DE4018930C2 - Brückenzweig von Gleichstromstellern und Pulswechselrichtern mit geregeltem Querstrom - Google Patents

Brückenzweig von Gleichstromstellern und Pulswechselrichtern mit geregeltem Querstrom

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Description

Die Erfindung betrifft einen Brückenzweig gemäß Oberbegriff des Anspruches 1. Ein solcher ist aus DE-AS 15 88 509 bekannt.
Getaktete 2- und 4-Quadrant-Gleichstromsteller, sowie Puls­ wechselrichter finden z. B. in der Antriebstechnik zur Speisung von Motoren, oder in der Energieversorgung zur Netzstutzung bzw. -kopplung wegen ihrer hohen Dynamik breite Einsatzgebiete (Bilder 1 bis 3).
Das Grundelement der angesprochenen Schaltungen bildet ein Brückenzweig (Bild 1), dessen aktive Schalter aus unterschied­ lichen abschaltbaren Leistungshalbleitern (Bipolar-, MOSFET- oder IGBT-Transistoren, Thyristoren mit Löscheinrichtung oder abschaltbare (GTO-) Thyristoren) aufgebaut sein können. Damit jederzeit ein Laststrom in beiden Richtungen fließen kann, wer­ den die beiden Leistungshalbleiter eines Brückenzweiges abwech­ selnd ein- bzw. ausgeschaltet. Im hier hauptsächlich betrachte­ ten pulsbreitenmodulierten (PWM) Betrieb ist das Ziel der Schaltung, die mittlere Lastspannung uL durch das Tastver­ hältnis der Ansteuersignale T1* bzw. T2* vorzugeben, welche z. B. durch den Vergleich eines Steuersignals uc mit einem drei­ eckförmigen Trägersignal konstanter Frequenz erzeugt werden. Im Betrieb mit Zweipunkt- bzw. Dreipunkt-Stromregelung (Toleranzband-Regelung) stellt sich die mittlere Lastspannung uL gemäß dem Tastverhältnis der Schnittpunkte des Toleranzbandes mit der Soll-Istwert-Differenz bei variabler Frequenz selbständig ein.
Konventionelle Verfahren
Um bei dem wechselseitigen Betrieb der beiden Leistungshalbleiter keinen transienten Kurzschluß der Zwi­ schenkreisspannung Us zu erhalten, wird üblicherweise bei jedem Umschaltvorgang eine kurze Verriegelungszeit (Sicherheitszeit) von einigen Mikrosekunden eingelegt, während der beide Leistungshalbleiter ausgeschaltet sind. Diese Sicherheitszeit Td erhält man z. B. durch Einfugen einer Einschaltverzögerung Tdon zusammen mit den parasitären Ein- bzw. Aus-Schaltverzöge­ rungen Tdon′ bzw. Tdoff′ der Leistungshalbleiter mit Treiberschaltungen (Bild 4).
Die Auswirkungen der Sicherheitszeit Td im pulsbreitenmodu­ lierten Betrieb auf das gewünschte lineare Übertragungsver­ halten des Brückenzweiges vom Steuersignal uc bis zur mittleren Lastspannung uL sind in der Literatur [6, 12] beschrieben (stromrichtungsabhängige Verschiebung der Steuerkennlinie, Lückbetrieb, etc., Bild 5). Besonders unangenehm gestalten sich die Auswirkungen in einem überlagerten Stromregelkreis, in dem der Brückenzweig als Spannungs-Stellglied eingesetzt ist, bei der Forderung nach hoher Regeldynamik im Stromnulldurchgang (Bild 11). Ebenfalls grobe Probleme treten in Umrichtern für Drehstrommotoren mit Spannungs-Frequenz-Steuerung auf, wegen Drehmomentwelligkeit, erhöhter Schwingneigung und betriebs­ punktabhängiger Spannungsamplitude [2 bis 12]. Bei Toleranzband-Stromregelung ergeben sich aufgrund der Sicherheitszeit Td stromrichtungsabhängige Abweichungen des Strommittelwertes vom gewünschten Sollwert.
Bisherige Lösungen versuchen entweder die Sicherheitszeit Td (evtl. betriebspunktabhängig) minimal zu halten, oder deren Auswirkungen durch Regelungen oder Vorsteuerungen zu korrigieren [1, 3, 6, 7, 9 bis 12].
Neues Verfahren
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Brückenzweig so anzusteuern, daß sich für beide Polaritäten des Laststromes identische Übertragungseigenschaften zwischen einem Steuersignal und der mittleren Lastspannung ergeben, und dadurch sämtliche störenden Eigenschaften, die aus der Sicherheitszeit resultieren, zu vermeiden.
Diese Aufgabe wird gemäß Kennzeichen des Anspruches 1 gelöst. Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.
Die beiden vorhandenen Freiheitsgrade (herrührend von den 2 unabhängig ansteuerbaren Leistungshalbleitern) werden hierbei in Form von mittlerem Aussteuergrad und Überlappungsgrad als zwei unabhängige Stelleingriffe für die Regelung des Last­ stromes und des Querstromes genutzt.
Ähnlich wie bei den netzgeführten Umkehrstromrichtern beim Übergang von der kreisstromfreien zur kreisstrombehafteten Ge­ genparallelschaltung wird hier bei den Gleichstromstellern und Pulswechselrichtern der Lückbetrieb vermieden und der Strom­ richtungswechsel beschleunigt. Der Kreisstrom im netzgeführten Umkehrstromrichter entspricht dem Querstrom im PWM-gesteuerten Brückenzweig.
Die Vorteile, die das beschriebene Verfahren bietet, äußern sich beim stromgeregelten Betrieb eines 4-Quadrant-Stellers vor allem in einem hochdynamischen Stromrichtungswechsel des Last­ stromes. Beim Betrieb des Pulswechselrichters mit einer Dreh­ strommaschine liegen die erzielbaren Vorteile der Erfindung in der Beseitigung der störenden Effekte wie Drehmomentwelligkeit, Schwingneigung und betriebspunktabhängiger Spannungsamplitude [1 bis 12].
Schaltungsdetails
Um den Querstrom zu glätten ist eine ausreichende Indukti­ vität im Querstromkreis notwendig, die auf verschiedene Weise in den Brückenzweig eingebaut werden kann (Bilder 6, 7). Brücken­ zweige, bei denen verhältnismäßig große parasitäre Induk­ tivitäten im Querstromkreis wirksam sind, können auch ohne dis­ kret eingefügte Drosseln mit einem Querstrom betrieben werden. Hierbei sind evtl. zusätzliche Freilaufdioden induktivitätsarm in die Schaltung einzufügen.
In [13] bis [17] sind verschiedene Schaltungen beschrieben, die eine oder mehrere Drosseln ohne bzw. mit magnetischen Kopp­ lungen in den Brückenzweigen von Gleichstromstellern oder Puls­ wechselrichtern einsetzen, um den Anstieg von Kurzschlußströmen zu verzögern bzw. um Kurzschlußströme zu begrenzen und dadurch die Folgen von unbeabsichtigten Zwischenkreis-Kurzschlüssen zu mildern. Diese Schaltungen sind prinzipiell ebenfalls geeignet, durch entsprechende Ansteuerung und Regelung einen Querstrom einzustellen.
Der notwendige Induktivitäts-Wert hängt ab von der Zwischenkreisspannung Us, der Taktperiodendauer T, der zugelassenen Welligkeit des Querstromes iq und der Güte des Querstrom-Regelkreises (z. B. 50 µH bei Us = 300 V). Verwendet man 2 Drosseln, dann kann jede so ausgelegt werden, daß sie nur den relativ niedrigen Querstrom ungesättigt führen kann und beim Führen des Laststromes in Sättigung geht. Hierdurch ergibt sich eine wesentliche Verkleinerung der Baugröße. Der notwendige In­ duktivitäts-Wert ist deshalb so gering, da die Zeitdauer des Kurzschlusses nicht durch Ein- und Ausschalten eines Leistungs­ halbleiters realisiert wird, sondern durch die Überlappung der EIN-Zustände der beiden Leistungshalbleiter, welche im Nano­ sekunden-Bereich liegen kann.
Ansteuerung
Die Überlappungszeit Tü der Ansteuersignale wird z. B. durch das zusätzliche Überlappungs-Steuersignal ucü gemäß Gleichung (1) eingestellt (Bild 6, Bild 8). Für negative ucü ergeben sich "negative" Tü, in diesem Fall überlappen sich die Ausschaltbe­ fehle. Die Zeitdauer Tk des Kurzschlusses ergibt sich aus der Überlappungszeit Tü der Ansteuersignale und aus den parasitären Ein- bzw. Aus-Schaltverzögerungen Tdon′ und Tdoff′ der Lei­ stungshalbleiter mit Treiberschaltungen nach Gleichung (2). Das Tastverhältnis der Kurzschlußdauer 2Tk/T bildet zusammen mit der Zwischenkreisspannung Us gemäß Gleichung (3) diejenige mittlere Spannung, die den mittleren Querstrom iq durch die ohmschen Widerstände Rq im Querstromkreis treibt. Die Spannungsabfälle an den jeweils stromführenden Leistungshalbleitern können näherungsweise in Rq mit berücksichtigt werden. Der Widerstand Rq ist meist sehr gering (unter 1 Ohm) und ist hauptsächlich in den Querstromdrosseln zu lokalisieren. Die Kurzschlußdauer Tk kann deshalb sehr klein sein (z. B. unter 100 ns). Falls sie kleiner ist, als die Diffe­ renz Tdoff′-Tdon′, so kann Tk nur durch eine "negative Überlappungszeit" Tü der Ansteuersignale bzw. negatives Steuersignal ucü erreicht werden (Bild 8b).
ucü/ucmax = 2Tü/T (1)
Tk = Tü + Tdoff′ - Tdon′ (2)
Us 2Tk/T = Rqiq (3).
Falls die parasitären Verzögerungszeiten Tdoff′ und Tdon′ für beide abschaltbare Leistungshalbleiter so unterschiedlich sind, daß Tdoff1′-Tdon2 ungleich Tdoff2′-Tdon1′ ist, und jedoch wie in Bild 6 dasselbe ucü für beide Ansteuerungen verwendet wird, so haben die beiden Kurzschlüsse, die in einer Taktperiode T auftreten, unterschiedliche Zeitdauern Tk1 und Tk2 Gleichung (2) ist dann für beide abschaltbare Leistungshalbleiter getrennt anzuwenden. In Gleichung (3) ist für Tk der Mittelwert aus Tk1 und Tk2 einzusetzen.
In Extremfällen - z. B. beim Einsatz bipolarer Leistungstransistoren mit starker Stromabhängigkeit der Speicherzeit - kann eine der beiden Kurzschlußzeiten Tk1 oder Tk2 aus Gleichung (2) "negativ" werden. Dies bedeutet, daß innerhalb einer Taktperiode T einmal der Querstrom durch Überlappung der Leitend-Zustände aktiv aufgebaut und einmal durch Überlappung der Sperrzustände aktiv abgebaut wird, wobei der vorzeichenrichtig berechnete Mittelwert Tk aus Tk1 und Tk2 immer positiv ist, und Gleichung (3) erfüllt.
Falls die Welligkeit des Querstromes hierbei größer wird als erwünscht, so können für beide abschaltbare Leistungs­ halbleiter unterschiedliche Überlappungs-Steuersignale ucü1 und ucü2 verwendet werden, um gleiche Kurzschlußzeiten Tk1 und Tk2 zu erhalten. Der Unterschied zwischen ucü1 und ucü2 ist dann nach Gleichung (4) evtl. betriebspunktabhängig durch Steuerung oder Regelung einzustellen, während der Mittelwert aus ucü1 und ucü2 als ucü gemäß Gleichung (1) zu verwenden ist.
(ucü1-ucü2)/ucmax = [(Tdoff1′-Tdon2′)-(Tdoff2′-Tdon1′)]/T (4).
Falls die speisende Spanung Us keine stabile Gleichspannung ist, sondern einen relativ großen Innenwiderstand besitzt oder einen relativ großen Wechselanteil aufweist, so kann dies durch Verwendung des Mittelwertes von Us bzgl. der Taktperiodendauer T in Gleichung (3) berücksichtigt werden.
Regelung
Aufgrund von Exemplar-Streuungen und Unsymmetrien in der Realisierung erscheint es wenig zweckmäßig, das Überlappungs- Steuersignal ucü aus den Gleichungen 1 bis 4 im voraus zu be­ rechnen und als festen Wert einzustellen, sondern den Querstrom iq durch einen Regler mit ucü als Stellgröße zu regeln (Bild 6).
Die - evtl. vorhandene - übergeordnete Laststrom-Regelung des Brückenzweiges, die das Tastverhältnis T+/T des Ansteuersi­ gnals bzw. das Steuersignal uc als Stellgröße benutzt, wird durch Tü bzw. ucü kaum beeinflußt, da das mittlere Tastverhältnis der Ansteuersignale T1* und T2* durch die Über­ lappung nahezu nicht verändert wird (Bild 8). Da die Überlappungszeit in den meisten Fällen sehr kurz ist und die Querstromdrosseln eine sehr viel kleinere Induktivität besitzen als der Lastkreis, sind die Regelkreise für den Laststrom und für den Querstrom nahezu entkoppelt und können getrennt vonein­ ander optimiert werden.
Ausführungsbeispiele der Querstrom-Regelung 1) Für Steller mit Laststrommessung
Eine hochwertige Regelung des Querstromes gelingt durch Messung des Stromes iq1 in einer Querstromdrossel mit einem Gleichstromwandler (bzw. Hallwandler, Feldplattenwandler etc.). Da der Laststrom iL - je nach Stromrichtung - evtl. ebenfalls durch diese Querstromdrossel fließt, muß das Laststromsignal richtungsabhängig abgezogen werden, um ein Signal iq für den Querstromanteil zu erhalten (Bild 9). Ein PI-Regler, der für Stromregelkreise mit Spannungsstellglied üblich und zweckmäßig ist, regelt nach dem Vergleich von iq mit einem konstanten Querstromsollwert iqsoll die Regeldifferenz zu Null mit Hilfe des Stellsignals ucü. Als Varianten sind auch reine P- oder I- Regler möglich. Die Regleroptimierung erfolgt wie bei einem konventionellen Stromregelkreis in der Antriebstechnik. Sie wird erleichtert, da die Störgrößen, die auf den Querstrom­ regelkreis einwirken, vernachlässigbar gering sind, und auch die Führungsgröße iqsoll im einfachsten Fall zeitlich nicht verändert wird.
Der Aufwand bei dieser Realisierungsvariante beschränkt sich auf eine oder zwei Querstromdrosseln, einen zusätzlichen Strommeßgeber (bei bereits vorhandener Laststrommessung), und eine einfache Signalverarbeitung (analog: Operationsverstärker- Schaltung, oder digital: Mikrorechner-Programm).
Das beschriebene Verfahren wurde an einem PWM-gesteuerten 4-Quadrant-Steller, bestehend aus zwei Brückenzweigen nach Bild 7a und zwei Regelungen gemäß den Bildern 6 und 9, sowie einer übergeordneten konventionellen Laststromregelung (PI-Regler) erprobt. Als Leistungshalbleiter wurden parallelgeschaltete, bipolare Leistungstransistoren in Darlingtonkonfiguration eingesetzt CUs = 160 V, LL = 200 µH, T = 40 µs, Lq = 50 µH, iqsoll = 2A, iLmax = 100A). Ein Vergleich (Bild 11) mit dem konventionellen Verfahren mit Sicherheitszeit (Td = 10 µs, sonst gleiche Daten wie oben), ohne bzw. mit Korrekturschaltung nach [6, 12] zeigt deutlich die verbesserten Stromnulldurchgänge.
2) Für Steller ohne Laststrommessung
Bei Stellern, für die aus Kostengründen keine Laststrommes­ sung vorhanden ist, lädt sich folgende vereinfachte Querstrom­ regelung durchführen, falls eine Variante mit 2 Querstrom­ drosseln eingesetzt wird: Durch eine Abfrage, ob in beiden Querstromdrosseln der Strom einen vorgegebenen niedrigen Schwellwert (Sollwert) über- oder unterschreitet, verstellt ein Zweipunktschalter mit nachgeschaltetem Integrator stetig das Steuersignal ucü (Bild 10). Da der Querstrom nicht hochgenau auf einen bestimmten Wert geregelt werden muß, und da auf den Querstrom-Regelkreis nur vernachlässigbar geringe Störgrößen einwirken, braucht die Über- bzw. Unterschreitung des Schwell­ wertes nicht anhand einer exakten Strommessung erkannt werden, sondern es sind folgende kostengünstigere Methoden möglich:
  • a) Durch Einbringen von Hall-Elementen in den magnetischen Kreis der Querstromdrosseln kann das Überschreiten einer be­ stimmten Magnetisierung - und damit das Überschreiten des Quer­ strom-Sollwertes in den Querstromdrosseln - erkannt werden (Bild 10a).
  • b) Zwei Wechselstromwandler, die bereits beim Erreichen des gewünschten Querstromes gesättigt sind, werden in Reihe zu den Querstromdrosseln eingesetzt (Bild 10b) - Bei einem Querstrom unterhalb des Sollwertes wird die vorhandene Stromwelligkeit auf die Sekundärseite übertragen. Bei einem Querstrom oberhalb des gewünschten Wertes verschwindet das Sekundärsignal, da der Wechselstromwandler durch die Vormagnetisierung bereits gesät­ tigt ist.
  • c) In den Treiberschaltungen der Leistungshalbleiter kann erkannt werden, ob der Strom im Leistungshalbleiter einen be­ stimmten, niedrigen Wert - den Querstrom-Sollwert - über- oder unterschreitet. Dies geschieht je nach Leistungshalbleiter und Treiberschaltung z. B. anhand von Basisstrom, Basisspannung, Drain-Source-Spannung, Shunt, etc. Hierzu ist in den meisten Fällen je eine potentialgetrennte Rückmeldung von den Treiberstufen notwendig (Bild 10c).
Der Querstrom-Sollwert wird bei allen drei Varianten jeweils durch die Schaltschwelle der beiden Komparatoren einge­ stellt.
Je nach Umrichterkonzeption und Kostensituation kann eine der dargestellten Regelungsmethoden für den Querstrom einge­ setzt werden. Die Darstellungen der Bilder 6, 9 und 10 sind lediglich Prinzip-Schaltbilder zur Veranschaulichung der Funk­ tion. Die konkreten Ausführungsformen (analog/digital, Hard­ ware/Software, zentral/dezentral, diskret/integriert, etc.) so­ wie die Schnittstellen können je nach Realisierung verschieden ausfallen.
Ähnlich wie bei den kreisstromarmen netzgeführten Strom­ richterschaltungen sind auch querstromarme Ausführungen mög­ lich, bei denen der Querstrom nur bei kleinen Lastströmen aufgebaut wird, weil nur bei kleinen Lastströmen und beim Stromnulldurchgang die erwähnten Probleme auftreten.
Kombinierte Schaltungsanordnungen
Zum Betrieb mehrerer Brückenzweige an einer gemeinsamen Zwischenkreisspannung - z. B. bei 4-Quadrant-Stellern oder mehrphasigen Pulswechselrichtern - bestehen grundsätzlich 2 Möglichkeiten:
  • 1) Voneinander unabhängiger Betrieb der Querstrom-Rege­ lungen bei Einsatz weitgehend unveränderter Brückenzweige aus Bild 6 oder 7, bzw. Verwendung entsprechender parasitär wirksa­ mer Induktivitäten.
  • 2) Einsparung von Querstromdrosseln durch Einsatz einer ge­ meinsamen Querstromdrossel mit Freilaufdiode zwischen der spei­ senden Spannung Us einerseits und den Brückenzweigen anderer­ seits, bzw. Verwendung entsprechender parasitär wirksamer Induktivitäten.
Anwendung des Prinzips auf Stromzwischenkreis-Umrichter
Dual zum hier beschriebenen Betrieb von Spannungszwischen­ kreis-Umrichtern mit geregelten Querströmen ist bei Stromzwi­ schenkreis-Umrichtern, die mit abschaltbaren Leistungshalblei­ tern arbeiten, der Betrieb mit geregelten Leerlaufspannungen möglich. Hierbei wird durch überlappendes Ausschalten aller Leistungshalbleiter, die einen gemeinsamen Anschluß am Zwischenkreis haben, ein transienter Leerlauf der speisenden Stromquelle über eine oder mehrere wirksame Kapazitäten zugelassen und geregelt. Das spannungsglättende Element ist z. B. eine wirksame Kapazität parallel zu jedem Leistungshalbleiter. Die Varianten im Leistungsteil sowie die Möglichkeiten der Regelung der Leerlaufspannung gestalten sich ähnlich (dual) wie beim Spannungszwischenkreis-Umrichter mit geregelten Querströmen.
Literatur
[1] Schwesig, G.; Siemens AG Berlin und München: Verfahren und Vorrichtung zum Betrieb eines Pulsumrichters mit Kompensa­ tion von durch Träger-Speicher-Effekte hervorgerufenen Fehlspannungszeitflächen. Offenlegungsschrift DE 35 41 227 A1, Deutsches Patentamt, 27.5.87 (Anmeldung: 21.11.85).
[2] Ueda, R.; Sonoda, T.; Inoue, Y; Umezu, T.: Unstable Oszillating Mode in PWM Variable Speed Drives of Induction Motor and its Stabilization. IEEE Ind. App. Soc. Ann. Meeting 1982, S. 686-691.
[3] Murai, Y.; Watanabe, T.; Iwasaki, H.: Waveform Distortion and Correction Circuit for PWM Inverters with Switching Lag-Times. IEEE Ind. App. Soc. Ann. Meeting, Toronto, 1985, S. 436-441.
[4] Ueda, R.; Sonoda, T.; Takata, S.: Experimental Results and their Simplified Analysis on Instability Problems in PWM Inverter Induction Motor Drives. IEEE Ind. App. Soc. Ann. Meeting, 1986, S. 196-202.
[5] Grotstollen, H.; Wang, Y.F.: The Behaviour of AC Servomotors Fed by PWM Inverters with non-neglibile Switching Times. ICEM 1988, S. 367-372.
[6] Klug, R.D.: Nonlinear Control Characteristic of PWM Four- Quadrant Choppers in Current Control Loops. EPE Grenoble 1987, S. 485-490.
[7] Barret, J.: Interactive Switching in a Bridge Leg. EPE Grenoble 1987, S. 185-190.
[8] Heumann. K.; Schröder, H.: Design Criteria for Fast Swit­ ching PWM Inverters. IEEE PESC Kyoto 1988, S. 271-276.
[9] Viola, R.; Grotstollen, H.: Einfluß der Ventilschaltzeiten auf das Verhalten von Pulswechselrichtern. etz-Arciv 1988, Nr. 6, S. 181-187.
[10] Klug, R.D.: Effects and Correction of Switching Dead Times in 3-phase PWM Inverter Drives. EPE Aachen 1989, s. 1261-1266.
[11] Weschta, A.; Weberskirch, W.: Nonlinear Behaviour of Vol­ tage Source Inverters with Power Transistors. EPE Aachen 1989, S. 533-537.
[12] Klug, R.D.: Auswirkungen und Korrekturmöglichkeiten von Sicherheitszeiten bei PWM-gesteuerten Gleichstromstellern. etz-Archiv 1990, Nr. 2, S. 45-53.
[13] Tietze, E.: Schaltungsanordnung zur Steuerung der Strom­ richtung in einer Motorwicklung. Auslegeschrift 1 588 509, Deutsches Patentamt, 15.6.72 (Anmeldung: 15.12.67).
[14] Eckermann, G., Franke, H.: Schaltungsanordnung für einen Gleichstrom-Nebenschlußmotor mit Impulssteuerung und umkehrbarer Drehrichtung. Offenlegungsschrift 2 233 188, Deutsches Patentamt, 24.1.74, (Anmeldung: 6.7.72).
[15] Petschenka, E.: Vier-Quadrant-Gleichstromstellerschaltung. Offenlegungsschrift 28 18 800, Deutsches Patentamt, 8.11.79, (Anmeldung: 28.4.78).
[16] Sornicle, D.: Variateur-inverseur de vitesse a courant unidirectionnel equipe de transistors. Brevet d′Invention 72.43492, Institut National de la Propriete Industrielle 5.7.74, (Anmeldung: 7.12.72), FR-PS 22 10 333.
[17] Wyman, K.R., Gallagher, G.A.: Short Circuit Protectionfor Switching Type Power Processors. United States Patent 4.270.164, 26.5.81, (Anmeldung: 28.2.79).
Bilder
Bild 1 PWM-gesteuerter 2-Quadrant-Gleichstromsteller (Brückenzweig) mit üblicher Ansteuerung.
Bild 2 PWM-gesteuerter 4-Quadrant-Steller für Gleichstrom­ motoren, Schrittmotoren, Einphasen-Netze etc.; Schalterstellung I) ohne, II) mit Nullspannung.
Bild 3 PWM-gesteuerter Pulswechselrichter für Asynchron-, Synchron- und bürstenlose Gleichstrom-Motoren, Dreiphasen-Netze, etc.
Bild 4 Übliche Ansteuerung eines Brückenzweiges und resultierende, stromrichtungsabhängige Lastspannung.
Bild 5 Steuerkennlinien eines Brückenzweiges bei üblicher Ansteuerung;
a) für kontinuierlichen Laststrom,
b) für Lückbetrieb. Bild 6 Brückenzweig mit geregeltem Querstrom durch überlappenden Betrieb der Leistungshalbleiter.
Bild 7 Weitere Möglichkeiten zur Anordnung der Induktivität im Querstromkreis.
Bild 8 Ansteuerung des Brückenzweiges und resultierende Lastspannung;
a) Tü < 0,
b) Tü < 0.
Bild 9 Querstrom-Regelung mit Strommeßgebern.
Bild 10 Querstrom-Regelung ohne Strommeßgeber
a) mit Hallgebern in den Querstromdrosseln,
b) mit Sättigungs-Übertragern,
c) mit Signalen aus den Treiberstufen.
Bild 11 Stromregelung eines 4-Quadrant-Stellers Stand der Technik a) ohne b) mit Korrektur­ schaltung, c) neues Verfahren mit Querstrom-Re­ gelung.

Claims (3)

1. Brückenzweig für Gleichstromsteller oder Pulswechselrichter, bei dem eine Serienschaltung von zwei abschaltbaren Leistungs­ halbleitern und einer oder mehreren Drosseln einerseits an eine kapazitiv gepufferte Gleichspannungsquelle und andererseits an eine induktiv wirkende Last angeschlossen ist, wobei mehrere Freilaufdioden und eine Steuerungs- und Regelungseinheit vorge­ sehen sind (Bild 6, 7a, 7b, 7c), dadurch gekennzeichnet,
  • - daß mittels der Steuerungs- und Regelungseinheit durch verän­ derbare zeitliche Überlappung der leitenden Zustände der bei­ den Leistungshalbleiter (T1, T2) zum Zwecke der Vermeidung von Verriegelungszeiten bzw. der Vermeidung des aus den Ver­ riegelungszeiten resultierenden nichtlinearen Übertragungs­ verhaltens ein ständig durch die Drosseln fließender Quer­ strom gezielt aufgebaut wird, dessen Mittelwert weitgehend unabhängig von der gewünschten mittleren Ausgangsspannung des Brückenzweiges eingestellt bzw. geregelt wird.
2. Brückenzweig und Steuerungs- und Regelungseinheit nach An­ spruch 1, dadurch gekennzeichnet,
  • - daß zum Zwecke der Querstromeinstellung das Tastverhältnis der Überlappungsdauer (Überlappungsgrad) nahezu unabhängig vom mittleren Tastverhältnis der Einschaltsignale (Aussteuergrad) der beiden abschaltbaren Leistungshalbleiter des Brückenzweiges eingestellt wird,
  • - daß der mittlere Querstrom durch ein Regelverfahren mit Soll- Istwert-Vergleich und integrierendem und/oder proportionalem Regler, der den Überlappungsgrad vorgibt, geregelt wird,
  • - daß der Querstrom-Sollwert entweder durch Wahl und Dimensio­ nierung von Bauteilen fest vorgegeben ist, oder nach Bedarf eingestellt wird, oder während des Betriebs automatisch be­ triebspunktabhängig vorgegeben wird,
  • - daß der Querstrom-Istwert entweder aus einer oder aus der Kombination mehrerer Strommeßstellen gewonnen wird, oder die Information über die Höhe oder das Vorhandensein eines von Null verschiedenen Querstromes aus bereits vorhandenen oder zusätzlichen Schaltungsteilen gewonnen wird.
3. Kombinationen von mehreren Brückenzweigen nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
  • - daß entweder jedem Brückenzweig eine eigene Querstromdrossel zugeordnet ist, oder eine gemeinsame Querstromdrossel zwi­ schen der speisenden Spannung und den Brückenzweigen angeord­ net ist, oder eine Kombination dieser beiden Möglichkeiten vorliegt, und daß die Querströme entweder unabhängig vonein­ ander oder untereinander koordiniert eingestellt oder gere­ gelt werden.
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