ES2280413T3 - Procedimiento de limitacion de corriente en un motor electrico, y motor para la puesta en practica de tal procedimiento. - Google Patents
Procedimiento de limitacion de corriente en un motor electrico, y motor para la puesta en practica de tal procedimiento. Download PDFInfo
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Abstract
Procedimiento de limitación de corriente en un motor eléctrico que está concebido para su conexión a una red de corriente continua y que presenta: un rotor (108); un estator con una disposición de devanado de estator (102); un circuito de puente completo (137) para la alimentación de corriente a la disposición de devanado de estator (102); una disposición para captar una corriente que sobrepasa un valor prefijado en el circuito de puente completo (137); en donde un devanado (102) de la disposición de devanado de estator presenta dos terminales (104, 106) y desde un terminal (104) un primer interruptor de semiconductor (HSL) del circuito de puente completo (137) conduce hasta una primera línea (116) de la red de corriente continua y un segundo interruptor de semiconductor (LSL) del circuito de puente completo (137), configurado como un transistor de efecto de campo, conduce hasta una segunda línea (122) de esta red de corriente continua, y desde el otro terminal (106) un tercer interruptor de semiconductor (HSR) del circuito de puente completo (137) conduce hasta la primera línea (116) y un cuarto interruptor de semiconductor (LSR) del circuito de puente completo (137), configurado como transistor de efecto de campo, conduce hasta la segunda línea (122) de la red de corriente continua.
Description
Procedimiento de limitación de corriente en un
motor eléctrico, y motor para la puesta en práctica de tal
procedimiento.
La invención concierne a un procedimiento de
limitación de corriente en un motor eléctrico, así como a un motor
para la puesta en práctica de tal procedimiento.
En los motores modernos, especialmente en los
motores electrónicamente conmutados, se aspira a un pequeño tamaño
de construcción para que éstos puedan incorporarse sin problemas en
aparatos, por ejemplo en ventiladores. Tales motores tienen
entonces una alta densidad de potencia y trabajan dentro del
intervalo de valores límite que no deberán sobrepasarse. No
obstante, se exige de un motor de esta clase una marcha regular con
buena compatibilidad electromagnética (EMV).
Se conoce por el documento DE 3 629 186 A un
circuito de puente en H que está formado por dos FETs superiores y
otros dos inferiores. En la diagonal del puente se encuentra una
inductividad, por ejemplo el devanado de un motor de corriente
continua o de un motor de pasos. Después de alcanzar una intensidad
de corriente prefijada se desconecta el FET inferior que está
conduciendo en ese momento, y al mismo tiempo se conecta, además, el
FET superior que no está conduciendo en ese momento, y se forma
entonces un "FET de oscilación libre", lo que tiene la ventaja
de que las pérdidas en este FET de oscilación libre son pequeñas y,
en ciertas circunstancias, no se necesitan diodos de oscilación
libre adicionales.
Se conoce por el documento US 4 376 261 un motor
con una disposición de limitación de corriente. Ésta tiene una
resistencia de medida, y cuando la corriente en ésta resulta ser
demasiado alta, se conmuta un amplificador operacional y éste
bloquea los transistores inferiores de un puente en H, en cuya
diagonal está dispuesto el devanado de un motor electrónicamente
conmutado. Se atenúa entonces la corriente en este devanado a través
del transistor superior aún conductor y un diodo de oscilación
libre.
Se conoce por el documento US 4 542 323 un
circuito de puente en H con cuatro transistores. En la diagonal de
este circuito de puente está dispuesto el devanado de un motor
electrónicamente conmutado. Un circuito de limitación de corriente
bloquea, al producirse su reacción, los transistores inferiores del
puente en H, pero deja conectado el transistor superior que conduce
en ese momento, de modo que se atenúa a través de éste y de un
diodo de oscilación libre la intensidad de corriente en el devanado.
Como alternativa, en este circuito conocido se bloquean los cuatro
transistores del puente en H, con lo que el motor trabaja como
generador y realimenta energía a un circuito intermedio de
corriente continua a través de los cuatro diodos de oscilación libre
del puente en H.
Se conoce por el documento US 5 332 954 un
circuito con un puente en H que sirve para controlar la corriente
en el devanado de campo de bajo ohmiaje de un motor de colector de
corriente continua por medio de PWM (modulación de anchura de
impulso). Durante la marcha de avance se mantiene continuamente
cerrado uno de los MOSFETs superiores del puente y se abre y se
cierra alternativamente uno de los dos MOSFETs inferiores con la
relación de manipulación de la señal PWM, concretamente alternando
con el otro de los dos MOSFETs superiores. El control de la
corriente se efectúa por variación de la relación de manipulación
de la señal PWM.
Se conoce por el documento EP 1 049 242 A2 un
sistema de control para automóviles de juguete controlados por
radio. Estos son accionados por motores de colector que tienen un
alto número de revoluciones, y se pretende mejorar el rendimiento
para que se pueda circular durante más tiempo con la misma carga de
la batería. Se emplea para esto un puente en H en cuya diagonal
está situado el inducido del motor de colector.
Este puente en H tiene dos MOSFETs superiores y
otros dos inferiores. Según la dirección de circulación deseada, se
conecta continuamente uno de los MOSFETs superiores, y el MOSFET
inferior asociado a éste es conectado y desconectado
alternativamente por una señal PWM influenciada por el conductor del
automóvil de juguete. Cuando se desconecta éste MOSFET inferior, se
conecta el MOSFET superior de la misma rama del puente para
puentear el diodo de oscilación libre asociado a éste y mejorar el
rendimiento del motor.
Un cometido de la invención consiste en
proporcionar un nuevo procedimiento de limitación de corriente en
un motor eléctrico y un motor para la puesta en práctica de este
procedimiento.
Según la invención, este problema se resuelve
con el objeto de la reivindicación 1. Por tanto, el procedimiento
de limitación de corriente según la invención en un motor de
corriente continua actúa sobre un circuito de puente completo a
través del cual se suministra corriente a la disposición de devanado
de estator de este motor. Al reaccionar el sistema de limitación de
corriente, se interrumpe la alimentación de energía de la red de
corriente continua a la disposición de devanado de estator.
A continuación, después de un retardo de tiempo,
se hace funcionar la disposición de devanado de estator
sustancialmente en cortocircuito a través de interruptores de
semiconductores del circuito de puente completo, y la corriente
decreciente que entonces circula sirve sustancialmente para seguir
accionando el motor. Cuando esta corriente ha alcanzado un valor
más bajo, se activa de nuevo la alimentación de energía de la red de
corriente continua al motor. Se evitan de esta manera intensidades
de corriente demasiado altas, y la energía almacenada en la
inductividad de la disposición de devanado de estator es convertida
principalmente en energía mecánica de accionamiento del motor de
corriente continua al reaccionar el sistema de limitación de
corriente, es decir que no es realimentada a la red de corriente
continua en forma de energía eléctrica.
Un perfeccionamiento preferido de la invención
es objeto de la reivindicación 3. Cuando reacciona en este caso el
sistema de limitación de corriente, se reduce el valor eficaz de la
corriente que circula hacia el motor, con lo que se alcanza
paulatinamente un estado en el que el sistema de limitación de
corriente ya no tiene que reaccionar al menos durante algunas
revoluciones del rotor. Dado que, al reaccionar el sistema de
limitación de corriente, se hace alto el contenido de impulsos de la
corriente, lo que ocasiona correspondientes ruidos del motor, esto
contribuye a la reducción del ruido y disminuye también las pérdidas
eléctricas en el motor.
De una manera especialmente preferida, para
compensar la reducción de la corriente eficaz, se incrementa según
la reivindicación 4 la duración en tiempo de los bloques de
corriente que se alimentan a la disposición de devanado del
estator. De esta manera, se puede mantener sustancialmente constante
la potencia eléctrica alimentada al motor a pesar de la reducción
de la corriente eficaz, ya que en este caso circula una corriente
más pequeña durante un tiempo más largo.
Mediante un motor eléctrico según la
reivindicación 5 se obtiene otra solución del problema planteado. La
vigilancia de la corriente que circula de una línea de alimentación
de corriente continua a un transistor del puente hace posible una
limitación de corriente muy sencilla e impide una sobrecarga del
motor. En este caso, mediante la conexión de los transistores del
puente unidos con la segunda línea de alimentación de corriente
continua se reduce rápidamente la sobreintensidad en la disposición
de devanado del estator y se convierte ésta ampliamente en
energía
cinética.
cinética.
Otros detalles y perfeccionamientos ventajosos
de la invención se desprenden de los ejemplos de realización
descritos en lo que sigue y representados en los dibujos, los cuales
no han de entenderse en modo alguno como una limitación de la
invención, e igualmente se desprenden de las reivindicaciones
subordinadas. Muestran:
La figura 1, un esquema general de una forma de
realización preferida de un motor de corriente continua según la
invención,
La figura 2, un diagrama esquematizado para
explicar el desarrollo de la conmutación en un motor según el
estado de la técnica,
La figura 3, un diagrama esquematizado análogo a
la figura 2 para explicar el desarrollo del proceso de conmutación
en un motor según la invención,
La figura 4, un diagrama de la evolución de la
corriente tal como ésta es medida en el curso de un proceso de
conmutación,
La figura 5, un diagrama de una evolución de
corriente tal como ésta es medida utilizando un limitador de
corriente máxima,
La figura 6, un diagrama de estados para
explicar la invención,
La figura 7, una representación de la evolución
de la densidad del flujo magnético en el rotor a lo largo de un
perímetro de 360º el. y de una evolución de la corriente del motor
en la que se utiliza el limitador de corriente,
La figura 8, una representación análoga a la
figura 7, que muestra de manera fuertemente esquematizada las
consecuencias que tiene la utilización del limitador de corriente,
puesto que entra en acción un regulador adaptativo asociado al
motor que amplía de manera correspondiente la longitud BW de los
bloques de corriente,
La figura 9, un ejemplo de realización especial
con un microcontrolador de la firma Arizona Microchip; esta figura
muestra una parte del conexionado del microcontrolador y esta parte
no se repite en la figura 10 siguiente,
La figura 10, un esquema detallado de conexiones
del hardware para generar las señales Imin e Imax,
La figura 11, un esquema detallado de conexiones
del hardware para controlar el puente en H 137,
La figura 12, un esquema general para explicar
la estructura básica del software empleado,
La figura 13, un diagrama de flujo que muestra
el desarrollo fundamental del programa en el motor 100,
La figura 14, un diagrama de flujo del
manipulador de interrupciones para el reconocimiento y manejo de las
diferentes interrupciones,
La figura 15, un diagrama para explicar las
figuras siguientes,
La figura 16, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción de Hall que se ejecuta al presentarse un flanco de
la señal HALL,
La figura 17, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción Imax que se ejecuta en un flanco de la señal
Imax,
La figura 18, un diagrama para explicar la
reacción del limitador de corriente máxima en un motor de marcha
rápida,
La figura 19, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción Imin que se ejecuta al presentarse la señal
Imin,
La figura 20, un diagrama de flujo de la rutina
de interrupción RETRASO,
La figura 21, un diagrama de flujo para
incrementar la relación de manipulación pwm,
La figura 22, un diagrama de flujo para
decrementar la relación de manipulación pwm,
La figura 23, un diagrama de flujo para explicar
los procesos que se desarrollan durante una conmutación,
La figura 24, un diagrama de flujo para explicar
la conmutación a un número normal de revoluciones del motor
100,
La figura 25, un diagrama de flujo para explicar
detalles del proceso de conmutación al desconectar una corriente en
el devanado 102,
La figura 26, un diagrama para explicar procesos
durante la conmutación,
La figura 27, un diagrama de flujo para explicar
el cálculo de una duración en tiempo t_HALL a bajos y altos números
de revoluciones,
La figura 28, un diagrama para explicar el
cálculo de la duración en tiempo t_HALL a bajos y a altos números
de revoluciones,
La figura 29, una rutina CALC_ACEL para tener en
cuenta la aceleración,
La figura 30, una rutina RGL para la regulación
del número de revoluciones,
La figura 31, una rutina para la modificación
adaptativa de la relación de manipulación pwm en dependencia de
condiciones de funcionamiento del motor,
La figura 32, un diagrama para explicar el
funcionamiento de la figura 31 y
La figura 33, un diagrama con valores numéricos
para explicar en profundidad la figura 6.
En la descripción siguiente se emplean los
mismos símbolos de referencia para partes iguales o equivalentes, y
estos símbolos se describen habitualmente una sola vez. Dado que la
materia es difícil, se indican frecuentemente valores numéricos
concretos, por ejemplo 3 A, 1,6 A, 200 \mus, 1000 rpm, etc., para
hacer que el texto resulte más legible. Sin embargo, se
sobrentiende que estos valores concretos son solamente ejemplos
preferidos que no limitan la invención de ninguna manera.
La figura 1 muestra una representación general
de una forma de realización preferida de un motor según la
invención.
El motor 100 propiamente dicho tiene en esta
forma de realización un ramal de devanado 102 con dos terminales
104, 106, así como un rotor magnético permanente 108. El ejemplo de
realización siguiente se refiere a un motor 100 con un rotor 108 de
cuatro polos, pero, naturalmente, son posibles números de polos
arbitrarios y también otros números de ramales de devanado. El
ejemplo del motor 100 ha sido elegido por su sencillez para
facilitar la comprensión de la - muy compleja - invención.
El ejemplo de realización muestra un motor 100
en el que circula en el intervalo de una revolución del rotor de
180º el. una corriente i_{1} en dirección del terminal 104 al
terminal 106, y en el intervalo de la revolución siguiente del
rotor de 180º el. una corriente i_{2} de 106 a 104. La duración en
tiempo (principio y fin) y la amplitud de las corrientes i_{1} e
i_{2} se varían según las necesidades del motor, lo que
generalmente se designa con el término de la llamada regulación por
bloques, es decir que la corriente i_{1} puede tener, por
ejemplo, una longitud entre 0º y 180º el., y lo mismo ocurre con la
corriente i_{2}. Asimismo, sin ningún sobrecoste es posible
también un llamado encendido temprano, tal como se insinúa en la
figura 15 con VZ y se explica en las ecuaciones siguientes (3a)
y
(4a).
(4a).
\newpage
Dado que un motor de esta clase necesita
solamente un único devanado 102, este motor es muy sencillo. Se le
emplea preferiblemente para el accionamiento de ventiladores. El
documento DE 2 346 380 muestra un ejemplo de la estructura de un
motor de esta clase, tal como éste es producido en muchísimas
variantes.
El motor 100 tiene preferiblemente un sensor
galvanomagnético 110 de la posición del rotor 108, controlado por
dicho rotor, por ejemplo un generador de Hall, y éste está
representado una vez más a la izquierda en la figura 1. Sus señales
de salida son amplificadas por medio de un amplificador 112,
transformadas en impulsos rectangulares HALL y luego alimentadas a
un microcontrolador \muC 40, en donde cada flanco de estos
impulsos HALL dispara una interrupción (en lo que sigue denominada
interrupción HALL) (véase la figura 16). A causa de la
magnetización del rotor 108, se dispara cada vez una interrupción
HALL de esta clase después de un giro del rotor 108 de 180º el. La
distancia t_HALL entre dos interrupciones HALL es alta a bajos
números de revoluciones y es baja a altos números de revoluciones
y, por este motivo, constituye una medida del número de revoluciones
del rotor 108 que se emplea para la regulación de dicho número de
revoluciones (figura 30). El intervalo de tiempo t_HALL corresponde
al tiempo que necesita el rotor 108 para un giro de 180º el. (véanse
seguidamente las ecuaciones (6) y (7)).
El terminal 104 del devanado 102 está unido con
el drenaje D de un MOSFET 114 de canal P, cuya fuente S está
conectada a una línea positiva 116 que está unida a través de un
diodo de protección 118 con un terminal positivo 120 que se conecta
usualmente a una fuente de alimentación 121 esquemáticamente
insinuada que suministra una tensión continua de, por ejemplo, 12,
24, 48 ó 60 V, según el tipo del motor 100. La línea negativa (GND)
del motor 100 se ha designado con 122 y su terminal se ha designado
con 124. Entre la línea positiva 116 y la línea negativa 122 está
situado un condensador 126.
El motor 100 "respira" durante su
funcionamiento, es decir que toma alternativamente energía de la
fuente de alimentación 121 y del condensador 126 y mientras tanto -
durante los procesos de conmutación - entrega energía que tiene que
ser almacenada transitoriamente por el condensador 126 para que no
resulte demasiado alta la tensión entre las líneas 116 y 122. Por
este motivo, el condensador 126 tiene un tamaño que en motores
convencionales con datos de potencia comparables es de
aproximadamente 500 \muF y que en la invención puede ser reducido
en grado significativo. En motores pequeños no es sencillo alojar
condensadores 126 de tamaño relativamente grande. Debido a la alta
temperatura en un motor, la vida útil de un condensador de esta
clase es limitada. Por este motivo, uno de los objetos de la
invención es mantener pequeño el condensador 126 y someterlo a una
pequeña carga eléctrica. A una tensión de funcionamiento de 12 V, el
tamaño de este condensador puede ser, por ejemplo, de 60 a 100
\muF cuando trabaje el motor según la invención.
El terminal 106 del devanado 102 está unido con
el drenaje D de un MOSFET 130 de canal P, cuya fuente S está unida
con la línea 116.
El terminal 104 está unido también con el
drenaje D de un MOSFET 132 de canal N, cuya fuente S está unida con
la línea negativa 122 a través de una resistencia de medida 134.
Igualmente, el terminal 106 está unido con el
drenaje D de un MOSFET 136 de canal N, cuya fuente S está unida con
la línea negativa 122 a través de una resistencia de medida 138.
En antiparalelo con los MOSFETs 114, 130, 132,
136 están dispuestos de la manera usual unos diodos de oscilación
libre 114', 130', 132', 136'.
La puerta G del MOSFET 132 está conectada a la
salida de un amplificador 140, a cuya entrada 142 se alimenta una
señal LSL desde el \muC 40 cuando deba conectarse el MOSFET 132.
(En lo que sigue, LSL se designa también como LSL_SAL (SAL =
salida), y análogamente se designan las señales LSR, HSL y HSR).
La puerta G del MOSFET 136 está conectada a la
salida de un amplificador 144, a cuya entrada 146 se alimenta una
señal LSR desde el \muC 40 cuando deba conectarse el transistor
136.
La puerta G del MOSFET 114 está conectada a la
salida de un amplificador 148, cuya entrada 150 es controlada por
la señal de salida de un miembro de enlace 152. Esta puerta forma
junto con el amplificador 144 una puerta NO-Y, es
decir que cuando es baja una de las señales de entrada del miembro
de enlace 152, se bloquea el MOSFET 114. En este caso, el miembro
de enlace 152 tiene una señal de salida baja. Debido a esto resulta
de alto ohmiaje el amplificador excitador 148 y éste tira del
potencial en la puerta G del FET 114 hacia arriba, con lo que éste
se hace no conductor.
La puerta G del MOSFET 130 está conectada a la
salida de un amplificador 154, cuya entrada 156 es controlada por
la señal de salida de un miembro de enlace 160. Esta puerta forma
junto con el amplificador 154 una puerta NO-Y, es
decir que cuando es baja una de las señales de entrada del miembro
de enlace 160, se bloquea el MOSFET 130. A causa de la simetría del
circuito, el funcionamiento es igual que en el FET 114.
Se alimenta a ambos miembros de enlace 152 y 160
desde el \muC 40 una señal PWM de modulación de anchura de
impulsos que tiene, por ejemplo, una frecuencia de 20 kHz y cuya
relación de manipulación pwm puede ser ajustada entre 0 y 100% por
medio del \muC 40. Esta señal PWM es generada continuamente por el
\muC 40 durante el funcionamiento y determina la magnitud de la
corriente que se alimenta al motor 100.
Igualmente, se alimenta a ambos miembros de
enlace 152 y 160, así como al \muC 40, una señal (baja) Imax
cuando la corriente en el MOSFET 132 o en el MOSFET 136 sobrepasa un
valor límite prefijado. Esta señal Imax conduce a una desconexión
inmediata de ambos MOSFETs 114 y 130 a través del hardware del
motor. (En un instante dado, siempre uno solo de estos dos MOSFETs
114, 130 puede ser conductor). Por tanto, la señal Imax es
"baja-activa", es decir que desconecta la
corriente cuando se hace baja.
Asimismo, se alimenta al miembro de enlace 152
una señal de conmutación HSL desde el \muC 40 para controlar el
transistor 114. Igualmente, se alimenta al miembro de enlace 160 una
señal de conmutación HSR desde el \muC 40 para controlar el
transistor 130.
Los términos HSL, etc. son mnemotécnicos y
significan
- HSL
- High Side Left (Lado Izquierdo Alto) Transistor 114
- HSR
- High Side Right (Lado Derecho Alto) Transistor 130
- LSL
- Low Side Left (Lado Izquierdo Bajo) Transistor 134
- LSR
- Low Side Right (Lado Derecho Bajo) Transistor 136
Los cuatro transistores 114, 130, 132, 136
forman juntamente con el devanado 102 un denominado puente en H (o
puente completo) 137 con los transistores 114, 130 superiores (High
Side - Lado Alto - o HS) y los transistores 132, 136 inferiores
(Low Side - Lado Bajo - o LS). Cuando están conectados los
transistores 114 y 136, circula una corriente i_{1} de izquierda
a derecha en el devanado 102. Cuando están conectados los
transistores 130 y 132, circula una corriente i_{2} de derecha a
izquierda en el devanado 102.
Entre las entradas 142 y 150 está previsto un
enclavamiento 166 que impide que los transistores 114 y 132 sean
conductores al mismo tiempo. Igualmente, entre las entradas 146 y
156 está previsto un enclavamiento 168 que impide que ambos
transistores 130 y 136 sean conductores al mismo tiempo. Estos
enclavamientos sirven para proteger el puente en H 137.
A través de un filtro de señal 170 (para filtrar
y separar impulsos perturbadores) se alimenta la tensión en la
resistencia 134 a la entrada positiva de un comparador 172, cuya
entrada negativa está conectada a un punto nodal 174 que está unido
a través de una resistencia 176 con la línea negativa 122 y a través
de una resistencia 178 con un punto nodal 180 que está unido a
través de una resistencia 182 con una línea 184 que está a una
tensión regulada de +5 V. Por tanto, la tensión en la resistencia
176 representa una tensión de referencia Uref que fija la
intensidad de corriente a la cual reacciona el sistema de
reconocimiento de corriente máxima.
El punto nodal 180 está unido a través de una
resistencia 186 con el colector de un transistor npn 188 en el que
se genera, en caso de sobreintensidad, una señal (baja) Imax y el
cual, por tal motivo, está unido directamente con los miembros de
enlace 152 y 160, así como con el \muC 40, y, además, está unido
con la línea 184 a través de una resistencia 190.
El emisor del transistor 188 está unido con la
línea negativa 122. Su base está conectada a través de una
resistencia 191 al cátodo de dos diodos 192, 194 que están unidos
con la línea negativa 122 (GND) a través de una resistencia 193. El
ánodo del diodo 192 está unido con la salida del comparador 172.
A través de un filtro de señal 196 se alimenta
la tensión en la resistencia de medida 138 a la entrada positiva de
un comparador 198, cuya entrada negativa está unida con el punto
nodal 174. La salida del comparador 198 está unida con el ánodo del
diodo 194.
Cuando se hace demasiado alta la corriente a
través de la resistencia de medida 134, la entrada positiva del
comparador 172 se hace más positiva que la entrada negativa, de modo
que el transistor 188 recibe una corriente de base a través del
diodo 192 y se conecta. Cuando se hace demasiado alta la corriente a
través de la resistencia 138, la entrada positiva del comparador
198 se hace más positiva que su entrada negativa, de modo que el
transistor 188 recibe una corriente de base a través del diodo 194
y se hace conductor.
En ambos casos, se conecta así la resistencia
186 en paralelo con las resistencias 176, 178, con lo que se elevan
la corriente a través de la resistencia 182 y, por tanto, la caída
de tensión en esta resistencia. De este modo, la tensión de
referencia Uref disminuye automáticamente tan pronto como se conecta
el transistor 188, y esto provoca una histéresis de conexión, es
decir que el comparador 172 se conecta, por ejemplo, a una
sobreintensidad de 3 A y se desconecta de nuevo tan sólo a
aproximadamente 1,6 A, y lo mismo ocurre con el comparador 198.
Esto significa que los transistores superiores 114, 130 se
desconectan forzosamente, por ejemplo, a 3 A y pueden (¡no deben!)
conectarse de nuevo únicamente cuando la corriente en la resistencia
134 ó 138 haya caído a 1,6 A. Esto impide una sobrecarga de los
transistores superiores 114, 130, es decir que el transistor que
está conduciendo en este momento se desconecta completamente bajo
una sobreintensidad tan pronto como se genere la señal baja Imax en
el colector del transistor 188, y aquel transistor puede conectarse
de nuevo únicamente cuando ya no se genere la señal Imax y se
presenten los restantes criterios para su conexión, tal como éstos
se explican seguidamente con más detalle.
Para reconocer el paso por cero en caso de que
los dos transistores superiores 114, 130 estén bloqueados y ambos
transistores inferiores 132, 136 sean conductores, se utiliza un
comparador 202 cuya entrada negativa está unida con la entrada
positiva del comparador 172 y cuya entrada positiva está unida con
la entrada positiva del comparador 198.
Cuando se hacen conductores los dos transistores
inferiores 132, 136 después de la desconexión de un transistor
superior anteriormente conductor 114 ó 130, se origina una caída de
tensión en ambas resistencias 134, 138 por efecto de la corriente
generada por la energía eléctrica almacenada en el devanado 102, y
cuando la corriente que circula por el devanado 102 pasa de
funcionamiento como motor a funcionamiento como generador, tal como
ocurre en la figura 3 en el sitio 222, esta corriente modifica su
dirección y pasa entonces por cero.
Cuando, por ejemplo, la corriente circula
durante el funcionamiento como motor desde el terminal 106 hasta el
terminal 104 pasando por las resistencias 138, 134, la entrada
positiva del comparador 202 es más positiva que su entrada
negativa. Después del paso por cero, la corriente circula del
terminal 104 al terminal 106 a través de las resistencias 134, 138,
y ahora la entrada negativa del comparador 202 se hace más positiva
que la entrada positiva, con lo que durante el paso por cero de la
corriente se varía bruscamente la señal Imin en la salida del
comparador 202, es decir que pasa de baja a alta o bien de alta a
baja. Por este motivo, durante el paso por cero se origina una
brusca variación de la señal (flanco de conexión) en la salida del
comparador 202, y esta variación origina en el \muC 40 una
interrupción por efecto de la cal se bloquean los cuatro
transistores 114, 130, 132, 136. Esta interrupción se denomina
interrupción Imin y se explica seguidamente con más detalle en
relación con la figura 19.
Para explicar el principio de funcionamiento de
la figura 1 se hace referencia a las figuras 2 y 3 que ilustran el
funcionamiento en forma fuertemente esquematizada. La figura 2
muestra la evolución de la corriente en el estator de un motor
según el estado de la técnica y la figura 3 muestra la evolución
análoga en un motor según la invención. Las figuras 2 y 3 muestran
los siguientes valores a lo largo de un ángulo de giro de 360º
el.:
La densidad de flujo magnético se mide en teslas
(T). Su evolución es en este ejemplo de forma aproximadamente de
trapecio. Se habla entonces de una "magnetización de forma de
trapecio". Ésta es en el marco de la presente invención una
evolución preferida de B, pero no es la única evolución
imaginable.
Las variaciones de la densidad de flujo
magnético B inducen en el devanado de estator 102 una tensión cuando
gira el rotor 108. La forma de esta tensión corresponde a la forma
de B, es decir que aquí es también de forma de trapecio. La
amplitud de esta tensión aumenta al crecer el número de
revoluciones. Esta tensión se denomina "tensión inducida" o
"contra-FEM" (fuerza contraelectromotriz).
La corriente i_{1} a través del devanado 102
comienza habitualmente en el tiempo después de 0º el. y aumenta
rápidamente al principio en 210 a causa del bajo valor de B, es
decir, la baja contra-FEM en esta zona. Este
aumento da lugar a que una parte de la energía alimentada por la
corriente i_{1} se transforme - con un retardo de tiempo - en
energía cinética del rotor 108. La corriente i_{1} vuelve a
disminuir entonces un poco en 211, a causa de la mayor
contra-FEM, hasta un mínimo 212. En la figura 2, es
decir, en un motor convencional, aumenta la corriente i_{1} a
partir de 212 hasta un máximo 216, en donde se desconecta la
corriente i_{1} y ésta cae seguidamente a cero a lo largo de una
curva 218. El paso 217 por cero se alcanza en este ejemplo (figura
2) un poco antes de 180º el., pero puede estar situado también
después de 180º el., según sea la posición angular del generador de
Hall 110.
Para la corriente i_{2} que circula del
terminal 106 al terminal 104 los procesos son análogos - a causa de
la simetría de la disposición - y, por este motivo, no se describen
una vez más. La corriente i_{2} comienza en 180º el. en la figura
2.
El intervalo de tiempo P entre el sitio 217 y el
comienzo de la corriente i_{2} se denomina pausa de conexión o
hueco de conexión P. Éste es necesario, entre otras razones, para
impedir un cortocircuito en el puente en H 137. (Sí en la figura 1,
por ejemplo, los transistores 114 y 132 no fueran conductores al
mismo tiempo, se originaría a través de ellos una corriente de
cortocircuito de la línea positiva 116 a la línea negativa 122).
En el intervalo angular de aproximadamente 0º
el. hasta el máximo 216 se transforma la corriente i_{1} del
devanado en un ECM con conmutación convencional, con retardo de
tiempo, en energía cinética del rotor 108.
Si se desconecta bruscamente la corriente
i_{1} en el sitio 216, se origina entonces en el devanado 102 una
alta tensión inducida que tiende a hacer que siga circulando esta
corriente i_{1}, con lo que la corriente i_{1} circula entre
los sitios 216 y 207 hacia el condensador 126 a través de los diodos
de oscilación libre 132' y 130' y recarga este condensador. En este
caso, la energía E almacenada en el devanado 102 es transferida
casi completamente al condensador 126, por lo que éste tiene que ser
muy grande para que no aumente demasiado fuertemente la tensión
entre las líneas 116 y 122. La energía E depende del cuadrado de la
intensidad I en el instante 216 y de la inductividad L del devanado
102. Se cumple que
... (1)E =
I^{2} *
L/2
en
donde
E = energía magnética almacenada en el devanado
102
I = intensidad instantánea en el devanado
102
L = inductividad del devanado 102.
Dado que I es muy alta durante la desconexión,
es también muy alta la energía E inductivamente almacenada en el
devanado 102.
Esta energía se transmite al condensador 126
después de la desconexión del devanado 102. Por tanto, se trata de
una potencia reactiva que oscila en vaivén entre el condensador 126
y el devanado 102, y dado que esta potencia reactiva es grande, el
condensador 126 tiene que ser también grande. Debido a las altas
intensidades de corriente que circulan a consecuencia de esta
potencia reactiva, se originan también pérdidas innecesarias que
reducen el rendimiento del motor.
En la invención se pretende reducir esta
potencia reactiva, es decir que, al efectuar la desconexión, deberá
retornar la menor cantidad posible de la energía del devanado 102 al
condensador 126, porque con esta energía se deberá accionar el
rotor 108.
Por este motivo, según la figura 3, se emplea un
proceso de conmutación que se desvía fuertemente del convencional.
En la figura 3 la corriente i_{1} aumenta también fuertemente en
210 y disminuye en 211 después de la conexión. Por tanto, la
evolución es semejante a la de la figura 2. Sin embargo, es
diferente lo siguiente:
- a)
- La alimentación de energía de las líneas 116, 122 al devanado 102 se desconecta en un sitio 214 calculado por el \muC 40, habitualmente allí donde la corriente i_{1} del motor no ha alcanzado todavía su máximo 216 (figura 2). El cálculo del instante de desconexión 214 está ilustrado en la figura 30. La desconexión se efectúa desconectando el transistor superior conductor en ese momento (sea 114 ó 130) en el sitio 214. A con- tinuación, se describe a título de ejemplo con ayuda de la figura 25 la forma en que puede realizarse esto.
- b)
- A continuación del instante 214, habitualmente después de una corta pausa, se ponen en conducción ambos transistores inferiores 132 y 136 (véase la figura 25, S840), de modo que puede seguir circulando la corriente i_{1} por estos dos transistores, circulando dicha corriente en el FET 136 del drenaje D a la fuente S, lo que es posible en un FET. Esto produce una unión de bajo ohmiaje entre los terminales 104 y 106 del devanado 102, y en esta unión disminuye la corriente i_{1} a lo largo de una curva 220, cuya corriente sigue accionando el rotor 108, es decir que genera energía de motor.
- c)
- En un sitio 222 la corriente i_{1} pasa por cero y seguiría circulando después como corriente de generador 224 cuando siguieran siendo conductores los transistores 132 y 136. Esta corriente 224 está insinuada con puntos. Dado que dicha corriente actuaría con efecto de frenado, ésta es poco deseada.
Para impedir esto se genera por parte del
amplificador operacional 202 (figura 1) la señal Imin en la zona
del sitio 222. Esta señal genera una interrupción Imin en el \muC
40, de modo que este último pone inmediatamente a todos los
transistores 114, 130, 132, 136 del puente en H 137 en estado de no
conducción. Esto tiene lugar en el ejemplo según la figura 3 poco
después del punto 222.
Dado que en el instante 222 la corriente i_{1}
es igual a 0, no está ya almacenada ninguna energía en el devanado
102 al producirse la desconexión de todos los MOSFETs. Como
consecuencia, después de la desconexión del devanado 102 no se
puede realimentar energía de éste al condensador 126.
En el devanado 102 está aplicada en este momento
solamente todavía la tensión inducida por el imán 108 del rotor,
pero esta tensión es baja en el instante 222, asciende habitualmente
a sólo unos pocos voltios y, por este motivo, no resulta
perturbadora.
Después de una breve pausa de conexión P1 se
conecta entonces la corriente i_{2}. El instante de la conexión
es calculado por el \muC 40 (véase la figura 30).
Al poner en marcha el motor, transcurriría
demasiado tiempo hasta que i_{1} haya alcanzado en el tramo 220
el valor cero, y, por este motivo, la corriente es desconectada aquí
por una función especial, llamada función de RETRASO, al cabo de un
tiempo prefijado, por ejemplo después de 500 a 800 \mus, aun
cuando i_{1} (o i_{2}) no haya alcanzado todavía el valor cero.
Por tanto, se vigila aquí el tiempo T3 transcurrido desde la
llegada al sitio 214 en el que se desconectan los transistores
superiores 114, 130, y lo mismo ocurre con la corriente Imin. Como
más tarde después de transcurrido el tiempo T3 se desconectan todos
los transistores del puente en H 137, y como alternativa éstos se
desconectan al generarse la interrupción Imin, cuando ésta se
presente antes que el final de T3. El tiempo T3 está típicamente en
el intervalo de 500 a 800 \mus.
La figura 4 muestra la corriente a través del
devanado 102, tal como ésta es medida realmente durante el
funcionamiento, y para fines de comparación se ilustra la
intensidad I en la línea de alimentación 116 (figura 1). La
corriente a través del devanado 102 modifica su dirección al girar
el rotor 108, mientras que la corriente I circula solamente en una
dirección. La corriente I se ha registrado hacia abajo con miras a
una mejor comparabilidad, referido a una línea neutra 98.
En un instante t10, la corriente i_{2} recibe
aquí su orden de desconexión, de modo que se bloquea el transistor
superior 130 y, al cabo de un corto retardo, se conectan ambos
transistores inferiores 132, 136, con lo que disminuye la corriente
i_{2} a lo largo de una curva 220A.
En un instante t11, la corriente i_{2} pasa
por cero, y en un instante t12 entra en acción la interrupción Imin
ya descrita, mediante la cual se bloquean los cuatro transistores
114, 130, 134, 138, con lo que en el devanado 102 no circula
corriente alguna a partir de un instante poco después de t12 hasta
un instante t13.
En el instante t13, que es calculado en el
\muC 40 (véase la figura 30), se conecta la corriente i_{1}
poniendo para ello en conducción los transistores 114 y 138, con lo
que aumenta la corriente i_{1} de la manera representada. En un
instante t14, que es calculado en el \muC 40, se desconecta
i_{1} bloqueando para ello el transistor superior 114, y los
transistores inferiores 132, 136 son ambos puestos en conducción,
con lo que disminuye la corriente i_{1} a lo largo de una curva
220B y ésta alcanza el valor cero en el instante t15. Poco después
entra en acción la interrupción Imin y ésta bloquea los cuatro
transistores 114, 130, 132, 136 hasta un instante t16, en el que se
conectan los transistores 130 y 132 para que pueda circular la
corriente i_{2}.
Como muestra la figura 4, a la izquierda de t10
la corriente I en la línea de alimentación 116 es idéntica a la
corriente i_{2} en el devanado 102.
En el instante t10 no puede circular ya ninguna
corriente I proveniente de la línea positiva 116, ya que el
transistor superior 130 está abierto y los dos transistores
inferiores 132 y 136 están en estado de conducción, por lo que la
corriente i_{2} sigue circulando solamente por estos dos
transistores. Por este motivo, la corriente I se mantiene
prácticamente de t10 a t13 en el valor cero.
A partir de t13 hasta t14, la corriente I
discurre simétricamente con respecto a i_{1}, es decir que ambas
corrientes son iguales en cuanto a su magnitud. De t14 a t16, la
corriente I tiene el valor cero, y a partir de t16 la corriente I
vuelve a tener prácticamente el mismo valor que i_{2},
alimentándose además, posiblemente poco después de t16, algo de
energía proveniente del condensador 126.
Por tanto, mediante la invención se evita en
amplio grado que oscile energía en vaivén entre el devanado 102 y
el condensador 126, con lo que el condensador 126 puede hacerse de
dimensiones correspondientemente más pequeñas.
La figura 5 muestra en un oscilograma una
evolución típica de las corrientes cuando se utiliza el limitador
de corriente. Éste limita las corrientes i_{1} e i_{2} en este
ejemplo de realización a un valor Imax de 3 A.
En t20 comienza la corriente i_{1}. Debido al
control de conmutación efectuado en el \muC 40 se interrumpe la
corriente i_{1} en un instante t21 abriendo el transistor 114, y
cerrando los dos transistores 132, 136 se pone en cortocircuito el
devanado 102 desde t21 hasta un instante t22.
A partir de t23 se conectan los transistores
130, 132 para que circule una corriente i_{2}. Ésta aumenta
rápidamente hasta el valor límite negativo -Imax de la corriente. Se
bloquea allí el transistor superior 130 en el instante t24 por
medio de la señal Imax, de modo que disminuye la corriente i_{2}
hasta un instante t25, siendo puestos en conducción ambos
transistores 132, 136. En t25, el transistor 188 desconecta
nuevamente la señal Imax, ya que i_{2} ha caído hasta 1,6 A, de
modo que i_{2} aumenta de nuevo debido a que el transistor 130 se
hace nuevamente conductor.
En un instante t26 se abre el transistor 130 por
efecto del control de conmutación, y se conectan ambos transistores
inferiores 132, 136, de modo que i_{2} alcanza en t27 el valor
cero. En t28 se conecta i_{1} nuevamente poniendo para ello en
conducción los transistores 114 y 136.
Cada vez que se haga baja la señal Imax, se
reduce algo la relación de manipulación pwm de la señal PWM (véase
S508 en la figura 17), de modo que, después de algunas revoluciones,
ya no se alcanzan los valores +Imax y -Imax y se obtiene nuevamente
la forma de corriente "lisa" según la figura 3. Mientras que la
corriente máxima es hecha descender nuevamente por debajo de Imax
(3 A), el valor BW es ampliado por el regulador (figura 30),
siempre que esto sea posible, y también se aumenta eventualmente con
lentitud la relación de manipulación pwm hasta que el motor gire
nuevamente al régimen normal, es decir, con el número de
revoluciones deseado. Eventualmente, se puede repetir
también
el proceso, es decir que puede aparecer de nuevo la señal Imax cuando se incremente demasiado el valor de pwm.
el proceso, es decir que puede aparecer de nuevo la señal Imax cuando se incremente demasiado el valor de pwm.
En la figura 5 se han designado con t29 a t37
los sitios en los que el controlador de conmutación interrumpe la
corriente correspondiente. Los valores en los que se activa el
limitador de corriente se han designado con +Imax y -Imax, y los
valores de corriente se han designado con +ImaxHY y -ImaxHY a
consecuencia de la histéresis de conexión. En el ejemplo de
realización se tiene que Imax = 3 A e ImaxHY = 1,6 A.
La figura 6 muestra de nuevo claramente los
procesos descritos con ayuda de un diagrama de estados. En 230, el
motor se encuentra en el intervalo 210, 211 de la figura 3, y se
vigila si se ha alcanzado el punto 214 en el que deberá concluirse
la alimentación de energía de las líneas 116, 122 al motor 100.
Si se verifica en 230 que no se ha alcanzado
todavía el final de la alimentación de corriente, se continúa
entonces dicha alimentación de corriente en el estado 234, y a
continuación se vuelve a vigilar en 230 si se ha alcanzado el
instante 214. Si ocurre esto, el motor 100 pasa entonces al estado
236 HS DES (DES = desconexión), en el que se desconectan ambos
transistores superiores 114, 130, lo que interrumpe la alimentación
de energía al
motor 100.
motor 100.
A continuación, el programa entra en un pequeño
retardo RETARDO 238 y conecta entonces ambos transistores
inferiores 132, 136 en el estado LS CON 240 (CON = conexión), de
modo que el devanado 102 es hecho funcionar sustancialmente en
cortocircuito y la corriente disminuye a lo largo de la curva 220
(figura 3). Esto es vigilado en el estado siguiente 242 ("esperar
hasta que la corriente haya caído a cero"). La corriente del
devanado 102 sigue accionando entonces el rotor 108.
Cuando la corriente alcanza el valor cero, se
genera por parte del comparador 202 una señal Imin y ésta provoca
una interrupción Imin 244.
Al mismo tiempo, se vigila en 246 en la función
RETRASO si ha transcurrido el tiempo prefijado T3 (figura 3).
El primero de ambos eventos (RETRASO 246 o
interruptor Imin 244) provoca el paso al estado 248, es decir, la
desconexión completa de los cuatro transistores del puente en H 137
(LS DES & HS DES). En este estado, la energía cinética del
rotor 108 no puede ser transportada como generador al condensador
126, puesto que el valor instantáneo de la tensión producida como
generador por el rotor 108 es más bajo que la tensión entre las
líneas 116 y 122.
Por tanto, mediante una gestión experta de la
energía se suprime aquí en amplio grado la "respiración" del
motor 100 descrita al principio, es decir que durante la marcha
normal del motor 100 circula en vaivén solamente un poco de
potencia reactiva entre el devanado 102 y el condensador 126. Sin
embargo, dado que la generación de la interrupción Imin 244 no
puede efectuarse exactamente en el instante 222 (figura 3) del paso
por cero a causa de la duración en tiempo de los pasos de cálculo
necesarios, sino que puede efectuarse un poco después, se sigue
necesitando un condensador 126 para almacenar transitoriamente
energía proveniente del motor, pero este condensador puede ser más
pequeño que hasta ahora. Se necesita también este condensador para
recoger energía durante la desconexión del motor y evitar un
aumento demasiado grande de la tensión entre las líneas 116 y
122.
El reconocimiento de corriente máxima por medio
de los comparadores 172 y 198 se ha descrito ya en relación con las
figuras 1, 3, 4 y 5. El sistema de reconocimiento genera la señal
Imax, la cual actúa directamente sobre los transistores superiores
114, 130 a través de los miembros de enlace 152, 160 (figura 1) y,
en caso de sobreintensidad, desconecta inmediatamente el conductor
114 ó 130 que esté conduciendo en ese momento. Además, se alimenta
también la señal Imax al \muC 40 y ésta genera allí una
interrupción Imax. Mediante esta interrupción se inician, entre
otros, unos pasos del programa que hacen que, bajo impulsos de
corriente subsiguientes, disminuya la corriente a través del
devanado 102 hasta el punto de que ya no se origine ninguna
sobreintensidad.
En efecto, cuando la corriente a través de las
resistencias de medida 134, 138 sobrepasa un valor ajustado en la
resistencia 176 (designado como Uref en la figura 1), se genera
entonces en el \muC 40 una interrupción Imax, y se desconectan
directamente los transistores superiores 114, 130 por medio del
hardware. Una vez transcurrido un corto tiempo de retardo, se
conectan ambos transistores inferiores 132, 136, con lo que se ponen
en cortocircuito los terminales 104, 106 del devanado 102 a través
de los dos FETs 132, 136. Los pasos subsiguientes del programa
dependen sensiblemente de la clase y el número de revoluciones del
motor, es decir que son posibles variantes
diferentes.
diferentes.
En una variante se genera la interrupción Imin
244 de la manera ya descrita cuando la corriente en el devanado 102
alcanza el valor cero. Como seguridad se mide, además, el tiempo
transcurrido desde LS CON 240 (figura 6) por medio de la función
RETRASO 246 ya descrita.
Cuando ha transcurrido el tiempo RETRASO antes
de que se genere la interrupción Imin 244, esto da lugar a la orden
DES para los dos transistores inferiores 132, 136. En caso de que
llegue antes la interrupción Imin, ésta produce la señal LS DES
(DES = desconexión). Al cabo de un tiempo de retardo, se continúa
entonces la alimentación de corriente del devanado 102, es decir
que cuando en la posición de giro instantánea del rotor 108 la
corriente en el devanado 202 deba circular de 104 a 106, se conectan
nuevamente los transistores 114, 136 y se mantienen desconectados
los transistores 130, 132. Se aplica análogamente lo contrario en el
caso de una corriente en la dirección opuesta (de 106 a 104).
La figura 7 muestra esquemáticamente impulsos de
corriente i_{1}, i_{2}, cuya amplitud A1 en los sitios 250, 251
alcanza la corriente Imax (3 A), de modo que en estos sitios
interviene el limitador de corriente y la corriente cae hasta un
sitio 252 ó 253. Se conecta allí nuevamente la corriente, puesto ya
que ya no se genera la señal (baja-activa) Imax, y
dicha corriente vuelve a aumentar hasta los sitios 255 ó 257, en
los que se imparte por el \muC 40 la orden de desconexión. En
ambos sitios 250 y 251 se reduce la relación de manipulación pwm
por medio del paso de programa S508 de la figura 17 a fin de reducir
la amplitud A1.
Según la figura 8, esta reducción de la relación
de manipulación pwm tiene la consecuencia de que - después de un
retardo de tiempo - se reduce la amplitud A2 de la corriente en el
motor 100 a un valor que está por debajo de 3 A, tal como se
simboliza esto por medio de las flechas claras 254, 256 de la figura
8. En la figura 7 la longitud de bloque de un impulso tiene el
valor BW1, a saber, el tiempo desde la orden de conexión hasta la
orden de desconexión para este impulso.
Como compensación de la reducción de la amplitud
de A1 a A2 se amplia en la figura 8 la longitud de bloque BW para
el control de los impulsos i_{1}, i_{2} hasta un valor BW2, tal
como se ha insinuado simbólicamente por medio de las flechas
oscuras 258, de modo que no se varía nada en la energía alimentada
al motor 100, es decir que la superficie F1 situada debajo de la
curva i_{1} en la figura 7 corresponde sustancialmente a la
superficie F2 situada debajo de la curva i_{1} de la figura 8.
Esto puede ser imaginado didácticamente de tal modo que los
impulsos i_{1}, i_{2} son comprimidos algo en anchura por efecto
de una fuerza 254, 256 en la figura 8, con lo que ya no se alcanza
la amplitud A1, compensándose la menor amplitud A2 de las
corrientes i_{1}, i_{2} en la figura 8 debido a que aumenta su
longitud de bloque
BW2.
BW2.
Esto es importante debido a que, al sobrepasarse
la corriente máxima, aumentan las pérdidas - originadas por los
procesos descritos con relación a la figura 5 - y existe el riesgo
de que se sobrecarguen los MOSFETs. El motor 100 gira también con
más regularidad cuando es hecho funcionar con una corriente por
debajo de su corriente máxima ajustada. Naturalmente, los impulsos
i_{1} e i_{2} deberán alcanzar solamente una longitud de bloque
BW de algo menos de 180º el., ya que, en caso contrario, se podría
presentar un cortocircuito en el puente.
Cuando se hace demasiado grande la longitud de
bloque BW de los impulsos i_{1}, i_{2}, ésta es acortada por el
software del motor, y para compensación se incrementa en este caso
la amplitud, es decir que el motor tiene entonces tendencia a pasar
del estado según la figura 8 al estado según la figura 7. En este
caso, se invierte la dirección de las flechas 254, 256, 258.
Durante la puesta en marcha se puede limitar
eventualmente la corriente de arranque por medio del limitador de
corriente, pero es posible también una puesta en marcha sin
sobreintensidad de tal manera que se incremente lentamente la
relación de manipulación pwm de la señal PWM (figura 1) a la manera
de una rampa.
Para la materialización de la invención se
calcula por parte del software del motor
- a)
- qué relación de manipulación pwm deberá tener en ese momento la señal PWM,
- b)
- en qué instante tiene que conectarse un impulso de corriente y
- c)
- en qué instante tiene que desconectarse un impulso de corriente.
Esto se explica con detalle en lo que sigue.
La longitud de bloque BW es calculada en el
ejemplo de realización por un regulador del número de revoluciones
que se describe seguidamente con referencia a la figura 30. Por
tanto, se prefija BW para el cálculo y esta magnitud es
independiente de la relación de manipulación pwm de la señal PWM.
(Naturalmente, en el cálculo de BW se puede tener en cuenta total o
parcialmente la relación de manipulación, pero resulta un programa
más corto si no se tiene ésta en cuenta, lo que es importante en un
motor).
La figura 9 muestra una parte del conexionado
del microcontrolador (\muC) 40 empleado en el ejemplo de
realización, aquí del tipo PIC16C72A de la firma Arizona Microchip.
Éste trabaja aquí con una frecuencia de reloj de 4 MHz. Tiene 28
entradas 1 a 28 que están designadas como sigue:
- 1
- MCLR/ (entrada de reposición)
- 2 a 7
- RA0... RA5
- 8
- VSS (terminal de masa)
- 9
- CLKENT (ENT = entrada)
- 10
- CLKSAL (SAL = salida)
- 11 a 18
- RC0... RC7
- 19
- VSS1 (terminal de masa)
- 20
- VDD (+5V)
- 21 a 28
- RB0... RB7
Los terminales RA1 a RA5, RC3, RC4 y RB1 a RB5
están unidos cada uno de ellos con masa GND a través de una
resistencia R (10 k\Omega), ya que no se emplean estos terminales.
Estas resistencias no se ilustran en la figura 10 para que resulte
allí más clara la representación.
Los terminales CLKENT y CLKSAL están unidos con
un cuarzo oscilante 42. Los terminales VSS y VSS1 están conectados
a masa y el terminal VDD está conectado a una línea positiva con +5
V (regulados). Entre los terminales VDD y VSS está situado un
condensador de filtro 44 (por ejemplo, 100 nF).
La entrada de reposición MCLR/ está unida a
través de una resistencia 46 con un punto nodal 48 que está unido
con GND a través de una resistencia 50 con +5 V y a través de un
condensador 52. El condensador 52 está descargado en el momento de
la conexión, de modo que la entrada MCLR/ tiene entonces el
potencial 0 V, lo que pone en marcha un proceso de reposición
durante la conexión. El condensador 52 se carga después a 5 V a
través de la resistencia
50.
50.
El terminal RA 0 es la entrada de un convertidor
A/D interno al procesador en el \muC 40. Se puede alimentar a
esta entrada una tensión entre 0 y 4,5 V (Vcc), y ésta se convierte
en una señal digital. La señal en RA0 corresponde al número de
revoluciones deseado. Este último se alimenta a una entrada 261 como
señal PWM 262, cuya relación de manipulación pwm contiene la
información del número de revoluciones.
Un comparador 264 sirve para procesar la señal
PWM 262 y normalizarla a una amplitud regulada a. Su entrada + está
conectada a un punto nodal 266 que está conectado a través de una
resistencia 268 a una tensión regulada de +5 V - con la que es
alimentado también el \muC 40 - y que está conectado también a GND
a través de una resistencia 270. Las resistencias 268, 270 se han
elegido de modo que en el punto nodal 266 esté presente un potencial
de +2,3 V.
La entrada negativa del amplificador 264 está
conectada a un punto nodal 272 que está unido con la entrada 261 a
través de una resistencia 274 y con GND a través de una resistencia
276. La resistencias 274, 276 pueden ser iguales.
La salida 278 del amplificador 264 está unida
con RA0 a través de una resistencia elevadora 280 con +5 V y a
través de una resistencia 282. Entre RA0 y GND está situado un
condensador 284. Los componentes 282 y 284 forman conjuntamente un
filtro pasabajos.
La señal 262 es invertida por el amplificador
264, como puede apreciarse por la señal 286 en la salida 278, que
tiene una amplitud constante a, y esta señal 286 es alisada por el
filtro pasabajos 282, 284 para obtener una tensión continua que se
alimenta a la entrada RA0 y que se convierte allí, ante cualquier
petición, en un valor digital. Dado que la señal 286, a diferencia
de la señal 262, tiene una amplitud definida a, su relación de
manipulación es convertida en una tensión continua definida y en un
valor digital definido.
Como alternativa, la señal en la entrada RA0
puede ser generada de cualquier otra manera deseada, por ejemplo
por medio de un potenciómetro. En este procesador la amplitud máxima
en RA0 corresponde a 5 V. Esto corresponde a la referencia A/D
interna.
El \muC 40 tiene un contador en anillo
TEMPORIZADOR1, así como una RAM y una ROM. Además, puede estar
prevista aún una memoria externa RAM, EEPROM o similar, tal como es
evidente para el experto.
Las figuras 10 y 11 muestran un ejemplo de
realización detallado para el circuito de la figura 1. La figura 10
muestra el hardware para reconocer Imax e Imin, así como el
generador de Hall 110. La figura 11 muestra el \muC 40 y el
puente en H 137 controlado por éste. Las partes iguales o
equivalentes a las de las figuras precedentes se designan con los
mismos símbolos de referencia que allí y habitualmente no se
describen una vez más.
Las transiciones de la figura 10 a la figura 11
se han designado con 290, 292 (para el puente en H 137), 294 para
la señal HALL, 296 para la señal Imin y 298 para la señal Imax.
Éstas están dibujadas también en la figura 1.
La figura 10 muestra el generador de Hall 110,
cuya señal de salida es amplificada por medio de un comparador 300,
cuya salida 294 está unida con la línea positiva 46 (+5 V, regulado)
a través de una resistencia elevadora 302. Las señales HALL de
forma rectangular son alimentadas a la entrada RB0 del \muC 40.
Cada flanco de esta señal produce allí una interrupción de Hall
(véase la figura 16). El generador de Hall 110 es alimentado con
corriente de la línea 43 a través de una resistencia 304.
La entrada positiva del comparador 172 está
unida con su salida 307 a través de una resistencia 305, con el
punto 290 a través de una resistencia 306, también con la entrada
negativa del comparador 202 y con GND a través de un condensador
308. La resistencia 306 y el condensador 308 forman conjuntamente el
filtro pasabajos 170 de la figura 1. La salida 307 está unida con
la línea positiva 43 a través de una resistencia 309.
Igualmente, la entrada positiva del comparador
198 está unida con su salida 311 a través de una resistencia 309,
con el punto 292 a través de una resistencia 310, con la entrada
positiva del comparador 202 y con GND a través de un condensador
312. La resistencia 310 y el condensador 312 forman conjuntamente el
filtro pasabajos 196 de la figura 1. La salida 311 está unida con
la línea positiva 43 a través de una resistencia 314.
Las entradas negativas de los comparadores 172,
198 están unidas con el punto nodal 174 en el que está aplicado en
la resistencia 176 el potencial de comparación Uref.
La entrada positiva del comparador 202 está
unida a través de una resistencia 316 con la salida 318 de dicho
comparador, la cual está unida con la línea positiva 43 a través de
una resistencia 320.
La señal Imin es recibida en la salida 318 del
comparador 202. Esta señal es alimentada a través de una resistencia
297 al puerto RB7 del \muC 40. La salida 318 varía su potencial
al pasar por cero la corriente del motor, tal como ya se ha
descrito, y el flanco de conexión provoca en el \muC 40 durante la
transición una interrupción Imin (véase seguidamente la figura
19).
Cuando la caída de tensión en la resistencia 134
debido a una corriente de estator de, por ejemplo, 3 A se hace
mayor que la tensión Uref en la resistencia 176, se hace de alto
ohmiaje la salida del comparador 172 y ésta recibe un alto
potencial. Circula así una corriente de base hacia el transistor 188
a través de la resistencia 309 y el diodo 192, y esta corriente
hace que dicho transistor sea conductor, con lo que se hace baja la
señal Imax en el punto 298 y se reduce así el potencial en los
puntos nodales 180 y 174. Esto provoca la histéresis de conexión ya
descrita, es decir que la tensión Uref se hace correspondientemente
más pequeña, con lo cual se vuelve a hacer alta la señal Imax
únicamente cuando la corriente en la resistencia 134 ha descendido,
por ejemplo, a 1,6 A. Los cátodos de los diodos 192, 194 están
unidos con GND a través de una resistencia común 193.
A causa de la simetría de la disposición, se
aplica lo mismo cuando la corriente del estator a través de la
resistencia 138 sobrepasa el valor de 3 A. También en este caso se
hace conductor el transistor 188 y éste provoca la histéresis de
conexión descrita y genera en el terminal 298 una señal baja Imax
que se hace alta de nuevo únicamente cuando esta corriente haya
descendido, por ejemplo, a 1,6 A.
La señal Imax es alimentada según la figura 11
directamente a los miembros de enlace 152, 160 y, a través de
estos, bloquea los MOSFETs superiores 114, 130. Además, se la
alimenta a la entrada RB6 del \muC 40 a través de una resistencia
324. De este modo, se conmutan ambas señales HSL y HSR a nivel bajo,
de modo que se puede volver a conectar uno de los transistores
superiores 114, 130 únicamente cuando
- a)
- la señal Imax ha pasado nuevamente a nivel alto y
- b)
- la señal asociada HSL o HSR ha pasado también nuevamente a nivel alto.
Se consigue de esta manera lo siguiente:
- -
- Al generar la señal Imax, por ejemplo a una intensidad de corriente de 3 A, se bloquean directamente los transistores superiores 114, 130 a través del hardware y poco después se bloquean, además, a través del \muC 40.
- -
- Después del final de la señal Imax, el \muC 40 puede conservar el control sobre los transistores superiores 114, 130 y puede seguir bloqueándolos, por ejemplo, en caso de que haya transcurrido el tiempo BW (figuras 7 y 8).
Según la figura 11, el miembro de enlace 152
tiene un punto nodal 326 que está unido con el puerto RC0 del
\muC 40 a través de una resistencia 328 y que recibe de allí la
señal HSL para la conmutación. Asimismo, los ánodos de tres diodos
330, 331, 332 están unidos con el punto nodal 326. El cátodo del
diodo 330 está unido con el puerto RC2, en el que se genera
continuamente una señal PWM de modulación de amplitud de impulsos
(20 kHz), cuya relación de manipulación pwm puede ser variada por
órdenes del software. El cátodo del diodo 331 está unido con el
punto 298, al cual se alimenta la señal Imax. El cátodo del diodo
332 está unido con la base del transistor npn 148 y con GND a
través de una resistencia 334. El emisor del transistor 148 está
unido con GND y su colector está unido con la puerta G del MOSFET
114 a través de una resistencia 336. Este transistor está unido con
la línea 16 a través de una resistencia 338 y un condensador 340 en
paralelo con ésta, es decir que está unido con la tensión de
funcionamiento del motor 100, la cual se denomina también tensión
del circuito intermedio (tensión del enlace de cc).
En tanto los diodos 330, 331 no estén
conduciendo y se alimente una señal alta HSL desde el puerto RC0, el
punto nodal 326 tiene un potencial alto y el diodo 332 está
conduciendo y alimenta una corriente de base al transistor 148, de
modo que conduce este transistor y circula una corriente a través de
las resistencias 338, 336, con lo que en la puerta G del transistor
114 se genera una señal que es más negativa en algunos voltios que
la señal en una fuente S y así se conecta completamente el
transistor 114. El condensador 340 provoca un pequeño retardo de
los procesos de conexión e impide oscilaciones.
\newpage
El cátodo del diodo de enclavamiento 166 recibe
entonces también el potencial GND, de modo que no se puede
alimentar ningún potencial positivo a la puerta G del MOSFET 132
para conectarlo, es decir que los transistores 114, 132 están
enclavados uno con respecto a otro.
Si se hace bajo el potencial del punto nodal
326, por ejemplo porque se hace conductor uno de los diodos 330,
331 o se alimenta una señal baja HSL desde el puerto RC0, se bloquea
el diodo 332, con lo que el transistor 148 ya no recibe ninguna
corriente de base y se bloquea. La puerta G del MOSFET 114 recibe
así el potencial de la línea positiva 116 a través de la
resistencia 338, con lo que se bloquea el MOSFET 114. El cátodo del
diodo de enclavamiento 116 recibe así un alto potencial, con lo que
se puede conectar ahora el MOSFET inferior 132.
La señal LSL proveniente del puerto RC6 es
alimentada a la base del transistor npn 140 a través de una
resistencia 342. En tanto esta señal sea alta o el cátodo del diodo
de enclavamiento 166 esté a un potencial bajo, se aplica al
colector del transistor 140 un potencial bajo que se alimenta a la
puerta del MOSFET 132 a través de una resistencia 346 y que bloquea
dicho transistor. Esta puerta está unida con GND a través de un
condensador 348 para retardar algo los procesos de conmutación.
Cuando la señal LSL en el puerto RC6 es baja, se
bloquea el transistor 140. Tan pronto como el potencial en el
cátodo del diodo 166 es alto, se recibe ahora a través de la
resistencia 344 un potencial alto en el colector del transistor
140, y esto hace que conduzca el MOSFET 132 a través de la
resistencia 346. La puerta del MOSFET 132 está unida con el ánodo
del diodo 166 a través de una resistencia 350 y un diodo 352, y
cuando el cátodo del diodo 166 está conectado a GND, se descarga
inmediatamente hacia GND un potencial positivo en la puerta del
MOSFET 132 a través de la resistencia 350, el diodo 352 y el diodo
166, de modo que se bloquea el MOSFET 132. Dado que la resistencia
350 es preferiblemente más pequeña que la resistencia 346, se puede
variar la relación de constante de tiempo de carga a constante de
tiempo de descarga. Estas constantes son también función de la
capacidad de la puerta y de otras capacidades en el circuito.
La mitad derecha del circuito según la figura 1
es de construcción completamente simétrica con respecto a la mitad
izquierda y, por este motivo, no se la describe por separado, ya que
el experto comprenderá inmediatamente por la descripción detallada
de la mitad izquierda la forma en que trabaja la mitad derecha. Por
ejemplo, el diodo 352 en la mitad izquierda corresponde a un diodo
352' en la mitad derecha. El diodo de enclavamiento derecho 168
tiene el mismo funcionamiento que el diodo de enclavamiento 166 en
el lado izquierdo e impide que estén conduciendo al mismo tiempo
los MOSFETs 130 y 136. La señal HSR es alimentada desde el puerto
RC1 a un punto nodal 358 del miembro de enlace 160 a través de una
resistencia 356, y la señal LSR es alimentada desde el puerto RC7 a
la base del transistor npn 144 a través de una resistencia 360. En
el puerto RC5 puede generarse una señal ALARMA cuando el motor 100
esté bloqueado, es decir que se le impida girar.
Los diodos de enclavamiento 166, 168
proporcionan sobre todo una protección contra estados de conmutación
incontrolables debidos a picos de corriente a consecuencia de EMV.
Los procesos de conmutación (conexión, desconexión de los MOSFETs)
duran siempre cierto tiempo, ya que la puerta G del transistor
correspondiente ha de ser cargada o descargada, por lo que no es
posible una protección perfecta, pero con esta sencilla medida se
consigue un fuerte alivio de carga de los transistores del puente en
H 137 en caso de que se presenten tales picos.
- Cuarzo 42
- 4 MHz
- Condensador 44
- 100 nF
- Resistencia 46
- 100 \Omega
- Resistencias 50, 176, 302, 306, {}\hskip2,5cm 310, 314, 320
- \\[2.1mm]{}\hskip0,5cm 10 k\Omega
- Condensadores 52, 308, 310, 340
- 1 nF
- Generador de Hall 110
- HW101G
- Amplificador op 172, 198, 202, 300
- LM2901P
- Resistencias 134, 138
- 0,15 \Omega
- Resistencia 178
- 75 k\Omega
- Resistencia 182
- 33 k\Omega
- Resistencia 186
- 15 k\Omega
- Transistor 188
- BC846B
- Resistencia 190
- 22 k\Omega
- Resistencia 191
- 0,1 k\Omega
- Resistencias 193, 309, 316
- 1 M\Omega
- Diodos 192, 194
- BAV70
- Resistencia 280
- 3,3 k\Omega
- Resistencia 382
- 6,8 k\Omega
- Condensador 284
- 220 nF
- Resistencia 297
- 2 k\Omega
- Resistencia 304
- 1,2 k\Omega
- MOSFETs 114, 130, 132, 136
- IRF7379
(El componente IRF7379 contiene un
MOSFET de canal P y un MOSFET de canal N en la misma
carcasa).
- Resistencias 328, 338
- 2,2 k\Omega
- Diodos 330, 331, 332
- BAW56S
- Resistencias 334, 334', 344
- 5,1 k\Omega
- Transistores 140, 144, 148, 154
- BC847BS
- Resistencia 336
- 1,1 k\Omega
- Diodos 166, 168, 352, 352'
- BAS316
- Diodos 114', 118, 130', 132', 136'
- SMS2100
- Resistencia 350
- 100 \Omega
- Resistencia 346
- 330 \Omega
- Condensador 348
- 4,7 nF
- Resistencias 342, 360
- 2,7 k\Omega
- Condensador 126
- 100 \muF, 35 V
- Condensador 126A
- 100 nF
- Resistencia 356
- 0,8 \Omega
\vskip1.000000\baselineskip
Naturalmente, éstos son solamente ejemplos que
se refieren aquí a un motor 100 que se hace funcionar con una
batería de 12 V.
La figura 12 explica en una representación
general el desarrollo de los pasos del programa en el motor 100 en
función de la posición de giro del rotor 108. Un motor eléctrico
controlado por un \muC 40 puede tener funciones adicionales de
muchas clases, según su aplicación, por ejemplo una regulación del
número de revoluciones, una limitación del número de revoluciones,
una limitación de corriente, una regulación a corriente constante,
disposiciones para emitir señales de alarma, rutinas de tratamiento
de defectos, etc.
En el presente ejemplo de realización se regula
el número de revoluciones del motor a un valor nominal (por
ejemplo, 3000 rpm), el cual a su vez puede depender, por ejemplo, de
la temperatura ambiente. Por este motivo, este valor nominal para
el programa de regulación tiene que ser actualizado con frecuencia y
de forma automática.
Asimismo, para una regulación del número de
revoluciones se ha de conocer la magnitud que tiene en ese momento
el número de revoluciones del motor, por ejemplo 2990 rpm. Este
valor real del número de revoluciones tiene que ser actualizado
también con frecuencia y en forma automática.
Además, en un motor de esta clase se tiene que
calcular eventualmente la aceleración, se tiene que emitir una
señal de modulación de anchura de impulsos para la corriente del
motor, se tienen que realizar una y otra vez (repetitivamente) los
procesos de cálculo de la regulación del número de revoluciones y
eventualmente se tienen que inicializar de nuevo determinados
parámetros de vez en cuando para asegurar una marcha regular del
motor.
Igualmente, el \muC 40 tiene que conectar y
desconectar la corriente al motor - de conformidad con los cálculos
del regulador del número de revoluciones - y también, dependiendo de
la posición de giro momentánea, tiene que conmutar la dirección de
la corriente del motor. Todos estos procesos se denominan
conmutación en la construcción de máquinas eléctricas. Esta deberá
efectuarse con gran precisión, ya que un motor gira con regularidad
tan sólo cuando se ejecutan muy exactamente las órdenes de
conmutación. Esto significa que el programa tiene que comprobar con
mucha frecuencia si se presenta y tiene que ejecutarse una orden del
programa referente a la conmutación.
Por este motivo, según la figura 12,
directamente después de un flanco 370, 372 de la señal HAL se tiene
que ejecutar un bucle de cálculo grande 374 ó 376 en el que - según
el valor del contador HALL_CNT - se ejecutan procesos de cálculo
más largos, y a continuación se tienen que ejecutar muchos bucles de
cálculo cortos 378 en los que solamente se comprueba y
eventualmente se controla la conmutación. Dado que estos cortos
bucles 378 se siguen muy próximos uno a otro, dan como resultado
una alta resolución, es decir que se comprueba, por ejemplo, cada
60 a 100 \mus si se tiene que variar algo en la conmutación.
La figura 12 muestra que, por ejemplo,
directamente después de un flanco 370 de la señal HALL se ejecuta un
bucle largo 374 en el que, según la leyenda 380, se calcula el valor
nominal para la regulación del número de revoluciones y se comprueba
también la conmutación.
El bucle grande 374 va seguido de muchos bucles
cortos 378 en los que, según la leyenda 382, sólo se comprueba y
eventualmente se varía la conmutación.
Un flanco 372 de la señal HALL va seguido en
este ejemplo por un bucle largo 376, en el que, según la leyenda
384, se ejecutan los pasos de cálculo siguientes:
- \bullet
- Cálculo de valores reales
- \bullet
- Cálculo de la aceleración
- \bullet
- Regulación del número de revoluciones
- \bullet
- Cálculo de la relación de manipulación pwm de la señal PWM
- \bullet
- Reinicialización de registros determinados
- \bullet
- Conmutación.
Este bucle largo 376 va seguido nuevamente de
los bucles cortos 378 para la vigilancia y control de la
conmutación.
En el flanco siguiente de la señal HALL sigue
nuevamente un bucle largo 374 de la clase ya descrita, es decir que
en este ejemplo de realización se repiten los procesos después de
360º el.
La figura 13 muestra el diagrama de flujo
correspondiente que ilustra en una vista general aproximada el
desarrollo de principio de los bucles que se acaban de
describir.
Completamente arriba en la figura 13 se
representan en 390 las interrupciones que se describen seguidamente
con detalle ayudándose de las figuras 14 a 20 y que, cuando se
presentan, interrumpen el desarrollo normal del programa, lo que se
simboliza mediante las flechas 392.
Al conectar el motor 100 se efectúa de la manera
usual en el paso S394 una inicialización del \muC 40. Aquí se
pone a 1 especialmente una bandera ARRANQUE, lo cual indica que
tienen que ejecutarse en primer lugar los pasos del programa para
la marcha de aceleración del motor 100. Éstos se diferencian de los
pasos del programa que se ejecutan en el rango del número de
revoluciones nominal del motor.
A continuación, sigue en S396 el control de la
conmutación que se explica con más detalle ayudándose de las
figuras 23 a 26. Este control es muy crítico en tiempo y, por este
motivo, está al principio del diagrama de flujo en un bucle corto
382.
Seguidamente, se comprueba en S398 si la bandera
NUEVO_HALL indica que desde el último flanco de la señal HALL se ha
recorrido ya un bucle grande 374 ó 376.
En caso de que esta bandera tenga todavía el
valor 1, el programa pasa a S400 y pone allí esta bandera a 0. A
continuación, comprueba en S402 si HALL_CNT es igual a 0 o igual a
2. (La variable HALL_CNT se genera en la figura 16 en S454. Esta
variable corresponde a determinadas posiciones del rotor que se
establecen por azar al conectar el motor, por ejemplo 0º el. y 360º
el., o 180º el. y 540º el.). En caso afirmativo, el programa pasa al
bucle largo 374 y realiza en S404 el cálculo del valor nominal t_s,
el cual se calcula en este ejemplo de realización a partir de la
señal analógica en la entrada RA0 (véase la figura 9).
Cuando la respuesta en S402 es negativa, el
programa pasa al bucle largo 376 y permanece allí hasta los pasos
S406 y S408, en los cuales se calculan el valor real t_HALL y la
aceleración (figura 29). Para la captación del valor real se
procede entonces de la manera siguiente:
\bullet Por debajo de 2000 rpm se mide el
tiempo t_HALL entre dos flancos contiguos 370, 372 ó 372 y 370 de la
señal HALL, es decir que se mide el tiempo para una revolución de
180º el.
\bullet Por encima de 2000 rpm se mide el
tiempo entre un primero y un cuarto flancos de la señal HALL, lo que
en el rotor empleado 108 de cuatro polos corresponde a una
revolución de 360º mec. = 720º el. por tanto, se mide el tiempo
para una revolución completa y se divide éste por 4 para obtener
t_HALL.
Estos procesos se explican con detalle
ayudándose de las figuras 27 y 28.
A continuación de S408 sigue S410, en el que se
ejecutan los procesos de cálculo del regulador de número de
revoluciones RGL que se explican con detalle ayudándose de la figura
30.
En el paso S412 siguiente se calcula la relación
de manipulación pwm de la señal PWM y se ajusta ésta en la entrada
RC2 (véase para ello la figura 31).
Sigue luego S414, en el que se ajustan de nuevo
determinados registros. Éstos son registros cuyo valor es conocido
y no se varía, por ejemplo registros para la dirección de giro o
para la configuración de un comparador. Estos registros podrían
perder su contenido a consecuencia de fuertes perturbaciones de tipo
EMV. Mediante la inicialización se restablece este contenido. En el
ejemplo de realización esto se realiza dos veces por cada revolución
del
rotor.
rotor.
A continuación de los pasos S404 o S414 del
programa, éste retorna en un bucle sinfín 416 al paso S396. Dado
que en el paso S400 se ha conmutado a "0" la bandera
"NUEVO_HALL", lo que significa que se ha recorrido uno de los
bucles grandes 374, 376, la respuesta que sigue en S398 es negativa,
y se recorre solamente todavía el bucle corto 382, que dura unos
pocos \mus.
En el siguiente flanco de Hall 370 ó 372 se
conmuta nuevamente a "1" la bandera NUEVO_HALL durante la
interrupción HALL (véase S452 en la figura 16), de modo que se
vuelve a recorrer entonces una vez uno de los flancos grandes 374 ó
376, según sea el valor instantáneo de la variable HALL_CNT.
Cuando el motor 100 tiene un rotor 108 con
cuatro polos y gira a 3000 rpm = 50 rps, se actualizan el valor
nominal y el valor real a razón de 100 veces por segundo, lo que
hace posible una regulación de alta calidad del número de
revoluciones.
La figura 14 muestra el manipulador de
interrupciones S420 que procesa las interrupciones 390 (figura 13).
El procesador aquí empleado tiene un manipulador de interrupciones
que se activa ante una interrupción cualquiera, verifica de qué
interrupción se trata y ejecuta entonces la rutina correspondiente
para tratar esta interrupción. Por tanto, antes del tratamiento de
una interrupción se obtiene por medio de S420 la fuente de la
interrupción, por ejemplo la aparición de la señal Imin o una
variación en el nivel de la señal HALL.
El manipulador de interrupciones S420 comienza
en S422 con una consulta referente a si existe una interrupción del
contador en anillo TEMPORIZADOR1 en el \muC 40. En caso de que
ocurra esto, se ejecuta en S424 la rutina correspondiente. Esta
pertenece al software estándar del \muC 40. En caso de que no
exista ninguna interrupción del contador en anillo, se consulta en
S426 si existe una interrupción de Hall HALL_INT. En caso de que
ocurra esto, se ejecuta en S428 la rutina correspondiente. Ésta se
encuentra representada en la figura 16.
En caso de que la respuesta en S426 sea
negativa, se comprueba en S430 si existe una interrupción Imax. En
caso afirmativo, se ejecuta en S432 la rutina de la interrupción
Imax, la cual está representada en la figura 17.
En caso de que la respuesta en S430 sea
negativa, se comprueba en S434 si existe una interrupción Imin. En
caso afirmativo, se ejecuta en S436 la rutina de la interrupción
Imin, la cual está representada en la figura 19.
En caso de que la respuesta en S434 sea
negativa, se comprueba en S438 si existe una interrupción RETRASO.
La función de RETRASO se ha descrito ya más arriba con relación a la
figura 6. En caso de que exista esta interrupción, se ejecuta en
S440 la rutina de la interrupción RETRASO, la cual está representada
en la figura 20.
El manipulador de interrupciones S420 ha llegado
ahora a su fin. Sin embargo, en caso de que también sea negativa la
respuesta en S438, tiene que haber un error, y el programa va
entonces al paso S442, en el que tiene lugar un tratamiento de
error correspondiente que puede estar implementado en el \muC
40.
La figura 15 sirve para explicar la rutina
representada en la figura 16 para el procesamiento de una
interrupción de Hall.
La figura 15a muestra la señal PWM en el puerto
RC2 del \muC 40. Esta señal es generada continuamente y tiene,
por ejemplo, una frecuencia de 20 kHz. Su relación de manipulación
pwm es ajustable bajo el control del programa (véanse las figuras
21 y 22).
La figura 15b muestra la señal HALL. Ésta tiene
flancos ascendentes 370 en la transición de nivel bajo a nivel alto
y tiene flancos descendentes 372 en la transición de nivel alto a
nivel bajo.
Los instantes t1, t2, etc. en lo que se
presentan los flancos son medidos por el contador en anillo
TEMPORIZADOR1 y almacenados en una variable temporal
t-TEMP. Como muestra la figura 15, los flancos
ascendentes 370 rigen la conexión de los transistores HSL 114 y LSR
136, es decir, la conexión de la corriente i_{1} (figura 1).
Análogamente, los flancos descendentes 372 rigen la conexión de los
transistores HSR 130 y LSL 132, es decir, la conexión de la
corriente i_{2} (figura 1). Por este motivo, la rutina para la
interrupción de Hall tiene que diferenciar entre flancos
ascendentes 370 y flancos descendentes 372.
La duración t_HALL entre dos flancos se obtiene
como
... (2)t\_HALL
= t2 -
t1
Esta duración es una medida del número de
revoluciones instantáneo del rotor 108 y corresponde al tiempo que
éste necesita para realizar un giro de 180º el. Por supuesto, este
tiempo puede medirse de muy diversas maneras, por ejemplo también
mediante el llamado principio sin sensor, mediante emisores ópticos,
mediante emisores magnetorresistivos, etc. Tan pronto como el
número de revoluciones es suficientemente alto, se mide
preferiblemente el tiempo para un ángulo de giro mayor,
especialmente para una revolución completa del rotor 108, lo que en
el ejemplo de realización según la figura 1 corresponde a un ángulo
de giro de 720º el. Esta medición se explica en lo que
sigue.
sigue.
Las figuras 15c y 15d muestran de manera
fuertemente esquematizada las señales para el control del puente en
H 137. La figura 15c muestra las señales HSR, LSL para el control de
los transistores 130 y 132, es decir, para la conexión de la
corriente i_{2}. La figura 15d muestra las señales HSL, LSR para
el control de los transistores 114 y 136, es decir, para la
conexión de la corriente i_{1}.
Se calcula el comienzo de un impulso 444 de la
figura 15c a partir del flanco descendente 372 de la señal HALL, lo
que se simboliza por medio de la flecha 445, y se calcula el
comienzo de un impulso 446 de la figura 15d a partir del flanco
ascendente 370 de las señales HALL, tal como se simboliza por medio
de la flecha 447. (El cálculo se efectúa en la figura 30, S673).
Los flancos 370, 372 de HALL corresponden a posiciones de giro
prefijadas del rotor 108, véase la figura 26a, en donde el flanco
descendente 601 lleva asociada una posición de giro de 0º el., el
flanco ascendente 603 una posición de giro de 180º el., etc. En el
cálculo de los procesos de conmutación éstas son las únicas
posiciones de giro que se conocen exactamente y, por tal motivo, los
cálculos se refieren a estos "puntos fijos".
En el supuesto de que las señales de control
444, 446 sean simétricas con respecto a los impulsos de la señal
HALL, se obtiene para el instante t3 en el que comienza una señal
446 el valor
... (3)t3 = t1
+ t\_HALL + (t\_HALL -
BW)/2
En esta fórmula, BW significa la longitud de
bloque de las señales 444, 446. Esta longitud de bloque se calcula
por medio del regulador de número de revoluciones RGL, el cual se
describe seguidamente con ayuda de la figura 30.
Análogamente, se obtiene para el instante t4 en
el que deberá comenzar la señal de control 444 el valor
... (4)t4 = t2
+ t\_HALL + (t\_HALL -
BW)/2
Es de hacer notar que, por ejemplo, el instante
t3 no se calcula a partir del instante t2 (flanco directamente
precedente 372 de la señal HALL) que está situado en la posición más
próxima a t3, sino a partir de un instante anterior t1,
concretamente a partir del flanco anteprecedente 370. El motivo es
que, cuando se tiene que BW = t_HALL, el instante t2 coincidiría
con el instante t3, lo que no es posible, ya que tienen que
ejecutarse pasos de cálculo entre
t2 y t3.
t2 y t3.
\newpage
Siempre que se emplee un llamado desplazamiento
del ángulo de encendido, por ejemplo en la medida de un valor fijo
VZ, se modifican las fórmulas anteriores de la manera siguiente:
... (3a)t3' =
t1 + t\_HALL + ((t\_HALL - BW)/2) -
VZ
... (4a)t4' =
t2 + t\_HALL + ((t\_HALL - BW)/2) -
VZ
En este caso, los instantes t3 y t4 están más a
la izquierda en la medida de la magnitud VZ, tal como se insinúa
para t3' en la figura 15d, lo que significa una conexión algo mas
temprana de las corrientes i_{1} e i_{2} y se puede producir
una mejora del rendimiento. Se aprecia también que t3' en este caso
está temporalmente antes que t2, lo que es posible solamente debido
a que el tiempo de referencia RefTiempo para el cálculo de t3' no
es el instante t2, es decir, el flanco descendente 372, sino el
instante t_{1} es decir, el flanco de Hall ascendente 370, tal
como se representa simbólicamente por medio de la flecha 447. El
valor VZ es habitualmente una constante, pero puede ser también una
función dependiente del número de revoluciones o bien puede ser
continuamente optimizado por medio de partes separadas no
representadas del programa.
La figura 16 muestra la rutina S428, la cual se
pone en marcha en un flanco 370, 372 (figura 15) al presentarse una
interrupción HALL. Ésta se genera cuando la señal en la entrada RB0
varía de 0 a 1 o de 1 a 0, es decir que la entrada RB 0 es sensible
al flanco y produce una interrupción al presentarse un flanco 370 ó
372. La rutina diferencia entre un flanco ascendente 370 y un
flanco descendente 372, lo que es importante para el procesamiento
subsiguiente.
En el paso S451 se almacena en una memoria
temporal t_TEMP el instante en el que se ha presentado la
interrupción. Este instante se mide en el \muC 40 por medio del
contador en anillo TEMPORIZADOR1 ya mencionado.
En el paso S452 se pone a 1 la bandera
NUEVO_HALL (figura 13) como señal de que se tiene que ejecutar
seguidamente uno de los bucles grandes 374 ó 376 (figura 12).
En el paso S454 se pone el contador de Hall
HALL_CNT al valor (HALL_CNT+1) MOD 4, es decir que se le incrementa
en 1 y se le somete a la operación de módulo 4. El cálculo con
módulo produce una indicación del resto. Por ejemplo, se tiene que
4 mod 4 = 0, ya que 4 es un número entero y es divisible por 4 sin
resto. Por el contrario, se tiene que 5 mod 4 = 1, ya que en este
caso resulta el resto 1. Asimismo, se tiene que 6 mod 4 = 2, ya que
en este caso resulta el resto 2, 7 mod 4 es 3 y 8 mod 4 = 0. Por
este motivo, resulta continuamente durante el funcionamiento en
S454 para HALL_CNT la secuencia numérica 0, 1, 2, 3, 0, 1, 2, 3, 0,
etc.
En el paso S456 se consulta si HALL = ALTO.
Según la figura 12a), esto significa que el rotor 108 se encuentra
en una posición angular entre 0º el. y 180º el.
En caso de que HALL no tenga nivel alto, se
sustituye según S458 la variable de referencia (magnitud de
referencia) para el control del transistor superior derecho HSR 130
y del transistor inferior izquierdo LSL 132 por el tiempo
almacenado en la memoria temporal t_TEMP. En el paso subsiguiente
S460 se ajusta la sensibilidad de interrupción de modo que se
estabilice el puerto RB0 para la siguiente interrupción HALL a un
cambio de BAJO a ALTO.
En S462 se comprueba si la bandera CONMUT_CON
tiene el valor 0. Se pone esta bandera en la rutina CONMUT (figura
23) en el paso S718 tan pronto como reciba corriente el devanado, y
se la pone a cero al final de la conmutación en la figura 24 ó 25
(véanse allí S764, S812 y S842). En caso de que la respuesta sea
negativa, esto significa que en el instante del cambio de Hall de
alto a bajo circula todavía una corriente i_{2}.
A este respecto, se hace referencia a la figura
15. Tiene lugar allí un cambio de Hall 372 de alto a bajo en el
instante t2. El transistor HSR 130 tendría que estar ya desconectado
allí para que no siga circulando ninguna corriente i_{2}, y dado
que HSR está aún conduciendo, la corriente i_{2} tiene que ser
desconectada en una "desconexión de emergencia". A este fin,
se desconecta HSR 130 en el paso S464, y en el paso subsiguiente
S466 se conectan ambos transistores inferiores LSL 132 y LSR 136
para que pueda disminuir rápidamente la corriente i_{2} a través
de los transistores 132, 136 y las resistencias de medida 134, 138 y
se genere entonces un par de giro. (Cuando la corriente i_{2}
pasa por cero, se pone en marcha una interrupción Imin según la
figura 19 que termina la desconexión). A continuación, el programa
va al paso S468, en donde se constata ahora que se ha iniciado el
proceso de desconexión de la corriente i_{2} (CONMUT_CON := 0), lo
que, según la figura 23, S702, es una condición previa para la
conexión de la corriente i_{1}.
En caso de que se verifique en el paso S462 que
ya se ha desconectado la corriente i_{2}, el programa va
directamente al paso S468.
En caso de que se verifique en el paso S456 que
la señal HALL tiene nivel alto, es decir que en la figura 15 se
trata de uno de los flancos ascendentes 370, el programa va al paso
S470 y se toma allí como variable de referencia para el control de
los transistores HSL 114 y LSR 136 el tiempo almacenado en la
memoria temporal t_TEMP, es decir que se miden y calculan ahora
tiempos determinados a partir de esta variable. A continuación, se
ajusta en S472 la sensibilidad de interrupción de modo que se
sensibilice el puerto RB0 para la siguiente interrupción HALL a un
cambio de ALTO a BAJO, es decir, a un flanco descendente.
En el paso subsiguiente S474 se comprueba si la
bandera CONMUT_CON tiene el valor 0. Se pone a 1 esta bandera en el
paso S718 de la rutina CONMUT (figura 23) tan pronto como reciba
corriente el devanado, y se la pone a cero al final de la
conmutación en la figura 24 ó 25 (véanse allí S764, S812 y S842). En
caso de que la respuesta sea negativa debido a que en este cambio
de Hall circula todavía una corriente i_{1}, se tiene que
desconectar ésta en una "desconexión de emergencia", y se
desconecta para ello la corriente i_{1} en el paso S476
desconectando para ello el transistor superior HSL 114, y en S478 se
conectan ambos transistores inferiores LSL 132 y LSR 136 para que
pueda disminuir rápidamente la corriente i_{1} a través de los
componentes 132, 134, 136, 138 y esta corriente genere entonces un
par de giro sobre el rotor 108. (Cuando la corriente i_{1} pasa
por cero, se termina el proceso de desconexión, por ejemplo por
medio de la interrupción de Imin de la figura 19). Sigue S468, en
donde CONMUT_CON se pone a 0 para indicar que se ha iniciado el
proceso de desconexión para i_{1}. En caso de que la respuesta en
S474 sea positiva, el programa va directamente al paso S468.
A continuación de S468, se comprueba en S480 si
la bandera ARRANQUE (figura 13, S394) tiene el valor 1. Esto
significa que no existe aún en absoluto ningún valor para el número
de revoluciones real o bien que el número de revoluciones real está
por debajo de 1000 rpm. En caso de que no esté puesta esta bandera,
el programa salta directamente al fin S493 de la rutina S428.
En caso de que la respuesta en S480 sea
positiva, el programa va al paso S482 y comprueba allí si t_HALL es
más pequeño que un valor t_HALL_min (véase la ecuación (7)) que
corresponde, por ejemplo, a un número de revoluciones de 1000 rpm,
es decir que se comprueba si se ha sobrepasado el número de
revoluciones de 1000 rpm. En caso negativo, el programa pasa a
S493.
En caso de que se hayan sobrepasado 1000 rpm, se
pone la bandera ARRANQUE a cero en S486. A continuación, se
comprueba en S488 si la señal HALL tiene nivel alto. En caso
negativo, se verifica en S490 en la variable de pronóstico
PRÓXIMA_CONMUT que el próximo bloque de corriente será un bloque de
corriente 446 (figura 15), es decir que en él tienen que conectarse
HSL 114 y LSR 136. Cuando la respuesta en S488 es positiva, se
verifica entonces en S492 que el próximo bloque de corriente será
un bloque de corriente 444 (figura 15), es decir que en él tienen
que conectarse HSR 130 y LSL 132. Después de S490 o S492, el
programa pasa a S493 y termina la rutina S428. En la figura 24,
S752 y en la figura 25, S806 se consultan los valores para
PRÓXIMA_CONMUT y éstos hacen posible la transición hacia la
conmutación a mayores números de revoluciones.
La figura 17 muestra una forma de realización
preferida de la rutina S428 para el tratamiento de una interrupción
Imax S428. Se explica seguidamente la función de esta rutina con
ayuda de la figura 18.
En S500 se comprueba si en la rutina COMUT_CTRL
(figura 25) se ha puesto a 1 la bandera Imax_CTRL_CON. Se consigue
así que la rutina S428 pueda ser puesta en marcha por la señal Imax
solamente cuando circule una corriente en el devanado 102, pero no
pueda ser puesta en marcha por señales perturbadoras cuando el
devanado está sin corriente. En caso de que la respuesta en S500
sea positiva, se comprueba en S501 si se ha generado la
Imax_Interrupción en el límite superior (3 A) o en el límite
inferior (1,6 A). En el caso de una interrupción en el límite
superior de la corriente, la señal Imax pasa de alto a bajo, ya que
se hace conductor el transistor 188 (figura 1), y la corriente para
el devanado 102 del estator ha sido ya desconectada por la señal
activa baja Imax a través del hardware debido a que se han
bloqueado ambos transistores superiores 114 y 130. Esto se ha
descrito ya con relación a la figura 1. Además, cuando la respuesta
en S501 es afirmativa, se ponen redundantemente a cero en S502 las
señales HSL_SAL y HSR_SAL para los transistores superiores 114 y 130
a fin de obtener también un control sobre estos dos transistores
por medio del software, es decir que éstos pueden volverse a
desconectar únicamente cuando lo permita el software. Cuando la
respuesta en S500 es negativa, la rutina pasa directamente a su
fin, es decir, S522. Aun cuando se haya generado la interrupción en
el límite inferior (1,6 A) de la corriente (S501: no), la rutina
pasa directamente a S522.
En S504 se añade a S502 un tiempo de espera de
30 \mus. Durante este tiempo circula la corriente en la parte
inferior del puente 137, por ejemplo a través del transistor
conductor 136 y el diodo de oscilación libre 132, o recíprocamente
a través del transistor conductor 132 y el diodo de oscilación libre
136'.
A continuación, se conectan en S506 los dos
transistores LSL 132 y LSR 136, de modo que puede disminuir la
corriente en el devanado 102 a través de los componentes 132, 134,
136, 138, generando esta corriente un par de giro sobre el rotor
108.
En S502 sigue la rutina DEC*(pwm), que está
representada en la figura 22 y en la que se reduce la relación de
manipulación pwm de la señal PWM en la medida de un escalón para que
disminuya la corriente a través del devanado 102 y ésta ya no
alcance el límite superior, aquí 3 A. Se evita así adaptativamente
que el motor trabaje innecesariamente con limitación de corriente,
y se compensa la corriente reducida aumentando el valor BW (en el
regulador
RGL).
RGL).
A continuación, se esperan, por ejemplo, 200
\mus en el paso S510 para que la corriente del devanado 102 haya
tenido tiempo suficiente para extinguirse. Se comprueba en S511 si
la variable para los próximos transistores a conectar dice HSL/LSR.
En caso afirmativo, sigue siendo conductor el transistor LSR 136 en
S512 y se desconecta el transistor LSL 132, de modo que la
corriente de cortocircuito circula ahora a través del transistor 136
y el diodo de oscilación libre 132'. A continuación de esto, se
esperan, por ejemplo, 30 \mus en S512, y se hace entonces que el
transistor superior HSL 114 esté nuevamente preparado para ser
conectado, es decir que se puede conectar éste por medio del
hardware cuando la señal Imax pasa a ser de nivel alto. Esto se
indica simbólicamente en la figura 17 en 513 por "hardware:
CON". Por tanto, la conexión no se efectúa por la orden HSL_SAL
:= 1, sino únicamente por efecto de un enlace lógico de esta señal
con la variación de la señal Imax al quedarse por debajo de 1,6 A.
Por consiguiente, al quedarse por debajo de 1,6 A, el motor recibe
inmediatamente de nuevo energía de la red de corriente continua
121, e i_{1} aumenta nuevamente.
En caso de que la respuesta en S511 sea
negativa, se bloquea en S514 el transistor LSR 136 y se mantiene
conectado el transistor LSL 134 (véase S506), de modo que la
corriente de cortocircuito circula por el transistor 134 y el diodo
de oscilación libre 136'. A continuación, se esperan 30 \mus y se
hace entonces que el transistor superior HSR 130 esté nuevamente
preparado para ser conectado, es decir que se puede conectar éste
ahora a través del hardware, tal como se insinúa en 513, tan pronto
como la señal Imax pase a ser nuevamente de nivel alto, es decir, a
una corriente por debajo de 1,6 A. La conexión no se efectúa aquí
tampoco por medio de la señal HSR_SAL := 1, sino únicamente por
efecto de la variación de la señal Imax a 1,6 A o, expresado de otra
manera, mediante un enlace conjuntivo de la señal HSR_SAL := 1 con
la señal Imax = 1. Por tanto, después de quedarse por debajo de 1,6
A, el motor recibe nuevamente corriente de la red de corriente
continua 121, y la corriente i_{2} aumenta nuevamente.
A continuación de S512 o S514, la rutina S428
pasa a S522 y llega allí a su fin.
Cabe consignar aquí que las señales HSL_SAL,
HSR_SAL, etc. permanecen almacenadas hasta que en la salida
correspondiente del \muC 40 se genere otra señal. Por ejemplo, a
continuación de S502 la señal HSL_SAL permanece en 0 hasta que sea
conmutada a 1 en S512, y a continuación de S512 dicha señal
permanece en 1 hasta que en algún momento sea conmutada de nuevo a
0.
La figura 18 explica el funcionamiento de la
rutina según la figura 17. En la figura 18 se ha registrado el
valor de 3 A para el umbral de corriente superior y el valor 1,6 de
A para el umbral de corriente inferior a fin de aumentar la
comprensibilidad de la misma.
Por supuesto, estos valores numéricos pueden ser
diferentes según sea el motor.
En t30 se conecta la corriente i_{1}
conectando para ello los transistores 114 y 136. En t31 la corriente
i_{1} alcanza el valor máximo admisible de 3 A, y mediante la
variación de la señal Imax a nivel bajo se desconecta
inmediatamente el transistor 114 a través del hardware. Al mismo
tiempo, a partir de t31 se desarrolla la rutina S428 según la
figura 17. Ésta conecta adicionalmente el transistor inferior 132 en
t32 a través de S506, de modo que se hace que el devanado 102
funcione en cortocircuito. Esto ocurre durante 200 \mus hasta
t33. Se desconecta allí nuevamente el transistor 132, de modo que
sigue conduciendo solamente el transistor 136, y la desconexión por
el software del transistor superior 114 es anulada por los pasos
S516 y S518. Sin embargo, el transistor superior 114 vuelve a
conducir únicamente a partir de t34, es decir, después de alcanzar
el umbral de corriente inferior de 1,6 A, con lo que la señal Imax
pasa a ser nuevamente de nivel alto, de modo que se conecta y
aumenta nuevamente la corriente i_{1}. En t35 esta corriente
alcanza de nuevo el valor de 3 A, y se desconecta de nuevo el
transistor 114 por medio del hardware, se arranca de nuevo la rutina
S428 y se repite el proceso descrito.
En t36 se conecta de nuevo el transistor 114 por
medio del hardware, y en t37 entra en acción la orden de
desconexión, ya que ha transcurrido el período de tiempo BW del
bloque de corriente.
La corriente i_{1} tendría que haberse en sí
desconectado ya en el sitio Z en el que ha transcurrido el tiempo
BW, pero la orden de desconexión puede entrar en acción solamente en
las zonas que están registradas en gris en la figura 18, es decir,
en este caso solamente en el instante t37, con lo que se retarda
insignificantemente la desconexión.
En el instante t38 la corriente i_{1} pasa por
cero y, por este motivo, se genera allí la interrupción Imin S436
que se describe seguidamente.
En las figuras 17 y 18 es algo desventajoso el
hecho de que, por ejemplo, entre los instantes t33 y t34 se
producen pérdidas incrementadas, puesto que i_{1} circula allí por
el diodo de oscilación libre 132' debido a que el transistor 132 ya
no está conduciendo. A continuación, se describe también una
variante que es especialmente adecuada para motores lentos y con la
cual se pueden reducir adicionalmente estas pérdidas. La solución
según las figuras 17 y 18 representa, según los actuales
conocimientos, el óptimo para motores de marcha rápida, ya que en
estos las variaciones de la corriente se desarrollan con
extraordinaria rapidez y, por tal motivo, los tiempos de cálculo en
el \muC 40 son demasiado largos en comparación con los tiempos en
los que tienen lugar estas variaciones de la corriente. Con
procesadores más rápidos serían presumiblemente posibles aún
mejores soluciones, pero éstos son actualmente todavía demasiado
caros para motores.
La figura 19 muestra el desarrollo de la rutina
de servicio 436 para el tratamiento de una interrupción Imin.
En S530 se consulta si se cumple que la bandera
Imin_INT_CON = 1. Se pone esta bandera en la rutina CONMUT_CTRL,
figura 25, S824. Cuando ha precedido directamente una interrupción
RETRASO (figura 20), esta bandera tiene el valor 0 y el programa
pasa entonces directamente a su fin, es decir, al paso S532 de esta
rutina.
En caso de que la respuesta en S530 sea
positiva, se pone a 0 la bandera RETRASO_INT_CON para que ya no se
procese una interrupción RETARDO subsiguiente, y a continuación se
bloquean en S536 los cuatro transistores 114, 130, 132, 136, ya que
el devanado 102 está sustancialmente sin corriente y no está
almacenada en él ninguna energía inductiva. (Ésta fue convertida en
energía cinética del rotor 108).
A continuación, se pone a 1 en S538 la bandera
BloqueFin_HECHO, la cual es consultada en la figura 24 en S762
durante la rutina CONMUT_NORMAL y sirve para preparar la próxima
conmutación, y en S539 se pone a 0 Imin_INT_CON, ya que se ha
ejecutado la rutina.
La figura 20 muestra el desarrollo de la rutina
de servicio S440 para el procesamiento de una interrupción
RETRASO.
En S540 se consulta si la bandera
RETRASO_INT_CON tiene el valor 1. Cuando ha precedido una
interrupción Imin (figura 19), esta rutina tiene el valor 0 y la
rutina pasa en este caso directamente a su fin S542.
En caso de que la respuesta en S540 sea
positiva, la rutina va al paso S544 y pone allí la bandera
Imin_INT_CON a 0 para que no se procese ya una interrupción Imin
subsiguiente (véase S530 en la figura 19).
En el paso subsiguiente S536 se bloquean los
cuatro transistores 114, 130, 132, 136, ya que la corriente en el
devanado 102 durante el desarrollo de RETRASO tiene un valor bajo y,
como consecuencia, ya no está almacenada en el devanado 102 una
energía inductiva grande. Se conmuta así el devanado 102 al estado
sin corriente.
A continuación, se pone a 1 en S548 la bandera
BloqueFin_HECHO, la cual es consultada en la figura 24 en S762
durante la rutina CONMUT_NORMAL, y en S549 se pone RETRASO_INT a 0,
ya que se ha ejecutado la interrupción.
La figura 21 muestra la rutina INC*(PWM) S554
para aumentar la relación de manipulación pwm de la señal PWM en la
salida RC7 del \muC 40. En S556 se incrementa en 1 el valor
contenido en el registro PWM, lo que corresponde aproximadamente a
un aumento de 1% de la relación de manipulación.
En el paso S558 se comprueba si pwm ha pasado a
ser mayor que 100% debido al aumento. En caso afirmativo, el
programa pasa a S560, en donde se pone pwm en este caso a 100%, lo
que significa que se conecta plenamente la corriente i_{1} o
i_{2}.
En caso de que la respuesta en S558 sea
negativa, la rutina llega a su fin S562 y lo mismo ocurre a
continuación de S560.
La figura 22 muestra la rutina DEC*(PWM) S564
para reducir la relación de manipulación pwm. En S540 se incrementa
la magnitud pwm en 1, lo que corresponde aproximadamente a 0,5%. En
S568 se comprueba si pwm ha descendido con ello por debajo de 10%.
En caso afirmativo, la rutina pasa a S570, en donde se limita pwm
hacia abajo a 10%. En caso de que la respuesta en S568 sea
negativa, la rutina llega a su fin S572 y lo mismo ocurre a
continuación de S570.
Las rutinas según las figuras 21 y 22 desempeñan
sobre todo cierto cometido en el marco del regulador adaptativo,
que se describe seguidamente con referencia a la figura 31.
Las figuras 23 a 25 muestran la rutina CONMUT
S396, la cual se recupera continuamente en el programa principal
(figura 13) y controla las corrientes i_{1}, i_{2} en el
devanado 102. El control de la conmutación es la función que se
ejecuta con más frecuencia. Esta constituida por dos partes:
1. La parte de arranque para el inicio y
la aceleración
2. La parte para el funcionamiento
normal.
En la parte de arranque del programa el motor
está parado o intenta en ese momento ponerse en marcha. Después de
la conexión de la tensión de alimentación se pone en la figura 13 en
el paso S394 la bandera ARRANQUE para que el motor comience con la
rutina de ARRANQUE. Se pone también a 0 la bandera CONMUT_CON
durante la inicialización para que pueda comenzar una nueva
alimentación de corriente.
En S700 se comprueba si el motor 100 se
encuentra en arranque (ARRANQUE=1). En caso afirmativo, se salta a
S702 y se realiza una conmutación simplificada.
A bajos números de revoluciones se conecta por
medio de la rutina CONMUT S396 (figura 23) la corriente que circula
por el devanado 102, y en la respectiva rutina de interrupción de
Hall siguiente (figura 16) se vuelve a desconectar dicha corriente.
Se comprueba primero en S702 si se ha puesto ya en marcha el bloque
de corriente en este período de Hall. En caso afirmativo, se salta
a fin S722, dado que solamente después del próximo cambio de Hall
tiene lugar nuevamente una alimentación de corriente. Sin embargo,
en caso de que cumpliera en S702 que CONMUT_CON = 0, esto es la
primera recuperación de la rutina CONMUT S396, y se inicia la
alimentación de corriente.
Se esperan para ello 100 \mus en S704 a fin de
generar un hueco de corriente para que no todos los MOSFETs se
hagan conductores al mismo tiempo. En S706 se comprueba si la
longitud de bloque BW es mayor que cero. En caso negativo, no
deberá recibir corriente el motor. Por este motivo, la rutina salta
entonces a fin S722.
En caso de que BW > 0, se inicia, en función
de la señal HALL, la alimentación de corriente correcta del
devanado 102, es decir, con i_{1} o i_{2} (véase la figura 1).
El rotor 108 comienza ahora a realizar un giro de 180º el.
Cuando HALL es de nivel alto, se ponen a 1 en
S710 las señales HSR_SAL y LSL_SAL, de modo que se alimenta
corriente al devanado 102 a través de los transistores HSR 130 y LSL
132 y circula una corriente i_{2}.
En S712 se establece previsoramente que la
próxima conmutación tiene que efectuarse a través de los
transistores HSL 114 y LSR 136. Esto es importante para el cambio
de esta clase de conmutación a la clase de conmutación a altos
números de revoluciones; véase a continuación la descripción
referente a la figura 27.
Por el contrario, si la señal HALL fuera baja
(BAJA) en S708, se conectan entonces en S714 los otros transistores
HSL 114 y LSR 136, de modo que circula una corriente i_{1}, y en
S716 se pone previsoramente PRÓXIMA_CONMUT al valor correcto para
la siguiente conmutación.
Por último, en S718 se pone a 1 la bandera
CONMUT_CON para que en la próxima recuperación de la rutina CONMUT
S396 se salte directamente de S702 a S722, puesto que el devanado
102 recibe ya corriente. Esto se continúa así hasta que el rotor
108 haya girado aproximadamente 180º el.
Cuando se han alcanzado 180º el., el software
reconoce esto por medio de una interrupción de Hall. La desconexión
de la alimentación de corriente y la puesta de CONMUT_CON a 0 se
realizan en la rutina de interrupción de Hall (figura 16, S462 a
478, S468), de modo que el control de conmutación inicia de nuevo a
partir de S704 una nueva alimentación de corriente con la dirección
correcta de la corriente.
Cuando se cumple en S700 que ARRANQUE = 0, se
realiza entonces la conmutación CONMUT_NORMAL S720 para altos
números de revoluciones; véase la figura 24. La figura 26 muestra un
diagrama esquemático en el que está representado el desarrollo de
esta conmutación.
En S750 se almacena en la variable t_CALC el
tiempo momentáneo t_TEMPORIZADOR1, que se mide continuamente con un
contador en anillo, y en S752 se decide con ayuda de la variable
PRÓXIMA_CONMUT en qué dirección deberá circular la corriente por el
devanado 102.
En caso de que deban conectarse los transistores
HSL y LSR, se salta a S754 y se retira de la variable t_CALC la
variable RefTiempo_HSL/LSR, la cual corresponde al instante del
cambio de Hall precedente de bajo a alto. Esto se ha representado
en la figura 26. La figura 26A muestra la señal HALL con los cambios
de Hall 601, 603, 605, 607, etc., durante los cuales se almacena en
cada una de las variables RefTiempo_HSR/LSL (en 601 y 605) y
RefTiempo_HSL/LSR (en 603 y 607) el tiempo del cambio de Hall
momentáneo (S458 y S470 en la figura
16).
16).
La figura 26 explica el principio básico de la
conmutación. Para la conexión y desconexión de un bloque de
corriente se adquiere, después de alcanzado el número de
revoluciones de funcionamiento del motor, una posición de
referencia del rotor que va asociada a este bloque de corriente y
que mantiene en todos los estados de funcionamiento una distancia
mínima a dicho bloque de corriente.
Por ejemplo, se emplea para la conexión y
desconexión del bloque de corriente B4 (figura 26C) una posición de
referencia \delta_{0}, aquí 180º el., y partiendo de esta
posición de referencia \delta_{0} se calcula una posición
angular \delta_{1} para la conexión del bloque de corriente B4,
aquí en 405º el., y una posición angular \delta_{2} para la
desconexión del bloque B4, aquí en 495º el.
Por tanto, la posición angular \delta_{0} es
el punto de referencia para este bloque de corriente y, por este
motivo, se mide en ella en el TEMPORIZADOR1 un tiempo de referencia
RefTiempo_HSL/LSR, ya que en el bloque de corriente B4 tienen que
estar conduciendo los transistores HSL 114 y LSR 136.
El motor 100 no tiene ningún sensor con el cual
pudiera medirse exactamente en todas partes el ángulo de giro
\delta, sino que por cada revolución del motor se puede captar de
alguna manera con exactitud la posición de giro solamente en cuatro
sitios, ya que allí varía la señal HALL, concretamente en 0º el.,
180º el., 360º el. y 540º el. Entre éstos tienen que interpolarse
posiciones de giro, lo que es posible debido a que la velocidad
angular del rotor 108 varía solamente un poco en el transcurso de
una revolución.
Por tanto, cuando se quiera conectar en la
posición de giro \delta_{1} y desconectar en la posición
\delta_{2}, se sabe que la distancia angular entre
\delta_{0} y \delta_{1} asciende, por ejemplo, a 405 - 180 =
225º el. y que la distancia angular entre \delta_{0} y
\delta_{2} asciende, por ejemplo, a 495 - 180 = 315º el.
Dado que se sabe que el rotor necesita el tiempo
t_HALL para un giro de 180º el., resulta para un giro de 225º el.
el tiempo t_HALL * (225/180) = 1,25 * t_HALL. Esto es en este
ejemplo el tiempo t_BLOQUE_INICIO.
Asimismo, resulta para 315º el. el tiempo t_HALL
* (315/180) = 1,75 * t_HALL. Esto es en este ejemplo el tiempo
t_BLOQUE_FIN.
Por tanto, al pasar por la posición de giro
\delta_{0} se mide un tiempo de referencia, concretamente
RefTiempo_HSL/LSR, por ejemplo 67,34 ms.
La figura 33 muestra los valores indicados en un
ejemplo numérico para n = 3000 rpm. En este caso, según la ecuación
(6), se tiene que el tiempo es t_HALL = 5. Éste es el tiempo que
necesita el rotor 108 a 3000 rpm para 180º el.
En 613 se prefija por parte del regulador RGL
(figura 3) - como ejemplo - una longitud de bloque BW de 2,5 ms y,
como consecuencia, se conoce por la figura 33 como pronóstico que al
cabo de un tiempo de 6,25 ms se alcanzará la posición de giro
\delta_{1} (405º el.) en la que tiene que conectarse la
corriente i_{1}. Asimismo, se conoce como pronóstico que al cabo
de un tiempo de 8,75 ms se alcanzará la posición de giro
\delta_{2} (495º el.) en la que tiene que desconectarse la
corriente i_{1} o en la que comienza el proceso de conmutación y
se desconecta la alimentación de energía proveniente de la red de
corriente continua.
Asimismo, la figura 33 muestra como ejemplo que
en el TEMPORIZADOR1 se mide en el instante de referencia
\delta_{0} un tiempo de referencia de 65,34 ms. Éste es el
tiempo RefTiempo_HSL/LSR.
Para vigilar la conexión en \delta_{1} y la
desconexión en \delta_{2} se procede entonces de modo que,
según S754 de la figura 24, se forme continuamente la diferencia
temporal t_CALC entre el instante momentáneamente medido y los
65,34 ms. Respecto de t_CALC, véase la ecuación (5).
Cuando, por ejemplo, en el instante t40 se mide
por parte del TEMPORIZADOR1 un tiempo de 66,34 ms, resulta entonces
como diferencia t_CALC = 66,34 - 65,34 = 1 ms. Dado que la corriente
i_{1} tiene que conectarse únicamente después de un tiempo de
6,25 ms, 1 ms es demasiado poco tiempo, y no se conecta todavía la
corriente i_{1}.
Cuando en el instante t41 el tiempo actual en el
TEMPORIZADOR1 asciende a 71,60 ms, resulta entonces como diferencia
t_CALC = 71,60 - 65,34 = 6,26 ms. En este caso, se conecta la
corriente i_{1}, ya que t_CALC es mayor que 6,25 ms.
Por tanto, a partir de la posición de giro
\delta_{0} se vigila continuamente en la figura 25, S800, si
t_CALC se ha hecho mayor que t_BLOQUE_INICIO, y cuando ocurra esto,
se conectan en este caso en S810 de la figura 25 los transistores
HSL 114 y LSR 136.
La desconexión se efectúa según el mismo
principio, sólo que t_CALC se compara con la magnitud
t_BLOQUE_
FIN; véase S820 en la figura 25. En la figura 33 esta magnitud asciende a 8,75 ms. Corresponde al ángulo de desconexión \delta_{2}, y cuando se alcanza esta magnitud, el proceso de conmutación se desarrollará según la figura 25, S826 a S844.
FIN; véase S820 en la figura 25. En la figura 33 esta magnitud asciende a 8,75 ms. Corresponde al ángulo de desconexión \delta_{2}, y cuando se alcanza esta magnitud, el proceso de conmutación se desarrollará según la figura 25, S826 a S844.
Por tanto, la conmutación se basa en que en los
bucles cortos 382 de la figura 13 se calcula de nuevo el tiempo
t_CALC a intervalos muy cortos de, por ejemplo, 0,1 ms y se compara
este tiempo con los valores pronosticados t_BLOQUE_INICIO y
t_BLOQUE_FIN. Esto se realiza en la figura 33A entre los tiempos de
65,34 ms y 74,1 ms y se insinúa por medio de puntos 615. Para cada
bloque de corriente se parte entonces de un ángulo de referencia
asociado a éste, en el que se mide para dicho bloque de corriente un
tiempo de referencia que se emplea después en las comparaciones.
Por tanto, al girar el rotor 108 se obtienen continuamente nuevos
tiempos de referencia y se realizan nuevas comparaciones para
controlar correctamente las corrientes i_{1} e i_{2} que
circulan por el devanado 102, es decir que los ángulos de
referencia "migran" también continuamente con el giro del
rotor. Por supuesto, se puede aplicar también el mismo principio a
motores con más de un devanado.
Si se debe conectar la corriente un tiempo ZV =
0,4 ms antes, lo que se denomina también "encendido temprano",
se emplea entonces en la figura 33, en lugar del tiempo de 6,25 ms,
un tiempo de 6,25 - 0,4 = 5,85 ms para la conexión y un tiempo de
8,75 - 0,4 = 8,35 ms para la desconexión.
El ángulo \delta_{1} se desplaza entonces a
este número de revoluciones en 14,4º el. hacia la izquierda hasta
390,6º el. y el ángulo \delta_{2} se desplaza también a este
número de revoluciones en 14,4º el. hacia la izquierda hasta 480,6º
el., es decir que la corriente i_{1} se conecta y desconecta más
pronto en el tiempo, y el ángulo en el que se efectúa la conexión y
desconexión tempranas aumenta al crecer el número de revoluciones y
asciende aquí a 14,4º el. para 3000 rpm, 28,8º el. para 6000 rpm,
etc. ZV será casi siempre una función del número de revoluciones.
Esta conexión más temprana de las corrientes en el devanado 102
puede mejorar el rendimiento del motor 100 a mayores números de
revoluciones. Puede materializarse de manera muy sencilla en la
presente invención.
La figura 26B muestra el valor de la variable
PRÓXIMA_ CONMUT, es decir, HSL/LSR o HSR/LSL. La figura 26C muestra
simbólicamente bloques de alimentación de corriente B1 a B5 en
función del tiempo TEMPORIZADOR1. La figura 26D muestra los tiempos
t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN para el bloque de alimentación de
corriente B4, que comienza en 609 y cesa en 611. El bloque B4 tiene
como tiempo de referencia para su conexión y su desconexión el
flanco 603 de la señal HALL, es decir, el tiempo
RefTiempo_HSL/LSR(603) medido en 603, lo que se simboliza en
la figura 26C por medio de una flecha 611. En 621, 623, 625 y 627 se
adapta - por nuevo cálculo en el programa - la duración en
tiempo
... (5)t\_CALC
= t\_TEMPORIZADOR1 -
RefTiempo\_HSL/LSR
al tiempo actual en el
TEMPORIZADOR1. Por ejemplo, en 621 se calcula un tiempo
t_CALC(621') para el instante 621', por medio del cual se
comprueba si se ha alcanzado ya el comienzo del bloque
B4.
En los instantes 621', 623', 625' y 627' la
variable PRÓXIMA_CONMUT (figura 26B) tiene el valor HSL/LSR, de
modo que se salta de S752 (figura 24) a S754 y se calcula allí la
diferencia momentánea entre el valor t_TEMPORIZA-
DOR1 almacenado en S750 y el valor RefTiempo_HSL/LSR(603) y se asigna dicha diferencia a la variable t_CALC. Por tanto, cuando se reclama la rutina CONMUT_NORMAL en el instante 621', el valor t_CALC tiene el valor indicado en 621 (figura 26D). En S756 se efectúa el cálculo análogo en caso de que la variable PRÓXIMA_CONMUT tenga el valor HSR/LSL.
DOR1 almacenado en S750 y el valor RefTiempo_HSL/LSR(603) y se asigna dicha diferencia a la variable t_CALC. Por tanto, cuando se reclama la rutina CONMUT_NORMAL en el instante 621', el valor t_CALC tiene el valor indicado en 621 (figura 26D). En S756 se efectúa el cálculo análogo en caso de que la variable PRÓXIMA_CONMUT tenga el valor HSR/LSL.
A continuación, se salta a la rutina de
conmutación propiamente dicha CONMUT_CTRL S760, la cual está
representada en la figura 25. La parte de la figura 24 que comienza
a continuación de S762 sirve para concluir la conmutación, es
decir, para desconectar la corriente, se recorre solamente una vez
después de la conclusión de la alimentación de corriente y se
describe más adelante.
En la rutina CONMUT_CTRL S760 se efectúa la
conexión y desconexión de los transistores 114, 130, 132 y 136, lo
que se describe con ayuda de la figura 26.
Cuando la duración calculada en t_CALC (como en
el instante 621’) es más pequeña que t_BLOQUE_INICIO, no deberá
realizarse entonces ninguna alimentación de corriente al devanado
102.
En 623', t_CALC es por primera vez mayor que
t_BLOQUE_INICIO y, por este motivo, se conecta la corriente para el
devanado 102.
En el instante 625' el valor t_CALC no ha
alcanzado todavía el valor t_BLOQUE_FIN, de modo que se continúa la
alimentación de corriente al devanado 102.
Por último, en 627', t_CALC ha sobrepasado la
duración en tiempo t_BLOQUE_FIN y, por tanto, se desconecta ahora la
alimentación de energía al devanado 102.
Los pasos que se acaban de citar se ejecutan en
la rutina CONMUT_CTRL S760. Cuando t_CALC en S800 es menor que
t_BLOQUE_INICIO (instante 621'), no ocurre entonces nada, y se salta
a fin S848.
Sin embargo, cuando t_CALC en S800 es mayor o
igual que t_BLOQUE_INICIO (instantes 623', 625', 627'), se comprueba
entonces en S802 si está ya activada la alimentación de corriente
al devanado 102 (CONMUT_CON = 1). En caso negativo (instante 623'),
tiene lugar a partir de S804 el proceso de conexión.
Cuando se cumple en S804 que la longitud de
bloque BW = 0, no se alimenta entonces corriente y se salta a S812.
Por el contrario, cuando BW > 0, se tiene entonces que, según el
valor de la variable PRÓXIMA_CONMUT, se ponen en conducción en S808
los transistores HSR 130 y LSL 132 o en S810 los transistores HSL
114 y LSR 136.
En S812 se pone a 1 CONMUT_CON para indicar que
ahora está conectada la alimentación de corriente al devanado 102.
Seguidamente, se salta a fin S848.
Cuando se cumple en S802 que el valor CONMUT_CON
= 1 (instantes 625', 627'), es decir que circula una corriente
hacia el devanado 102, se comprueba entonces en S820 si la variable
t_CALC ha alcanzado ya el valor de la duración en tiempo
t_BLOQUE_FIN, que se calcula en la figura 30, S673.
En caso negativo (instante 625'), se comprueba
todavía en S822 si t_CALC es mayor o igual que (2 * t_HALL - A*).
Se tiene entonces que (2 * t_HALL) es en este motor el tiempo que
necesita el rotor 108 para realizar un giro de 360º el., y A* es
una constante que asciende, por ejemplo, a 400 \mus. Por medio de
S822 se interrumpe la corriente hacia el devanado, incluso en caso
de perturbaciones en el desarrollo del programa, aproximadamente 400
\mus antes del próximo cambio de Hall.
Se necesitan estos 400 \mus para poder
ejecutar todo el proceso de desconexión antes de que llegue el
cambio de Hall. Esto sirve para evitar una conexión simultánea de
todos los transistores de potencia. Esta "desconexión de
emergencia" se necesita a altos números de revoluciones, ya que a
estos números la longitud de bloque BW se hace casi tan grande como
t_HALL (alta demanda de potencia a alto número de revoluciones). A
bajos números de revoluciones se alcanza el final de un bloque de
corriente ya bastante tiempo antes de que se alcance el próximo
cambio de Hall, es decir que entonces la respuesta en S822 es
siempre negativa, y en S824 se activa la interrupción Imax (figura
17) para poder eventualmente reaccionar a una corriente demasiado
alta del motor.
Por el contrario, cuando en S820 el valor de
t_CALC es mayor o igual que t_BLOQUE_FIN, o la respuesta en S822 es
positiva, se recupera entonces en S826 el proceso de
desconexión.
En S826 se comprueba con ayuda de la variable
Des_detectada (Des = desconexión) si se ha iniciado ya la
desconexión de la alimentación de corriente, es decir, el proceso
de conmutación para realizar la desconexión. En caso afirmativo, se
salta a fin S848. Sin embargo, en caso de que ésta no sea la primera
recuperación, se salta de S826 a S828.
En S828 se pone a 1 la variable Des_detectada.
En S830 se desactiva la interrupción Imax y en S832 se activa la
interrupción Imin. (Se activan las interrupciones con gran ventaja
solamente en las zonas en las que aquéllas pueden presentarse según
la lógica del programa).
En S834 se desconectan ambos transistores
superiores HSL 114 y HSR 130. En S836 se esperan 30 \mus y en
S838 se activa la interrupción RETRASO (figura 20) y se calcula un
tiempo de RETRASO t_RETRASO a partir del valor momentáneo del
TEMPORIZADOR1 y una constante t_T0.
A continuación, en S840 se ponen en conducción
ambos transistores inferiores LSL 132 y LSR 136 para que la
corriente en el devanado 102 pueda disminuir en cortocircuito y
generar entonces energía cinética en el rotor 108. En S842 se pone
a 0 la bandera CONMUT_CON y en S844 se pone a 0 la bandera
BloqueFin_HECHO para indicar que todavía no ha concluido
completamente la conmutación. Aquélla de las dos rutinas de
interrupción interrupción Imin e interrupción RETRASO que se
recupere primero desconecta a continuación ambos transistores
inferiores LSL 132 y LSR 136 (véanse S536 de la figura 19 y S546 de
la figura 20) y pone BloqueFin_HECHO a 1 (véanse S538 de la figura
19 y S548 de la figura 20). Se ha concluido así completamente la
desconexión, lo que se indica por medio de BloqueFin_HECHO = 1.
En la próxima recuperación de la rutina
CONMUT_NORMAL S720 se salta en S762, figura 24, a S764. En S764 se
ponen a 0 CONMUT_CON y Des_detectada, ya que está desconectada la
alimentación de corriente, y en S766 a S770 se cambia el valor
pronosticado de PRÓXIMA_CONMUT, es decir que el valor HSL/LSR pasa a
ser HSR/LSL, y viceversa; véase la figura 26B. De este modo,
incluso en el caso de un encendido temprano en el que se conecta la
corriente antes de la interrupción de Hall expresamente asociada,
se establece correctamente la dirección de la alimentación de
corriente en el devanado 102, es decir que se establece por medio
del valor PRÓXIMA_CONMUT qué par de transistores tiene que ser
vigilado seguidamente en cuanto a conexión y desconexión. A
continuación, se pone a 0 en S772 la bandera BloqueFin_HECHO para
que en la siguiente pasada en S672 la respuesta sea negativa y la
rutina pase directamente a S774.
La figura 27 muestra la rutina CALC_t_HALL S406
para calcular el tiempo de Hall momentáneo t_HALL, es decir, el
tiempo que necesita el rotor 108 para realizar un giro de 180º
el.
La figura 28 muestra una vista general para
fines de explicación. La figura 28d muestra la señal HALL. Ésta
tiene flancos en los sitios 630, 631, 632, 633, 634, 635, es decir
que allí tiene lugar cada vez un cambio de Hall que se emplea para
obtener la posición del rotor y para obtener el número de
revoluciones y la aceleración. Dado que en un rotor 108 de cuatro
polos tiene lugar un cambio de Hall cuatro veces por cada
revolución, se puede medir cuatro veces por cada revolución la
posición exacta del rotor.
La figura 28B muestra el valor de la variable
HALL_CNT. Esto es un contador que se incrementa con módulo 4 según
S454, figura 16. Esto significa que esta variable adopta
sucesivamente los valores 0, 1, 2, 3, 0, 1, 2, 3, 0,...
La figura 28A muestra a título de ejemplo la
posición del rotor 108, el cual, al igual que en la figura 1, está
representado como un rotor de cuatro polos. El flanco 630 de la
señal HALL corresponde a la posición de 0º el. del rotor y al
estado del contador HALL_CNT = 0, el flanco 631 corresponde a la
posición de 180º el. del rotor y al estado del contador HALL_CNT =
1, el flanco 632 corresponde a la posición de 360º el. del rotor y
al estado del contador HALL_CNT = 2, etc.
Se emplean dos clases de medición. La figura 28E
muestra una clase de medición que se emplea a bajos números de
revoluciones n, por ejemplo por debajo de 2000 rpm, en donde t_HALL
adopta valores grandes; véanse a continuación las ecuaciones (6) y
(7). La figura 28F muestra la otra clase, la cual se emplea a
mayores números de revoluciones, por ejemplo por encima de 2000
rpm, a los cuales los tiempos de Hall t_HALL son más pequeños y, por
medio de una medición del tiempo para una revolución completa (720º
el.), se evitan faltas de precisión a consecuencia de defectos de
magnetización del rotor 108.
La rutina CALC_t_HALL S406 es recuperada del
programa principal (figura 13) en cada segunda interrupción de
Hall, concretamente cuando la variable HALL_CNT (figura 28) es un
número par, es decir que tiene el valor 0 ó 2; véase el paso S402
en la figura 13.
Previamente, se ha almacenado en la rutina de
interrupción de Hall S428 (figura 16) el tiempo instantáneo del
cambio de Hall, concretamente en RefTiempo_HSR/LSL en un flanco de
alto a bajo (S458 en la figura 16; figura 28C) y en
RefTiempo_HSL/LSR para un flanco de bajo a alto (S470 en la figura
16; figura 28C). Por tanto, en las posiciones del rotor de 0º el.,
360º el., 720º el., etc. se almacena el tiempo para la posición
correspondiente del rotor como tiempo de referencia para HSL/LSR y
en las posiciones del rotor de 180º el., 540º el., 900º el. se
almacena el tiempo para la posición correspondiente del rotor como
tiempo de referencia para HSR/LSL, tal como se indica explícitamente
en la figura 28C.
En S851 o S852 (figura 27) se calcula, según el
valor de la señal HALL, la duración en tiempo entre el cambio de
HALL momentáneo y el cambio de HALL precedente y se almacena esta
duración en la variable TEMP. En la figura 28E esto sería, por
ejemplo después del cambio de Hall 632, la duración en tiempo entre
los flancos 631 y 632, es decir, [RefTiempo_HSL/LSR (632) -
RefTiempo_HSR/LSL (631)]. En S854 se almacena el tiempo instantáneo
t_HALL en t_HALL_VIEJO para poder realizar un cálculo de la
aceleración (véase la figura 29).
En S856 se comprueba si la duración en tiempo
TEMP es menor que la duración en tiempo t_2000. (El tiempo t_2000
es igual al tiempo t_HALL a 2000 rpm). En caso negativo, el número
de revoluciones n del motor 100 es menor que 2000 rpm y se
recorrerá la rama izquierda S858, S860, en la que se mide el tiempo
t_HALL para un cuarto de revolución, es decir, para 180º el. En
este caso, en 858 se asigna al tiempo de Hall t_HALL el valor TEMP
proveniente de S851 o S852, y en S860 se indica poniendo a 1
BANDERA_1/4 que en este momento se mide solamente el tiempo para un
cuarto de revolución.
Cuando el número de revoluciones del motor en
S856 ha alcanzado ya el número de revoluciones n = 2000 rpm, se
comprueba entonces en S862 si la variable HALL_CNT = 0. Esto es lo
que ocurre después de cada revolución mecánica completa del rotor
108 (véanse las figuras 28A y 28B). En caso negativo, se salta
inmediatamente a fin S878, por ejemplo en el flanco 632 de la
figura 28D. Sin embargo, en caso de que HALL_CNT = 0, se comprueba
en S864 si BANDERA_1/4 = 1.
En caso afirmativo, ésta es la primera pasada de
todas por el cálculo t_HALL para una revolución completa del rotor
y, por tanto, en esta pasada se almacena el valor momentáneo
RefTiempo_HSL/LSR en RefViejo para que, a partir de la próxima
pasada, sea posible el cálculo con un valor válido para RefViejo. En
la primera pasada de todas no tiene lugar ningún cálculo de t_HALL
durante una revolución mecánica completa, sino que se sigue
empleando el valor anterior. En S866 se pone a cero BANDERA_1/4, es
decir que a partir de la próxima pasada se puede efectuar la
medición durante una revolución completa del rotor 108.
En la próxima recuperación de CALC_t_HALL S406,
en la que HALL_CNT = 0, se salta de S864 a S868. Se calcula allí la
duración en tiempo entre el valor instantáneo RefTiempo HSL/LSR (por
ejemplo, desde el flanco 634 de la figura 28D) y el valor
almacenado en RefViejo una revolución del rotor antes (por ejemplo
en el flanco 630 de la figura 28D). Esta duración en tiempo
corresponde al cuádruplo del tiempo de Hall t_HALL, y, por este
motivo, en S870 se divide el valor calculado por 4, con lo que el
valor t_HALL corresponde exactamente a un cuarto de la duración en
tiempo para una revolución completa (de 630 a 634 en la figura 28E,
es decir, para 720º el.). Esta clase de medición
de t_HALL es especialmente exacta y, por tal motivo, conduce a una marcha especialmente uniforme del motor.
de t_HALL es especialmente exacta y, por tal motivo, conduce a una marcha especialmente uniforme del motor.
En S874 se asegura el valor instantáneo
RefTiempo_HSL/LSR para el próximo cálculo en la variable RefViejo.
Seguidamente, se abandona la rutina en S878.
En vez de RefTiempo_HSL/LSR, se podría emplear
también el tiempo RefTiempo_HSR/LSL, tal como resulta evidente para
el experto. Esto depende de la posición del rotor en la que el
contador HALL_CNT tenga el estado de cómputo 0.
En este ejemplo de realización se recupera la
rutina CALC_t_HALL S406 solamente después de cada segunda
interrupción de Hall debido a la derivación S402 en el programa
principal (figura 1). Mediante la consulta efectuada en S402 de la
figura 13 se asegura que estén a su disposición durante su
recuperación los tiempos de referencia correctos para el cálculo
del número de revoluciones durante una revolución completa.
En un procesador rápido se podría recuperar
también con más frecuencia la misma rutina CALC_t_HALL S406.
La figura 29 muestra la rutina CALC_ACEL S408,
que sirve para calcular la aceleración del rotor 108. Según la
figura 13, esta rutina se ejecuta a continuación de la rutina
CALC_t_HALL, en la cual se prepara en el paso S854 la ejecución de
la rutina S408.
En el paso S640 se calcula la variable ACEL como
diferencia de t_HALL_VIEJO y t_HALL.
En S642 se comprueba si ACEL es menor que 0, lo
que significa que disminuye el número de revoluciones del motor,
por ejemplo por efecto de un proceso de frenado. En este caso, se
pone ACEL a 0 en S644.
Cuando ACEL \geq 0 en S642, la rutina pasa a
entonces a S646, en donde se duplica el valor de ACEL. ACEL mayor
que 0 significa que se acelera el rotor 108, por ejemplo al pasar el
motor a su velocidad de régimen. Se duplica ACEL como pronóstico
debido a que, al arrancar un motor, el número de revoluciones
aumenta según una función exponencial y, como consecuencia, el
valor de ACEL sería demasiado bajo ya después de concluido los
cálculos si no se realizara la duplicación.
A continuación de S644 y S646, la rutina pasa a
S648, en donde se añade al valor de ACEL (proveniente de S644 o
S646) el valor A*, que asciende, por ejemplo, a 400 \mus, ya que
se necesita un tiempo de aproximadamente 400 \mus para el proceso
de conmutación. Este valor de ACEL se emplea seguidamente en la
rutina RGL para modificar el valor de BW. Se termina entonces la
rutina S408 en el paso S652.
La figura 30 muestra la rutina RGL S410 para la
regulación del número de revoluciones. Ésta se basa en una
comparación del tiempo de Hall t_HALL con el tiempo nominal t_s, el
cual corresponde al número de revoluciones deseado y se prefija en
la entrada RA0 del \muC 40. Por tanto, según el ejemplo de
realización, el regulador no trabaja directamente con números de
revoluciones, sino con tiempos que necesita el rotor 108 para un
ángulo de giro determinado. El tiempo de Hall t_HALL corresponde al
tiempo que necesita el rotor para una revolución de 180º el. Cuando
el rotor 108 es de cuatro polos y gira a 3000 rpm, se cumple
entonces
... (6)t_HALL =
60/(3000 x 4) = 0,005 s = 5
ms
Análogamente, a 1000 rpm este tiempo asciende
a
... (7)t_HALL =
60/(1000 x 4) = 0,015 s = 15
ms
Por tanto, a bajos números de revoluciones, el
valor real t_HALL es muy grande, por ejemplo 150 ms = 0,15 s a 100
rpm, y entonces es sensiblemente mayor que el valor nominal t_s,
que, por ejemplo, para 3000 rpm asciende a 5 ms. Por este motivo,
la diferencia de regulación RGL_DIF según el paso S654 se forma como
diferencia (t_HALL - t_s) para que se obtenga un resultado positivo
de la formación de diferencia.
En S656 se comprueba si la diferencia de
regulación es mayor que un valor máximo positivo admisible
RGL_DIF_
MAX. Cuando ocurre esto, se pone entonces la diferencia de regulación en S658 a este valor máximo positivo. Esto es importante sobre todo en la puesta en marcha, en la cual, en caso contrario, la diferencia de regulación sería muy grande.
MAX. Cuando ocurre esto, se pone entonces la diferencia de regulación en S658 a este valor máximo positivo. Esto es importante sobre todo en la puesta en marcha, en la cual, en caso contrario, la diferencia de regulación sería muy grande.
Cuando la respuesta en S656 es negativa, el
programa llega entonces al paso S660 y comprueba allí si la
diferencia de regulación es menor que un valor negativo máximo
admisible -RGL_DIF_MAX. En caso afirmativo, se pone la diferencia
de regulación en S662 a este valor máximo negativo. (Esto concierne
al caso en el que el motor es más rápido que el número de
revoluciones deseado).
Los pasos S658, S660 o S662 van seguidos de
S664, en el que se ejecutan los pasos de cálculo de un regulador
PI. A este fin, se multiplica la diferencia de regulación por un
factor proporcional RGL_P que puede ascender, por ejemplo, a 2, y
se obtiene la porción proporcional RGL_PROP.
Asimismo, se multiplica la diferencia de
regulación por un factor integral RGL_I que puede ascender, por
ejemplo, a 0,0625, y se añade entonces éste a la porción integral
antigua RGL_INT, con lo que se obtiene una nueva porción
integral.
Por último, se calcula la longitud BW de un
bloque de corriente 444 ó 446 (figura 15) como la suma de la nueva
porción proporcional y la nueva porción integral.
El factor proporcional RGL_P y el factor
integral RGL_I se establecen empíricamente en función del tamaño
del motor y del momento de inercia de la carga que se ha de
accionar.
Dado que BW no deberá ser mayor que el tiempo
t_HALL que necesita el rotor para el recorrido de 180º el., se
comprueba en el próximo paso S666 si BW es demasiado grande, y
eventualmente se limita en el paso S668 la longitud del bloque, por
ejemplo al valor instantáneo t_HALL.
Cuando la respuesta en S666 es negativa, la
rutina S410 va al paso S670, en el que se comprueba si BW es menor
que 0, lo que significa que el motor gira con demasiada rapidez. En
este caso, se pone el valor BW a 0 en S671, es decir que no circula
ninguna corriente hacia el motor. Al mismo tiempo, se repone la
porción integral RGL_INT a 0 (o a un valor bajo). Se ha visto que
con esta reposición de la porción integral a un valor bajo se
mejoran sensiblemente las propiedades del regulador, especialmente
respecto de sobreoscilación (rebasamiento de la velocidad
ajustada).
Cuando la respuesta en S670 es negativa, se
acorta en S672 la longitud del bloque a (BW - ACEL), en donde el
valor ACEL se toma de S648 de la figura 29. Este valor contiene una
componente dependiente de la aceleración y el valor A* (por
ejemplo, 400 \mus) que se ha explicado con relación a la figura
29. La razón de S672 es que al producirse una aceleración, por
ejemplo al pasar a la velocidad de régimen, el próximo cambio de
Hall se presenta antes que a un número de revoluciones constante,
por lo que la longitud de bloque BW durante la aceleración tiene
que acortarse de manera correspondiente. La duplicación del valor
ACEL en S646 (figura 29) sirve también para que, durante el paso a
la velocidad de régimen, se proporcione tiempo suficiente para el
proceso de conmutación, puesto que durante el paso de un motor a su
velocidad de régimen aumenta el número de revoluciones
aproximadamente según una función exponencial, y esto se tiene en
cuenta en S646.
Con la longitud de bloque BW según S672 se
calculan ahora en S673 los tiempos t_BLOQUE_INICIO y
t_BLOQUE_FIN, los cuales están registrados en la figura 15. t_BLOQUE_INICIO es allí la distancia temporal entre t1 y t3, y su magnitud resulta de la ecuación (3). El tiempo t_BLOQUE_FIN se obtiene según la figura 15d añadiendo para ello el valor de BW a t_BLOQUE_INICIO. Los tiempos t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN se necesitan seguidamente para los cálculos de la figura 25 (rutina CONMUT_CTRL), tal como se ha explicado detalladamente con referencia a la figura 26.
t_BLOQUE_FIN, los cuales están registrados en la figura 15. t_BLOQUE_INICIO es allí la distancia temporal entre t1 y t3, y su magnitud resulta de la ecuación (3). El tiempo t_BLOQUE_FIN se obtiene según la figura 15d añadiendo para ello el valor de BW a t_BLOQUE_INICIO. Los tiempos t_BLOQUE_INICIO y t_BLOQUE_FIN se necesitan seguidamente para los cálculos de la figura 25 (rutina CONMUT_CTRL), tal como se ha explicado detalladamente con referencia a la figura 26.
En caso de que se desee un "encendido
temprano", tal como se ha explicado con ayuda de las ecuaciones
(3a) y (4a), se emplea en S673 la fórmula
...(8)t\_BLOQUE\_INICIO :=
t\_HALL + (t\_HALL - BW)/ 2 -
VZ
En este caso, VZ es una constante de, por
ejemplo, 400 \mus y mediante ella, según la figura 15d, se
desplaza el comienzo del bloque 446 hacia t3', es decir que se
conecta y desconecta antes la corriente, pudiendo entonces estar
t3' delante de t2. Esto se hace posible en la invención debido a que
como punto de referencia para el cálculo de t_BLOQUE_INICIO para
los transistores HSL 114 y LSR 136 se emplea el flanco ascendente
370 de la señal HALL, es decir, el flanco anteprecedente; véanse
las flechas 445 y 447 de la figura 15.
Después de S673, la rutina S410 termina en
S674.
Por tanto, mediante la rutina de la figura 30 se
obtiene una longitud de bloque BW que es tanto más pequeña cuanto
más se aproxime el número de revoluciones real al valor deseado.
La regulación de la longitud de bloque BW está
en interacción con el regulador adaptativo que se describe a
continuación con referencia a la figura 31 y la figura 32 y que
optimiza adicionalmente el valor BW a través de la relación de
manipulación pwm. BW no deberá sobrepasar un 95% de t_HALL a fin de
que haya tiempo disponible para el proceso de conmutación, y esto
se consigue modificando de manera correspondiente los impulsos PWM
de los que está compuesto un bloque de corriente 444 ó 446 (figura
15), es decir que la corriente media en un bloque es elevada o
rebajada por el regulador adaptativo. Cuando BW es demasiado grande,
se incrementa automáticamente la corriente media haciendo más
grande la relación de manipulación de estos impulsos hasta que la
longitud de bloque BW esté "contraída" a un valor que permita
un desarrollo óptimo del proceso de conmutación.
La figura 31 muestra una rutina S412 MOD_pwm
para modificar la relación de manipulación pwm en dependencia de
condiciones de funcionamiento del motor.
En el paso S900 se comprueba si al longitud de
bloque BW generada por el regulador (figura 30) en S672 es \leq
50% del tiempo de Hall instantáneo t_HALL. Este valor (dependiente
del número de revoluciones) de 0,5 * t_HALL representa un valor
límite inferior que no deberá rebasarse sensiblemente por abajo para
mantener reducidos los ruidos del motor. En efecto, cortos impulsos
de la corriente de accionamiento ocasionan un sonido estructural
incrementado del motor, lo que es poco deseable, y reducen también
el rendimiento.
En caso de que se haya rebasado por abajo el
valor límite inferior, se comprueba en S902 si la relación de
manipulación pwm es de al menos 10%. (Este valor no deberá ser
sensiblemente rebasado por abajo).
En caso de que pwm sea menor o igual que 10%, el
programa va al paso S904, en el que se ajusta la relación de
manipulación pwm_SAL en la salida RC2 del \muC 40 al valor
instantáneo pwm, y después va a S906, concretamente al final de la
rutina MOD_pwm S412. En este caso, no es posible reducir aún más la
magnitud pwm.
En caso de que pwm sea mayor que 10%, el
programa va al paso S908. Se comprueba allí si un contador PWM_CNT
tiene el valor 0. Este contador cuenta la frecuencia con la que se
alcanza o se rebasa por abajo el valor límite inferior, es decir,
0,5 * t_HALL, y en cada quinto valor de cómputo hace que se reduzca
la relación de manipulación pwm. A este fin, el \muC tiene un
registro interno con 8 bits, es decir, con valores comprendidos
entre 1 y 256, y estos valores fijan la relación de manipulación pwm
de la señal PWM emitida por el \muC 40 en su salida RC2, cuya
señal tiene en este \muC una frecuencia constante de 20 kHz.
Reduciendo el valor en este registro interno se reduce la magnitud
pwm, y ésta se aumenta incrementando el valor en este registro.
Cuando en S908 el contador PWM_CNT tiene el
valor 0, el programa va al paso S910, en el que se ajusta este
contador al valor 5. A continuación, se rebaja en S912 la relación
de manipulación pwm (véase la figura 22), con lo que disminuye el
valor medio de la corriente i_{1}, i_{2} del motor.
Seguidamente, el programa pasa a S904.
Cuando en S908 el contador PWM_CNT no es igual a
0, el programa se dirige al paso S914, en el que se cuenta PWM_CNT
reduciéndolo en 1, es decir que en este caso no se modifica pwm.
Cuando la respuesta en S900 es negativa, el
programa se dirige al paso S916. Se comprueba allí si la longitud
de bloque BW calculada por el regulador RGL es demasiado grande,
concretamente mayor o igual que 95% de t_HALL. Esto es poco
deseable debido a que el proceso de conmutación necesita
aproximadamente 400 \mus, que ya no estarían disponibles en el
caso de una BW demasiado grande.
En caso de que BW no sea demasiado grande, el
programa se dirige al paso ya explicado S904 y pwm_SAL se mantiene
inalterado.
En caso de que BW sea demasiado grande, el
programa se dirige al paso S918. Se comprueba allí si pwm ha
alcanzado ya el 100%, y en este caso el programa pasa directamente
a S904, ya que no es posible un incremento que vaya más allá del
100%, es decir que durante el tiempo de BW circula entonces una
corriente constante.
Cuando en S918 la relación de manipulación es
mayor que 100%, sigue entonces el paso S920, en el que se comprueba
en el contador PWM_CNT si éste tiene el valor 0. En caso afirmativo,
se pone el contador PWM_CNT a 5 en S922. A continuación, se
incrementa en S924 el valor pwm (véase la figura 21), con lo que
aumenta de manera correspondiente el valor medio de la corriente
i_{1} o i_{2} del motor.
En caso de que la respuesta en S920 sea
negativa, el programa se dirige al paso S926, en donde se cuenta
PWM_CNT reduciéndolo en el valor 1, y luego la rutina va al paso
S904.
La figura 32 ilustra los procesos del diagrama
de flujo de la figura 31. En la figura 32 el eje de abscisas
muestra la longitud de bloque relativa b. Ésta se define como
\vskip1.000000\baselineskip
... (9)b =
BW/t\_HALL
Por tanto, corresponde a la relación instantánea
de la longitud de bloque BW al tiempo de Hall t_HALL, en
porcentaje. El eje de ordenadas muestra la relación de manipulación
instantánea pwm, también en porcentaje. Como recordatorio: t_HALL
es el tiempo que necesita el rotor 108 al número de revoluciones
instantáneo para realizar un giro de 180º el.; véanse las
ecuaciones (6) y (7).
Supóngase que el motor 100 trabaja en un punto
de trabajo C, concretamente con una longitud de bloque BW que
asciende a un 80% de t_HALL, es decir, con b = 80%, y con una
relación de manipulación pwm de 35%.
Al someter el motor a carga aumenta b a lo largo
de una curva característica 930 debido a la acción del regulador
RGL, manteniéndose inalterado el valor pwm = 35%. En 932 se
sobrepasa el valor límite superior de b = 95%, y en 934 se
incrementa por medio de S924 (figura 31) la relación de manipulación
pwm, con lo que circula una corriente media más alta, se alimenta
más energía al motor 100 y aumenta el número de revoluciones de
éste.
Por este motivo, en 936 se reduce por medio del
regulador de número de revoluciones RGL la longitud de bloque
relativa b y ésta retorna nuevamente al rango admisible, pero ahora
con una pwm incrementada. (En la figura 32 se representa exagerado
el incremento de pwm; éste se efectúa solamente en pequeños
pasos).
El contador PWM_CNT impide que cada pequeño
rebasamiento del valor límite superior 932 tenga como consecuencia
un aumento de pwm. Empíricamente, se ha establecido que un
incremento en cada quinta vez da como resultado una marcha muy
uniforme del motor, pero este factor puede depender, por ejemplo,
del tamaño del motor, de la clase de carga, etc. Cuando este factor
es demasiado pequeño, el regulador tiende entonces a oscilar.
Valores comprendidos entre 3 y 7 parecen ser óptimos de conformidad
con los actuales conocimientos.
La figura 32 muestra como segundo ejemplo un
punto de trabajo D con una longitud de bloque relativa de b = 55% y
una pwm de 80%.
Al aliviarse la carga del motor, la curva
característica sigue una recta 940 que rebasa por abajo el valor
límite inferior 942 (b = 50%) y que en 944 conduce a una longitud de
bloque relativa b de aproximadamente 47%. Esto lleva a un aumento
de los ruidos del motor y es desfavorable para el rendimiento de
este último.
Por este motivo, se reduce mediante S912 la
relación de manipulación pwm a lo largo de una recta vertical 946
(figura 32), con lo que disminuye el valor medio de la corriente que
se alimenta al motor y se reduce así el número de revoluciones.
Por este motivo, el regulador de número de
revoluciones RGL (figura 30) calcula una longitud de bloque mayor
BW, con lo que la longitud de bloque relativa b a lo largo de una
recta 948 retorna nuevamente a una zona situada por encima del
valor límite inferior 942.
En el caso de fuertes variaciones de carga, se
pueden repetir varias veces los procesos descritos. En principio,
el regulador del número de revoluciones puede ajustar la longitud de
bloque relativa b y la relación de manipulación pwm en todo el
intervalo que está enmarcado en la figura 2 por una línea de trazos
950, es decir, en este ejemplo entre una pwm de 10 a 100% y una
longitud de bloque relativa b entre 50 y 95%. Esto se podría
considerar también como un regulador adaptativo que retorna una y
otra vez a la región de su rendimiento óptimo o de bajos ruidos del
motor.
Como es natural, son posibles múltiples
variantes y modificaciones dentro del ámbito de la presente
invención.
Claims (20)
1. Procedimiento de limitación de corriente en
un motor eléctrico que está concebido para su conexión a una red de
corriente continua y que presenta:
un rotor (108);
un estator con una disposición de devanado de
estator (102);
un circuito de puente completo (137) para la
alimentación de corriente a la disposición de devanado de estator
(102);
una disposición para captar una corriente que
sobrepasa un valor prefijado en el circuito de puente completo
(137);
en donde un devanado (102) de la disposición de
devanado de estator presenta dos terminales (104, 106) y desde un
terminal (104) un primer interruptor de semiconductor (HSL) del
circuito de puente completo (137) conduce hasta una primera línea
(116) de la red de corriente continua y un segundo interruptor de
semiconductor (LSL) del circuito de puente completo (137),
configurado como un transistor de efecto de campo, conduce hasta una
segunda línea (122) de esta red de corriente continua,
y desde el otro terminal (106) un tercer
interruptor de semiconductor (HSR) del circuito de puente completo
(137) conduce hasta la primera línea (116) y un cuarto interruptor
de semiconductor (LSR) del circuito de puente completo (137),
configurado como transistor de efecto de campo, conduce hasta la
segunda línea (122) de la red de corriente continua,
y el procedimiento presenta los pasos
siguientes:
- a)
- después de la captación de una corriente que sobrepasa el valor prefijado en el circuito de puente completo (137) se pone en estado no conductor, del conjunto del primer interruptor de semiconductor (HSL) y el tercer interruptor de semiconductor (HSR), el interruptor de semiconductor que está conduciendo en ese momento para interrumpir la corriente que circula de la red de corriente continua al devanado correspondiente (102),
- b)
- y del conjunto del segundo interruptor de semiconductor (LSL) y el cuarto interruptor de semiconductor (LSR) se pone en conducción también, adicionalmente al interruptor de semiconductor puesto ya en conducción, el interruptor de semiconductor que no está conduciendo en ese momento para que los terminales (104, 106) del devanado correspondiente (102) sean unidos uno a otro con bajo ohmiaje a través del segundo interruptor de semiconductor (LSL) y el cuarto interruptor de semiconductor (LSR), de modo que la corriente en el devanado correspondiente (102) pueda seguir circulando y ser atenuada por el segundo interruptor de semiconductor (LSL) y el cuarto interruptor de semiconductor (LSR);
- c)
- una vez que en el paso a) se haya puesto en estado de no conducción el interruptor de semiconductor - que está conduciendo en ese momento - del conjunto del primer interruptor de semiconductor (HSL) y el tercer interruptor de semiconductor (HSR), se pone en conducción a continuación de ello en el paso b), solamente después de un retardo temporal (figura 6: 238; figura 17: S504; figura 25: S836, S838), el interruptor de semiconductor - que no está conduciendo en ese momento - del conjunto del segundo interruptor de semiconductor (LSL) y el cuarto interruptor de semiconductor (LSR);
- d)
- se vigila la corriente que sigue circulando en el devanado correspondiente (102) a través de la unión de bajo ohmiaje; y
- e)
- se conectan con alto ohmiaje los terminales del devanado correspondiente cuando la corriente en su proceso de atenuación ha alcanzado un valor prefijado o ha transcurrido un intervalo de tiempo prefijado (RETRASO) desde el comienzo del paso b).
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que el valor prefijado está situado en el rango de la corriente
0.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 para
un motor al que se alimenta la energía por medio de una corriente
modulada en anchura de impulsos, en el que se puede variar la
relación de manipulación (pwm), con el paso siguiente: después de
captada una corriente que sobrepasa el valor prefijado en el
circuito de puente completo (137) se reduce esta relación de
manipulación (pwm) en un valor prefijado.
4. Procedimiento según la reivindicación 3, en
el que, a continuación de la reducción de la relación de
manipulación (pwm), se varían las señales de control (figura 26: B1
a B5) para controlar bloques de corriente alimentados al devanado
correspondiente (102) a fin de alargar estos bloques de
corriente.
\newpage
5. Motor electrónicamente conmutado que
comprende:
un rotor (108);
un estator con una disposición de devanado de
estator (102);
un circuito de puente completo (137) para
controlar la corriente (i_{1}, i_{2}) en la disposición de
devanado de estator (102),
en donde están unidos en el circuito de puente
completo con una primera línea de alimentación de corriente
continua (116) unos primeros transistores (114, 130) del puente y
con una segunda línea de alimentación de corriente continua (122)
unos segundos transistores (132, 136) del puente configurados como
transistores de efecto de campo;
asimismo, una disposición de vigilancia de
corriente (172, 198) para captar una corriente que sobrepasa un
valor prefijado y que circula de una línea de alimentación de
corriente continua (122) a al menos un transistor (132, 136) del
puente;
y una disposición de control para controlar el
circuito de puente completo (137), cuya disposición de control está
concebida para ejecutar los pasos siguientes:
- a)
- después de la captación de una corriente que sobrepasa el valor prefijado se ponen en estado de no conducción los primeros transistores (114, 130) del puente,
- b)
- y se ponen en conducción los segundos transistores (132, 136) del puente para hacer que la corriente (i_{1}, i_{2}) siga circulando en un devanado de estator (102) conectado al circuito de puente completo (137) a través de la unión de bajo ohmiaje formada por los dos transistores (132, 136) del puente;
- c)
- entre la puesta en estado de no conducción de los primeros transistores (114, 130) del puente y la puesta en estado de conducción de los dos transistores (132, 136) del puente se produce un retardo temporal (figura 6: 238; figura 17: S504; figura 25: S836, S838);
- d)
- está previsto un dispositivo de vigilancia de corriente (134, 138, 202) para vigilar la corriente que circula en la unión de bajo ohmiaje; y
- e)
- se interrumpe la corriente que circula en la unión de bajo ohmiaje, bajo el control del dispositivo de vigilancia de corriente, cuando la corriente vigilada alcanza durante su atenuación un valor prefijado o cuando ha transcurrido un intervalo de tiempo prefijado (RETRASO) desde el comienzo del paso b).
6. Motor según la reivindicación 5, que
presenta un control de tiempo (figura 17: S510) que está concebido
para que, después de transcurrido un tiempo prefijado a partir de la
puesta en conducción de los segundos transistores (132, 136) del
puente, se prepare una nueva conexión de la corriente en la
disposición de devanado de estator (102).
7. Motor según la reivindicación 5 ó 6, en el
que la disposición (172, 188, 198) para captar una corriente que
sobrepasa un valor prefijado presenta una histéresis de conexión, de
modo que dicha disposición se activa a un primer valor de la
corriente y se desactiva a un segundo valor de la corriente que es
más pequeño en su magnitud que el primer valor de la corriente.
8. Motor según la reivindicación 7, en el que
está prevista en una línea de alimentación a un transistor (132,
136) del puente una resistencia de medida (134, 138) a la que está
asociado un comparador que compara una tensión de medida derivada
de esta resistencia de medida con una tensión de comparación
prefijada (Uref).
9. Motor según la reivindicación 8, en el que
la tensión de comparación (Uref) es una función de la señal de
salida del comparador (172, 198) y se varía al captar una corriente
que sobrepasa el valor prefijado para producir una histéresis de
conexión.
10. Motor según una de las reivindicaciones 7 a
9, en el que está prevista una pluralidad de resistencias de medida
(134, 138) y de comparadores (172, 198) asociados a éstas, y la
señales de salida de estos comparadores pueden ser alimentadas, a
través de un miembro de enlace (192, 194), a un miembro de salida
común (188) que, al captar una corriente que sobrepasa el valor
prefijado en un transistor del puente, suministra una señal de
salida correspondiente y produce una reducción de la tensión de
referencia (Uref) para todos los comparadores.
11. Motor según una de las reivindicaciones 6 a
10, en el que al menos uno de los primeros transistores (114, 130)
del puente es puesto en estado de no conducción por el hardware
(148, 152, 154, 160) cuando se capta una corriente que sobrepasa el
valor prefijado.
12. Motor según la reivindicación 11, en el que
al menos uno de los primeros transistores (114, 130) del puente es
puesto también en estado de conducción de manera redundante por el
software cuando se capta una corriente que sobrepasa el valor
prefijado.
13. Motor según la reivindicación 12, en el que
se puede alimentar una señal de salida (Imax) de la disposición de
vigilancia de corriente (172, 198) tanto al hardware del motor como
a un microordenador (40) asociado al motor para poder poner en
estado de conducción al menos uno de los primeros transistores (114,
130) del puente tanto a través del hardware como también por medio
de una orden impartida en una salida del microordenador (40).
14. Motor según la reivindicación 13, en el que
la señal de salida (Imax) puede ser alimentada a una entrada (RB6)
del microordenador (40), en el que puede producirse por parte de
esta señal de salida una interrupción (figura 17: interrupción
Imax).
15. Motor según la reivindicación 14, en el
que, al presentarse una interrupción de esta clase, se puede
realizar, adicionalmente a la puesta en estado de no conducción de
uno de los primeros transistores (114, 130) del puente, una puesta
en conducción de una pluralidad de segundos transistores (132, 136)
del puente para hacer que un devanado (102) del motor (100)
funcione sustancialmente en cortocircuito a través de estos últimos
transistores.
16. Motor según la reivindicación 15, en el que
está previsto un control de tiempo (figura 17: S510) para
desactivar la puesta en conducción de estos segundos transistores
(132, 136) del puente después de transcurrido un tiempo
prefijado.
17. Motor según una de las reivindicaciones 5 a
16, que está concebido para que, al producirse una reacción de la
disposición de vigilancia de corriente (172, 198) que reacciona a la
captación de una corriente que sobrepasa un valor prefijado, se
reduzca el valor eficaz de esta corriente (i_{1}, i_{2}).
18. Motor según una de las reivindicaciones 15
a 17, en el que, al presentarse una interrupción de esta clase
(figura 17: interrupción Imax), se reduce la relación de
manipulación (pwm) de una señal de modulación de anchura de
impulsos (PWM) (figura 17: S508) que influye sobre el valor eficaz
de la corriente (i_{1}, i_{2}) en la disposición de devanado de
estator (102) del motor para reducir este valor eficaz.
19. Motor según la reivindicación 18, en el que
se disminuye la relación de manipulación (pwm) al presentarse
reiteradamente una interrupción ocasionada por una corriente
demasiado alta hasta el punto de que al menos durante dos
revoluciones del rotor no se presente ninguna interrupción de esta
clase a consecuencia de una corriente demasiado alta.
20. Motor según la reivindicación 18 ó 19, con
un regulador para regular una magnitud prefijada, en particular el
número de revoluciones del motor, a un valor prefijado, que ajusta
la magnitud a regular al menos en grado preponderante de tal manera
que este valor influya sobre la duración en tiempo (BW) de señales
de control (figura 26: B1 a B5) que controlan las corrientes que
circulan por la disposición de devanado de estator (102).
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