ES2292835T3 - Procedimiento de funcionamiento de un regulador de corriente. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento de funcionamiento de un circuito en puente que comprende una entrada que recibe un suministro de CC de tensión nominal +VS, una salida que tiene un electroimán conectado en paralelo y brazos primero y segundo que tienen respectivamente conmutadores primero y segundo, estando conectados los brazos primero y segundo con extremos opuestos del electroimán, comprendiendo el procedimiento las etapas de: (a) recibir una señal de demanda de tensión indicativa de una tensión deseada de una señal eléctrica que ha de aplicarse al electroimán en un período; (b) generar señales de conmutación primera y segunda con referencia a la señal de demanda de tensión; y (c) aplicar las señales de conmutación primera y segunda a los conmutadores primero y segundo respectivamente durante el período; en el que las señales de conmutación inducen a los conmutadores a conmutar entre estados de activado y desactivado, produciendo la conmutación entre varias combinaciones de estados de activado y desactivado de los conmutadores primero y segundo una señal eléctrica entre los bornes del electroimán con impulsos de tensión a niveles de +VS, 0 V y -VS, generándose las señales de conmutación primera y segunda de tal modo que una tensión media de la señal eléctrica aplicada al electroimán durante el período es sustancialmente igual a la tensión deseada.
Description
Procedimiento de funcionamiento de un regulador
de corriente.
Esta invención se refiere a un procedimiento de
funcionamiento de un circuito en puente de un regulador de
corriente que produce corriente que circula a través de un
electroimán, poniéndose en funcionamiento el circuito en puente
para generar una señal de salida que produce una fuerza deseada
desde un electroimán conectado en paralelo con la salida del
circuito en puente.
Una aplicación actualmente contemplada de la
presente invención es en la excitación de un electroimán usado para
aislar vibraciones en una estructura mecánica. Por ejemplo, se
puede usar una matriz de electroimanes para crear una red de
fuerzas que hace levitar una plataforma que sostiene maquinaria
móvil. Las piezas móviles de la maquinaria son susceptibles de
provocar vibraciones y la flexión de la plataforma de apoyo, que
se transmitirían a la estructura de sustentación de la plataforma.
La levitación de la plataforma usando las fuerzas proporcionadas
por la matriz de electroimanes aislará la estructura de
sustentación de las vibraciones, a condición de que la plataforma
en levitación permanezca en todo momento fuera de contacto con la
estructura de sustentación y a condición de que las fuerzas
ejercidas por los electroimanes se regulen cumpliendo determinadas
reglas. Fundamentalmente, los electroimanes operan para reducir las
resonancias vibratorias de la plataforma, produciendo fuerzas
destinadas a oponerse a los movimientos resonantes de la
plataforma. Las fuerzas necesarias producidas por cada electroimán
se regulan variando la corriente que pasa a través de cada
electroimán con un regulador de corriente.
El regulador de corriente se puede poner en
funcionamiento en respuesta a demandas de corriente o también se
puede poner en funcionamiento en respuesta a demandas de tensión,
dado que la regulación de ambas influye en la fuerza producida por
el electroimán. Asimismo, el regulador de corriente puede ponerse
en funcionamiento en respuesta a demandas de fuerza. Incluso
cuando el regulador de corriente se pone en funcionamiento en
modalidad de demanda de tensión, estableciéndose tensiones
demandadas entre los bornes del electroimán, ello influirá
evidentemente en la corriente que circula a través del electroimán,
así que el término "regulador de corriente" se usa para
abarcar el funcionamiento en respuesta a demandas de tensión, de
corriente o de campo.
Cuando el regulador de corriente se pone en
funcionamiento en modalidad de demanda de tensión, se pueden
aplicar al electroimán impulsos de tensión de alta frecuencia, dado
que la gran inductancia asociada a los electroimanes lleva a un
tiempo de respuesta lento en la corriente, de modo que ésta sigue
lisamente derivas en la tensión media aplicada entre los bornes del
electroimán.
La corriente/tensión suministradas al
electroimán deben regularse estrechamente para aislar las
vibraciones resonantes de la plataforma. Esto se debe a que
cualquier desviación de la corriente/tensión requeridas llevará a
la producción de una fuerza que se desviará de la deseada para
aislar las vibraciones resonantes. Las pequeñas desviaciones en
alejamiento de las fuerzas relativamente importantes requeridas
para hacer levitar la plataforma son críticas debido a que degradan
lo que idealmente sería una transmisión nula de fuerzas dinámicas
en la estructura de sustentación. Una fuente principal de
desviaciones respecto de la corriente/tensión requeridas es el
ruido en las señales de control que ponen en funcionamiento el
regulador de corriente, por lo que es necesario un funcionamiento
con un ruido muy débil.
Un regulador de corriente conocido incluye un
circuito en semipuente semejante al mostrado en la Figura 1. Como
puede verse, el electroimán está conectado en paralelo con la
salida del circuito en semipuente. La regulación de la corriente
que circula a través del electroimán se logra mediante conmutación
analógica de un par de transistores posicionados sobre brazos
opuestos del circuito en puente (conteniendo los otros brazos
opuestos diodos destinados a completar el circuito en semipuente),
a fin de alterar la polaridad de la tensión entre los bornes del
electroimán. Está incluido un condensador de filtrado para retener
corriente extraída del electroimán que no se puede hacer pasar de
nuevo al suministro de CC.
Para adaptar esta demanda se recibirá una
demanda de corriente o tensión y se generarán señales de
conmutación. Las señales de conmutación se aplican en los puntos
marcados A y B para controlar los transistores, de tal modo que
conmuten entre estados de conducción de máxima y mínima (su región
lineal no se usa debido a su escaso rendimiento). Los diodos del
circuito en semipuente garantizan que la corriente circula en un
solo sentido a través del electroimán, en este caso de derecha a
izquierda en la Figura 1. El regulador de corriente se pone en
funcionamiento de tal modo que los transistores se conmutan
simultáneamente: cuando ambos transistores están activados (es
decir, en conducción), se aplica una tensión de +V_{S} entre los
bornes del electroimán y, cuando los transistores están
desactivados (es decir, en no conducción), se aplica una tensión de
-V_{S} entre los bornes del electroimán. Los ciclos de trabajo en
+V_{S} y -V_{S} determinan la corriente media entregada al
electroimán, recordando que la inductancia del electroimán
garantiza que la corriente siga lisamente la tensión en lugar de
saltando bruscamente con cada impulso de tensión. Por lo tanto, al
conmutar los transistores en momentos apropiados, puede entregarse
al electroimán la corriente deseada.
La señal de tensión pulsada que produce estos
ciclos de trabajo se implementa usando señales de conmutación
pulsadas aplicadas a los transistores. Las señales de conmutación
se modulan según un esquema de modulación por anchura de impulsos
según un esquema de implementación analógica, de tal modo que la
anchura de los impulsos dentro de un período varía de modo que el
impulso en +V_{S} varía con relación al tiempo restante en
-V_{S} para producir la corriente deseada.
Sin embargo, las características de ruido de
este regulador de corriente conocido son limitadas y, en
consecuencia, su rendimiento se resiente.
De acuerdo con un primer aspecto, la invención
radica en un procedimiento de funcionamiento de un circuito en
puente que comprende una entrada que recibe un suministro de CC de
tensión nominal +V_{S}, una salida que tiene un electroimán
conectado en paralelo y brazos primero y segundo que tienen
respectivamente conmutadores primero y segundo, estando conectados
los brazos primero y segundo con extremos opuestos del electroimán,
comprendiendo el procedimiento las etapas de: (a) recibir una
señal de demanda de tensión indicativa de una tensión deseada de
una señal eléctrica que ha de aplicarse al electroimán en un
período; (b) generar señales de conmutación primera y segunda con
referencia a la señal de demanda de tensión; y (c) aplicar las
señales de conmutación primera y segunda a los conmutadores primero
y segundo respectivamente durante el período. Las señales de
conmutación inducen a los conmutadores a conmutar entre estados de
activado y desactivado, produciendo la conmutación entre varias
combinaciones de estados de activado y desactivado de los
conmutadores primero y segundo una señal eléctrica entre los bornes
del electroimán con impulsos de tensión a niveles de +V_{S}, 0 V
y -V_{S}. Las señales de conmutación primera y segunda se generan
de tal modo que una tensión media de la señal eléctrica aplicada al
electroimán durante este período es sustancialmente igual a la
tensión deseada.
El uso de impulsos a niveles de +V_{S}, 0 V y
-V_{S} permite que para este período se produzca una tensión
media dentro del intervalo de +V_{S} y -V_{S}. Por ejemplo, si
se desea una tensión de 0,5 V_{S}, entonces puede aplicarse al
electroimán una tensión de +V_{S} para la mitad del período y una
tensión de 0 V para la otra mitad.
La regulación de la tensión aplicada entre los
bornes del electroimán también regula la corriente media que
circula a través del electroimán. En consecuencia, las demandas de
corriente y de fuerza pueden acomodarse convirtiendo esas demandas
en una demanda de tensión correspondiente que se usa para ajustar
una tensión correspondiente entre los bornes del electroimán, con
lo que se genera la corriente requerida a través del electroimán o
la fuerza proporcionada por el electroimán. La corriente media que
circula a través del electroimán variará según tanto la tensión
entre los bornes del electroimán, la respuesta de los componentes
del circuito (por ejemplo, inductancia del electroimán,
capacitancia en el circuito) como de la corriente que ya circula a
través del electroimán. Generalmente, una tensión de +V_{S}
aporta una corriente de aumento rápido, al tiempo que la
conmutación a una tensión de 0 V llevará a una disminución gradual
de la corriente hasta cero o valores negativos, mientras que la
conmutación a -V_{S} llevará a una disminución rápida de la
corriente hasta cero o valores negativos. Si se usa un circuito en
puente completo, puede circular corriente en ambos sentidos a
través del electroimán (es decir, corrientes positiva y negativa),
mientras que si se usa un circuito en semipuente, sólo es posible
una circulación. de corriente unidireccional a través del
electroimán.
La tensión que experimenta el electroimán
depende de los estados de los conmutadores primero y segundo del
siguiente modo. Cuando ambos conmutadores están activados, el
electroimán experimenta una tensión de +V_{S}. Cuando ambos
conmutadores están desactivados, el electroimán experimenta una
tensión de -V_{S}. Finalmente, cuando un conmutador está activado
y el otro está desactivado, con independencia de en qué orden, el
electroimán experimenta una tensión de 0 V.
El uso de conmutación bipolar, es decir,
conmutación entre tres niveles de tensión +V_{S}, 0 V -V_{S},
aporta ventajas sobre el regulador de la técnica anterior que usa
conmutación unipolar, es decir conmutación solamente entre +V_{S}
y -V_{S}. Por ejemplo, en una implementación digital, se adquiere
un bit uno de resolución adicional usando conmutación bipolar para
una frecuencia de reloj de temporización dada, ya que son posibles
variaciones de tensión en escalón de V_{S}, en lugar de sólo las
variaciones de tensión en escalón de 2V_{S} obtenidas con
conmutación unipolar. Como alternativa, puede obtenerse la misma
resolución usando solamente la mitad de la frecuencia de reloj de
temporización.
Opcionalmente, el procedimiento puede comprender
la etapa de generar señales de conmutación pulsadas primera y
segunda. Esto es ventajoso ya que permite una implementación
enteramente digital. El uso de señales de conmutación pulsadas
implica que la tensión producida entre los bornes del electroimán
también es pulsada, si bien habrá impulsos de +V_{S} y -V_{S}
con relación a la línea de base de 0 V.
Como alternativa, podría usarse una señal de
variación continua, interviniendo la conmutación de los
transistores cuando la señal excede de un valor umbral. Esto
permite una implementación en parte analógica.
Preferentemente, el procedimiento puede
comprender la etapa de generar las señales de conmutación pulsadas
primera y segunda según una regla de que los conmutadores primero y
segundo no se conmutan simultáneamente. La puesta en funcionamiento
de un solo conmutador a la vez es ventajosa dado que las
variaciones de tensión en escalón que sobrevienen entre los bornes
del electroimán pueden reducirse a la mitad en cada suceso de
conmutación. Esto es particularmente ventajoso cuando la variación
de tensión en escalón de 2V_{S} que sobreviene con el regulador
de tensión de la técnica anterior puede degradar el aislamiento del
electroimán y llevar a una ulterior tensión de ruptura. A la
inversa, la adopción de conmutación bipolar permite que se haga
funcionar el circuito en puente a partir de una fuente de CC de
mayor tensión sin temor a la degradación del aislamiento a
consecuencia de la conmutación de los transistores. Asimismo, el
cambio de formas de onda del impulso que surge de la conmutación
bipolar que emplea un nivel de tensión suplementario intermedio a 0
V implica que la potencia de componentes no deseadas en la forma de
la onda de salida en armónicos de la frecuencia de repetición de
impulsos se reduce a partir de un nivel alto fijo hasta un nivel
más bajo que cae según cae la señal.
El procedimiento puede comprender la etapa de
generar las señales de conmutación primera y segunda según una
regla de que las señales no han de tener más de un impulso por
período. Ventajosamente, esto reduce al mínimo el número de veces
que deben conmutarse los conmutadores, reduciendo con ello pérdidas
de potencia.
Preferentemente, el procedimiento puede
comprender la etapa de generar las señales de conmutación primera y
segunda según una regla de que cualquier impulso debería
posicionarse sustancialmente simétricamente alrededor del centro del
período. Esta es lo que se denomina modulación uniforme por anchura
de impulsos y lleva a que el electroimán experimenta una tensión
que también es simétrica alrededor del centro del periodo. Son
posibles otras formas de modulación por anchura de impulsos, tales
como modulación por anchura de impulsos del flanco anterior o del
flanco descendente.
Opcionalmente, el procedimiento puede comprender
la etapa de generar las señales de conmutación primera y segunda
según la regla de que, en los casos en que los impulsos no pueden
centrarse simétricamente, los lados más largo y más corto de los
impulsos asimétricos se alternan entre el lado del flanco anterior
y el lado del flanco descendente para impulsos asimétricos
sucesivos. Por ejemplo, cuando un período se extiende sobre un
número par de ciclos de reloj de temporización, no puede crearse
simétricamente dentro del período un impulso que ocupa un número
impar de ciclos de reloj: debe tomarse un semiciclo de reloj desde
el flanco anterior y añadirse al flanco descendente o viceversa.
Efectuando el procedimiento definido en este documento, se suprime
la distorsión que de lo contrario resultaría de añadir el
desplazamiento siempre al lado del flanco anterior o siempre al
lado del flanco descendente.
Opcionalmente, el procedimiento puede comprender
la etapa de generar las señales de conmutación primera y segunda
según un esquema de modulación por anchura de impulsos. Modular las
secuencias de conmutación en un esquema de modulación por anchura
de impulsos (PWM) implica que las tensiones pulsadas experimentadas
por el electroimán también se modulan en un esquema PWM. Esto se
debe a que la tensión experimentada por el electroimán se
transforma gradualmente cada vez que existe un flanco de impulso en
cualquiera de las señales de conmutación, por lo que las posiciones
de flanco de las señales de conmutación determinan las posiciones de
flanco de la tensión entre los bornes del electroimán. Las señales
de conmutación pueden tener una modulación digital (es decir, a
dos niveles con valores alto y bajo correspondientes a los estados
de los conmutadores activado/en conducción o desactivado/en no
conducción), pero la combinación de estados de activado y
desactivado de los conmutadores en el puente da como resultado los
tres niveles de las tensiones de PWM bipolares experimentadas por
el
electroimán.
electroimán.
El procedimiento puede comprender la etapa de
generar las señales de conmutación primera y segunda según una
regla de que la primera señal de conmutación debería permanecer en
un estado durante todo un período y la segunda señal de conmutación
contiene un impulso, de tal modo que el primer conmutador permanece
en un estado durante todo un período y el segundo conmutador se
conmuta entre estados de desactivado y activado durante el período.
Esto llevará a un período que tiene únicamente impulsos de +V_{S}
y 0 V o únicamente -V_{S} y 0 V.
Usando este procedimiento con transistores en
calidad de conmutadores, en un período se conmuta un solo
transistor, en lugar de conmutarse ambos transistores. Esto es
práctico puesto que la pérdida de potencia más grande en el
circuito en puente sobreviene en la conmutación de los
transistores. Con la conmutación unipolar, existe una pérdida de
potencia en ambos transistores en cada cambio de tensión, ya que se
conmutan simultáneamente. La conmutación bipolar permite que
dentro de un período se conmute sólo un transistor, reduciendo con
ello a la mitad las pérdidas de potencia frente a la conmutación
unipolar.
Como se apreciará, si se requiere cierto número
de tensiones medias positivas durante períodos consecutivos, puede
dejarse un conmutador en un estado durante todos estos períodos (el
estado de activado, poniendo en circuito y fuera de circuito el
otro conmutador para aportar tensiones de +V_{S} y 0 V). De modo
similar, para tensiones negativas, puede dejarse un conmutador en
un estado de desactivado y conmutarse el otro conmutador entre
estados de activado y desactivado para aportar tensiones de 0 V y
-V_{S}. Solamente cuando la tensión media cruza por cero
necesitarán conmutarse ambos conmutadores primero y segundo
(necesitando conmutarse un conmutador en el mismo inicio del
período siguiente). Esto lleva a reducciones notables de pérdidas
de potencia en el circuito en puente.
El uso de la conmutación bipolar introduce
"distorsión de cruce". Esta sobreviene cuando se requiere una
señal de tensión media próxima de 0 V. En este caso, las anchuras
requeridas de los impulsos de tensión experimentados por el
electroimán, y por lo tanto los impulsos de las señales de
conmutación, tienden a cero. Es muy difícil producir impulsos muy
estrechos debido a la lentitud de la subida y los tiempos de caída
de los flancos de impulso y debido a oscilaciones transitorias en
el impulso. El flanco de subida seguido de la parte superior de la
oscilación transitoria mientras la tensión se asienta en su valor
final será de una anchura sustancialmente fija y, de modo similar,
el flanco de caída también será de una anchura sustancialmente
fija. En impulsos más anchos, estos efectos se atenúan por el
período relativamente largo a la tensión constante. A la inversa,
cuando la anchura del impulso es tan estrecha que no hay tiempo
para que se asiente en una tensión constante, la regulación de la
tensión media experimentada por el electroimán se ve seriamente
degradada. Por lo tanto, en demandas de baja tensión en las que se
requieren impulsos muy estrechos, el nivel de distorsión se
potencia, lo que se conoce como "distorsión de cruce".
Opcionalmente, el procedimiento puede comprender
la etapa de generar las señales de conmutación primera y segunda
según una regla de que las anchuras de impulso de las señales de
conmutación no deben caer por debajo de una anchura mínima de
impulso. Esto mitiga convenientemente la distorsión de cruce
anteriormente descrita. Por anchuras de impulso, debería recordarse
que las anchuras son para los impulsos a +V_{S} y -V_{S} con
relación a la línea de base de 0 V.
Esta solución se puede implementar mediante el
procedimiento en el que por lo menos una de las señales de
conmutación primera y segunda comprende un impulso único de una
anchura determinada dentro del período, en el que la anchura
determinada no cae por debajo de una anchura mínima de impulso y,
además, en el que transiciones sucesivas entre estados de activado
y desactivado de la primera señal de conmutación o de la segunda
señal de conmutación que sobrevienen en diferentes períodos están
separadas en el tiempo por un período de tiempo mínimo y en el que
la anchura determinada es tal que la combinación de las señales de
conmutación primera y segunda, cuando se aplican a los conmutadores
primero y segundo respectivamente, produce una tensión media a la
salida que es sustancialmente igual a la tensión deseada.
En particular, la primera señal de conmutación
comprende un impulso único de una primera anchura determinada
dentro del período y la segunda señal de conmutación comprende un
impulso único de una segunda anchura determinada dentro del
período, en las que ni dicha primera ni dicha segunda anchuras
determinadas caen por debajo de dicha anchura mínima de impulso y
en las que dichas primera y segunda anchuras determinadas son
tales que la combinación de las señales de conmutación primera y
segunda, cuando se aplican a los conmutadores primero y segundo
respectivamente, produce una tensión media a la salida para el
período que es sustancialmente igual a la tensión deseada.
La puesta en funcionamiento de los conmutadores
de tal manera que un conmutador permanece en un estado durante
todo un período y sólo el otro se conmuta produce impulsos de
+V_{S} y 0 V o -V_{S} y 0 V solamente. Como alternativa, la
conmutación de ambos conmutadores primero y segundo durante un
período, aunque no simultáneamente, es ventajosa cuando se
requieren tensiones pequeñas, dado que ésta genera tensiones de
+V_{S} y -V_{S} con relación a una línea de base de 0 V. De
esta manera, puede generarse una pequeña tensión media positiva o
una pequeña tensión media negativa a partir de una combinación cíe
impulsos de +V_{S} y -V_{S} más anchos, que, a su vez, pueden
generarse a partir de impulsos más anchos de las señales de
conmutación primera y segunda.
Opcionalmente, cuando ambas señales de
conmutación primera y segunda comprenden impulsos, el procedimiento
puede incluir la etapa de ajustar la primera anchura determinada
en una cantidad cuya magnitud es igual a la segunda anchura
determinada, pero de efecto compensatorio porque un impulso de
tensión a la salida de +V_{S} o -V_{S} que resulta del impulso
en la segunda señal de conmutación se equilibra por una anchura
igual de impulso de tensión a la salida de -V_{S} o +V_{S}
respectivamente, que resulta de la primera anchura determinada
incrementada de la primera señal de conmutación. De hecho, se añade
la misma anchura a los impulsos de tensión a +V_{S} y -V_{S},
de tal manera que estos anulan la aportación de un incremento neto
nulo en la tensión media entre los bornes del electroimán durante
el período.
Preferentemente, la anchura de un impulso de las
señales de conmutación primera y/o segunda se genera con referencia
a una señal de tensión indicativa de la tensión de suministro de
CC, de tal modo que la anchura del impulso compensa fluctuaciones
en el suministro de CC. Las fluctuaciones de tensión en el
suministro de CC se manifestarán por sí mismas como una modulación
de impulsos en amplitud en la tensión experimentada por el
electroimán, por lo que la tensión media experimentada por el
electroimán durante este período no cumplirá la tensión deseada.
Añadiendo o sustrayendo anchura al/del impulso o impulsos de las
señales de conmutación primera y/o segunda, puede compensarse la
amplitud perdida u obtenida ajustando la anchura del impulso o los
impulsos de tensión experimentados por el electroimán.
Opcionalmente, se pasa la señal de tensión a
través de un filtro para obtener una medida predictiva de
fluctuaciones en la tensión de suministro de CC. Esto puede mitigar
problemas en el tiempo de respuesta finita en la retransmisión de
la señal de tensión y en la generación de señales de conmutación
para el período sucesivo. La señal de tensión se puede pasar a
través de un filtro de respuesta finita al impulso. La anchura de
un impulso de las señales de conmutación primera o segunda se puede
generar de modo que incluya un ajuste en la anchura del impulso, a
fin de compensar una caída de tensión entre los bornes de un diodo
y/o transistor en el circuito en puente. El ajuste en la anchura
del impulso se puede calcular de forma práctica con referencia a
una señal de corriente indicativa de la corriente que circula a
través del electroimán y a una resistencia representativa del diodo
o transistor. Si no se compensan estas caídas de tensión, la
tensión experimentada por el electroimán será menor que la
tensión
deseada.
deseada.
Opcionalmente, la anchura de un impulso de las
señales de conmutación primera o segunda se genera de modo que
incluye un ajuste de la anchura del impulso, a fin de compensar un
desplazamiento de tensión provocado por una respuesta lenta en la
generación de las señales de conmutación primera o segunda. La
lentitud en la respuesta de los conmutadores acarreará la
inclinación de los flancos anterior y descendente de los impulsos
experimentados en la tensión suministrada al electroimán. Por lo
tanto, la tensión media suministrada al electroimán durante el
período no concordará con la tensión deseada.
Opcionalmente, el procedimiento puede comprender
además la etapa de conformar el ruido de las señales de
conmutación primera y segunda. Ventajosamente, la conformación del
ruido puede ser una conformación de segundo orden.
Preferentemente, los conmutadores primero y
segundo son transistores y el procedimiento comprende la etapa de
conmutar los transistores entre estados de activado y desactivado
correspondientes a una caída de tensión sustancialmente mínima y
una circulación de corriente sustancialmente mínima,
respectivamente, a través de los transistores. Los transistores
pueden ser, por ejemplo, transistores MOSFET.
Opcionalmente, el procedimiento puede comprender
la etapa de recibir una señal de demanda de corriente, indicativa
de una corriente que se desea suministrar al electroimán en un
período, y determinar la señal de demanda de tensión indicativa de
una tensión deseada de una señal eléctrica destinada a aplicarse al
electroimán, suministrando como resultado la señal eléctrica al
electroimán durante el período con una corriente sustancialmente
igual a la corriente deseada. De esta manera, el regulador de
tensión puede aceptar una demanda de corriente y funcionar
calculando una demanda de tensión correspondiente localmente.
Opcionalmente, la etapa de calcular la señal de
demanda de tensión se efectúa con referencia a un modelo de la
característica de carga del electroimán. Por ejemplo, se puede
elaborar una tabla de consulta que lista tensiones requeridas para
generar las corrientes deseadas. Como alternativa, se puede derivar
una relación polinómica o similares de tal modo que, dada una
corriente deseada, puede calcularse la tensión requerida.
Preferentemente, la etapa de generar la señal de
demanda de tensión se puede efectuar con referencia a una señal de
corriente indicativa de la corriente que circula a través de la
salida. De esta manera, se pueden hacer ajustes para compensar
cualquier diferencia entre la corriente deseada y la corriente
efectiva medida a la salida. Una manera de lograr esto consiste en
calcular la diferencia entre la corriente deseada y la corriente
efectiva medida y sustraer ésta de la señal de demanda de corriente
antes de calcular la demanda de tensión.
La invención también radica en un programa
informático que comprende medios de código de programa para
efectuar las etapas del procedimiento anteriormente descritas en
este documento cuando se ejecuta el programa en un ordenador y/u
otros medios de procesamiento asociados al circuito en puente. La
invención radica asimismo en un producto de programa informático
que comprende medios de código de programa almacenados en un
soporte legible por ordenador para efectuar las etapas del
procedimiento anteriormente descritas en este documento cuando se
ejecuta el programa en un ordenador y/u otros medios de
procesamiento asociados al circuito en puente.
Desde otro aspecto, la invención también radica
en un circuito en puente que comprende una entrada con aptitud
operativa para recibir un suministro de CC de tensión nominal
+V_{S}, una salida que tiene un electroimán conectado en paralelo,
brazos primero y segundo que tienen respectivamente conmutadores
primero y segundo, estando conectados los brazos primero y segundo
a extremos opuestos del electroimán, y medios de procesamiento
programados para efectuar cualquiera de las etapas del
procedimientos anteriormente descritas en este documento. El
circuito en puente puede incluir opcionalmente cualquiera entre un
detector de señal de tensión, un filtro (incluido un filtro de
respuesta finita al impulso), un diodo y/o transistor, un detector
de serial de corriente o un conformador de ruido.
A continuación se describirá la invención
únicamente a título de ejemplo, mediante referencia a los dibujos
que se adjuntan, en los que:
La Figura 1 muestra un circuito en semipuente
14;
la Figura 2 es una representación esquemática de
un regulador de corriente según una primera forma de realización
de la presente invención;
la Figura 3a es una representación esquemática
del generador de señales de conmutación 28 de la Figura 2;
la Figura 3b es una representación esquemática
del conformador de ruido 46 de la Figura 3a;
la Figura 4 es una representación esquemática
del sistema sensor de tensión 34 de la Figura 2;
las Figuras 5a-d muestran,
solamente para un único período, señales de conmutación 24a, 24b
para los transistores 20a, 20b según se proporcionan en los puntos
A y B de la Figura 1, para cuatro modalidades diferentes de
conmutación, y la tensión resultante (rotulada como V_{mag} por
motivos de concisión) experimentada por el electroimán 10; y
la Figura 6 es una representación esquemática
de parte de una segunda forma de realización de un regulador de
corriente que puede ponerse en funcionamiento bien en modalidad de
demanda de tensión o bien de demanda de corriente.
En el croquis esquemático de la Figura 2 se
ilustra un regulador de corriente según una primera forma de
realización de la invención. Como quedará claro, el regulador de
corriente suministra corriente a un electroimán 10. El electroimán
10 puede ser, por ejemplo, uno de una matriz de tales electroimanes
usados para hacer levitar una plataforma que sostiene maquinaria
móvil, que está sometida a vibraciones resonantes, aislando con
ello las resonancias de cualquier estructura circundante.
En esta forma de realización, el regulador de
corriente suministra corriente al electroimán 10 en respuesta a una
señal de demanda de tensión 12. La señal de demanda de tensión 12
se genera según una fuerza que se desea generar mediante el
electroimán 10. Por ejemplo, la señal de demanda de tensión 12 se
puede generar mediante un controlador global (no mostrado) que
reúne información acerca de las vibraciones de la plataforma que
sostiene la maquinaria móvil procedente de cierto número de
sensores de movimiento durante períodos de tiempo sucesivos. El
controlador global puede determinar entonces la fuerza que debería
ser generada por cada electroimán 10 para reducir las frecuencias
de resonancia durante cada período sucesivo. Una vez determinada la
fuerza, el controlador global puede calcular la tensión que se
necesita aplicar al electroimán 10 para cada período sucesivo para
producir la fuerza deseada y suministrar ésta al regulador de
corriente como señal de demanda de tensión 12. Como alternativa, el
controlador global podría suministrar al regulador de corriente una
señal indicativa de la fuerza deseada, calculando el regulador de
corriente la señal de demanda de tensión correspondiente 12
localmente.
La corriente suministrada al electroimán 10 se
regula mediante un circuito en semipuente 14 que corresponde al
mostrado en la Figura 1. El circuito en semipuente 14 comprende un
puente cuyos brazos opuestos tienen un par de diodos 16 y un par de
transistores 20a, 20b. La entrada de alimentación al circuito en
semipuente 14 se suministra con una tensión de CC de +V_{S},
obtenida como suministro de CC filtrado 22 según se describirá
posteriormente con más detalle. El electroimán 10 está conectado en
paralelo con la salida del circuito en semipuente 14.
Las señales de conmutación 24a, 24b se aplican a
los transistores 20a, 20b en los puntos A, B respectivamente. Los
transistores pueden ser del tipo MOSFET, si bien pueden emplearse
por igual otros tipos corrientemente disponibles. Los transistores
20a, 20b se hacen funcionar entre estados de activado y
desactivado, es decir, entre estados de circulación de corriente
mínima y máxima, en lugar de usar la región lineal de su
conductancia, en la que las pérdidas de potencia son mayores. Las
señales de conmutación 24a, 24b controlan los transistores 20a, 20b
respectivamente, para poner en funcionamiento el circuito en
semipuente 14 en una de tres modalidades.
En la primera modalidad, ambos transistores 20a,
20b están "conectados", es decir, en un estado de conducción,
de modo que el electroimán 10 experimenta una tensión de +V_{S} y
circula corriente a través del electroimán 10 en un camino directo
desde el transistor 2Da hasta el transistor 20b, es decir, de
derecha a izquierda.
En la segunda modalidad, uno de los transistores
20a, 20b está "conectado" y el otro está "desconectado",
es decir, en un estado de no conducción. Como se verá con
facilidad, en esta modalidad el electroimán 10 experimenta una
tensión de 0 V y la corriente sólo puede circular a través de un
bucle del circuito en semipuente 14. Cuando el transistor 20a está
conectado y el transistor 20b está desconectado, la corriente
circula en el bucle superior del circuito en semipuente 14 mostrado
en la Figura 1. A la inversa, cuando el transistor 20b está
conectado y el transistor 20a está desconectado, la corriente
circula a través del bucle inferior del circuito en semipuente 14
de la Figura 1. Sin embargo, con independencia de cuál de los
transistores 20a, 20b esté conectado y cuál esté desconectado, la
corriente circula siempre a través del electroimán 10 de derecha a
izquierda: la magnitud de esta corriente caerá según las pérdidas
resistivas en el trayecto de la corriente.
Finalmente, en la tercera modalidad, ambos
transistores 20a, 20b están desconectados. El condensador de
filtrado 26 conectado en paralelo con el suministro de CC filtrado
22 y la gran inductancia del electroimán 10 garantizan que la
corriente circula a través del electroimán 10 a lo largo de un
trayecto inverso a través de ambos diodos 16. En consecuencia, el
electroimán 10 experimenta una tensión de -V_{S} y la corriente
circula de nuevo a través del electroimán 10 de derecha a
izquierda. Esta circulación de corriente disminuirá de magnitud a
medida que el condensador de filtrado 26 se descarga a través de
pérdidas resistivas.
Se advertirá que la anterior disposición conduce
a una circulación de corriente unidireccional a través del
electroimán 10. Asimismo, será evidente que esta circulación de
corriente se puede regular aplicando señales de conmutación
apropiadas 24a, 24b a los transistores 20a, 20b respectivamente,
estableciendo con ello tensiones de +V_{S}, 0 V o -V_{S} entre
los bornes del electroimán 10.
Las señales de conmutación 24a, 24b para cada
período de tiempo sucesivo se generan mediante un sistema
generador de señales de conmutación 28 capaz de funcionar en
respuesta a la señal de demanda de tensión 12. La corriente media
que circula a través del electroimán 10 durante un período
cualquiera se puede variar alterando lo ciclos de trabajo en cada
uno de los niveles de tensión +V_{S}, 0 V o -V_{S} durante el
período. Un incremento máximo de la circulación de corriente
corresponderá a una tensión de +V_{S} que se establece durante
todo un período y una disminución máxima de la circulación de
corriente corresponderá a una tensión de -V_{S} que se establece
durante todo un
período.
período.
Además de generar las señales de conmutación
24a, 24b en respuesta a la señal de demanda de tensión 12, el
sistema generador de señales de conmutación 28 también puede tener
en cuenta dos señales adicionales al generar las señales de
conmutación apropiadas 24a, 24b. Estas señales son una señal del
sensor de tensión 30 y una señal del detector de corriente 32. La
señal del sensor de tensión 30 es una medida predictiva de
fluctuaciones de tensión en el suministro de CC filtrado 22
proporcionado en la entrada del circuito en semipuente 14. La señal
del sensor de tensión 30 es generada por un sistema sensor de
tensión 34 que mide fluctuaciones en la tensión suministrada por un
suministro de CC 36 después de haber pasado a través de un filtro
38 como se describirá a continuación con más detalle. Volviendo
ahora a la señal del detector de corriente 32, esta señal 32 es
generada por un detector de corriente 40 que mide la corriente
producida por el circuito en semipuente 14 y que circula a través
del electroimán 10, como se describirá a continuación con más
detalle. Fundamentalmente, la señal del detector de corriente 32
es usada por el sistema generador de señales de conmutación 28 para
acabar con las caídas de tensión en los transistores 20a, 20b y la
subida lenta y tiempos de caída en los impulsos de tensión
experimentados por el electroimán 10 debido a su capacitancia.
Si bien no es esencial que el sistema generador
de seriales de conmutación 28 genere las señales de conmutación
24a, 24b con respecto a la señal del sensor de tensión 30 o la
señal del detector de corriente 32, el control de ruido que puede
lograrse es mucho mejor si es así, como resultará evidente a
continuación.
A continuación se describirán con más detalle
los elementos del sistema generador de señales de conmutación 28.
Como puede verse con toda claridad por la Figura 3a, la señal de
demanda de tensión 12, la señal del sensor de tensión 30 y la señal
del detector de corriente 32 se pasan a un generador de anchura de
impulso de tensión 42. El generador de anchura de impulso de
tensión 42 calcula la anchura de impulso de tensión 44 requerida
para el período, a fin de adaptar la señal de demanda de tensión
12 para este período, compensando cualesquiera fluctuaciones de
tensión predichas en el suministro de CC filtrado 22, mediante
referencia a la señal del sensor de tensión 30, y cualesquiera
caídas de tensión en el circuito en semipuente 14, mediante
referencia a la señal del detector de corriente 32. Por ejemplo, si
la señal de demanda de tensión 12 demanda una tensión ce 1/2
V_{S} para el período, el generador de anchura de impulso de
tensión 42 generará un impulso de +V_{S} para ocupar la mitad del
período, estableciéndose a 0 V la otra mitad del período.
La anchura de impulso de tensión calculada 44 se
pasa entonces a un conformador de ruido 46 en el que se conforma el
ruido de cuantificación en la señal de tal modo que se suprime el
ruido en las frecuencias que interesan a costa de un incremento de
ruido en frecuencias más altas. El conformador de ruido 46 se
muestra con más detalle en la Figura 3b y se examinará más
detalladamente a continuación.
Tras la conformación del ruido, se pasa entonces
la anchura de impulso de tensión resultante 48 a un generador de
anchura de impulso de señales de conmutación 50 que calcula las
anchuras de impulso para cada una de las señales de conmutación
24a, 24b pasadas a los transistores 20a, 20b. Estas anchuras de
impulso de señales de conmutación 52 se establecen de modo que
corresponden a la anchura de impulso de tensión con conformación de
ruido 48 traspasada por el conformador de ruido 46. Las anchuras de
impulso de las señales de conmutación 52 se calculan con relación a
la señal del detector de corriente 32 (llevada desde el generador
de anchura de impulso de tensión 42 y el conformador de ruido 46)
para compensar la subida lenta y tiempos de caída en la tensión
entre los bornes del electroimán 10 que siguen a la conmutación de
los transistores 20a, 20b. Asimismo, las anchuras de impulso de las
señales de conmutación 52 se combinan para dar la anchura de
impulso de tensión compensada 53.
Ahora que se conocen las anchuras de impulso de
las señales de conmutación 52, se traspasan a un cuantificador de
anchuras de impulso 54 para que tengan la anchura requerida
adaptada al nivel cuantificado más próximo disponible dentro de la
resolución de bits del esquema de cuantificación. Las anchuras de
impulso de las señales de conmutación cuantificadas 56 se usan para
calcular la anchura de impulso de tensión cuantificada
correspondiente 57, que diferirá de la anchura de impulso de tensión
compensada 53 dentro de los límites de cuantificación. Las
diferencias entre las anchuras de impulso de las señales de
conmutación 52 y las anchuras de impulso de las señales de
conmutación cuantificadas 56 y la anchura de impulso de tensión
compensada 53 y la anchura de impulso de tensión cuantificada 57
son evidentemente errores de cuantificación y se manifiestan por
sí mismas como ruido de cuantificación. La anchura de impulso de
tensión compensada 53 y la anchura de impulso de tensión
cuantificada 57 se devuelven a través de un bucle de realimentación
58 al conformador de ruido 46, de tal modo que se reduce el ruido
de cuantificación.
Las anchuras de impulso de las señales de
conmutación cuantificadas 56 se pasan entonces a un generador de
posiciones de flanco de señales de conmutación 60 que calcula las
posiciones de flanco apropiadas para las señales de conmutación
24a, 24b. Las posiciones de flanco calculadas de las señales de
conmutación 62 se convierten entonces en las señales de conmutación
efectivas 24a, 24b mediante un generador de señales de conmutación
64 con referencia a un reloj de temporización de precisión 66,
garantizando con ello la precisión y la sincronización. Finalmente,
se pasan las señales de conmutación 24a, 24b a los transistores
20a, 20b respectivamente en los puntos A y B de la Figura 1,
respectivamente. El funcionamiento de los transistores 20a, 20b
hace que la tensión entre los bornes del electroimán 10 varíe entre
los valores de +V_{S}, 0 V y -V_{S}, formando con olio impulsos
de tensión cuantificados para que se correspondan con la anchura de
impulso de tensión cuantificada 57.
El conformador de ruido 46 de la Figura 3a se
muestra con más detalle en la Figura 3b. Como puede verse, la
anchura de impulso de tensión 44 se pasa a una unión 68 en la que
se sustrae el error de cuantificación con conformación de ruido 70.
En realidad, se usa un esquema de conformación de ruido de segundo
orden en el que se combina una fracción ponderada del error de
cuantificación con conformación de ruido procedente del penúltimo
período con el error de cuantificación con conformación de ruido 70
procedente del período previo antes de ser sustraído. Esto produce
una anchura de impulso de tensión con conformación de ruido 48, que
contiene una compensación de la tensión suplementaria añadida o
perdida debido al error de cuantificación de los períodos previos.
La anchura de impulso de tensión con conformación de ruido 48 se
usa entonces para generar las anchuras de impulso de las señales de
conmutación 52, que se usan a su vez para generar las anchuras de
impulso de las señales de conmutación cuantificadas 56, de las que
se deduce la anchura de impulso de tensión cuantificada 57 según se
ha descrito anteriormente.
La anchura de impulso de tensión cuantificada 57
se pasa a lo largo del bucle de realimentación 58, en el que se
sustrae ésta de la anchura de impulso de tensión compensada 53 en
la unión 72 para dar el error de cuantificación 74. Acto seguido,
se procesa el error de cuantificación 74 mediante un filtro de
conformación de ruido 76 que usa conformación de ruido de segundo
orden para suprimir el error de cuantificación entre la banda de
frecuencias de interés, como se conoce perfectamente en la
técnica.
A continuación, el error de cuantificación
procesado 78, producido por el filtro de conformación de ruido 76,
se pasa a través de un retardo de un período en 80 para garantizar
que el error de cuantificación procesado 78 se sustrae de la
anchura de impulso de tensión 44 para el período sucesivo. Por lo
tanto se ha completado el bucle de realimentación negativa.
A continuación se describirá con más detalle el
sistema sensor de tensión 34 con particular referencia a la Figura
4. Según se ha mencionado anteriormente, la entrada de alimentación
al circuito en semipuente 14 se suministra con un suministro de CC
filtrado 22. Este se obtiene a partir de un suministro de CC 36 que
se hace pasar a través de un filtro 38 a fin de eliminar tanta
ondulación como sea posible que pudiera estar presente en la señal
procedente del suministro de CC 36.
Asimismo, habrá cierta intermodulación del
suministro de CC filtrado 22 debido a variaciones del potencial
entre los bornes del condensador de filtrado 26 en el circuito en
semipuente 14 a medida que se carga y descarga en respuesta a
variaciones de la circulación de corriente a través del electroimán
10. Esta intermodulación se manifestará por sí misma como una
modulación de amplitud en los impulsos de tensión cuantificados
experimentados por el electroimán 10. Con toda evidencia, la
desviación de los niveles de impulso de +V_{S}, 0 V o -V_{S}
deseados llevará a que no se cumpla la señal de demanda de tensión
12, y la circulación de corriente a través del imán derivará con
respecto a la necesaria para crear los campos magnéticos previstos
(por ejemplo para aislar vibraciones en la maquinaria móvil).
A fin de compensar fluctuaciones no deseadas en
el suministro de CC filtrado 22, se usa un sistema sensor de
tensión predictivo 34. Los retardos de procesamiento de señal
implican que la alimentación a través directa de fluctuaciones en
el suministro de CC filtrado 22 llegaría demasiado tarde al
generador de señales de conmutación 28 para proporcionar una
compensación eficaz. Por lo tanto, se usa el sistema sensor de
tensión predictivo con corrección anticipante 34. Un sensor de
tensión 82 mide el suministro de CC filtrado 22, según se nuestra
en la Figura 4. El valor recíproco de estas mediciones se calcula
en 84 para su uso por un filtro de respuesta finita al impulso
(FIR) de 7 derivaciones 86. Estos componentes están fácilmente
disponibles como apreciará el experto en la materia. El filtro FIR
86 se usa para predecir el valor probable de 1/V_{S} a través del
siguiente período y pasa este valor como señal del sensor de
tensión 30 al generador de señales de conmutación 28, de tal modo
que puede añadirse o sustraerse ponderación a la anchura de impulso
de tensión 44 proporcional a un incremento o una disminución de
tensión esperados, respectivamente.
La calidad de la regulación del electroimán 10
también se ve influida por el tiempo finito y no insignificante que
transcurre para que la tensión experimentada por el electroimán 10
dé con la desconexión de uno de los transistores 20a, 20b (entre
otros factores, según se explicará a continuación). El
decrecimiento lineal de la tensión viene provocado porque la
tensión sólo puede caer con la rapidez con la que la corriente
puede descargar la capacitancia inherente al electroimán 10. La
corriente se mide mediante el detector de corriente 40, mostrado en
la Figura 2, y la señal resultante del detector de corriente 32 se
pasa al generador de señales de conmutación 28, de modo que pueden
calcularse las anchuras de impulso de las señales de conmutación 52
para compensar el decrecimiento lento de la tensión correspondiente
a la corriente medida en el período anterior.
Ahora que se han descrito los componentes del
regulador de corriente, sigue una presentación del procedimiento de
funcionamiento del regulador de corriente, prestando especial
atención al modo en que se determinan las anchuras de los impulsos
en la tensión experimentada por el electroimán 10 y los impulsos en
las señales de conmutación 24a, 24b.
Cada período comienza con una demanda ce tensión
12 que recibe el generador de señales de conmutación 28 que, a su
vez, calcula las señales de conmutación requeridas 24a, 24b que
producirán una tensión media entre los bornes del electroimán 10
para que el período concuerde con la demanda de tensión 12. El
generador de señales de conmutación 28 pasa entonces las señales de
conmutación 24a, 24b a los transistores 20a, 20b respectivamente,
correctamente sincronizados con el período mediante referencia a un
reloj de temporización de precisión 66.
Como puede verse de forma óptima a partir de la
Figura 3a, la demanda de tensión 12 es recibida por el generador de
anchura de impulso de tensión 42. Según se ha mencionado
anteriormente, la anchura de impulso de tensión 44 en segundos se
genera suponiendo que se usará un impulso único bien de +V_{S} o
bien de -V_{S} con relación a una línea de base de 0 V. La
anchura de impulso de tensión 44 se genera con respecto a
fluctuaciones en el suministro de CC filtrado 22, según una medida
predictiva de V_{S} para el período, que se suministra como señal
del sensor de tensión 30, que puede escribirse como
(1/V_{S})_{est}.
Asimismo, también se tiene en cuenta la caída de
tensión hacia adelante de los diodos 16 (V_{diodo}) y los
transistores 20a, 20b. Si no se tuvieran en cuenta estos efectos,
se experimentaría un desplazamiento de la tensión de salida y un
cambio de la amplitud de tensión de salida. Se sabe que la caída de
tensión entre los bornes de los transistores 20a, 20b varía
significativamente durante las condiciones de funcionamiento
típicas. A fin de estimar la magnitud de la caída de tensión, se
obtiene un valor de la resistencia drenador-fuente
(R_{DF}) de los transistores 20a, 20b a partir de la hoja de
datos del dispositivo correspondiente para un punto de
funcionamiento representativo. Esta resistencia se usa
conjuntamente con la señal del detector de corriente 32 (que da la
corriente I_{mag} que circula a través del electroimán) para
estimar la caída de la tensión hacia adelante de los transistores
20a, 20b. Se supone que el valor de V_{diodo} es constante en
todas las condiciones de funcionamiento del regulador de corriente,
así que se obtiene eligiendo un valor representativo de un punto de
funcionamiento típico de la hoja de datos del dispositivo
correspondiente.
Finalmente, con miras a un ajuste fino de la
tensión de salida, se usa una pequeña corrección de tensión de
equilibrio de CC (V_{equilibrio}) : este valor se obtiene
mediante calibración.
La tensión demandada 12 (V_{demanda}) se
ajusta mediante la adición de las caídas de tensión en los diodos
16 y transistores 20a, 20b y la corrección de tensión de
equilibrio, a fin de compensar aquellas pérdidas (uso de signos
positivo y negativo para garantizar mediante el desplazamiento una
compensación correcta). Por lo tanto, la anchura de impulso de
tensión requerida 44 (W_{req}) puede calcularse a partir de:
donde W_{total} es la anchura
máxima de impulso en segundos. En este ejemplo, se usó una
frecuencia de repetición de impulsos de 64 kHz y la frecuencia del
reloj de temporización fue de 32,768 MHz, dando una anchura de
período de 15,625 ps. Evidentemente, pueden sustituirse otras
frecuencias de repetición de impulsos en función de demandas de
ruido y gasto o disponibilidad de componentes, para hacer frente a
frecuencias más
altas.
Se observará a partir de la ecuación (1) que la
anchura de impulso de tensión 44 llevará un signo que refleja la
polaridad de la tensión demandada, es decir, ésta será positiva
para demandas de tensión 12 en el intervalo de 0 V a +V_{S} y
negativa para demandas de tensión 12 en el intervalo de 0 V a
-V_{S}. Este signo se lleva en todos los cálculos subsiguientes.
Asimismo, la anchura de impulso de tensión 44 es una medida del
tiempo lejos de la línea de base de 0 V y, por lo Lar1Lo, es la
anchura del impulso a +V_{S} y el impulso a -V_{S}.
Mientras que la ecuación (1) lleva a un alto
nivel de precisión, no es necesario que todos o cualquiera de los
términos contenidos en el primer juego de corchetes (aparte de
V_{demanda}) estén incluidos cuando puede tolerarse una reducción
del rendimiento del electroimán.
La anchura de impulso de tensión 44 se pasa
entonces al sistema conformador de ruido 46 para producir una
anchura de impulso de tensión con conformación de ruido 48
(W_{conf}). Ésta se calcula con referencia al error de
cuantificación en la anchura del impulso del período anterior
(W_{EC-1}) y también con referencia al error de
cuantificación en la anchura del impulso del penúltimo período
(W_{EC-2}) según se ha mencionado anteriormente.
La anchura de impulso de tensión con conformación de ruido 48
viene dada por:
donde f_{FRI} es la frecuencia de
repetición de impulsos (64 kHz, según se ha mencionado
anteriormente)
y
donde f_{muesca} es la frecuencia elegida para
la muesca inevitable en el espectro de ruido del ruido conformado.
En la presente forma de realización, se eligió que ésta fuera de 1
kHz.
La anchura de impulso de tensión con
conformación de ruido 48 se pasa entonces al generador de anchura
de impulso de señales de conmutación 50 que genera las anchuras
correspondientes para los impulsos en las señales de conmutación
24a, 24b. Sin embargo, existen cuatro modalidades de conmutación de
los transistores 20a, 20b y debe implementarse la modalidad
correcta. En consecuencia, se detallan a continuación estas cuatro
modalidades con referencia a las Figuras 5a-d. Para
resumir lo que se ha examinado previamente a este respecto, el
electroimán 10 experimenta las siguientes tensiones cuando los
transistores 20a, 20.5 se conmutan del siguiente
modo:
modo:
La Figura 5a muestra la secuencia de conmutación
cuando la demanda de tensión 12 se destina a una tensión positiva,
es decir, en el intervalo de 0 a +V_{S}. A fin de evitar las
pérdidas de potencia inherentes a cada operación de conmutación de
uno cualquiera de los transistores 20a, 20b, la modalidad de
conmutación por defecto es una denominada modalidad de "clase
B", en la que, durante un período, se conmuta un solo transistor
20a, mientras que el otro transistor 20b se deja en su estado de
activado durante todo el período. De esta manera, no se pierde
ninguna potencia en el transistor 20b a causa de la conmutación.
Asimismo, en muchos tipos de aplicación, la demanda de tensión 12
es susceptible de permanecer positiva o negativa para muchos
períodos sucesivos, de modo que un transistor 20a, 20b puede
dejarse en un estado permanente durante esos períodos, evitando con
ello cualquier pérdida de potencia inherente a la conmutación de
ese transistor 20a, 20b. Como puede verse, en la señal de
conmutación 24e se genera centralmente un impulso único dentro del
período para proporcionar una tensión entre los bornes del
electroimán 10 con un impulso único correspondiente de +V_{S}
(rayado en la Figura 5a) ascendente desde una línea de base de 0 V
para dar la tensión positiva demandada.
La Figura 5b muestra una segunda modalidad de
funcionamiento correspondiente a una demanda de tensión 12 de una
tensión negativa, es decir, en el intervalo de 0 a -V_{S}. Se usa
de nuevo la conmutación de clase B de los transistores 20a, 20b,
esta vez dejando el transistor 20a en un estado de desactivado
durante todo el período y conmutándose el transistor 20b, teniendo
su señal de conmutación 24b un impulso central dentro del período.
La tensión resultante experimentada por el electroimán 10 tiene un
par de impulsos de -V_{S} que se extienden desde la línea de base
de 0 V al principio y al final del período. Por lo tanto, los dos
impulsos rayados en la Figura 5b se combinan para formar el impulso
requerido de tensión negativa. Así pues, no es el impulso central
de la señal de conmutación 20b el que da el impulso de -V_{S},
sino más bien las regiones periféricas. En consecuencia, en la
tensión experimentada por el electroimán 10, es la anchura total
del período menos la anchura del impulso central en la señal de
conmutación 24b la que corresponde a la anchura del impulso de
-V_{S}. Se advertirá que, según lo anterior, un transistor (en
este caso 20a) puede dejarse en un estado permanente en el que se
demandan tensiones negativas
sucesivas.
sucesivas.
En sentido estricto, por razones de
exhaustividad, debería mencionarse una modalidad adicional, a
saber, la que surge cuando se demanda una tensión nula. Esta puede
implementarse dejando los transistores 20a desactivado y 20b
activado durante todo el período.
Aunque se prefiere la conmutación de clase B
debido a la reducción de pérdidas de potencia al tener que
conmutar ambos transistores 20a y 20b dentro de un período, surge
una demanda conflictiva cuando se demandan tensiones positivas
pequeñas o negativas pequeñas. En el caso de una pequeña tensión
positiva, esto lleva a que el electroimán 10 experimenta un impulso
estrecho, de tal modo que la tensión debe elevarse rápidamente a
+V_{S} y luego reducirse a 0 V. En el caso de una pequeña tensión
negativa, el problema radica en el inicio y el final de períodos
sucesivos en los que la tensión debe reducirse rápidamente a
-V_{S} y luego elevarse a 0 V. Una respuesta lenta de los
transistores 20a, 20b y las oscilaciones transitorias añaden
distorsión a los flancos rectangulares de los impulsos, acarreando
una carencia de regulación de la tensión. Estos efectos resultan
problemáticos para una pequeña anchura de impulso característica en
la que se pierde la región plana permanente entre formas de onda de
oscilaciones transitorias. Esto conduce a una pérdida de linealidad
en el regulador de corriente. Para vencer este problema, se
establece una anchura umbral de impulso W_{umbral} y, cuando se
requiere que una anchura de impulso por rebajo de ésta cumpla una
demanda de tensión 12, la conmutación cambia a la denominada
modalidad de "clase AB", en la que ambos transistores 20a, 20b
se conmutan en un período.
La Figura 5c muestra un caso de una conmutación
de clase AB para una demanda de tensión pequeña positiva 12. Si se
implementa usando la conmutación de clase B, surgiría un impulso
único en la tensión experimentada por el electroimán 10 que estaría
por debajo de la anchura umbral. Para evitar esto, se conmuta el
transistor 20a para producir un impulso central de conducción con
una anchura igual a la anchura umbral más la anchura demandada y,
en lugar de dejar el transistor 20b en su estado de activado
durante todo el período, se conmuta éste para producir un impulso
central de conducción que ocupa la mayor parte del período. El
potencial resultante experimentado por el electroimán 10 empieza y
termina con un pequeño impulso que se extiende hacia abajo a
-V_{S} en la que ambos transistores 20a, 20b están desactivados
(indicado mediante las áreas de rayas ininterrumpidas), que se
varía gradualmente a regiones a 0 V en las que el transistor 20b
está activado y el transistor 20a está desactivado, encontrándose
estas regiones en un impulso central a +V_{S} en la que ambos
transistores 20a, 20b están activados (indicado mediante el área de
rayas interrumpidas). Las anchuras de las áreas rayadas se han
exagerado por motivos de claridad y no deberían usarse para evaluar
las anchuras umbral reales. El potencial medio experimentado por el
electroimán 10 durante el período corresponde al área de rayas
interrumpidas menos las áreas de rayas ininterrumpidas, que, con
toda evidencia, da como resultado una pequeña tensión neta
positiva.
En la misma línea, la Figura 5d muestra el caso
de la conmutación de clase AB en respuesta a una pequeña demanda
de tensión negativa 12 en el que, si tuviera que usarse la
conmutación de clase B, daría como resultado una anchura del
impulso de -V_{S} entre períodos sucesivos que estaría por debajo
de la anchura umbral. Para mantener la anchura mínima de impulso de
-V_{S}, se conmuta el transistor 20b de modo que tenga un impulso
de conducción que se extiende centralmente sobre la mayor parte
del período. El transistor 20a, en lugar de dejarse en un estado de
desactivado como en la conmutación de clase B, se conmuta de modo
que tenga un impulso central de conducción. El potencial resultante
experimentado por el electroimán 10 tiene una forma correspondiente
a la anteriormente descrita con referencia a la Figura 5c, salvo
que ahora las áreas de rayas ininterrumpidas correspondientes a
-V_{S} se combinan para tener mayores dimensiones que el área de
rayas interrumpidas correspondiente a +V_{S}, de ahí que el
electroimán experimenta como resultado un pequeño potencial medio
negativo.
En consecuencia, el tipo de modalidad de
conmutación se determina mediante la prueba de las siguientes
condiciones:
\vskip1.000000\baselineskip
donde W_{cap} es un ajuste de la
anchura calculado para compensar la capacitancia en el electroimán
10 (C_{mag}). Esta capacitancia provoca una subida lenta y
tiempos de caída entre los niveles de tensión experimentados por el
electroimán 10, según se ha mencionado anteriormente, así que
tiene el efecto de alargar artificialmente los impulsos. Por lo
tanto, se pierde control. El ajuste de la anchura se calcula a
partir
de:
donde se usa la corriente superior
a través del electroimán 10 (I_{mag}) o un valor mínimo de
corriente (I_{min}). El valor mínimo de corriente corresponde a
un límite inferior de corriente usado en este cálculo para evitar
la división por cero y otros problemas afrontados cuando a través
del electroimán 10 sólo circulan pequeñas
corrientes.
A continuación se presenta el tipo de
conmutación apropiada para el resultado de las condiciones de
prueba (1) y (2):
Las anchuras de impulso de las señales de
conmutación 52 se calculan entonces para las modalidades de
conmutación apropiadas del siguiente modo. En las ecuaciones
subsiguientes, W_{A} y W_{B} son las anchuras de los impulsos
de las señales de conmutación 24a y 24b respectivamente. W_{EA} y
W_{EB} son los errores netos efectivos en la anchura real de los
impulsos generados en respuesta a las señales de conmutación 24a y
24b respectivamente (los valores se determinan por medio de
calibración). W_{min} es un desplazamiento fijo que ha de
añadirse cuando interviene la modalidad de clase AB.
+clase
B
es decir, el transistor 20a tiene
un impulso de la anchura de impulso de tensión con conformación de
ruido 48 menos la compensación de capacitancia y errores netos
efectivos, mientras que el transistor 20b permanece activado
durante todo el
período.
-clase
B
es decir, el transistor 20a
permanece desactivado durante todo el período, mientras que el
transistor 20b tiene un impulso central igual a la anchura del
período entero menos la anchura de impulso de tensión con
conformación de ruido 48 (recordando que la anchura de impulso de
tensión con conformación de ruido 48 refleja la anchura de impulso
de tensión a -V_{S}, mientras que ahora se está estableciendo una
anchura para un impulso en la señal de conmutación que genera la
región central a 0 V) y también menos la compensación de
capacitancia y errores netos
efectivos.
\vskip1.000000\baselineskip
+clase
AB
es decir, el transistor 20a tiene
un impulso de la anchura de impulso de tensión con conformación de
ruido 48 más el desplazamiento fijo para garantizar que se excede
a la anchura umbral, menos la compensación de capacitancia y
errores netos efectivos, mientras que el transistor 20b permanece
activado durante todo el período menos el desplazamiento fijo para
garantizar la ausencia de ganancia neta en la tensión de salida
entre los bornes del electroimán 10 y menos la compensación de
capacitancia y errores netos
efectivos.
\vskip1.000000\baselineskip
-clase
AB
es decir, similar al caso de la
conmutación de -clase B, pero ahora el transistor 20a contiene un
impulso con la anchura de desplazamiento fija menos la
compensación de capacitancia y errores netas efectivos, mientras
que el transistor 20b tiene una reducción de anchura en su impulso
central correspondiente al desplazamiento fijo para garantizar un
intervalo mínimo entre cambios de tensión entre
períodos.
Ahora se han calculado las anchuras de impulso
de las señales de conmutación 52, pero estas anchuras 52 están en
segundos y pueden tomar cualquier valor en el intervalo de 0 s
hasta la anchura total del período (el valor recíproco de la
frecuencia de repetición de impulsos, es decir 15,625 \mus). Sin
embargo, puesto que las señales de conmutación finales se modulan
por anchura de impulsos, las anchuras de impulso de las señales de
conmutación 52 deben convertirse en recuentos de ciclos del reloj
de temporización de precisión 66, de tal modo que se cuantifican
para concordar con el número de recuentos de ciclos disponibles en
un período (anteriormente se ha advertido que la combinación de la
frecuencia de repetición de impulsos y la frecuencia f_{reloj}
del reloj de temporización de precisión 66 da 512 recuentos de
ciclos por período). Esta función se realiza mediante el
cuantificador de anchuras de impulso de las señales de conmutación
54.
El cuantificador de anchuras de impulso de las
señales de conmutación 54 calcula el número de recuentos de ciclos
(N_{A} y N_{B} para los transistores 20a y 20b respectivamente)
a partir de las fórmulas simples subsiguientes y traspasa estos
valores como anchuras de impulso cuantificadas de las señales de
conmutación 56.
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
N_{A} y N_{B} también se usan para calcular
el error de cuantificación 74 (W_{EC}) según la fórmula:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
W_{EC} se usa entonces como
W_{EC-1} y W_{EC-2} en períodos
siguientes, según se ha descrito anteriormente.
Conociendo las anchuras de impulso cuantificadas
de las señales de conmutación 56 en unidades de recuentos de
ciclos del reloj de temporización de precisión 66, el generador de
posiciones de flanco de las señales de conmutación 60 genera los
recuentos de ciclos precisos en los que tendrán lugar los flancos
de los impulsos de las señales de conmutación 24a, 24b.
Los impulsos se posicionan usando asimetría
impar alternada a fin de reducir al mínimo la distorsión de señal.
Esta distorsión proviene de donde se necesitan impulsos de un
número impar de recuentos de ciclos. Tales impulsos no pueden
posicionarse centralmente dentro del período, dado el condicionante
de que los flancos deben coincidir con el inicio y el final de
recuentos de ciclos. Si se posicionaran siempre los ciclos para
estar adelantados medio ciclo o atrasados medio ciclo, se
produciría distorsión. Esta distorsión se reduce al mínimo usando
asimetría impar alternada, es decir, alternando el desplazamiento
entre las mitades de flanco anterior y flanco descendente del
período. Expresado en algoritmos, la posición del flanco activo y
las posiciones del flanco inactivo para el transistor 20a vienen
dadas
por:
por:
- si NA es par,
- entonces: AACTIVO = ½ (Ntotal-NA)
- si no:
- AACTIVO = ½ (Ntotal-NA+dA) y dA=-dA
- y:
- AINACTIVO = AACTIVO+NA
donde N_{total} es el número
máximo de recuentos de ciclos (512) y d_{A} se fija inicialmente
a +1 y su valor se lleva desde un período al siguiente. Como se
apreciará, las posiciones de flanco para el transistor 20b se
determinan de modo correspondiente (es decir, con los subíndices de
"A" permutados por los subíndices de
"B").
Conocidas las posiciones de flanco de los
impulsos en las señales de conmutación 24a, 24b, se pasan estos
valores al generador de señales de conmutación 64 como posiciones
de flanco de las señales de conmutación 62. El generador de señales
de conmutación 64 sincroniza entonces las posiciones de flanco de
las señales de conmutación 62 con los recuentos de ciclos del reloj
de temporización de precisión 66, para producir las señales de
conmutación efectivas 24a, 24b, que se pasan entonces a los
transistores 20a, 20b respectivamente.
Por lo tanto, el circuito en semipuente 14 se
pone en funcionamiento para producir una tensión media entre los
bornes del electroimán 10, correspondiente a la demanda de tensión
12.
El experto en la materia apreciará que pueden
hacerse modificaciones a las formas de realización anteriormente
descritas en este documento sin apartarse del alcance de la
invención.
Por ejemplo, la forma de realización anterior
describe un regulador de corriente que suministra corriente al
electroimán 10 en respuesta a una señal de demanda de tensión 12
que se puede generar según una fuerza deseada mediante un
controlador global. Sin embargo, el regulador de corriente puede
funcionar en respuesta a una señal de demanda de corriente 88 en
lugar de una señal de demanda de tensión 12. Esta señal puede ser
generada por un controlador global de forma muy similar a la
descrita con relación a la generación de la señal de demanda de
tensión 12 de la primera forma de realización.
Tal disposición se muestra en la Figura 6: esta
Figura es equivalente a la Figura 2, aunque muestra los elementos
suplementarios necesarios para funcionar en una modalidad de
demanda de corriente. Aunque todos los elementos de la Figura 2 (y
los mostrados en detalle en las Figuras 3 y 4) estarían incluidos
en el regulador de corriente, por motivos de claridad, en la Figura
6 sólo se muestran aquellos relevantes para esta discusión de la
modalidad de demanda de corriente. Resultará evidente que el
principal cambio es la inclusión de un bucle de regulación,
indicado generalmente en 87.
En una modalidad de funcionamiento, la señal de
demanda de corriente 88 (rotulada como 88a por motivos de claridad)
se compara con la señal del detector de corriente 32 en un
comparador 90. La señal del detector de corriente 32 se deriva de
la salida del detector de corriente 40 y proporciona una medida de
la corriente que pasa a través del electroimán 10. La comparación
de la señal del detector de corriente 32 con la señal de demanda
de corriente 88a proporciona una señal de error 92 que representa
la desviación de corriente a través del electroimán 10 fuera de la
corriente demandada. La señal de error 92 se pasa a un filtro 94
que incorpora ganancia de bucle de regulación, un filtro de bucle
de regulación y un modelo de transferencia de corriente en tensión
para producir la señal de demanda de tensión 12a. La señal de
demanda de tensión 12a se pasa al sistema generador de señales de
conmutación 28 a través de un conmutador de tres posiciones 96.
Las imprecisiones en el modelo de transferencia
de corriente en tensión se compensan mediante el bucle de
regulación 87, usando el detector de corriente 40. El rendimiento
del regulador de corriente depende más de las características de
ruido y la precisión del detector de corriente 40 que de la
precisión del modelo de transferencia de corriente en tensión. Si
fuera necesario, se puede usar una combinación de detectores de
corriente para dar, por ejemplo, el mejor margen dinámico.
En una modalidad de funcionamiento alternativa
en la que no se requiere el bucle de regulación 87 que compensa
derivas en la corriente del electroimán (a través de la señal del
detector de corriente 32), la señal de demanda de corriente 88
puede pasarse directamente en 88b a un generador de demanda de
tensión 100, según se muestra en la Figura 6. El generador de
demanda de tensión 100 genera la señal de demanda de tensión l2b
usando un filtro que contiene un modelo de la característica de
carga del electroimán, de modo que el generador de demanda de
tensión 100 puede predecir la demanda de tensión apropiada,
necesaria para producir la demanda de corriente requerida 88. La
señal de demanda de tensión l2b se pasa al sistema generador de
señales de conmutación 28 a través de un conmutador de tres
posiciones 96. Evidentemente, la precisión de la corriente final
que ha pasado por el electroimán 10 depende profundamente de la
precisión del modelo de carga que genera la señal de demanda de
tensión 12b.
Si se desea, puede adaptarse el regulador de
corriente para que funcione ya sea en modalidad de demanda de
tensión o de demanda de corriente. Por ejemplo, podría usarse el
conmutador de tres posiciones 96 para conmutar entre la entrada de
demanda de tensión l2a proporcionada por el filtro 94 o la entrada
de demanda de tensión l2b proporcionada por el generador de
demanda de tensión 100 o una entrada directa de demanda de tensión
12c (es decir, una línea que transporta una demanda de tensión
directamente desde un regulador global o similares) para producir
la señal de demanda de tensión 12 que pasa al sistema generador de
señales de conmutación 28.
Claims (31)
1. Un procedimiento de funcionamiento de un
circuito en puente que comprende una entrada que recibe un
suministro de CC de tensión nominal +V_{S}, una salida que tiene
un electroimán conectado en paralelo y brazos primero y segundo
que tienen respectivamente conmutadores primero y segundo, estando
conectados los brazos primero y segundo con extremos opuestos del
electroimán, comprendiendo el procedimiento las etapas de:
(a) recibir una señal de demanda de tensión
indicativa de una tensión deseada de una señal eléctrica que ha de
aplicarse al electroimán en un período;
(b) generar señales de conmutación primera y
segunda con referencia a la señal de demanda de tensión; y
(c) aplicar las señales de conmutación primera y
segunda a los conmutadores primero y segundo respectivamente
durante el período;
en el que las señales de
conmutación inducen a los conmutadores a conmutar entre estados de
activado y desactivado, produciendo la conmutación entre varias
combinaciones de estados de activado y desactivado de los
conmutadores primero y segundo una señal eléctrica entre los bornes
del electroimán con impulsos de tensión a niveles de +V_{S}, 0 V
y -V_{S}, generándose las señales de conmutación primera y
segunda de tal modo que una tensión media de la señal eléctrica
aplicada al electroimán durante el período es sustancialmente igual
a la tensión
deseada.
2. El procedimiento de la reivindicación 1,
comprendiendo además la etapa de generar señales de conmutación
pulsadas primera y segunda.
3. El procedimiento de la reivindicación 2,
comprendiendo además la etapa de generar las señales de conmutación
primera y segunda según una regla de que los conmutadores primero y
segundo no se conmutan simultáneamente.
4. El procedimiento de la reivindicación 2 o la
reivindicación 3, comprendiendo además la etapa de generar las
señales de conmutación primera y segunda según una regla de que las
señales no han de tener más de un impulso por período.
5. El procedimiento de la reivindicación 4,
comprendiendo además la etapa de generar las señales de conmutación
primera y segunda según una regla de que cualquier impulso debería
posicionarse sustancialmente simétricamente alrededor del centro
del período.
6. El procedimiento de la reivindicación 5,
comprendiendo además la etapa de generar las señales de conmutación
primera y segunda según la regla de que, en los casos en que los
impulsos no pueden centrarse simétricamente, los lados más largo y
más corto de los impulsos asimétricos se alternan entre el lado del
flanco anterior y el lado del flanco descendente para impulsos
sucesivos.
7. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 6, comprendiendo además la etapa de generar
las señales de conmutación primera y segunda según un esquema de
modulación por anchura de impulsos.
8. El procedimiento de la reivindicación 7, en
el que la primera señal de conmutación comprende un impulso de una
anchura determinada dentro del período y la segunda señal de
conmutación permanece en un estado durante todo el período.
9. El procedimiento de la reivindicación 7, en
el que por lo menos una de las señales de conmutación primera y
segunda comprende un impulso único de una anchura determinada
dentro del período, en el cite la anchura determinada no cae por
debajo de una anchara mínima de impulso y, además, en el que
transiciones sucesivas entre estados de activado y desactivado de
la primera señal de conmutación o de la segunda señal de
conmutación que sobrevienen en diferentes períodos están separadas
en el tiempo por un período de tiempo mínimo y en el que la
anchura determinada es tal que la combinación de las señales de
conmutación primera y segunda, cuando se aplican a los conmutadores
primero y segundo respectivamente, produce una tensión media a la
salida que es sustancialmente igual a la tensión deseada.
10. El procedimiento de la reivindicación 9, en
el que la primera señal de conmutación comprende un impulso único
de una primera anchura determinada dentro del período y la segunda
señal de conmutación comprende un impulso único de una segunda
anchura determinada dentro del período, en el que ni dicha primera
ni dicha segunda anchuras determinadas caen por debajo de dicha
anchura mínima de impulso y en el que dichas primera y segunda
anchuras determinadas son tales que la combinación de las señales
de conmutación primera y segunda, cuando se aplican a los
conmutadores primero y segundo respectivamente, produce una tensión
media a la salida para el período que es sustancialmente igual a la
tensión deseada.
11. El procedimiento de la reivindicación 10,
comprendiendo además la etapa de ajustar la primera anchura
determinada en una cantidad cuya magnitud es igual a la segunda
anchura determinada, pero de efecto compensatorio porque un impulso
de tensión a la salida de +V_{S} o -V_{S} que resulta del
impulso en la secunda señal de conmutación se equilibra por una
anchura igual de impulso de tensión a la salida de -V_{S} o
+V_{S} respectivamente, que resulta de la primera anchura
determinada incrementada de la primera señal de conmutación.
12. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 11, en el que la anchura de un impulso de las
señales de conmutación primera y/o segunda se genera con referencia
a una serial de tensión indicativa de la tensión de suministro de
CC, de tal modo que la anchura del impulso compensa fluctuaciones
en el suministro de CC.
13. El procedimiento de la reivindicación 12, en
el que se pasa la señal de tensión a través de un filtro para
obtener una medida predictiva de fluctuaciones en el suministro de
CC.
14. El procedimiento de la reivindicación 13, en
el que se pasa la señal de tensión a través de un filtro de
respuesta finita al impulso.
15. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 14, en el que la anchura de un impulso de la
primera o segunda señal de conmutación se genera de modo que
incluye un ajuste a la anchura del impulso para compensar una caída
de tensión entre los bornes de un diodo y/o transistor en el
circuito en puente.
16. El procedimiento de la reivindicación 15, en
el que el ajuste a la anchura del impulso se calcula con
referencia a una señal de corriente indicativa de la corriente que
circula a través de la salida y a una resistencia representativa
del diodo o transistor.
17. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 16, en el que el impulso de la primera o
segunda señal de conmutación se genera de modo que incluye un
ajuste a la anchura del impulso para compensar un desplazamiento de
tensión provocado por una respuesta lenta en la generación de las
señales de conmutación primera o segunda.
18. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 17, comprendiendo además la etapa de conformar
el ruido de las señales de conmutación primera y segunda.
19. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, en el que los conmutadores primero y
segundo son transistores y el procedimiento comprende la etapa de
conmutar los transistores entre estados de activado y desactivado
correspondientes a una caída de tensión sustancialmente mínima y
una circulación de corriente sustancialmente mínima,
respectivamente, a través de los transistores.
20. El procedimiento de una cualquiera de las
reivindicaciones precedentes, comprendiendo además la etapa de
recibir una señal de demanda de corriente indicativa de una
corriente deseada que ha de suministrarse al electroimán en un
período y determinar la señal de demanda de tensión indicativa de
una tensión deseada de una señal eléctrica que ha de aplicarse al
electroimán, que aplica como resultado la señal eléctrica al
electroimán durante el período con aria corriente sustancialmente
igual a la corriente deseada.
21. El procedimiento de la reivindicación 20, en
el que la etapa de calcular la señal de demanda de tensión se
efectúa con referencia a un modelo de la característica de carga
del electroimán.
22. El procedimiento de la reivindicación 20 o
la reivindicación 21, comprendiendo además la etapa de generar la
señal de demanda de tensión con referencia a una señal de corriente
indicativa de la corriente que circula a través de la salida.
23. Un programa informático que comprende medios
de código de programa para efectuar las etapas del procedimiento
de una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 22 cuando se ejecuta
el programa en un ordenador y/u otros medios de procesamiento
asociados al circuito en puente.
24. Un producto de programa informático que
comprende medios de código de programa almacenados en un soporte
legible por ordenador para efectuar las etapas del procedimiento de
una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 22 cuando se ejecuta el
programa en un ordenador y/u otros medios de procesamiento
asociados al circuito en puente.
25. Un circuito en puente que comprende una
entrada con aptitud operativa para recibir un suministro de CC de
tensión nominal +V_{S}, una salida que tiene un electroimán
conectado en paralelo, brazos primero y segundo que tienen
respectivamente conmutadores primero y segundo, estando conectados
los brazos primero y segundo con extremos opuestos del electroimán
y medios de procesamiento programados para efectuar las etapas del
procedimiento de una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 11, 17,
20 ó 21.
26. Un circuito en puente según la
reivindicación 25, comprendiendo además un detector de señal de
tensión con aptitud operativa para producir una señal indicativa de
la tensión de suministro de CC y en el que los medios de
procesamiento están programados para efectuar las etapas del
procedimiento de la reivindicación 12.
27. Un circuito en puente según la
reivindicación 26, comprendiendo además un filtro dispuesto de
forma que recibe la señal de tensión.
28. Un circuito en puente según la
reivindicación 27, en el que el filtro es un filtro de respuesta
finita al impulso.
29. Un circuito en puente según una cualquiera
de las reivindicaciones 25 a 28, comprendiendo además un diodo y/o
transistor y en el que los medios de procesamiento están
programados para efectuar las etapas del procedimiento de la
reivindicación 15 o la reivindicación 19.
30. Un circuito en puente según la
reivindicación 29, comprendiendo además un detector de señal de
corriente con aptitud operativa para producir una señal de
corriente y en el que los medios de procesamiento están programados
para efectuar las etapas del procedimiento de la reivindicación 16
o la reivindicación 22.
31. Un circuito en puente según una cualquiera
de las reivindicaciones 25 a 30, comprendiendo además un
conformador de ruido con aptitud operativa para conformar el ruido
de las señales de conmutación primera y segunda.
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