基準発振器２１８は、可変電圧フィードバック信号を受け入れ、少なくとも１つのクロック信号の周波数を調節する。衛星航法デバイスにおける航法ソフトウェアは、毎秒のクロック信号数が整数となり、ＰＰＳが推定した秒マークのところで正確に発生するように、フィードバック電圧を調節することができる。これらの実施形態では、ＰＰＳの追加調節は必要でない場合もある。

実施形態の中には、受信機２００におけるチャネル２１４の１つ以上にフィードバックを設け、サブチャネル回路４３６_１（図４Ａ）のような１つ以上のサブチャネル回路、及び／又はＡ／Ｄ変換器４２６_１（図４Ａ）のような１つ以上のＡ／Ｄ変換器における利得を制御するとよい場合もある。フィードバックは、例えば、インターフェース回路を用いて、Ａ／Ｄ変換器３２８（図３）の後及び信号プロセッサ３３２（図３）の前における信号に基づいて、設けるとよい。インターフェースは、信号プロセッサ３３２（図３）への入力、即ち、サンプルＩ及びＱの修正も行い、受信機２００の耐電波妨害の能力を向上することもできる。既に論じたように、受信機２００はこのようにして多ビットＡ／Ｄサンプル及び３レベル信号の信号処理の利点を享受することができる。

Ｉ及びＱサンプルの変換の実施形態の中には、１ビット・サンプルの信号線を、信号プロセッサ３３２（図３）における入力ピンの最上位ビットに結合する場合がある。他の入力ピンは論理０に結合すればよい。別の実施形態では、２ビット、３レベル・サンプリングを選択することもできる。２ビットの信号線を、入力ピンの内最上位の２ビットに結合すればよく、他の入力ピンを論理０に結合すればよい。３ビット以上のＡ／Ｄ変換を用いる実施形態では、対応するビットの信号線を入力ピンの上位ビットに結合すればよく、他の入力ピンを論理０に結合すればよい。

図６は、４ビットＡ／Ｄサンプル６１０を用いて、３レベル変換器９１４（図９）において実施することができるような、符号、振幅変換の一実施形態を示す。４ビットＡ／Ｄサンプル６１０を、１ビットの符号６２２及び３ビットの振幅６２０から成る符号−振幅フォーマットに、反転器６１８及びＸＯＲ６１６を用いてマッピングする。反転器６１８及びＸＯＲ６１６はそれぞれ、下位側３ビット６１２及び最上位ビット６１４に対して動作する。Ａ／Ｄサンプル６１０は、０から１５までの範囲を取り、０点が値７及び８の中間にある（０点は適正に調節されていると過程する）。０及び１５のＡ／Ｄサンプル６１０は、最大の振幅を有する。符号−振幅値の符号６２２は、それぞれのＡ／Ｄサンプルの最上位ビット６１４の逆である。正の符号ビットでは、振幅６２０は最下位Ａ／Ｄビット６１２に等しい。負の符号値では、振幅６２０は最下位Ａ／Ｄビット６１２のビット毎の逆である。

実施形態の中には、プログラム可能な参照表を用いて、３レベル変換器９１４（図９）のように、Ａ／Ｄサンプル６１０を３レベル・サンプルにマッピングすることができる場合もある。３レベル・サンプルは、信号プロセッサ３３２（図３）におけるような、ディジタル信号処理によって用いることができる。プログラム可能な参照表によって、Ａ／Ｄ変換器４２６（図４Ａ）は１ビットから４ビットまでの量子化を利用することが可能となる。プログラム可能な参照表は、１６要素、即ち、４ビットＡ／Ｄから得ることができる１６入力の１つに対して１つずつ収容することができる。各要素には、等価な３レベル、符号／振幅値がプログラムされている。１つの参照表が、１つ以上のサブチャネル回路４３６（図４Ａ）からの１つ以上の信号に対応するＩ及びＱサンプル６１０双方によって用いられる変換を定義する。

プログラム可能な参照表への入力サンプルが、１ビット、ハード・リミットＡ／Ｄ変換器から得られる場合、可能な入力値は２つ、１０００及び００００（二進）しかない。プログラム可能な参照表と併せた制御ロジックが二進値１０００を正符号及び大きい振幅に変換し、二進値００００を負符号及び大きい振幅に変換することができる。この例では、プログラム可能な参照表における残りの１４エントリは用いられない。２ビット（３レベル）Ａ／Ｄ変換を用いる場合、プログラム可能な参照表と併せた制御ロジックは、処理のために、可能な４つの３レベルＡ／Ｄサンプルの各々を、対応する３レベル・サンプルに変換することができる。２ビット（４レベル）Ａ／Ｄサンプルのマッピング、及びこれよりもビット数が多いＡ／Ｄサンプルのマッピングも、同様に実施することができる。

受信機２００（図２）の適正な挙動のためには、正及び負のＡ／Ｄサンプル６１０は数が等しいことが好適である。Ａ／Ｄサンプル６１０が平均して０にならない場合、これらは、ＤＣバイアスと呼ばれる、バイアスを内包しており、コード相関プロセス（図９における９３２及び９３４）の間に、余分な干渉ノイズに変換されていく。又は、ＤＣバイアスが、それぞれのスペクトル拡散ＣＤＭＡコードが設ける自己相関保護よりも大きい場合、干渉衛星信号として出現する。

ＤＣバイアスを除去する１つの手法は、ある期間についてＡ／Ｄサンプル６１０を平均し、得られた平均値を入来するＡ／Ｄサンプル６１０から減算することである。しかしながら、この手法は、バイアスを除去した(de-biased)Ａ／Ｄサンプルにおいて多くの精度ビット(bits of precision)を用い、その結果信号処理中にも多くの精度ビットを用いる可能性がある。これらの方法は、ＤＣバイアスを測定し、受信機２００（図２）において成分を手動で調節することにより又はディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を用いて可変フィードバック電圧を供給することによって、基準電圧５５２及び５５４（図５Ｂ）のような、Ａ／Ｄ基準電圧を調節する。

図７は、ＤＣバイアスを除去するために用いられる回路７００の一実施形態を示す。回路７００は、反転器７１４を用いて、Ｉサンプル７１０及びＱサンプル７１２を反転する。アップ／ダウン・カウンタ７１８は、サンプルが正の場合それらそれぞれのカウントを１ずつ増分させ、サンプルが負の場合それらのそれぞれのカウントを１だけ減分させる。カウンタ７１８の１つがオーバーフローした場合、余分な大きいサンプルがあるので、１つのバイアスＰ７２２上において１つのオペアンプ７２６の非反転入力にパルスを印加し、１つの基準電圧を上昇させる。カウンタ７１８の１つがアンダーフローした場合、余分な小さなビットがあるので、１つのバイアスＭ７２４上でオペアンプ７２６の反転入力にパルスを印加し、１つの基準電圧を低下させる。オペアンプ７２６及びそれらと連動するフィードバック回路は、パルスの積分時間(integration time)が１００ｍｓ及び１０ｓの間となるように選択する。時の経過と共に、オペアンプ７２６はフィードバック・パルスを積分し、正及び負のサンプル数が等しくなり、Ｉサンプル７１０及びＱサンプル７１２の平均が０となるように、基準電圧を調節する。

既に述べたように、受信機２００（図２）は、Ａ／Ｄサンプル６１０（図６）を監視し、サブチャネル回路４３６の１つ以上の利得を調節して、Ａ／Ｄ変換器４２６への入力が容認可能な範囲内に納まるようにすることができる。図８は、ＡＧＣ回路８００の一実施形態を示す。ＡＧＣ回路８００は、実施が簡単であり、非常に高い耐電波妨害の能力を備え、後続の信号処理段に対して透過的である。比較器８１４において、Ｉサンプル８１０及びＱサンプル８１２の振幅を、アクティブ／インアクティブ閾値(activity threshold)と比較する。実施形態の中には、比較器８１４におけるアクティブ／インアクティブ閾値を調節可能にするとよい場合がある。Ｉサンプル８１０及び／又はＱサンプル８１２の振幅がアクティブ／インアクティブ閾値以上である場合、それぞれのサンプルはアクティブである。それぞれのサンプルがアクティブ／インアクティブ閾値未満である場合、これらはインアクティブである。加算器８１８、８２０、及び８２２を用いて、アクティブなＩサンプル及び／又はＱサンプルの数を加算することができる。加算は、Ｎ_２分割フィードバック８２４を用いて、Ｎ_２サンプル周期に等しい長さの時間間隔に設定する。Ｎ_２分割フィードバック８２４は、サンプル・イネーブル８０８によって、動作制御(gate)する。Ｎ_２の選択は、それがｍｓ当たりのサンプル数の整数の除数とならないように行う（ＩＦ及び／又は、図４ＡにおけるＡ／Ｄ変換器４２６の少なくとも１つの動作制御を行うために用いられるような、１つ以上のクロック信号上での対応する周波数におけるエリアシングを回避するため）。その結果、フィードバック・レートは大まかに２００ＫＨｚとなり、所望の境界レベルは、Ｍ／（２×Ｎ_２）という形式の分数として精度高く表現することができる。ここで、Ｍは整数である。実施形態の一例では、Ｎ_２は１７６に等しくするとよい。

Ｎ_２によって定義される時間間隔の終了時に、比較器８２６において、アクティブなＩサンプル及びＱサンプルのカウントを目標閾値と比較する。実施形態の中には、目標閾値がプログラム可能な場合もある。和が目標閾値よりも大きい場合、アクティブなサンプルが多すぎ、ラインＡＧＣ Ｍ８２８上のＡＧＣオペアンプの反転入力にパルスを送ることによって、サブチャネル回路４３６（図４Ａ）の少なくとも１つにおける利得を減少させる。和が目標閾値未満である場合、アクティブなサンプルが少なすぎる。ラインＡＧＣ Ｐ８３０上のＡＧＣオペアンプの非反転入力にパルスを送ることによって、利得を増大させる。オペアンプ及び支援回路は、有効積分時間が１００ｍｓ及び１０ｓの間となるように選択するとよい。ＡＧＣ回路８００に示すように、フィードバック・パルスは、少なくとも１つのサンプル・イネーブル８０８クロックの周期長である。ＡＧＣ応答を高速化して得るには、フィードバック・パルスの長さを、Ｉの和及び／又はＱの和から目標閾値を減算した結果の絶対値に比例させることによって、即ち、比例フィードバック制御によって行うことができる。尚、１ビット量子化をＡ／Ｄ変換器４２６（図４Ａ）において用いる受信機２００（図２）の実施形態では、ＡＧＣフィードバックを必要としなくてもよい場合もある。

図１１は、衛星航法デバイスの動作の実施形態を示す。第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する（ステップ１１１２）。第１周波数帯域に対応する信号の少なくとも一部を第１サブチャネル回路に供給する（ステップ１１１４）。第１キャリア周波数を有する第１信号を発生する（ステップ１１１６）。第１キャリア周波数を用いて、この信号の少なくとも一部を中間周波数にダウン・コンバートする（ステップ１１１８）。この中間周波数は、第１サブチャネル回路及び第２サブチャネル回路に共通である。実施形態の中には、動作がこれらよりも少ない場合も多い場合もあり、動作の順序を入れ替えることもでき、及び／又は２つ以上の動作を組み合わせることもできる。

図１２は、衛星航法デバイスにおける動作の一実施形態を示す。第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する（ステップ１２１２）。第１周波数帯域に対応する信号の少なくとも一部を第１サブチャネル回路に供給する（ステップ１２１４）。調節可能な第１キャリア周波数を有する第１信号を発生する（ステップ１２１６）。この信号の少なくとも一部を、第１キャリア周波数を用いて、調節可能な中間周波数にダウン・コンバートする（ステップ１１１８）。実施形態の中には、動作がこれらよりも少ない場合も多い場合もあり、動作の順序を入れ替えることもでき、及び／又は２つ以上の動作を組み合わせることもできる。

図１３は、衛星航法デバイスにおける動作の一実施形態を示す。第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する（ステップ１３１２）。第１周波数帯域に対応する信号の少なくとも一部を第１サブチャネル回路に供給する（ステップ１３１４）。この信号の少なくとも一部を中間周波数にダウン・コンバートする（ステップ１３１６）。中央周波数が中間周波数に実質的に等しく、帯域幅が大凡第１衛星の帯域幅よりも大きいバンドパス・フィルタを用いて、前述の信号の少なくとも一部を濾波する（ステップ１３１８）。実施形態の中には、動作がこれらよりも少ない場合も多い場合もあり、動作の順序を入れ替えることもでき、及び／又は２つ以上の動作を組み合わせることもできる。

図１４は、衛星航法デバイスにおける動作の一実施形態を示す。第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する（ステップ１４１２）。少なくとも１つのスペクトル拡散信号における周波数帯域の中にある情報を検出する（ステップ１４１４）。この情報に対応し、調節可能なビット数を有するディジタル信号を出力する（ステップ１４１６）。実施形態の中には、動作がこれらよりも少ない場合も多い場合もあり、動作の順序を入れ替えることもでき、及び／又は２つ以上の動作を組み合わせることもできる。

図１０は、汎地球航法衛星システム（ＧＮＳＳ）における、デバイス１１０（図１）のようなデバイス１０１０の一実施形態を示す。デバイス１１１０は、受信機２００（図２）のようなフロント・エンド回路１０１２、信号プロセッサ３３２（図３）のような信号プロセッサ１０１４、少なくとも１つのプロセッサ１０１６、及びメモリ１０１８を含む。メモリ１０１８は、高速ランダム・アクセス・メモリを含むことができ、更に１つ以上の磁気ディスク記憶デバイス、ＥＥＰＲＯＭ及び／又はフラッシュＥＥＰＲＯＭのような不揮発性メモリも含むことができ、オペレーティング・システム１０２０、１つ以上の衛星フィルタ特性１０２２、及びプロセッサ１０１６が実行する少なくとも１つのプログラム・モジュール１０２４を含む。少なくとも１つのプログラム・モジュール１０２４は、キャリア及びコード・ロック１０２６、任意のその他のマルチパス補正１０２８（二重デルタ補正、ストローブ相関器(strobed correlator)、及びパルス・アパーチャ相関器等）、マルチパス計算１０３０、Ａ／Ｄ量子化において調節可能なビット数を含む、耐電波妨害量子化１０３４、及びＧＮＳＳコーダ／デコーダ１０３６に対する命令を含む。また、プログラム・モジュール１０２４は、フロント・エンド回路１０１２においてＩＦ、フィルタ、ミキサ、及び／又はＬＯ周波数を調節するための命令も含むことができる。実施形態の中には、プロセッサ１０１６が１つよりも多い場合もある。他の実施形態では、デバイス１０１０は、特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）を含むこともでき、プロセッサ１０１６が実行する少なくとも１つのプログラム・モジュール１０２４の機能性の一部又は全部をＡＳＩＣ内に実装することもできる。

以上の記載では、説明の目的上、本発明の完全な理解を得るために、具体的な名称を用いた。しかしながら、本発明を実施するためには、具体的な詳細は必要でないことは当業者には明白であろう。実施形態は、本発明の原理及びその実用的用途を最良に説明し、これによって、他の当業者が本発明及び種々の実施形態を、想定される個々の仕様に適した種々の修正と共に、最良に利用することができるようにするために選択し説明したのである。したがって、前述の開示は、それだけ余すことがない全てであることも、本発明を開示した通りの形態に限定することも意図していない。以上の教示を検討することにより、多くの修正や変形が可能である。
発明の範囲は、以下の特許請求の範囲及びその均等物によって定義されることとする。

Claims (13)

1. 衛星航法デバイスであって、
   該デバイスは、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信し、第１チャネルを有する受信機を備えており、
   前記第１チャネルが、前記信号の少なくとも一部を中間周波数にダウン・コンバートすることによって、前記第１衛星からの前記少なくとも１つのスペクトル拡散信号においてそれぞれの周波数帯域を受信する少なくとも１つのサブチャネル回路を含み、前記第１サブチャネル回路は、中央周波数が前記中間周波数に実質的に等しく、帯域幅が前記第１衛星の帯域幅よりも大きいバンドパス・フィルタを有する
   ことを特徴とする衛星航法デバイス。
2. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、前記バンドパス・フィルタの帯域幅は、約３０ＭＨｚよりも大きいことを特徴とする衛星航法デバイス。
3. 請求項１記載の衛星航法デバイスにおいて、前記バンドパス・フィルタの帯域幅は、約３０〜約３２ＭＨｚの範囲内であることを特徴とする衛星航法デバイス。
4. 衛星航法デバイスであって、
   該デバイスは、第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信する受信機を備えており、該受信機は、前記第１衛星からの少なくとも前記１つのスペクトル拡散信号におけるそれぞれの周波数帯域内におきて情報を検出するフロント・エンド回路を有し、該フロント・エンド回路は、前記情報に対応するディジタル信号を出力するように構成可能であり、前記ディジタル信号は調節可能なビット数を有する
   ことを特徴とする衛星航法デバイス。
5. 請求項４記載の衛星航法デバイスにおいて、前記ビット数は、１、２、及び３ビットから成る群から選択されることを特徴とする衛星航法デバイス。
6. 方法であって、
   第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信するステップと、
   第１周波数帯域に対応する前記信号の少なくとも一部を第１サブチャネル回路に供給するステップと、
   第１キャリア周波数を有する第１信号を発生するステップと、
   前記第１信号を用いて、前記第１周波数帯域に対応する前記信号の少なくとも前記一部を、調節可能な中間周波数にダウン・コンバートするステップと、
   を備えていることを特徴とする方法。
7. 請求項６記載の方法において、前記中間周波数は、約１００〜約３５０ＭＨｚの範囲内であることを特徴とする方法。
8. 請求項６記載の方法において、該方法は更に、第２キャリア周波数を有する第２信号を発生するステップと、前記第２信号を用いて、前記第１周波数に対応する前記信号の少なくとも前記部分を、前記第１サブチャネル回路において実質的にベースバンドにダウン・コンバートするステップとを備えていることを特徴とする方法。
9. 方法であって、
   第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信するステップと、
   第１周波数帯域に対応する前記信号の少なくとも一部を、中間周波数にダウン・コンバートするステップと、
   中央周波数が前記中間周波数に実質的に等しく、帯域幅が大凡前記第１衛星の帯域幅よりも大きいバンドパス・フィルタを用いて、前記信号を濾波するステップと、
   を備えていることを特徴とする方法。
10. 請求項９記載の方法において、前記バンドパス・フィルタの帯域幅は、約３０ＭＨｚよりも大きいことを特徴とする方法。
11. 請求項９記載の方法において、前記バンドパス・フィルタの帯域幅は、約３０〜約３２ＭＨｚの範囲内であることを特徴とする方法。
12. 方法であって、
    第１衛星からの少なくとも１つのスペクトル拡散信号を含む信号を受信するステップと、
    前記第１衛星からの少なくとも前記１つのスペクトル拡散信号における周波数帯域内において情報を検出するステップと、
    前記情報に対応し、調節可能なビット数を有するディジタル信号を出力するステップと、
    を備えていることを特徴とする方法。
13. 請求項１２記載の方法において、前記ビット数は、１、２、及び３ビットから成る群から選択されることを特徴とする方法。

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