NO320121B1

NO320121B1 - Satellittsambandssystem med parallellkjedekoding

Info

Publication number: NO320121B1
Application number: NO19973289A
Authority: NO
Inventors: Stephen Michael Hladik; William Alan Check; Brian James Glinsman; Iii Robert Fleming Fleming
Original assignee: Ses Americom Inc
Priority date: 1996-07-17
Filing date: 1997-07-16
Publication date: 2005-10-31
Also published as: EP0820159A2; IL121232A0; NO973289D0; HUP9701215A3; CN1173085A; ES2264153T3; JPH10135888A; CZ219797A3; HUP9701215A2; DE69735979D1; CA2208413C; DE69735979T2; EP0820159A3; KR100496232B1; AU718266B2; KR980013022A; BR9704012A; ZA975952B; CZ290425B6; NO973289L

Description

Oppfinnelsen gjelder generelt satellittsambandssystemer, nærmere bestemt systemer som er basert på et relativt smalstrålet samband til og fra en satellitt, men hvor antennene i de bakkestasjoner eller terminaler som står i forbindelse med satellitten har ganske små fysiske dimensjoner og dermed ikke så helt liten åpningsvinkel. Slike bakkestasjoner går gjerne under benevnelsen VSAT (very small aperture terminals), og "aperturen" viser i dette tilfelle til den fysiske dimensjon. Det aktuelle system har kodet informasjonsoverføring, for sambandsveien fra perifere bakkestasjoner via satellitten til en sentral bakkestasjon og motsatt vei, eller begge veier. Kodingen er av kategori PCC, parallellkjedekoding.

Det er et økende marked for multimediesarnband via satellitt, ved bruk av VSAT-stasjoner som kan bygges med moderate kostnader. Fordelene med å bruke en antenne som har mindre fysiske dimensjoner enn det som er vanlig i industrien i dag gir naturligvis reduserte parabolreflektorkostnader, mindre transportkostnader, redusert monteringsut-rustning og -arbeid, og lettere kundeaksept ved at det hele blir mindre synlig. Bruker en sateliittstasjon en antenne med for liten refiektordiameter for smalstrålesamband, kan man imidlertid få uønsket reduksjon i et sambandsnetts overføringskapasitet. Dette skyldes flere forhold som har med den reduserte antennestørrelse å gjøre: (1) redusert signal/støyforhold på mottakersiden og redusert sendereffekt på sendersiden på grunn av den reduserte antennevinding, og (2) nasjonale forordninger (FCC i USA) som begrenser sendereffekten i en VSA-stasjon som bruker en antenne mindre enn en nærmere angitt størrelse for å begrense forstyrrende effektflukstetthet i nærliggende overføringskanaler i jordbanesatel-litten. Bruken av en VSAT-effektforsterker med samme eller mindre sendereffekt for å redusere stasjonskostnadene ytterligere bidrar til å redusere nettkapasiteten på grunn av effektbegrensninger.

Uheldigvis er det vanskelig å oppnå den ønskede store kodegevinst med korte informasjonsblokker (som er typiske for enkelte typer VSAT-samband) for å løse disse problemer med den nødvendige båndbreddevirkningsgrad og dekoderkompleksisitet ved å bruke konvensjonelle kodeteknikker.

Følgelig ønsker man et satellittsambandssystem med god nettkapasitet til tross for redusert antenneutrustning, ved i stedet å redusere forholdet Eb/N0 ved hjelp av virknings-fulle spektralteknikker, idet forholdets teller er energi pr. tidsenhet eller binærsiffer (bit, b), mens N0 er støyeffektens spektraltetthet.

Fra den kjente mest nærliggende teknikk skal vises til patentskriftene EP 650 270 A2 og US 5 446 747. ,

Problemet løses med det som her søkes beskyttet og vil bli benevnt oppfinnelsen, særlig et VSAT-system med minst én sentral bakkestasjon som utgjør et samlingspunkt i et stjernekonfigurert nett og er beregnet for samband via satellitt og omfattende flere terminaler av kategori VSAT, og dette systems særegenheter vil fremgå av patentkrav 1. Nettet bruker parallellkjedekoding av den overførte informasjon på inn- eller utkanalen eller begge. I en bestemt utførelse brukes ikke-rekursive eller aperiodiske systematiske flettekoder med sammenhengende "hode" og "hale" som komponentkoder i parallellkjedekodeskjemaer for korte digitalsekvenser som er typiske for informasjonspakkeoverføringer, kredittkorttransaksjoner og overføring av komprimert tale. For lengre digitalsekvenser som kan være typiske for overføring av større registre (filtransmisjon) bruker de perifere bakkestasjoner i nettet og dettes sentrale bakkestasjon som i nettet tilsvarer navet i et hjul med eiker, derimot rekursive systematiske flettekoder.

I en foretrukket utførelse anvendes denne kodeteknikk sammen med spektralfordelingsmodulasjon, i et system som møter de nasjonale forskrifter i USA for den totale effektspektraltetthet for utsendte signaler og bekjemper interferens fra nabosatellitter.

Oppfinnelsens forskjellige trekk og fordeler vil fremgå av den detaljbeskrivelse som føler nedenfor og som støttes av de tilhørende tegninger, idet: Fig. 1 viser et forenklet blokkskjema av et satellittsambandssystem med VSA-terminaler og som benytter parallellkjedekoding i henhold til oppfinnelsen, fig. 2 viser et forenklet skjema av den sentrale bakkestasjon indikert med blokken 14 nederst til høyre på fig. 1, fig. 3 viser et forenklet skjema over en programmerbar parallellkjedekoder som er egnet for VSAT-systemet, og fig. 4 viser det tilsvarende forenklede skjema over en programmerbar dekoder for samme bruk.

Det aktuelle VSAT-satellittsambandssystem bruker altså parallellkjedekodeteknikk som for eksempel involverer parallelle kjedesammenkoplede koder som er sammenflettet slik at de "biter seg i halen" (eng.: tail-biting convolutional codes) og tilsvarende parallellkjedekoder (dvs. såkalte "turbokoder") av systematisk periodisk (rekursiv) og likeledes sammenflettet eller foldet type. Teknikken bruker også dekodere for å oppløsning og gjøre kodet informasjon oppfattbar. Teknikken, spesielt for den første type parallellkjedekoder er beskrevet i prioritetssøknaden USSN 08/636,742 for NO 1997 5967 og i denne, hvor det også beskrives en dekoder som anvender såkalt sirkulær MAP-dekoding.

Parallellkjedekoding brukes både for inn- og utkanalen, dvs. fra VSA-terminalen og til den sentrale bakkestasjon (BS) og tilbake, eventuelt bare i den ene retning (og via satellitten). I tillegg kan parallellkjedekoding brukes for å gi koding med høy deteksjon og -korreksjon for direktesamband mellom to VSA-terminaler (såkalt "peer/peer-samband"). I en utførelse av oppfinnelsens system brukes aperiodiske systematiske maskekoplede foldingskoder som det man kan kalle komponentkodene i et parallellkjedekodeskjema for kortere informasjonsblokker som er typiske for pakkeoverføringer, kredittkorttransaksjoner og komprimert talesamband. For lengre informasjonsblokker som er typiske for dokumentoverføringer (filtransmisjon) brukes i stedet parallellkjedekoding med dekursive systematiske foldingskoder av både VSA-terminalene og sambandssystemets eller nettets sentrale bakkestasjon (som ofte går under benevnelsen "HUB" i engelsk terminologi, siden denne stasjon kan anses å tilsvare et nav i et hjul med eiker).

Oppfinnelsen foreslår en meget effektiv løsning i samsvar med de nasjonale reguleringer når det gjelder å unngå satellittinterferens ved å bruke slik parallellkjedekodeteknikk sammen med spektralfordelt modulasjon, hvorved den nødvendige effektive utstrålte effekt (ERP) og den spektrale effekttetthet av det utsendte signal blir redusert. I tillegg vil denne kombinasjon hindre interferens fra nærliggende satellitter.

Fig. 1 viser således et blokkskjema av et satellittsambandssystem for smalstrålefor-bindelse mellom terminaler og via satellitt, under anvendelse av parallellkjedekoding slik det foreslås i og med oppfinnelsen. Systemet er bygget opp med en rekke VSA-terminaler 10, en satellitt 12 med en kommunikasjonstransponder, og eventuelt (og vist på figuren) en sentral bakkestasjon 14 (HUB). Sambandet i systemet som således utgjør et sambandsnett kan enten være enveis eller toveis og kan foregå over flere kanaler: (1) ved direktesamband fra VSA-terminal til VSA-terminal (maskeforbindelse i nettet) og/eller (2) terminal til bakkestasjon og/eller bakkestasjon til terminal (dvs. i stjerneforbindelse).

En av terminalene 10 er vist stiplet nederst på tegningen, og det fremgår at den omfatter en sender 20, en mottaker 22 og en antenne 24.1 senderen utføres signalbehandling ved at informasjon fra en informasjonskilde 26 (S) føres via en inngang 25 til en parallellkjedekoder 28 som utfører parallellkjedekoding av den innkommende informasjon som er ordnet i blokker og har digitalt format. Videre omfatter senderen 20 en pakkeformateringskrets 30 (PF) for å frembringe en behandlet informasjonspakke (som omfatter ett eller flere kodeord fra koderen 28, et synkroniseringssiffermønster og kontrollsignaleringssifre), en modulator 32, et opptransponeringstrinn 34 for å bringe det modulerte signal opp til bærefrekvensnivå, en effektforsterker 36 (PA), og en senderkopling ut til antennen 24, idet denne kopling kan omfatte venderkretser og et dupleksfilter. Mottakeren 22 omfatter en lavstøyforsterker 40 (LNA), et nedtransponeringstrinn 42 for å bringe signaler som mottas fra antennen 24 ned til mellomfrekvensnivå, en demodulator 44 for synkronisering og demodulasjon, en pakke/kodeordformateringskrets 46 (PO), og en dekoder 48 som er egnet for de parallellkjedekoder som brukes av senderen. Fra mottakeren 22 går en utgang 49 til en informasjonsmottaker 50 (M). De øvrige terminaler 10 er oppbygget på tilsvarende måte. Synkroniseringsfunksjonene som utføres av demodulatoren 44 innbefatter bærefrek-venssynkronisering, bildesynkronisering, symbol- eller tegnsynkronisering og eventuelt bærebølgefasesynkronisering. Symbolsynkroniseringen går ut på anslå det beste avstastings-eller samplingstidspunkt (symbolepoken) for demodulatorutgangen for å redusere sannsynligheten for en symbolbeslutningsfeil. Bildesynkroniseringen gjelder estimering av symbolepoken for det første symbol i en mottatt signal- eller informasjonsfølge (gjeldende kontinuerlig samband) eller en informasjonspakke (ved avbrutt samband).

For det tilfelle at spektralfordelte signaler skal sendes fra terminalen 10, har dennes modulator 32 kretser for sprederfunksjonen over spekteret. Tilsvarende har demodulatoren 44 i mottakeren 22 kretser for spektral samling. Ved å spre signalene ut over et større spektrum øker altså signalbåndbredden i forhold til båndbredden av det opprinnelige modulerte signal, og denne teknikk skjer ved hjelp av såkalte "chips" (for direktesekvensspredning over spekteret) eller "hopp" (i de tilfeller man bruker frekvenssprangteknikk). I begge teknikker utføres spredningen kvasitilfeldig og uavhengig av signalinnholdet. Ved direktesekvensspredning multipliseres det aktuelle digitalsignal med et signal som tilsvarer den kvasitilfeldige sekvens med like "chips" med verdien +1 eller -1. Chip-pulsvarigheten vil være mindre enn symbolintervallet for det modulerte signal, og følgelig vil det resulterende signals båndbredde være større enn originalsignalets. Ved frekvens-sprangspredning endres det modulerte signals bærefrekvens periodisk etter et kvasitilfeldig mønster, og igjen vil det spektralfordelte signal ha større båndbredde enn det opprinnelige.

Den motsatte funksjon, spektral samling, skjer i demodulatoren og bringer signalet tilbake til det opprinnelige. Typisk utføres i demodulatoren en korrelasjon mellom det mottatte signal og en avbildning eller kopi av bredbølgeformen for å samle et direktespredt signal, mens man i frekvenssprangteknikken lar en oscillators frekvens endres i sprang i mottakerens nedtransponeringstrinn, med det samme mønster som ble brukt i senderen for å spre signalet ut ved hjelp av frekvenssprang. Typisk legges et filter inn for å filtrere det mottatte signal etter spektralsamlingen, for å dempe bredbåndsstøy og interferens-komponenter i det gjenetablerte signal.

Et blokkskjema for den sentrale bakkestasjon 14 er vist på flg. 2. I samsvar med oppfinnelsen slik den her beskrives, omfatter stasjonen innganger 51 for å ta imot informasjon (data) fra en eller flere informasjonskilder 52, utganger 53 for å sende ut mottatte "meldinger" (dvs. sekvenser av binærsifre) til en eller flere informasjonsmottakere 54, en bank med senderkanalprosessorer 56 (SKP), en bank med tilsvarende mottakerkanalprosessorer 58, en logisk omkopler 60 (svitsj) for å kople hver aktiv informasjonskilde til en senderkanalprosessor og for å kople hver aktiv mottakerkanalprosessor til den riktige informasjonsmottaker eller en senderkanalprosessor, et lager 62, en styrekrets 64 for å styre strømmen av data gjennom omkopleren 60, et samletrinn 66 for å kombinere de signaler som er frembrakt i hver senderkanalprosessor til ett signal, et opptransponeringstrinn 68 for å bringe de kombinerte signaler til bærefrekvensnivå, en effektforsterker 70 koplet til antennen via egnede overgangskretser (f.eks. en omkopler eller dupleksfiltere), en antenne 72 (som er felles for sender- og mottakersiden), en lavstøyforsterker 74 som er koplet til antennen via koplingskretser, et nedtransponeringstrinn 76 for å bringe det mottatte signal fra bærefrekvensnivå og ned til mellomfrekvensnivå, og et signaldeletrinn 78 for å bringe det mottatte signal ved mellomfrekvensnivå eller eventuelt en filtrert versjon av dette signal, til banken med mottakerkanalprosessorer 58.

Senderkanalprosessorene 56 vist på fig. 2, omfatter: en parallellkjedekoder 80 som parallellkjedekoder blokker eller sekvenser av digitalsignaler (binærsifre) som mottas fra en informasjonskilde, en pakkeformateringskrets 82 for å frembringe en datapakke (omfattende ett eller flere kodeord fra koderen 80, et synkroniseringssiffermønster og kontrollsignaleringssifre), og en modulator 84. Som forklart i forbindelse med terminalen VSAT innbefatter den sentrale bakkestasjons 14 modulator også kretser for å utføre spredefunksjon for det tilfelle hvor spektralfordelte signaler formidles via stasjonen. Mottakerkanalprosessorene 58 vist på fig. 2 omfatter en demodulator 86, en pakke-kodeordformateringskrets 88 (PO) for å velge ut sampler fra demodulatorutgangen for å danne de mottatte kodeord som sendes inn til en dekoder for parallellkjedekoder, og en dekoder 90 som er egnet for de parallellkjedekoder som brukes av senderen. Stasjonens 14 demodulatorer kan håndtere en rekke funksjoner: synkronisering, demodulasjon, og, i tilfellet stasjonen mottar spektralspredte signaler, samling av disse til mer konsentrert spektral fordeling.

En funksjon som hører til bakkestasjonens 14 lager 62 er temporær lagring av data som mottas fra informasjonskildene eller mottakerkanalprosessorene i det tilfelle at samtlige senderkanalprosessorer eller utganger er opptatte når en gitt informasjonsmengde (en melding) ankommer den logiske omkopler 60. Lageret lagrer også nødvendige nettkon-figurasjonsparametere og driftsdata. I et alternativ av oppfinnelsen brukes en ytre kode i seriekjedekopling med den (indre) parallellkjedekode som foreligger (PCC), og en tilordnet ytre dekoder er også koplet i seriell kjedekopling med dekoderen for den indre PCC, og i tillegg kan et fleksibelt og programmerbart kode/dekodesystem brukes av terminalene VSAT og den sentrale bakkestasjon 14 for å implementere forskjellige valgbare funksjoner:

(1) parallellkjedekoding (PCC) som beskrevet ovenfor,

(2) en ytre kode i seriekjedekopling med en indre parallellkjedekode (PCC) som beskrevet ovenfor, (3) seriekjedekoplet koding som omfatter en ytre koder og bare én komponentkoder for en PCC-koder, og (4) en konvensjonell konvolute- eller foldingskode eller enkeltstående blokk-kode (dvs. uten serie- eller parallellkjedekopling. Fig. 3 viser et blokkskjema over en fleksibel programmerbar koder 100 som kan utføre disse fire kodetyper. Koderen omfatter en første ytterkodekrets 102 for koding av en ytre kode, og fem omkoplere S1-S5. Den inneholder videre antallet N kodekretser (KK), antallet N-l innfellingskretser (eng.: interleavers - I) og en formateirngskrets 106 (IF). Nedenfor er satt opp de enkelte omkoplerstillinger for de enkelte modi for kodesettingen:

Øverst til høyre på fig. 3 vises stiplet en enhet for å "punktere" eller løse opp koder, og denne enhet 140 er her kalt en kodeløseenhet (KLE).

Fig. 4 viser et blokkskjema over en fleksibel, programmerbar dekoder 110 som på en måte danner komplementet til koderen 100 og altså kan dekode de fire kodemodi som er satt opp i tabellen og forklart ovenfor. Dekoderen 110 er generelt innrettet for dekoding av parallellkjedekodet informasjon og har videre en terskelenhet 112 hvor det legges inn beslutningskriterier, en andre ytterkodekrets 114 for dekoding av en ytre kode, og seks omkoplere S1-S6.

Anta nå at utgangen fra dekoderen 110 tilsvarer sannsynligheten for at verdien av et dekodet binærsiffer er lik null, vil det typiske beslutningskriterium være: hvis utgangen er større enn 1/2, fastslå at det dekodede siffer er null, hvis utgangen er mindre enn 1/2, fastslå at verdien er lik 1, og hvis utgangen er lik 1/2, legge utgangen til en vilkårlig verdi.

Dekoderen 110 for parallellkjedekoder omfatter videre en omvandler 116 for å omdanne sammensatte kodeord til komposittkodeord. Dekoderen har videre antallet N komponentdekodekretser, antallet N-l innfellingskretser (I, bare to er vist på tegningen) og to identiske uttrekkings- eller rekonstruksjonskretser 118 (eng.: deinterleavers - DI). Begge rekonstruksjonskretser 118 har en omordningsfunksjon som fører tilbake en sekvens av dataelementer som er permutert av de N-l innfellingskretser koplet i serie, til elementenes opprinnelige rekkefølge. Tabell II nedenfor gir en oversikt over de enkelte omkoplerstillinger for de enkelte modi for dekodeoppsettingen. X i tabellen angir en vilkårlig setting, dvs. at omkopleren S6 kan være i stilling 0 eller 1.

Forkortelsene HBD og MBD står for henholdsvis "hard-decision decoding" og "soft-decision decoding", det som vel på norsk kunne kalles "fast beslutningsdekoding" (JA eller NEI uten annet valg) og "midlertidig eller betinget beslutningsdekoding" (forskjellig nyansering, flere innganger/utganger etc).

De enkelte terminaler (VSAT) bruker forskjellige koder (standard parallellkjedekoding, "halebitende" eller "maskekonflgurerte" parallellkjedekoding, rekursiv systematisk foldingskoding, aperiodisk systematisk foldingskoding, blokk-koding, etc.) i forskjellige kombinasjoner (f.eks. modi 1, 2, 3 og 4) i avhengighet av kommunikasjonsanvendelsen og ønsket overføringshastighet.

Når foldingskoder brukes i en av de fire modi som er illustrert ovenfor, kan koderen vist på fig. 3 også innbefatte kodeoppløsning via et kjent mønster for å øke takten av den resulterende kode, og på samme måte kan dekoderen vist på fig. 4 innbefatte den tilhørende komplementære funksjon ("depuncturing unit"). Når slike "punkterte" foldingskoder brukes som komponentkoder i parallellkjedekoding, sletter kodeordformateringskretsen 106 (fig. 3) kodesifre fra komponentkodeord i henhold til det ønskede punkteringsmønster. I dette tilfelle sørger omvandleren 116 (fig. 4) i dekoderen 110 for å innsette nøytrale verdier for de punkterte sifre i komponentkodeordene som i dekoderen overføres til de enkelte komponentdekodekretser. Merk at omkoplerne S4 og S5 i koderen og omkoplerne Sl og S2 i dekoderen er satt til stilling 0 både i modus 3 og modus 4, og det er av denne grunn at enhetene 140 og 142 bare er stiplet inn på tegningene, for eventuell bruk for punktering henholdsvis depunktering når en punktert flettekode brukes i modus 3 eller modus 4.

Dekoderens 110 inngang er indikert med PO for å indikere at signaler kommer inn fra demodulatoren 86 (fig. 2) via formateringskretsen 88. Dekoderens utganger er henholdsvis indikert med IBI, BBS og IKU, og dette betyr: dekodet informasjonsblokk for indre koder, dekodet informasjonsblokk for seriekjedekoplede koder hhv. midlertidig beslutningsutgang for indre koder.

I en foretrukket utførelse av oppfinnelsens system brukes foldingskoder som komponentkoder i en indre parallellkjedekoplet kode, og en blokk-kode (f.eks. en såkalt Reed-Solomon-kode eller en BCH-kode) brukes som en ytre kode i seriekjedekopling.

I en foretrukket utførelse hvor spektralt fordelte signaler sendes ut fra terminalene 10 brukes en adgangsprotokoll for vilkårlig kanalvalg så som protokollen ALOHA sammen med kodedelt multippelaksess (CDMA). Mottakeren i den sentrale bakkestasjon 14 bruker en rekke demodulatorer for hver spredekode for å motta tidsoverlappende signaler som danner tidsforsinkede versjoner av en og samme spredesekvens. Hver demodulator for en gitt spredesekvens demodulerer et signal ved å bruke en forskjellig tidsforskyvning for denne sekvens.

Det er også i samsvar med en foretrukket utførelse at en eller flere spredesekvenser reserveres for bruk av terminalene 10 over bestemte tidsperioder, på tilordnet basis for å tilveiebringe kanaler med bedre overføringskvalitet og større kapasitet. Reservasjonen som det anmodes om fra terminalene 10 og tildelingen av kanaler utføres av en nettkommandosentral som er koplet til en sentral bakkestasjon 14.

I en foretrukket utførelse som bruker spektralfordelte signaler og koderen og dekoderen som er beskrevet her, knytter systemet en gitt spredesekvens til en bestemt feilkorreksjonskode for å tillate at forskjellige signaler kan bruke forskjellige feil-korreksjonskoder samtidig. Siden samtlige detekterte signalers spredesekvens identifiseres av en tilsvarende demodulator, kan mottakeren på egnet måte sette opp den programmerbare dekoder på riktig måte for hvert detektert signal, og denne nettdriftsmåte er anvendelig for simultan håndtering av flere behov hvor det er nødvendig med forskjellig feilkorreksjonskoding uten behov for ytterligere kontrollsignalering.

En såkalt sirkulær MAP-dekoder som er egnet som komponentdekodekretsene vist på fig. 4, er beskrevet i vår parallelle patentsøknad USSN 08/636,742, og en slik dekodekrets kan frembringe både et estimat for den kodede datablokk og pålitelig informasjon til en informasjonsmottaker, dvs. en talesyntesesignalprosessor for bruk ved overføringsfeilskjuling eller en protokollprosessor for pakkedata som et mål på blokkfeilsannsynligheten for bruk ved beslutninger relatert til gjentatte forespørsler. Som beskrevet i vår parallelle patentsøknad USSN 08/636,732, er den sirkulære MAP-dekoder anvendelig for å dekode "halebitende" foldingskoder, særlig når de brukes som komponentkoder i et parallellkjedekoplet kodeskjema.

En sirkulær MAP-dekoder for feilkorrigerende såkalte flettekoder (eng.: "trellis codes") som bruker maskekopling (tail-biting) i henhold til USSN 08/636,742 frembringer midlertidige beslutningsutganger og et estimat for sannsynligheten for de enkelte tilstander i det først trinn i flettekoden, idet denne sannsynlighet erstatter den a priori kjennskap til starttilstanden i en konvensjonell MAP-dekoder. Den sirkulære MAP-dekoder gir den opprinnelige tilstands sannsynlighetsfordeling på én av to måter, idet den første involverer en løsning på et egenverdiproblem hvis resulterende egenvekter er den ønskede opprinnelige tilstands sannsynlighetsfordeling. Med kjennskap til starttilstanden kan dekoderen utføre den resterende dekoding i henhold til den konvensjonelle MAP-dekodealgoritme. Den andre måte bygger på rekursjon hvor iterasjonene konvergerer til en starttilstandsfordeling. Etter et tilstrekkelig antall iterasjoner ledes man frem til en tilstand i en sirkulær tilstandssekvens, som kan fastlegges med stor sannsynlighet, og den sirkulære MAP-dekoder utfører den øvrige dekoding i henhold til konvensjonell dekodealgoritme som under den første metode, idet denne algoritme er fastlagt i artikkelen: "Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate", by Bahl, Cocke, Jelinek og Raviv, IEEE Transactions on Information Theory, sider 284-287, mars 1974.

Hensikten med den konvensjonelle MAP-dekodealgoritme er å finne de betingelsesavhengige sannsynligheter:

P{tilstanden m ved tidspunktet t/motta kanalutganger yi,...,yL}.

Indeksen L i dette uttrykk representerer lengden av datablokken i enheter tilsvarende antallet kodesymboler. (Koderen for en (n, k)-kode arbeider på inngangssymboler med størrelse k (dimensjon b [bit]) for å frembringe utgangssymboler med størrelse n.) Størrelsen yt vil derfor være kanalutgangen (symbolet) ved tidspunktet t.

Dekodealgoritmen finner først sannsynlighetene:

det vil si den samlede sannsynlighet for at kodetilstanden ved tidspunktet t, nemlig St = m, og at settet kanalutganger Y = {yi,...,yL} er mottatt. Disse er de ønskede sannsynligheter multiplisert med en konstant (P{YJ, nemlig sannsynligheten for å motta settet kanalutganger {<y>b-Ot}).

La oss nå definere de enkelte ledd i en matrise Tt ved:

Matrisen I\ beregnes som en funksjon av kanaloverføringssannsynligheten R(Yt,X), sannsynligheten pt(m/m') for at koderen utfører en overføring fra tilstanden m' og til tilstanden m ved tidspunktet t, og at sannsynligheten qt(X/m',m) for at koderens utgangssymbol er X, under forutsetning at den tidligere kodetilstand er m' og at den foreliggende kodetilstand er m. Særlig beregnes hvert ledd i matrisen Tt ved å summere over samtlige mulige kodeutgariger X, på følgende måte:

Map-dekoderen beregner L av disse matriser, én for hvert flettekodetrinn. Matrisene er dannet av de mottatte kanalutgangssymboler og hvilken type flettekodegrener som hører til en gitt kode.

Fastlegg deretter de M ledd for den samlede sannsynlighet i en linjevektor an ved

og de M ledd for betinget sannsynlighet i en spaltevektor ft ved

for j = 0,1,....,(M-1), hvor M er antallet kodetilstander. (Merk at matrisene og vektorene her er symbolisert med utheving.)

Trinnene i MAP-dekodealgoritmen er disse:

(i) Beregn ai,...,OL ved følgende foroverrekursjon:

(ii) Beregn j8i,...,ØL-i ved følgende returrekursjon: (iii) Beregn leddene i \ ved: (iv) Finn relaterte størrelser etter behov. La for eksempel A være tilstandssettet St = {Sjs*...,S^}, slik at det j-te ledd i St, nemlig Sjer lik null. For en konvensjonell, ikke-rekursiv (aperiodisk) flettekode gjelder: S[= d^ nemlig det j-te binærsiffer i sekvensen ved tidspunktet t.

Dekoderens midlertidige beslutningsutgang vil derfor være:

m er den indeks som tilsvarer en tilstand St.

Dekoderens faste bestemmelsesutgang eller dekodede sifferutgang oppnås ved å legge inn betingelsen P{d = O/Y} i den nedenstående beslutningsforskrift:

Dette betyr at hvis P{d£= O/<y>J} > <X>A, er d = 0; men hvis P{d = 0/YJ < % er d{,= 1; og ellers tillegges størrelsen dh 'verdien 0 eller 1 ved vilkårlig valg.

Som et annet eksempel på relatert størrelse for trinn (iv) ovenfor omfatter sannsynlighetsmatrisen ff, ledd som er satt opp slik:

Disse sannsynligheter er anvendelige når det er ønsket å bestemme den a posteriori sannsynlighet for koderens utgangssifre, og de er også anvendelige ved dekoding av rekursive foldingskoder.

I standardanvendelsen for MAP-dekodealgoritmen initialiseres foroverrekuTsjonen ved vektoren Ofo = (1,0,...,0), mens returrekursjonen initialiseres ved j8L = (1,0,...,0)T. Disse startbetingelser bygger på antakelsen av koderens starttilstand So=0 og at dens slutt-tilstand SL også = 0.

En bestemt utførelse av den sirkulære MAP-dekoder bestemmer den første tilstands sannsynlighetsfordeling ved å løse egenverdiproblemet på denne måte: la a,, j8t, Tt og \ være som tidligere, men la startverdien Ofo og sluttverdien j8L henholdsvis være en ukjent (vektor) variabel og spaltevektoren (111... 1) og utfør deretter følgende:

(i) Beregn I\ for t = 1,2,...L i henhold til likning (2).

(ii) Finn den største egenverdi for matriseproduktet I\ r2...rL. Normaliser den tilsvarende egenvektor slik at dens komponentsum blir lik 1. Denne vektor er løsningen for Oq. Egenverdien er P {Yt}.

(iii) Dann den etterfølgende at ved foroverrekursjonen satt opp i likning (5).

(iv) Start fra /SL, initialisert som ovenfor og dann /?, ved returrekursjonen som er angitt i likning (6). (v) Dann \ som i likning (7), så vel som de øvrige ønskede variable, så som for eksempel mykvalgutgangen P{d£= 0/Y^} eller sannsynlighetsmatrisen at angitt ovenfor.

Den ukjente variable cto tilfredsstiller derved matriselikningen

Basert på det faktum at denne matriselikning uttrykker forhold mellom sannsynligheter vil matriseproduktet til høyre for likhetstegnet ha sin største egenverdi slik det er angitt under (ii), og den tilsvarende egenvektor må derfor bli en sannsynlighetsvektor.

Med 0L = (111...1) gir likning (6) /?l_i. Følgelig vil gjentatte returrekursjoner i samtlige ft. Når første ctø er kjent og /SL er satt, følger samtlige beregninger i den sirkulære MAP-dekoder den konvensjonelle MAP-dekodealgoritme.

En alternativ utførelse av den sirkulære MAP-dekoder fastlegger tilstandssannsyn-lighetsfordelingene ved hjelp av en rekursjonsmetode hvor en utførelse av denne (den dynamiske konvergensmetode) fortsetter med rekursjonen inntil det oppnås en dekoder-konvergens. I denne rekursjonsmåte erstattes trinnene (ii) og (iii) i egenvektormetoden beskrevet ovenfor på følgende måte: (ii.a) Med startverdien Ofo lik (l/M,..., l/M), hvor M er antallet tilstander i flettekodestrukturen, beregnes foroverrekursjonen L ganger. Deretter normaliseres resultatet slik at leddene for hver ny verdi «t summeres til 1,0. Alle L vektorer 04 holdes tilbake.

(ii.b) La Ofo være lik 04, fra det tidligere trinn og ved start i tidspunktet t = 1, beregnes de første sannsynlighetsvektorer 04 igjen et antall Lw^ ganger.

Dette betyr beregning av

for m = 0,1,...,M-l og t = 1,2,...!^,^, hvor Lwmin er et passende minste antall flettekodetrinn.

Normaliser som før. Hold bare tilbake det siste sett med L vektorer a funnet ved rekursjonen i trinn (ii.a) og (ii.b), og den vektor OLWmin som tidligere ble funnet i trinn (ii.a).

(ii.c) Sammenlikn Ql wmi. n fra trinn (ii.b) med det tidligere funne sett fra trinn (ii.a). Hvis M som tilsvarer leddene i den nye og gamle otr . ligger innenfor et gitt toleranseområde, fortsett til trinn (iv) angitt ovenfor, men fortsett ellers til trinn (ii.d).

(ii.d) La t være lik t+1 og beregn 04 = Oi-iIV Normaliser som før. Hold tilbake bare det siste sett med L vektorer a som er beregnet og den vektor 04 som ble funnet i trinn (ii.a).

(ii.e) Sammenlikn de nye vektorer 04 med vektorene i det tidligere funne vektorsett. Hvis dé M nye og gamle vektorer 04 ligger innenfor en gitt toleranse, gå videre til trinn (iv). Ellers, fortsett med trinn (ii.d) hvis de to siste vektorer ikke faller innenfor toleransekriteriet og hvis antallet rekursjoner ikke overskrider et gitt maksimum (typisk 2L); fortsett ellers til trinn (iv).

Denne måte fortsetter deretter med trinn (iv) og (v) gitt ovenfor når det gjelder egenvektormetoden for å frembringe mykbeslutningsutgangene og de dekodede utgangssifre fra den sirkulære MAP-dekoder.

I en annen alternativ utførelse av denne dekoder og beskrevet i USSN 08/636,742, modifiseres rekursjonsmetoden slik at dekoderen bare behøver å prosessere et forhåndsbestemt, fast antall flettekodetrinn for andre gang, dvs. en forhåndsbestemt omhylningsdybde. Dette er fordelaktig for implementeirngsformål, siden antallet beregninger som trengs for dekodingen vil være det samme for hver kodet meldingsblokk. Følgelig reduseres kompleksiteten både når det gjelder maskin- og programvare.

En måte å estimere den påkrevde omhylningsdybde for MAP-dekodihg av en maskekonfigurert foldingskode er å bestemme den ut fra maskin- eller programvare-eksperimentering, under forutsetning av at en sirkulær MAP-dekoder med variabel omhylningsdybde kan implementeres og at eksperimenter kan utføres for å måle den dekodede binærsifferfeiltakt i forhold til størrelsen Eb/N0 for gradvis økende omhylningsdybder. Den minste dybde som gir den minste sannsynlighet for en dekodet feil i et siffer for et bestemt forhold Eb/N0, finnes når ytterligere økning av dybden ikke lenger reduserer feilsannsynligheten.

Hvis et dekodet feilforhold er større enn det som er det aller minste som kan oppnås, ved et bestemt forhold Et/No likevel er tolererbart, er det mulig å redusere det påkrevde antall flettekodetrinn som prosesseres av dekoderen. Særlig kan omhylningsdybdesøket som er beskrevet ovenfor, avsluttes enkelt når den ønskede gjennomsnittlige sannsynlighet for en sifferfeil oppnås.

En annen måte å bestemme omhylningsdybden for en gitt kode er ved å bruke kodens avstandsegenskaper. Det er således nødvendig å definere to distinkte dekoderbeslutningsdybder. Som her brukt, vil uttrykket "korrekt vei" angi den tilstandssekvens eller "vei" gjennom flettekonfigurasjonen, som skyldes koding av en blokk av binærsifre. Uttrykket "ukorrekt undersett for et knutepunkt" angir settet av samtlige ukorrekte grener (i flettekodenettet) som ligger utenfor et korrekt veiknutepunkt og grenenes videreforgreninger. Begge de beslutningsdybder som er angitt ovenfor vil være avhengig av foldingskoderen.

Beslutningsdybdene fastlegges slik:

(i) Fastlegg en foroverbeslutningsdybde for e-feilkorreksjonen LF(e), for å være den første dybde i flettekodenettet hvor samtlige veier i det ukorrekte undersett tilhørende en korrekt veis startknutepunkt, enten dette fører til den korrekte vei eller ikke, hvor disse veier har større avstand enn Hamming-avstanden 2e fra den korrekte vei. Signifikansen av LF(e) er hvis det er e eller færre feil foran startknutepunktet og kodingen er kjent å ha startet der vil dekoderen måtte dekode korrekt. En formell tabulering av foroverbeslutningsdybder for foldingskoder er gitt i: J.B. Anderson og K. Balachandran i "Decision Depths of Convolutional Codes", IEEE Transactions of Information Theory, vol. IT-35, sider 455-59, mars 1989. En rekke egenskaper hos LF(e) er angitt i dette litteratursted og dessuten i J.B. Anderson og S. Mohan i Source and Channel Coding - An Algorithmic Approach, Kluwer Academic Publishers, Norwell, MA, 1991. Hovedkonseptet blant disse egenskaper er at det foreligger en enkel lineær sammenheng mellom LF og e, for eksempel vil LF være omkring 9,08 e ved koder med takt 1/2. (ii) Fastlegg deretter den ikke videreførte eller flettede beslutningsdybde for e-feilkorreksjonen LU(e), til å være den første dybde i flettekodenettet hvor samtlige veier i dette og som aldri kommer til å berøre den korrekte fremføringsvei, kommer til å ligge mer enn Hamming-avstanden 2e fra denne korrekte vei.

Betydningen av LU(e) for mykbeslutningsdekoding i en sirkulær MAP-dekoder er at sannsynligheten for å identifisere en tilstand i den aktuelle overførte vei er stor etter at dekoderen har prosessert LU(e) flettekodetrinn. Derfor vil den minste omhylningsdybde for den sirkulære MAP-dekoding være LU(e). Beregninger av dybden LU(e) viser at den alltid vil være større enn LF(e), men at den følger samme tilnærmelseslov. Dette innbefatter at den minste omhylningsdybde kan estimeres som foroverbeslutningsdybden LF(e) hvis den ikke videreførte beslutningsdybde for en kode er ukjent. (Uttrykkene "videreført" og "ikke videre-ført" kan her tolkes som "flettet" eller "ikke flettet".)

Ved å finne den minste ikke videreførte beslutningsdybde for en gitt koder finner man det færreste antall flettekodetrinn som må gjennomgås av en praktisk sirkulær dekoder som frembringer mykbeslutningsutganger. En algoritme for å finne LF(e), foroverbeslutningsdybden er gitt i litteraturstedet nevnt ovenfor av J.B. Anderson og K. Balachandran. For å finne LU(e): (i) Strekk ut flettekodenettet fra venstre mot høyre og start fra samtlige knutepunkter i flettekodestrukturen samtidig, med unntak av tilstanden null. (ii) Ved hvert nivå vrakes samtlige veier som sammenfaller med den korrekte vei (med bare nuller), og fortsett ingen veier som er utenfor det korrekte nulltilstandsknutepunkt. (iii) Ved nivå k, finn den minste Hamming-avstand eller vekt som er tilordnet veiene som avsluttes i et knutepunkt ved dette nivå. (iv) Hvis denne minste avstand overskrider 2e, avsluttes fremføringen. Derved blir LU(e) = k.

Som beskrevet i USSN 08/636,742, fører eksperimentering langs disse baner og ved hjelp av datamaskinsimulering til to uventede resultater: (1) omhylningsprosessering av /St forbedrer dekoderytelsen, og (2) anvendelsen av en omhylningsdybde for LU(e) + LF(e) = 2 LF(e) forbedrer ytelsen betydelig. Følgelig vil en forbedret og foretrukket utførelse av den sirkulære MAP-dekoders algoritme, basert på rekursjon, omfatte følgende trinn:

(i) Beregn Tt for t = 1,2,...L i henhold til likning (2).

(ii) Start med startvektoren Ofo lik (l/M,..., l/M), hvor M er antallet tilstander i flettekodenettet, beregn foroverrekursjonen i likning (5) (L + Lw) ganger for u = 1,2,... (L + Lw), hvor Lw er dekoderens omhylningsdybde.

Flettekodeindeksen t antar verdiene ((u-l) mod L) + 1. Når dekoderen omhyller den mottatte symbolsekvens fra kanalen, behandles at som afo. Normaliser deretter resultatet slik at leddene i hver ny matrise summeres til 1,0. Hold tilbake de L siste vektorer a som finnes ved hjelp av denne rekursjon. (iii) Start med j3L lik (1,..., 1)T, beregn returrekursjonen i henhold til likning (6) (L + Lw) ganger for u = 1,2,... (L + Lw). Indeksen t antar nå verdiene L-(u mod L). Når dekoderen omhyller den mottatte sekvens, brukes fr som jSL+i> og Ti brukes som rL+i når den nye vektor /5L beregnes. Normaliser resultatene slik at leddene i hver ny j8t summeres til 1,0. Hold igjen tilbake de L siste vektorer 0 som er bundet ved hjelp av denne rekursjon.

Det neste trinn i denne rekursjonsmetode er det samme som trinn (v) angitt ovenfor i egenvektormetoden for å frembringe mykbeslutningene og den dekodede sifferutgang fra den sirkulære MAP-dekoder.

Oppfinnelsen er her beskrevet i sine mest foretrukne og fordelaktige former, men disse er egentlig bare eksempler på mange måter å sette opp oppfinnelsens system på. De begrensninger som gjelder er imidlertid de som fremgår av de patentkrav som følger nedenfor.

Claims

1. VSAT-system med minst én sentral bakkestasjon (14) som utgjør et samlingspunkt i et stjemekonfigurert nett og er beregnet for samband via satellitt og omfattende flere terminaler (10) av kategori VSAT, idet hver terminal omfatter: en parallellkjedekoder (28, 80, 100) som har flere kodekretser (102) i parallellkjedekopling for å utføre parallellkjedekoding av en datablokk som mottas fra en informasjonskilde (26, 52), for å frembringe komponentkodeord, og som videre har en kodeordformateringskrets (106) for formatering av komponentkodeordenes binærsifre for å frembringe et sammensatt kodeord, en pakke/kodeordformateringskrets (46, 48) for å sammenstille datapakker for sending, idet hver datapakke omfatter binærsifre fra minst ett sammensatt kodeord, en modulator (32, 84) for å motta datapakkene og tilveiebringe modulerte signaler fra dem, et opptransponeringslrinn (64, 68) for å bringe de modulerte signaler opp til et bærefrekvensnivå, et grensesnitt for tilkopling til en antenne (24, 72) for å sende modulerte signaler til satellitten (12) og motta modulerte signaler fra denne, et nedtransponeringstrinn (42, 76) for å bringe hvert mottatt signal fra bærefrekvensnivå ned til mellomfrekvensnivå, en demodulator (44, 86) for synkronisering til og demodulering av de mottatte signaler, en pakke/kodeordformateringskrets (46) for å danne mottatte komposittkodeord fra de demodulerte signaler, og en sammensatt dekoder (48,110). med flere komponentdekodetrinn for dekoding av de mottatte sammensatte kodeord, karakterisert ved at hver terminals (10) modulator (32) omfatter et spektralfordelingsmodulatortrinn for å tilordne en av flere spredesekvenser til hver datapakke som skal sendes, idet spredesekvensene er gruppert i sett, hvor hvert sett omfatter minst én spredesekvens og er tilordnet en av kodevalgmulighetene, og at den minst ene sentrale bakkestasjon (14) omfatter minst én spektralsamlende demodulator for hver spredesekvens og flere dekodere (90) for henholdsvis å demodulere og dekode signaler som mottas fra satellitten (12), som sendes fra denne i tidsoverlappende intervaller og som bruker en av kodevalgmulighetene og en av de tilordnede spredesekvenser, idet dekoderne (90) videre er konfigurert for utføre dekodingen basert på den spredesekvens som identifiseres av den spektralsamlende demodulator.

2. System ifølge krav 1, karakterisert ved at komponentkodetrinnene er innrettet for å utføre foldingskoding av datablokken.

3. System ifølge krav 2, karakterisert ved at den parallellkjedekoplede foldingskode omfatter rekursive systematiske kodetrinn.

4. System ifølge krav 2, karakterisert ved at den parallellkjedekoplede foldingskode omfatter maskekoplede ikke-rekursive, systematiske kodetrinn.

5. System ifølge krav 4, karakterisert ved at komponentdekodetrinnene omfatter sirkulære MAP-dekodetrinn.

6. System ifølge krav 1, karakterisert ved at modulatoren omfatter en spektralfordelingsmodulator, og at demodulatoren omfatter et spektralsamlende demodu-latortrinn.

7. System ifølge krav 1, karakterisert ved at den parallellkjedekoplede kode omfatter et indre parallellkjedekoplet kodetrinn i seriell kjedekopling med en ytre kode, og at dekoderen omfatter et indre dekodetrinn som er koplet til den indre parallellkjedekoplede kode og videre omfatter et ytre dekodetrinn koplet til den ytre seriekjedekoplede kode.

8. System ifølge krav 1, karakterisert ved at koderen og dekoderen omfatter et programmerbart kode/dekodesystemtrinn med flere kodemuligheter som kan velges ved hjelp av omkoplere.

9. System ifølge krav 8, karakterisert ved fire valgmuligheter for koding/dekoding: (1) parallellkjedekoding, (2) en ytre kode i seriekjedekopling med en indre parallellkjedekode, (3) seriekjedekoplet koding som omfatter ytre koding og indre enkeltkom-ponentkoding, og (4) en enkelt kode slik at bare én komponentkoder brukes.

10. System ifølge krav 1, karakterisert ved at parallellkjedekoderen (100) videre omfatter en punkteringsfunksjon lagt inn i en separat enhet (140) for å slette kodesifre fra komponentkodeordene i henhold til et gitt punkteringsmønster, og at den sammensatte dekoder (110) omfatter en depunkteringsfunksjon lagt inn i en separat enhet (142) for å sette inn nøytrale verdier for de punkterte sifre i komponentkodeordene.