ES2264153T3 - Sistema de comunicaciones por satelite empleando codigos concatenados paralelos. - Google Patents
Sistema de comunicaciones por satelite empleando codigos concatenados paralelos.Info
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Abstract
UNA RED DE COMUNICACIONES POR SATELITE VSAT UTILIZA CODIFICACION CONCATENADA EN PARALELO (28, 48) EN SUS ENLACES DE ENTRADA O DE SALIDA (20, 22), O EN AMBOS. PARA BLOQUES DE DATOS CORTOS, SE UTILIZAN CODIGOS CONVOLUCIONALES DE BITS DE COLA SISTEMATICOS NO RECURSIVOS. PARA BLOQUES DE DATOS LARGOS, SE UTILIZAN CODIGOS CONVOLUCIONALES DE BITS DE COLA SISTEMATICOS Y RECURSIVOS. ESTAS TECNICAS DE CODIFICACION CONCATENADAS EN PARALELO SE USAN JUNTO CON MODULACION DE ESPECTRO EXTENDIDO (32, 44) PARA OFRECER UN SISTEMA DE COMUNICACIONES VSAT QUE CUMPLA LAS REGULACIONES DE FCC SOBRE LA DENSIDAD DEL ESPECTRO DE POTENCIA TOTAL DE LAS SEÑALES TRANSMITIDAS ASI COMO MITIGUE LA INTERFERENCIA DE SATELITES ADYACENTES.
Description
Sistema de comunicaciones por satélite empleando
códigos concatenados paralelos.
La presente invención se relaciona generalmente
con sistemas de comunicaciones de satélite y, más en particular,
con un sistema de comunicaciones de terminal de pequeña abertura
empleando códigos concatenados paralelos en sus enlaces de entrada
y salida, o en ambos.
Existe un mercado emergente de comunicaciones
multimedia vía satélite que emplea terminales de bajo coste y de
muy pequeña apertura (VSAT). Entre las ventajas de utilizar una
antena más pequeña a la que actualmente emplea la práctica general
en la industria se incluye el reducido coste reflectante, menores
gastos de transporte, menor trabajo y maquinaria de montaje, y
mayor aceptación por parte del público debido a la imagen más
atractiva. Sin embargo, el uso de una antena parabólica de pequeña
abertura puede causar una reducción indeseable de la capacidad en
red. Este hecho se debe a varios motivos relacionados con el tamaño
reducido de la antena: (1) descenso de potencia de señal recibida y
transmitida causado por el descenso asociado en el tamaño de la
antena; y (2) las regulaciones de la Comisión de Comunicaciones
Federal (FCC) limita la potencia transmitida por VSAT utilizando
una antena inferior a un tamaño especificado para limitar la
densidad de flujo de potencia perturbadora en espacios orbitales de
satélites adyacentes. El empleo de un amplificador de potencia VSAT
con la misma o menor potencia de salida con el fin de reducir
costes VSAT contribuye además a reducir la capacidad de red debido
a las limitaciones de potencia.
Desafortunadamente, es difícil obtener el
aumento de codificación deseado en bloques de pocos datos (que son
típicos de algunos tipos de transmisiones VSAT) para resolver estos
problemas con la eficacia del ancho de banda requerido y
complejidad de decodificador empleando las técnicas de codificación
convencionales.
Asgari, V et al ("Channel coding for
VSAT systems", IEE Proceedings: Communications, Vol 142, N° 5,
páginas 333-339, Octubre 1995) describe un sistema
de comunicaciones por satélite que emplea códigos concatenados, y
en concreto el uso de modulación de código del enrejado (TCM) y
códigos Reed-Salomon (RS) en combinación.
EP-A-0650270
describe un sistema de comunicaciones vía satélite que emplea
códigos concatenados para la transmisión de información
digital.
US-A-5446747
describe un sistema de comunicaciones vía satélite que emplea
códigos concatenados para la transmisión de información
digital.
Por consiguiente, se desea proporcionar una
sistema de comunicaciones vía satélite que aumente la capacidad de
la red cuando se emplean VSAT con una apertura de antena reducida
disminuyendo la energía por BIT deseado al cociente espectral de la
densidad de la energía del ruido E_{b}/N_{o} mediante técnicas
espectralmente eficaces.
De acuerdo con la presente invención, una red de
comunicaciones vía satélite VSAT utiliza códigos concatenados
paralelos en sus enlaces de entrada y salida, o en ambos. En una
realización, para bloques de poca información que son típicas de
transmisiones de paquetes, transacciones de tarjetas de crédito, y
comunicaciones de voz comprimida, se emplean códigos
convolucionales cíclicos sistemáticos no recursivos como códigos de
componente en dicho programa de codificación concatenada paralela.
Para bloques de información mayores que son típicos de
transmisiones de archivos, la VSAT y la central de red utilizan
códigos convolucionales sistemáticos recursivos.
En una realización preferente, se emplean las
técnicas de codificación concatenada paralela mencionadas
anteriormente en conjunción con la modulación de espectro
ensanchado, resultando un sistema que cumple las regulaciones FCC
en el total de densidad so espectral de potencia de señales
transmitidas y mitiga interferencias de satélites adyacentes.
En un aspecto la presente invención proporciona
un sistema de comunicaciones VSAT para comunicaciones vía satélite,
que consta de: un conjunto de terminales VSAT, cada una de ellas
constando de: un codificador concatenado paralelo consistente en un
conjunto de codificadores componentes que están conectados en una
concatenación paralela y aplican un código convolucional
concatenado paralelo para un bloque de bits de datos recibidos de
una fuente y generan palabras claves de acceso componentes de la
misma, donde el código convolucional concatenado paralelo consiste
en códigos sistemáticos no recursivos cíclicos, y un formateador de
la clave de acceso para formatear los bits de las claves de acceso
componentes para proporcionar una clave de acceso compuesta; un
formateador de paquetes para montar paquetes de datos para
transmisiones, cada paquete de datos estando compuesto de bits de
al menos una clave de acceso compuesta; un modulador para recibir
los paquetes de datos y suministrar señales moduladas de los
mismos; un conversor elevador para traducir las señales moduladas a
una frecuencia de la onda portadora; un interfaz para conectar cada
respectivo terminal VAST a una antena para transmitir señales
moduladas a un satélite y recibir señales moduladas de un satélite;
un conversor de RF a IF para traducir cada señal recibida de la
frecuencia de la onda portadora a una frecuencia intermedia; un
demodulador para sincronizar y demodular las señales recibidas; un
formateador paquete-a-clave de
acceso para formar las claves de acceso recibidas compuestas de las
señales demoduladas; y un decodificador compuesto que consta de un
conjunto de decodificadores componentes para decodificar las claves
de acceso compuestas recibidas.
\newpage
En otro aspecto la presente invención
proporciona un sistema de comunicaciones VSAT para comunicaciones
vía satélite, que consta de: un conjunto de terminales VSAT, cada
una de ellas constando de: un codificador concatenado paralelo
consistente en un conjunto de codificadores componentes que están
conectados en una concatenación paralela y aplican un código
convolucional concatenado paralelo para un bloque de bits de datos
recibidos de una fuente y generan palabras claves de acceso
componentes de la misma, donde el código convolucional concatenado
paralelo consiste en códigos sistemáticos no recursivos cíclicos, y
una formateador de la clave de acceso para formatear los bits de las
claves de acceso componentes para proporcionar una clave de acceso
compuesta; un formateador de paquetes para montar paquetes de datos
para transmisiones, cada paquete de datos estando compuesto de bits
de al menos una clave de acceso compuesta; un modulador para
recibir los paquetes de datos y suministrar señales moduladas de los
mismos; un conversor elevador para traducir las señales moduladas a
una frecuencia de la onda portadora; un interfaz para conectar cada
respectivo terminal VAST a una antena para transmitir señales
moduladas a un satélite y recibir señales moduladas de un satélite;
un conversor de RF a IF para traducir cada señal recibida de la
frecuencia de la onda portadora a una frecuencia intermedia; un
desmodulador para sincronizar y desmodular las señales recibidas; un
formateador paquete-a-clave de
acceso para formar las claves de acceso recibidas compuestas de las
señales desmoduladas; y un decodificador compuesto que consta de un
conjunto de decodificadores componentes para decodificar las claves
de acceso compuestas recibidas.
Las características y ventajas de la presente
invención quedarán claras tras la siguiente descripción detallada
de la invención siempre que se lea junto con los dibujos
acompañantes en los cuales:
La Figura 1 es un diagrama de bloque
simplificado que muestra un sistema de comunicaciones VSAT
empleando códigos concatenados paralelos de acuerdo con la presente
invención;
La Figura 2 es un diagrama de bloque
simplificado que muestra el terminal central de un sistema de
comunicaciones VSAT empleando códigos concatenados paralelos de
acuerdo con la invención;
La Figura 3 es un diagrama de bloque
simplificado que muestra un codificador programable útil en un
sistema de comunicaciones VSAT de acuerdo con la presente
invención; y
La Figura 4 es un diagrama de bloque
simplificado que muestra un decodificador programable útil en un
sistema de comunicaciones VSAT de acuerdo con la presente
invención.
La invención aquí descrita es un sistema de
comunicaciones vía satélite VSAT que utiliza técnicas de
codificación concatenada paralela que implican, por ejemplo, códigos
convolucionales cíclicos concatenados paralelos y códigos
convolucionales sistemáticos recursivos concatenados paralelos (es
decir, los llamados "códigos turbo"), y sus respectivos
decodificadores. En particular, para códigos convolucionales
cíclicos concatenados paralelos, se emplea un decodificador de
decodificación MAP, como el descrito en el asignado normalmente,
copróximo a U.S Solicitud de Patente N° 08/636,742 de Stephen M.
Hladik y John B. Anderson, presentada el 19 de abril de 1996
(US-A-5 721 746).
La codificación concatenada paralela se emplea
en las transmisiones de enlace de entrada (VSAT a núcleo) o en
transmisiones de enlace de salida (núcleo a VSAT) o en ambos
enlaces de una red de comunicaciones vía satélite VSAT. Además, la
codificación concatenada paralela puede utilizarse para proporcionar
códigos de corrección/detección de errores para transmisiones
directas de igual a igual (VSAT a VSAT). En una realización, para
bloques de información corta que son típicos de transmisiones de
paquetes, transacciones de tarjetas de crédito, y comunicaciones de
voz comprimida, se emplean códigos convolucionales cíclicos
concatenados paralelos como códigos componentes en un sistema de
codificación concatenada paralela. Para bloques de más información
que son típicos de transmisiones de archivos, VSAT y el terminal
central de la red emplean codificación concatenada paralela que
consiste en códigos convolucionales sistemáticos recursivos.
De acuerdo con la presente invención, el uso de
estas técnicas de codificación concatenada paralela en conjunción
con modulación de espectro ensanchado proporciona una solución muy
eficaz para facilitar la conformidad con las ya mencionadas
regulaciones FCC sobre la interferencia con satélites adyacentes al
descender la potencia radiada efectiva (PRE) requerida y la
densidad de potencia espectral de la señal transmitida. Además,
esta combinación mitiga interferencias de satélites adyacentes.
La Figura 1 es un diagrama de bloque de un VSAT
de un sistema de comunicaciones que emplea códigos concatenados
paralelos de acuerdo con la presente invención. Este sistema
fundamentalmente consiste en un número de terminales VSAT 10, un
satélite 12 con un transponedor de comunicaciones, y posiblemente
un terminal central 14. La comunicación dentro de la red VSAT puede
ser bien de una dirección bien de dos direcciones y puede viajar en
una variedad de vías: (1)
VSAT-a-VSAT directamente (es decir,
conectividad en triángulo) y (2)
VSAT-a-núcleo-terminal
y/o
núcleo-terminal-a-VSAT
(es decir, conectividad en estrella).
Como se muestra en la Figura 1, un terminal VSAT
10 consta de un procesamiento de señales transmisoras 20, un
procesamiento de señales receptoras 22 y una antena 24. De acuerdo
con la invención aquí descrita, el procesamiento de señales
transmisoras consta de: un puerto de entrada 25 para aceptar los
datos de una fuente de información 26; un codificador 28 que aplica
un código concatenado paralelo a bloques de bits de datos recibidos
de la fuente; un formateador de paquetes 30 para generar un paquete
de datos (constando de una o más claves de acceso del codificador
28), un patrón de bit de sincronización y bits de señales de
control; un modulador 32; un conversor elevador 34 para traducir la
señal modulada a la frecuencia de la onda portador; un amplificador
de potencia 36; y una conexión a la antena 24 a través de un
interfaz apropiado (por ejemplo un conmutador o un duplexor con
filtro). El procesamiento de señales receptoras consta de: un
amplificador con bajo nivel de ruidos 40, un conversor de RF a IF
42 para traducir la señal recibida de la frecuencia de la onda
portadora a frecuencia intermedia, un demodulador 44 para la
sincronización y desmodulación, un formateador de
paquete-a-clave de acceso 46, u
decodificador 48 adecuado para el código concatenado paralelo
utilizado por el transmisor, y un puerto de salida 49 para
transferir los mensajes recibidos (es decir, los bits de bloques de
datos) a una receptor de información 50. Para abreviar, un diagrama
de bloque detallado se muestra sólo para un VSAT en Figura 1.
Las funciones de sincronización llevadas a cabo
por el demodulador 44 incluyen sincronización de frecuencia de onda
portadora, sincronización de trama, sincronización de símbolos, y,
si se requiere, sincronización de fase portadora. La sincronización
de símbolos es el proceso de estimación del mejor tiempo de muestra
(es decir, época de símbolo) para la salida del demodulador para
minimizar la probabilidad de error de decisión de símbolo. La
sincronización de trama es el proceso de estimación de la época del
símbolo para el primer símbolo en una trama de datos recibidos (para
transmisiones continuas) o paquete (para transmisiones
discontinuas).
Para el caso en el que las señales de espectro
ensanchado se transmiten por VSAT, el modulador VSAT mostrado en la
Fig. 1 incluye la función de spreading; y el demodulador
VSAT mostrada en la Fig. 1 incluye la función de
despreading. Las técnicas de espectro ensanchado aumentan el
ancho de banda relativo al ancho de banda de la señal de datos
modulada imponiendo una señal de extensión formada por chips (en el
caso de espectro ensanchado de secuencia directa) o saltos (en el
caso de espectro ensanchado por variación por saltos en la
frecuencia) que son pseudo aleatorios e independientes de la señal
de datos. En el espectro ensanchado de secuencia directa, la señal
de datos se multiplica por una señal que corresponde con una
secuencia pseudo aleatoria de chips que tienen valores de +1 o -1.
La duración de los impulsos de chips es menor que el intervalo del
símbolo de la señal de datos modulados; por ese motivo, el ancho de
banda de la señal resultante es mayor que el de la señal modulada
original. En espectro ensanchado por variación por saltos en la
frecuencia, la frecuencia de la onda portadora de la señal modulada
se modifica periódicamente de acuerdo con un patrón
pseudoaleatorio. De nuevo, el ancho de banda de la señal de
expansión es mayor que el de la señal modulada original.
Despreading en el demodulador es el
proceso de retirar el spreading de la señal recibida.
Normalmente, el demodulador correlaciona la señal recibida con una
réplica de la forma de onda de expansión para extender una señal de
espectro ensanchado de secuencia directa, mientras que en un
sistema de espectro ensanchado por variación por saltos de
frecuencia, salta la frecuencia de un oscilador en el conversor de
RF a IF del receptor empleando el mismo patrón empleado por el
terminal transmisor para extender una señal de espectro ensanchado
por saltos de frecuencia. Normalmente, se aplica un filtro a la
señal de frecuencia después del despreading para atenuar el
ruido de banda ancha y componentes de interferencia en la señal
recibida.
Un diagrama de bloque del terminal central se
representa en Figura 2. De acuerdo con la invención aquí descrita,
consta de: puertos de entrada 51 para aceptar datos de una o más
fuentes de información 52; puertos de salida 53 para trasladar los
mensajes recibidos (es decir, bloques de bits de datos) a uno o más
receptores de información 54; un banco de procesadores de canal
transmisor 56; un banco de procesadores de canal receptor; un
conmutador 60 para conectar cada fuente activa con un procesador de
canal transmisor y para conectar cada procesador de canal receptor
activo con el receptor adecuado de información o un procesador de
canal transmisor, una memoria 62; un regulador 64 para controlar el
flujo de datos a través del conmutador; un combinador 66 para
combinar las señales generadas por cada procesador de canal
transmisor a una sola señal; un conversor elevador 68 para traducir
las señales recibidas a la frecuencia portadora; un amplificador de
potencia 70 conectado a la antena por medio de un interfaz
apropiado (por ejemplo, un conmutador o un duplexor con filtro);
una antena 72; un amplificador con bajo nivel de ruidos 74 que está
conectado a la antena por medio del mencionado interfaz; un
conversor de RF a IF 76 para traducir la señal recibida de la
frecuencia portadora a una frecuencia portadora (IF); y un divisor
de señal 78 para proporcionar la señal recibida IF o posiblemente
una versión filtrada de la señal recibida IF al banco de
procesadores de canal receptor.
El procesador de canal transmisor mostrado en la
Figura 2 consta de: un codificador 80 que aplica un código
concatenado paralelo a bloques de bits de datos recibidos de una
fuente; un formateador de paquetes 82 para generar un paquete de
datos (constando de una o más claves de acceso del codificador 80),
un patrón de BIT de sincronización y bits de señalización de
control; y un modulador 84. Como con VSAT, los moduladores del
núcleo incluyen la función de spreading para el caso en el
que las señales del espectro ensanchado se transmiten por el
núcleo. El procesador del canal receptor de la Fig. 2 consta de un
demodulador 86, un conversor de paquete a clave de acceso 88 para
seleccionar muestras de la salida del demodulador para formar las
claves de acceso recibidas que se introducen en un decodificador
para códigos concatenados paralelos, y un decodificador 90 adecuado
para el código concatenado paralelo utilizado por el transmisor. El
demodulador del núcleo incluye varias funciones: sincronización,
desmodulación, y, para el caso en el que el núcleo recibe señales
del espectro ensanchado, despreading.
Una función de la memoria del núcleo es
almacenar temporalmente los datos recibidos de las fuentes de
información o procesadores del canal receptor en el caso de que
todos los procesadores del canal transmisor o puertos de salida
estén ocupados cuando un mensaje llega al conmutador 60. La memoria
también almacena los parámetros de configuración de red necesarias
y datos operativos.
En una realización alternativa de la presente
invención, un código externo se usa en concatenación en series con
el código concatenado paralelo (interno) (PCC); un decodificador
externo asociado también se conecta en concatenación en series con
el decodificador del PCC interno.
Adicionalmente, VSAT y el equipo de núcleo puede
utilizar un sistema codificador/decodificador programable y
flexible con el fin de implementar varias opciones:
(1) codificación concatenada paralela como se ha
descrito anteriormente;
(2) un código externo en concatenación de series
con un código concatenado paralelo interno (PCC) como se ha
descrito anteriormente;
(3) codificación concatenada en serie que consta
de un codificador externo y un solo codificador componente de un
codificador PCC.
(4) un código convolucional convencional o
código solo de bloque (es decir, sin concatenación en serie o en
paralelo).
La Figura 3 muestra un diagrama de bloque de un
codificador programable, flexible que mejora estas cuatro opciones
de codificación. Tal y como se muestra, el codificador programable y
flexible consta de un codificador 100 para códigos concatenados
paralelos, un codificador 102 para un código externo, y cinco
conmutadores S1-S5. El codificador 100 para códigos
concatenados paralelos consta de codificadores N, intercaladores
N-1, y un formateador de clave de acceso 106. La
Tabla I que se muestra a continuación resume las posiciones del
conmutador para varios modos de operación del codificador.
\vskip1.000000\baselineskip
| Posiciones del Conmutador | |||||
| Modo | S1 | S2 | S3 | S4 | S5 |
| (1) PCC | 0 | 0 | Cerrado | 0 | 0 |
| (2) Concatenación en serie con PCC interno | 1 | 1 | Cerrado | 0 | 0 |
| (3) Concatenación en serie estándar | 1 | 1 | Abierto | 1 | 1 |
| (4) Código sencillo | 0 | 0 | Abierto | 1 | 1 |
\vskip1.000000\baselineskip
La Figura 4 es un diagrama de bloque de un
decodificador programable, flexible que implementa los
decodificadores para los cuatro modos de codificadores presentados
anteriormente. Este decodificador compuesto programable consta de
un decodificador 110 para códigos concatenados paralelos, un
dispositivo de decisión de umbral 112 para implementar una norma de
decisión, un decodificador 114 para un código externo, y seis
conmutadores S1-S6. Asumiendo que la salida del
decodificador el 10 es la probabilidad de que el valor del BIT
decodificado sea igual a cero, una regla de decisión ejemplar es:
Si la salida es mayor que ½, entonces se decide que el bit
decodificado es cero; si es menor que ½, se le asigna el valor de
uno; si es igual a ½, se le asigna un valor arbitraria-
mente.
mente.
El decodificador 110 para códigos concatenados
paralelos además consta de una clave de acceso compuesta a un
conversor de clave compuesta componente 116, decodificadores
componentes N, intercaladores N-1 y dos
desintercaladores idénticos 118. Cada desintercalador tiene una
función de reordenamiento que devuelve una secuencia de elementos
de datos que han sido permutados por intercaladores
N-1 conectados en serie a su orden original. La
Tabla II que se muestra a continuación resume las posiciones de
conmutador para varios modos de operación de decodificación. (En la
tabla, X denota la condición "no importa", es decir, el
conmutador puede estar en cualquier
posición).
posición).
| Modo | Posiciones del Conmutador | |||||
| S1 | S2 | S3 | S4 | S5 | S6 | |
| (1) PCC | 0 | 0 | Cerrado | 0 | 0 | X |
| (2) Concatenación en | 0 | 0 | Cerrado | 0 | 0 | 0 para decodificación |
| serie con PCC interno | de decisión dura; 1 | |||||
| para decodificación de | ||||||
| decisión blanda. | ||||||
| (3) Concatenación en | 1 | 1 | Abierto | 1 | 1 | 0 para decodificación |
| serie estándar | de decisión dura; 1 | |||||
| para decodificación de | ||||||
| decisión blanda | ||||||
| (4) Código único | 1 | 1 | Abierto | 1 | 1 | X |
VSAT utiliza diferentes códigos (por ejemplo,
PCCC, PCCC cíclico, convolucional sistemático recursivo,
convolucional sistemático no recursivo, códigos de bloques) en
diferentes combinaciones (por ejemplo, modos 1, 2, 3, y 4)
dependiendo de la aplicación de la comunicación y de los índices de
transmisión requeridos.
Cuando se utilizan códigos convolucionales en
alguno de los modos descritos anteriormente, el codificador
programable de la Figura 3 puede también incluir perforación a
través de un patrón conocido para aumentar el índice de código
resultante, y el decodificador programable de la Fig. 4 puede
también incluir la función asociada de desperforación. Cuando
códigos convolucionales perforados se usan como códigos componentes
en codificación concatenada paralela, el formateador de la clave de
acceso de la Fig. 3 borra los bits del código de las claves de
acceso componentes de acuerdo con los patrones deseados de
perforación. En este caso, la clave de acceso compuesta del
decodificador PCC para el conversor de la clave de acceso
componente inserta valores neutrales para los bits perforados en las
claves de acceso componentes que se insertan a los decodificadores
componentes. Se observa que en el Modo 3 o Modo 4, conmutadores S4
y S5 de codificador y conmutador S1 y S2 de decodificador están
situadas en posición 0. Por lo tanto, Figuras 3 y 4 muestran la
unidad de perforación 140 y unidad de desperforación 142,
respectivamente, como simulación para implementar estas funciones
de perforación y desperforación, respectivamente, cuando un código
perforado se usa en Modo 3 o Modo 4.
En una realización preferente de esta invención,
se emplean códigos convolucionales como los códigos componentes en
un código concatenado paralelo interno, y se usa un código de
bloque (por ejemplo, un código Reed-Solomon o
código BCH) como código externo en concatenación en serie.
En una realización preferente en la cual las
señales de espectro ensanchado se transmiten a través de VSATs, se
emplea un protocolo de acceso de canal arbitrario como ALOHA en
conjunción con acceso múltiple a división de código. El receptor
núcleo utiliza un número de demoduladores para cada código de
expansión para recibir señales de superposición de tiempo que
utilizan versiones retrasadas de tiempo de la misma secuencia de
expansión. Cada demodulador por una secuencia de expansión dada
demodula una señal utilizando un cambio de tiempo diferente al de
la secuencia de expansión.
También en una realización preferente, una o más
secuencias de expansión se reservan para usarlas por VSAT sobre
períodos de tiempo específicos sobre una base asignada para
proporcionar canales de alta calidad con gran rendimiento total.
Las peticiones de reserva de los VSAT y las asignaciones se
procesan por un regulador de red que está conectado con el terminal
central.
En una realización preferente que utiliza
señales de espectro ensanchado y el codificador y decodificador
programables aquí descritos, el sistema se asocia a una secuencia
de expansión dada con un código particular de corrección de errores
para permitir que diferentes señales utilicen diferentes códigos de
corrección de errores simultánea-
mente.
mente.
Un decodificador circular MAP útil como los
decodificadores componentes en la Fig. 4 se describe en la
comúnmente asignada, Solicitud de Patente U.S. N° 08/636,742. El
decodificador circular MAP puede enviar una valoración del bloque
de datos codificados e información de fiabilidad a I receptor de
datos, es decir, un procesador de señal de síntesis de la palabra
para usar en ocultación de error de transmisión o procesador de
protocolo para datos de paquete como una medida de probabilidad de
error de bloque para emplear en decisiones de petición de
repetición. Como se describe en la comúnmente asignada, Solicitud
de Patente U.S. N° 08/636,732 de Stephen M. Hladik y John B.
Anderson, presentado el 19 de abril de 1996, el decodificador
circular MAP es útil para decodificar códigos convolucionales
cíclicos, en particular cuando se usan como códigos componentes en
un sistema de codificación concatenada paralela.
Un decodificador circular MAP para códigos de
enrejado de corrección de errores que emplean el sistema cíclico de
acuerdo con Solicitud de Patente U.S. N° 08/636,742 produce salidas
de decisión blanda. El decodificador circular MAP proporciona una
valoración de las probabilidades de los estados en la primera etapa
de las rejas, y estas probabilidades reemplazan el a priori
conocimiento del estado inicial en un decodificador MAP
convencional. El decodificador MAP circular proporciona la
distribución de probabilidad del estado inicial de cualquiera de los
dos modos. El primero supone una solución a un problema de valor
propio para el cual el vector propio resultante es la distribución
de probabilidad de estado inicial deseado; con conocimiento del
estado inicial, el decodificador circula MAP lleva a cabo el resto
de la codificación de acuerdo al algoritmo de decodificación de MAP
convencional. El segundo se basa en una recursión en la cual las
iteraciones convergen en una distribución de estado inicial.
Después de suficientes iteraciones, se conoce con alta probabilidad
un estado sobre las secuencia circular, y el decodificador circular
MAP lleva a cabo el resto de la codificación de acuerdo con el
algoritmo de decodificación MAP convencional que se establece en
"Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error
Rate", por Bahl, Cocke, Jelinek y Raviv, IEEE Transactions on
Information Theory, pp. 284-287, Marzo 1974.
El objetivo del algoritmo de decodificación MAP
convencional es encontrarlas probabilidades condicionales:
P [estado m a
tiempo t/salidas de canal receptor Y_{1}...
Y_{L}]
El término L en esta expresión representa la
longitud del bloque de datos en unidades del número de símbolos
codificadores. (El codificador para un (n,k) opera en símbolos de
entrada k-bit para generar símbolos de salida
n-bit.). El término es la salida de canal (símbolo)
en tiempo t.
El algoritmo de decodificación MAP convencional
de hecho encuentra las probabilidades:
(1)\lambda_{t}
(m)= P \left[S_{t} = m; Y \frac{L}{1}
\right];
que es, la probabilidad unida de
que el estado del codificador en tiempo t, S_{t}, es m y se
recibe el conjunto de salidas de canal Y_{1}^{L} =
[y_{1},...y_{L}]. Estas son las probabilidades deseadas
multiplicadas por una constante (P[Y_{1}^{L}], la
probabilidad de recibir el conjunto de canales de salida [y_{1},
...
y_{L}]).
Ahora se definen los elementos de una matriz
\Gamma_{t} por \Gamma_{t} (i,j) = P [estado j a tiempo t;
y_{t}/estado i a tiempo t-1].
La matriz \Gamma_{t} se calcula como una
función de la probabilidad de transición del canal R (Y_{t}, X),
la probabilidad p_{t} (m/m') de que el codificador hace posible
la transición del estado m' a m en tiempo t, y la probabilidad
q_{t}(Xlm',m) de que el símbolo de la salida del
codificador es X dado que el estado de codificador previo es m' y el
estado de codificador presente es m. En particular, cada elemento
de \Gamma_{t} se calcula sumando todas las posibles salidas del
codificador X como se indica a continuación:
(2)\gamma_{t}(m',m) = \sum p_{t}
(m/m') q_{t} (x/m', m) R (Y_{t},
X).
El decodificador MAP calcula L de estas
matrices, uno para cada fase de enrejado. Se forman a partir de los
símbolos de salida de canal recibido y la naturaleza de las ramas
de enrejado par un código dado.
Lo siguiente define los elementos de
probabilidad de unión M de un vector lineal \alpha_{t} por:
(3)\alpha_{t}
(j) = P [estado\ j\ a\ tiempo\ t;
y_{1},...y_{t}]
y los elementos de probabilidad
condicionales M de un vector de columna \beta_{t}
por:
(4)\beta_{t} =
P(y_{t+1},...y_{L}/estado\ j\ a\ tiempo\
t)
para j=0,1, ...
(M-1) donde M es el número de estados de
codificador. (Observar que las matrices y vectores aquí se expresan
con letra
negrita).
Los pasos del algoritmo de decodificación MAP
son los siguientes:
(i) Calcular \alpha_{1},... \alpha_{L}
con la recursión delantera:
(5)\alpha _{t}
= \alpha_{t-1} \Gamma_{t}, t = 1, ... ,
L.
(ii) Calcular \beta_{1}...,
\beta_{L-1} con la recursión trasera:
(6)\beta_{t} =
\Gamma_{t+1} \beta _{t+1}, t = L-1,...,
1
(iii) Calcular el elemento de \lambda_{t}
por:
(7)\lambda_{t}
(i) = \alpha_{t} (i) \beta_{t} (i),
\hskip0,5cmtodo \ i, \ t = 1, ... , L.
(iv) Encontrar cantidades relativas necesarias.
Por ejemplo, permitir que A_{t}^{j} sea el conjunto de estados
S_{t}= [S_{t}^{1}, S_{t}^{2},... , S_{t}^{km}] y que
el elemento j^{th} de S_{t}, S_{t}^{j} sea igual a cero.
Para un código de enrejados no recursivo convencional,
S_{t}^{j} = d_{t}^{j} , el bit de datos j^{th} a tiempo
t. Por lo tanto, la salida del de decisión blanda del decodificador
es
P\{d_{t}{}^{j}
= 0/ \gamma_{1}{}^{L}\} = \frac{1}{P(Y_{1}{}^{L})}
\sum\limits_{S_{t}\varepsilon A_{t}^{j}} \lambda_{t}
(m)
donde P {Y_{1}^{L}} =
\sum\limits_{m}
\lambda_{L}(m)
m es el índice que corresponde a un estado
S_{t}.
La decisión dura del decodificador o salida del
bit codificado se obtiene aplicando P {d_{t}^{j} =
0/y_{1}^{L}} a la siguiente regla de decisión:
Es decir, si P{d_{t}^{j} =
0/y_{1}^{L}}> ½, entonces d_{t}^{j} = 0; si
P{d_{t}^{j} =0/y_{1}^{L}} < ½, entonces d_{t}^{j} =
1; sino, se asigna arbitrariamente el valor 0 o 1 a d_{t}^{j}.
Como otro ejemplo de una cantidad relativa para el paso (iv) ya
indicado, la matriz de probabilidades \sigma_{t} consta de los
elementos definidos a continuación:
\sigma _{t}
(i,j) = P \{S_{t-1}, = i; S_{t} = j; y_{1}{}^{L}\} =
\alpha_{t-1} (i) \gamma_{t} (i,j) \beta_{t}
(j).
Estas probabilidades son útiles cuando se desea
determinar la probabilidad a posteriori de los bits de
salida del codificador.
En la aplicación estándar del algoritmo de
decodificación MAP, la recursión delantera se inicializa con el
vector \alpha_{0}= (I,0,...0), y la recursión trasera se
inicializa con \beta_{L} = (I,0,...0)^{T}. Estas
condiciones iniciales se basan en suposiciones de que el estado
inicial del codificador sea S_{0}=0 y que su estado final sea
S_{L}=0.
Una realización del decodificador circular MAP
determina la distribución de probabilidad del estado inicial
resolviendo un problema de valor propio como se expresa a
continuación. Se permite que \alpha_{t}, \beta_{t},
\Gamma_{t} y \lambda_{t} sean como antes, pero se toma la
inicial \alpha_{0} y \beta_{L} como se indica a
continuación:
Establecer \beta_{L} al vector de columna
(111...1)^{T}.
Dejar que \alpha_{0} sea una variable
(vector) desconocida.
Entonces,
- (I)
- Calcular \Gamma_{1} para t = 1,2,... de acuerdo a la ecuación (2).
- (II)
- Encontrar el valor propio más grande del producto matriz \Gamma_{1}, \Gamma_{2}... \Gamma_{L}. Normalizar el vector propio correspondiente para que sus componentes sumen una unidad. Este vector es la solución para \alpha_{0}. El valor propio es P {Y_{1}^{L}}.
- (III)
- Formar el subsiguiente \alpha_{t}, con la recursión delantera establecida en la ecuación (5).
- (IV)
- Partiendo de \beta_{L}, inicializada como se ha descrito anteriormente, formar \beta_{t} con la recursión trasera establecida en la ecuación (6).
- (V)
- Formar \lambda_{t}, como en (7), al igual que otras variables deseadas, como, por ejemplo, la salida de decisión blanda P{d_{t}^{j} = 0/\gamma_{1}^{L}} o el matriz de probabilidades \sigma_{t}, descrito anteriormente.
La variable desconocida \alpha_{0} satisface
la ecuación de matriz
\alpha_{0} =
\frac{\alpha_{0}\Gamma_{1} \Gamma_{2}...
\Gamma_{3}}{P(Y_{1}{}^{L})}
Basándose en el hecho de que esta fórmula
expresa una relación entre posibilidades, el producto de matrices
\Gamma_{t} a la derecha tiene el valor propio más grande igual
a P {Y_{1}^{L} }, y que el vector propio correspondiente debe
ser un vector de probabilidad.
Cuando la inicial \beta_{L} =
(111...1)^{T}, ecuación (6) da
\beta_{L-1}. Por lo tanto, aplicaciones
repetidas de esta recursión trasera dan a todos \beta_{t}. Una
vez que se conoce \alpha_{0} y se establece \beta_{L}, todas
las computaciones en el decodificador circular MAP siguen el
algoritmo de decodificación MAP convencional.
Una realización alternativa del decodificador
circular MAP determina las distribuciones de probabilidad de estado
por medio de un método de recursión. En particular, en una
realización (el método de convergencia dinámica), la recursión
continúa hasta que se detecta la convergencia del decodificador. En
este método de recursión (o convergencia dinámica), los pasos (ii)
y (iii) del método de vector propio descrito anteriormente se
sustituyen por los siguientes:
(ii.a) Comenzando con un inicial \alpha_{0}
igual a (1/M... 1/M), donde M s el número de estados en el
enrejado, se calcula la recursión trasera L veces. Se normalizan
los resultados para que los elementos de cada \alpha_{t} sumen
la unidad. Retener todos los vectores L \alpha_{t}.
(ii.b) Dejar que \alpha_{0} sea igual a
\alpha_{L} del paso anterior y, comenzando a t = 1, calcular de
nuevo los nuevos vectores de probabilidad
L_{w-min} \alpha_{t}. Es decir, calcular
\alpha_{t} (m) = \sum\limits_{i=0}^{m-1}
\alpha_{t-1} (i)\gamma_{t} (i, m)
para m = 0, 1, ...M/1 y t = 1, 2, ... , L_{w-min}
donde L_{w-min} es un número mínimo adecuado de
fases de enrejado. Se normaliza como se ha indicado previamente. Se
retiene sólo el conjunto más reciente de L a encontrado por
recursión de los pasos (ii.a) y (ii.b) y \alpha_{L_{w_{min}}}
encontrado previamente en el paso (ii.a).
(ii.c) Comparar \alpha_{L_{w_{min}}} del
paso (ii.b) con el conjunto anteriormente encontrado del paso
(ii.a). Si los elementos M correspondientes del nuevo y antiguo
\alpha_{L_{w_{min}}} están dentro del índice de tolerancia, se
procede a ejecutar el paso (iv) ya descrito. Sino, continuar con el
paso (ii.d).
(ii.d) Dejar que t = t + 1 y calcular
\alpha_{t} = \alpha_{t-1}\Gamma_{t}. Se
normaliza como se ha indicado previamente. Se retiene sólo el
conjunto más reciente de L \alpha calculado y \alpha_{t}
encontrado previamente en el paso (ii.a).
(ii.e) Comparar los nuevos \alpha_{t}s con el
conjunto previamente establecido. Si los nuevos M y los antiguos
\alpha_{t}s están dentro del índice de tolerancia, se procede a
ejecutar el paso (iv). Sino, continuar con el paso (iii.d). Si los
dos vectores más recientes no se ponen de acuerdo dentro del índice
de tolerancia y si el número de recursiones no excede un máximo
especificado (normalmente 2L); Sino proceder a ejecutar el paso
(iv).
Este método continúa posteriormente con los
pasos (iv) y (v) ya descritos anteriormente con respecto al método
de vector propio para producir las salidas de decisión blanda y
bits de salida decodificados del decodificador circular MAP.
En otra realización alternativa del
decodificador circular MAP descrito en Solicitud de Patente U.S N°
08/636,742, el método de recursión se modifica para que el
decodificador sólo necesite procesar un número predeterminado y
fijo número de fases de enrejado para un segundo tiempo, es decir,
una profundidad de envoltorio predeterminada. Esto resulta
ventajoso para la implementación de propósitos porque el número de
computaciones necesarias para decodificar es el mismo para cada
bloque de mensaje codificado. Como consecuencia, las complejidades
del hardware y software se reducen.
Un modo de calcular la profundidad de envoltorio
necesaria para decodificación MAP de un código convolucional
cíclico es determinarlo a partir de experimentación de hardware y
software, precisando que un decodificador circular MAP con una
profundidad de envoltorio variable esté implementada y experimenta
el hecho de ser conducido para medir la tasa de error de bit
decodificado contra E_{b}/N_{o} para aumentar con éxito las
profundidades de envoltorio. La profundidad de envoltorio mínima
que proporciona la mínima probabilidad de error de bit decodificado
para un E_{b}/N_{o} especificado se encuentra cuando aumentos
añadidos en la profundidad de envoltorio no disminuyen la
probabilidad de error.
Si una tasa de error de bit decodificado es
mayor que el mínimo alcanzable a un E_{b}/N_{o} especificado
tolerable, es posible reducir el número necesario de fases de
enrejado procesado por el decodificador circular MAP. En
particular, la búsqueda de profundidad de envoltorio descrita
anteriormente puede simplemente determinarse cuando se obtiene la
probabilidad media deseada de error de bit.
Otro modo de determinar la profundidad de
envoltorio para un código determinado es emplear las propiedades de
distancia del código. Con este fin, es necesario definir dos
profundidades de decisión del codificador distintas. Como aquí se
emplea, el término "vía correcta" se refiere a la secuencia de
estados o vía por medio de la cual el enrejado que resulta de
codificar un bloque de bits de datos. El término "subconjunto
incorrecto de un nodo" se refiere al conjunto de todas las ramas
(enrejados) incorrectas fuera de un nodo vía correcto y sus
descendientes. Las dos profundidades de decisión descritas
anteriormente dependen del codificador convolucional.
Las profundidades de decisión se definen del
siguiente modo: (i) Definir la profundidad de decisión delantera
para corrección de e-error, LF(e), para ser la
primera profundidad en el enrejado donde todas las vías en el
subconjunto incorrecto de un nodo inicial de vía correcto, bien se
fusionen más tarde con la vía correcta o no, se sitúan a más de una
distancia 2e Hamming de la vía correcta. La importancia de
LF(e) es que si hay e o menos errores delante del
nodo inicial, se sabe que ya ha empezado una codificación, luego el
decodificador debe decodificar de manera correcta. Una tabulación
formal de profundidades de decisión delantera para códigos
convolucionales fue proporcionada por J.B. Andesrson K.
Balanchandrean en "Decision Depths of Convolutional Codes",
IEEE Transactions on Information Theory, vol.
IT-35, pp. 455-59, marzo 1989. En
esta referencia se describen un número de propiedades de
LF(e) y también por J. B. Anderson y S. Mohan en
Source and Channel Coding - An Algorithmc Approach,
Kluwer Academic Publishers, Norwell, MA, 1991. La principal de
estas propiedades es que existe una simple relación lineal entre
LF y e; con ejemplo con un índice de códigos ½, LF es
aproximadamente 9.08e.
La importancia de LU (e) para
decodificación de MAP circular de decisión blanda es que la
probabilidad de identificar un estado en la vía real transmitida es
alto después de que el decodificador procesa fases de enrejado
LU(e). Por consiguiente, la profundidad mínima de
envoltorio para la decodificación circular MAP es
LU(e). Cálculos de la profundidad LU(e)
muestran que es siempre mayor que LF(e) pero que
obedece la misma ley aproximada. Esto implica que la profundidad de
envoltorio mínima puede calcularse como la profundidad de decisión
delantera LF(e) si no se conoce la profundidad de
decisión de código no fusionada.
Encontrando la mínima profundidad de decisión no
fusionada para un código determinado, encontramos el mínimo número
de fases de enrejado que deben procesarse por un decodificador
circular práctico que genera salidas de decisión blanda. Un
algoritmo para encontrar LF(e), la profundidad de
decisión delantera, fue dada por J. B. Anderson y K. Balachandran
en "Decison Depths of Convolutional Codes", citado
anteriormente. Para encontrar LU(e):
- (i)
- Extender el enrejado del código de izquierda a derecha, comenzando desde todos los nodos del enrejado simultáneamente, excepto para el estado cero.
- (ii)
- A cada nivel, borrar cualquier vía que confluya con la vía correcta (todo cero); no extender ninguna vía fuera del nodo en estado correcto (cero).
- (iii)
- A nivel k, encontrar la menor distancia Hamming, o peso, entre las vías que se terminan en nodos a este nivel.
- (iv)
- Si esta distancia menor excede de 2e, parar. Después, LU(e) = k.
Como se ha descrito en Solicitud de Patente N°
08/636,742, experimentación a través de simulación por ordenador da
lugar a dos resultados inesperados: (1) procesamiento envuelto de
\beta_{t} mejora la actuación del decodificador; y (2) el uso
de una profundidad de envoltorio de LU(e) + LF(e)
mejora la actuación de modo significativo. Por lo tanto, una
realización preferente del algoritmo de decodificador circular MAP
basado en recursión consta de los siguientes pasos:
(i) Calcular \Gamma_{t} para t = 1, 2, ... L
de acuerdo a ecuación (2).
(ii) Comenzando con un inicial \alpha_{0}
igual a (1/M,...1/M), donde M es el número de estados en el
enrejado, calcular la recursión delantera de ecuación (5) (L +
L_{W}) veces para u = 1, 2, ... (L + L_{W}) donde L_{W} es la
profundidad de envoltorio del decodificador. El índice de nivel de
enrejado t toma los valores ((u-l) mod L) + 1.
Cuando el decodificador envuelve la secuencia de símbolos recibida
desde el canal, \alpha_{L} se trata como \alpha_{0}.
Normalizar los resultados para que los elementos de cada nuevo
\alpha_{t} suman la unidad. Retener los más recientes L
vectores \alpha encontrados a través de esta recursión.
(iii) Comenzando con un inicial \beta_{t}
igual a (1,... 1)^{T}, calcular la recursión trasera de
ecuación (6) (L + L_{W}) veces para u = 1, 2, ... (L + L_{W}).
El índice de nivel de enrejado toma los valores L-(u mod L). Cuando
el decodificador envuelve la secuencia recibida \beta_{1} se usa
como \beta_{L+1} y \Gamma_{1} se usa como \Gamma_{L+1},
cuando se calcula el nuevo \beta_{L}. Normalizar los resultados
para que los resultados de cada nuevo \beta_{1} sumen la
unidad. De nuevo, retener los más recientes L vectores \beta
encontrados a través de esta recursión.
El siguiente paso de este método de recursión es
el mismo que en paso (v) establecido con respecto a el método de
vector propio para producir decisiones blandas y salida de bits
decodificados por el decodificador circular MAP.
Claims (10)
1. Un sistema de comunicaciones VSAT vía un
satélite (12), que consta de:
un conjunto de terminales VSAT, cada una de ella
consistente en:
- -
- un codificador concatenado paralelo (28, 100) que consta de un conjunto de codificadores componentes que están conectados en una concatenación paralela y aplican un código convolucional concatenado paralelo a un bloque de bits de datos recibido de una fuente (26) y generan claves de acceso componentes del mismo, donde el código convolucional concatenado paralelo consta de códigos sistemáticos no recursivos cíclicos, y un formateador de clave de acceso (106) para formatear los bits de las claves de acceso componentes para proporcionar una clave de acceso compuesta;
- -
- un formateador de paquete (30) para ensamblar paquetes de datos para transmisión, cada paquete de datos constando de bits de al menos una clave de acceso compuesta;
- -
- un modulador (32) para recibir los paquetes de datos y proporcionar señales moduladas de los mismos;
- -
- un conversor elevador (34) para traducir las señales moduladas a una frecuencia portadora;
- -
- un interfaz para conectar cada respectivo terminal VSAT (10) a una antena (24) para transmitir señales moduladas a un satélite (12) y recibir señales moduladas de un satélite (12);
- -
- un conversor de RF a IF (42) para traducir cada señal recibida de una frecuencia portadora a una frecuencia intermedia;
- -
- un demodulador (44) para sincronizar y demodular las señales recibidas;
- -
- un formatedador paquete-a-clave de acceso (46) para formar claves de acceso compuestas recibidas a partir de las señales demoduladas; y
- -
- un decodificador compuesto (48, 110) que consta de un conjunto de decodificadores componentes para decodificar las claves de acceso compuestas recibidas.
2. El sistema de comunicaciones de la
reivindicación 1, donde los decodificadores componentes constan de
decodificadores circulares MAP.
3. Un sistema de comunicaciones VSAT para
comunicación vía un satélite (12), que consta de:
un conjunto de terminales VSAT, cada una de ella
consistente en:
- -
- un codificador concatenado paralelo (28, 100) que consta de un conjunto de codificadores componentes que están conectados en una concatenación paralela y aplican un código convolucional concatenado paralelo a un bloque de bits de datos recibido de una fuente (26) y generan claves de acceso componentes del mismo, donde el código convolucional concatenado paralelo consta de códigos sistemáticos recursivos, y un formateador de clave de acceso (106) para formatear los bits de las claves de acceso componentes para proporcionar una clave de acceso compuesta;
- -
- un formateador de paquete (30) para ensamblar paquetes de datos para transmisión, cada paquete de datos constando de bits de al menos una clave de acceso compuesta;
- -
- un modulador (32) para recibir los paquetes de datos y proporcionar señales moduladas de los mismos;
- -
- un conversor elevador (34) para traducir las señales moduladas a una frecuencia portadora;
- -
- un interfaz para conectar cada respectivo terminal VSAT (10) a una antena (24) para transmitir señales moduladas a un satélite (12) y recibir señales moduladas de un satélite (12);
- -
- un conversor de RF a IF (42) para traducir cada señal recibida de una frecuencia portadora a una frecuencia intermedia;
- -
- un demodulador (44) para sincronizar y demodular las señales recibidas;
- -
- un formatedador paquete-a-clave de acceso (46) para formar claves de acceso compuestas recibidas a partir de las señales demoduladas; y
\newpage
- -
- un decodificador compuesto (48, 110) que consta de un conjunto de decodificadores componentes para decodificar las claves de acceso compuestas recibidas.
4. El sistema de comunicaciones de la
reivindicación 1 o 3, donde el modulador (32) consta de un
modulador de espectro ensanchado, y el demodulador (44) consta de
un demodulador despreading.
5. El sistema de comunicaciones de la
reivindicación 1 o 3, donde el código concatenado paralelo consta
de un código concatenado paralelo interno conectado en
concatenación en serie con un código externo, y el decodificador
(48, 110) consta de un decodificador interno (110) asociado a un
código concatenado paralelo y un decodificador externo (114)
asociado al código concatenado en serie externo.
6. El sistema de comunicaciones de las
reivindicaciones 1 o 3, donde el codificador (28, 100) y el
decodificador (48, 110) consta de un sistema programable de
codificador/decodificador que consta de un conjunto de opciones de
codificación seleccionables a través de conmutadores
(S1-S5, S1-S6).
7. El sistema de comunicaciones de la
reivindicación 6, donde los conmutadores (S1-S5,
S1-S6) se establecen para seleccionar una de las
cuatro opciones de codificación decodificación:
(1) codificación concatenada paralela;
(2) un código externo en concatenación en serie
con un código concatenado paralelo interno;
(3) codificación concatenado en serie
consistente en un codificador externo y un codificador componente
sencillo interno; y
(4) un código sencillo en el que sólo se utiliza
un codificador componente.
8. Un sistema de comunicaciones de la
reivindicación 6, donde el modulador (32) de cada terminal VSAT
(10) consta de un modulador de espectro ensanchado para aplicar una
o un conjunto de secuencias para cada paquete de datos que será
transmitido, estando las secuencias de expansión agrupadas en
conjuntos, cada conjunto constando de al menos una secuencia de
expansión, y estando cada conjunto de secuencias de expansión
asociado con una de las opciones de codificación, y además
constando de:
al menos un terminal núcleo (14) que consta
de:
al menos un demodulador de extensión (84) para
cada secuencia de extensión; y un conjunto de decodificadores
(90);
donde el terminal núcleo (14) es
operativo para demodular y decodificar señales recibidas del
satélite (12), que se transmiten en intervalos de superposición de
tiempo y utilizan una de las opciones de codificación y una de las
secuencias de extensión asociados con los mismos, los
decodificadores (90) estando configurados para cada señal recibida
en la secuencia de expansión identificada por el demodulador
spreading
(84).
9. El sistema de comunicaciones de las
reivindicaciones 1 o 3, además consta de:
al menos un terminal núcleo (14) para
proporcionar conectividad en estrella.
10. El sistema de comunicaciones de las
reivindicaciones 1 o 3, donde el codificador concatenado paralelo
(28, 100) además consta de una función de perforación (140) para
borrar los bits de código de las claves de acceso componentes de
acuerdo a un patrón de perforación, y el decodificador compuesto
(110) que consta de una función de perforación (142) para
introducir valores neutrales para los bits perforados en las claves
de acceso componentes.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US684276 | 1996-07-17 | ||
| US08/684,276 US5734962A (en) | 1996-07-17 | 1996-07-17 | Satellite communications system utilizing parallel concatenated coding |
Publications (1)
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|---|---|
| ES2264153T3 true ES2264153T3 (es) | 2006-12-16 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES97305229T Expired - Lifetime ES2264153T3 (es) | 1996-07-17 | 1997-07-15 | Sistema de comunicaciones por satelite empleando codigos concatenados paralelos. |
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