CN1113486C

CN1113486C - 利用并行链接编码的卫星通信系统

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Publication number: CN1113486C
Application number: CN97114592A
Authority: CN
Inventors: Ｓ·Ｍ·霍雷迪克; Ｗ·Ａ·切克; B·J·格林斯曼; Ｒ·Ｆ·弗兰明三世
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: The company may Likemu Scotia est
Priority date: 1996-07-17
Filing date: 1997-07-17
Publication date: 2003-07-02
Anticipated expiration: 2017-07-17
Also published as: NO973289D0; CZ219797A3; CZ290425B6; UA44752C2; ZA975952B; EP0820159A2; PL184615B1; KR980013022A; HUP9701215A2; PL321011A1; IL121232A; RU2191471C2; DE69735979T2; CN1173085A; CA2208413C; EP0820159B1; BR9704012A; MX9705401A; DE69735979D1; CA2208413A1

Abstract

一种VSAT卫星通信网络在其入站或出站链路或两者上使用并行链接编码。对于短数据块，使用非递归的尾比特卷积码。对于较长数据块使用递归的系统的卷积码。这些并行链接编码技术与扩频调制结合使用，以提供一种满足FCC对发送信号的总功率谱密度的规定以及减轻来自相邻卫星干扰的VSAT通信系统。

Description

利用并行链接编码的卫星通信系统

技术领域

本发明总的是涉及卫星通信系统，更具体地涉及在其入站或出站链路上或者两者上利用并行链接编码的极小口径终端卫星通信系统。

背景技术

存在一个正在形成的利用低成本、极小口径终端(VSAT)的通过卫星的多媒体通信的市场。利用比当前在现今工业上通常实际使用的天线小的天线的优点包括减小的反射器的成本，较低的运输成本，减小的安装硬件和劳力，和由于较少突出的外貌使较多的用户可以接受。然而，较小口径抛物面天线的使用会引起不希望的网络容量的降低。这是由于与减小天线的尺寸有关的几个因素引起的：(1)由于相关的天线增益的降低引起接收的和发送的信号功率的降低；(2)为了限制在邻近卫星轨道间隙的干扰能流密度，联邦通信委员会(FCC)有限制利用小于规定尺寸的天线的极小口径终端发送的功率的规定。由于功率的限制，为了减小极小口径终端的成本，使用相同或小些的功率输出的极小口径终端功率放大器进一步使网络容量降低。

不幸的是，在短数据块(这样的数据块是某些类型极小口径终端传输的典型情况)上，打算利用常规编码技术以要求的带宽效率和解码器的复杂性解决这些问题，得到期望的大的编码增益是困难的。

因此，希望提供一种卫星通信系统，该系统利用在频谱上高效率的技术，通过减小所要求的每比特能量对噪声功率谱密度比E_b/E_o，在利用减小的天线口径的极小口径终端的情况下增加网络容量。

发明内容

按照本发明，极小口径终端卫星通信网络在其入站或出站链路上或两者上利用并行链接编码。在一个实施例中对于分组传输、信用卡事务处理、和压缩的话音通信这样的典型情况的短数据块，非递归的系统的尾比特卷积块被用作为在这样一种并行链接编码方案中的分量码。对于文件传输的典型情况的较长的数据块，极小口径终端和网络的中心站终端利用递归的系统的卷积码。

在一个优选实施例中，上述的并行链接编码技术与扩频调制相结合起来使用，得到在总的发送信号的功率谱密度上满足FCC规定和减轻来自相邻卫星的干扰的系统。

本发明实现了一种用于经由卫星进行通信的极小口径终端通信系统，包括：

多个极小口径终端，每个终端包括：

一个由多个并行链接的分量编码器组成的并行链接编码器，该并行链接编码器把并行链接码加到从源接收的数据比特块上，从而产生各个分量码字，该并行链接编码器包括码字成形器，用于对分量码字的比特格式化以提供复合码字；

一个数据组成形器，用于组合各个数据组以便发送，每个数据组包括来自至少一个复合码字的各比特；

一个调制器，用于接收各个数据组，从而提供已调信号；

一个上变频器，用于把已调信号变换到载频；

一个接口，用于将每个相应的极小口径终端连接到天线，以便发送已调信号到卫星和从卫星接收已调信号；

一个下变频器，用于把每个接收信号从载频变换到中频；

一个解调器，用于同步和解调接收的信号；

一个分组数据-码字成形器，用于从解调的信号形成接收的复合码字；和

一个包括多个分量解码器的复合解码器，用于解码接收的复合码字。

附图说明

从下面结合附图的本发明的详细描述中，本发明的各个特点和优点将变得显而易见，其中：

图1是说明使用按照本发明的并行链接编码的极小口径终端通信系统的简化方框图；

图2是说明使用按照本发明的并行链接编码的极小口径终端卫星通信系统的集中器终端的简化方框图；

图3是说明用于按照本发明的极小口径终端通信系统中的可编程的编码器的简化方框图；和

图4是说明用于按照本发明的极小口径终端通信系统中的可编程的解码器的简化方框图。

具体实施方式

在这里所描述的本发明是利用并行链接编码技术的极小口径终端卫星通信系统，所述编码技术包括，例如，并行链接的尾比特卷积编码和并行链接的递归的系统的卷积码(即，称为“涡轮码”(“turbocodes”))，和它们各自的解码器。具体地讲，对于并行链接尾比特卷积码来说，使用了包括循环最大后验概率(MAP)解码的解码器，诸如被描述在于1996年4月19日提交的、发明人为Stephen M.Hladik和John B.Anderson的共同受让的未决美国专利申请08/636742中，将其援引于此以资参考。

并行链接编码被用于极小口径终端卫星通信网络的入站链路传输(极小口径终端到中心站)或出站链路传输(中心站到极小口径终端)或两种链路。此外，并行链接编码可以被用来提供用于直接对等(极小口径终端到极小口径终端)传输的差错校正/检测编码。在一个实施例中，对于分组传输、信用卡事物处理、和压缩的话音通信这样的典型情况的短数据块来说，非递归的系统的尾比特卷积码被用作为在这样一种并行链接编码方案中的分量编码。对于为数据传输的典型情况的较长的数据块，并行链接中的编码包括由极小口径终端和网络的中心站终端利用的递归系统的卷积编码。

按照本发明，这些并行链接编码技术结合扩频调制的使用提供了一种非常有效的解决办法，以便通过降低发送信号所需要的有效辐射功率(ERP)和功率谱密度来符合上述FCC的关于相邻卫星干扰的规定。此外，这种组合减轻来自相邻卫星的干扰。

图1是使用按照本发明的并行链接编码的极小口径终端卫星通信系统的方框图。这个系统基本上包括若干极小口径终端终端10、一个具有通信转发器的卫星、和可能的一个中心站终端14。在该VSα_t网络中的通信可以是单向的也可以是双向的和可以以各种不同路径进行：(1)直接VSAT到VSAT(即，网孔连接)和(2)VSAT到中心站终端和/或中心站终端到VSAT(即，星形连接)。

如图1所示，VSAT终端10包括发射机信号处理器20、接收机信号处理器22、和天线24。按照这里描述的本发明，该VSAT的发射机信号处理器包括以下部件：用于接收来自信息源26的数据的输入口25；用于对从该源接收的数据比特块进行并行链接编码的编码器28；用于产生数据组(包括一个或多个来自编码器28的码字)、同步比特码型和控制信令比特的数据组成形器30；调制器32；用于将该已调信号变换到载频的上变频器34；功率放大器36；和经由一个适当的接口(例如，开关或滤波器双工器)到天线的连接。VSAT的接收机信号处理器包括：低噪声放大器40；用于将载频接收信号变换到中频的下变频器42；用于同步和解调的解调器44；分组数据-码字成形器46，适合于由发射机利用的并行链接码的解码器48；和用于将接收的消息(即，数据比特的数据块)转移到信息库50的输出口49。为了简单起见，在图1中只对一个VSAT显示了详细的方框图。

由解调器44执行的同步功能包括：载波同步、帧同步、符号同步、和如果需要，还有载波相位同步。符号同步是对解调器输出估算最佳取样时间(即符号的出现时间)的处理，以便使符号判决差错的概率最小化。帧同步是对接收的数据帧(对于连续发送)或数据组(对于不连续发送)估算第一个符号的出现时间的处理。

对于在由VSAT发送的是扩频信号的情况下，如图1所示的VSAT调制器包括扩频功能，和如图1所示的VSAT解调器包括去扩频功能。扩频技术通过利用包括有本身是伪随机的和与已调数据信号有关的一些时片(在直接序列扩频的情况下)或频率跳跃(在跳频扩频的情况下)的扩频信号，相对于已调数据信号带宽来说，增加了信号的带宽。在直接序列扩频的情况下，数据信号与对应于具有+1或-1值的一些时片的伪随机序列相乘。该时片脉冲的持续期小于已调数据信号的符号间隔，因此，产生的信号的带宽大于原先已调信号的带宽。在跳频扩频的情况下，已调信号的载波频率按照伪随机模式周期性地改变。再有，扩频信号的带宽大于原先已调信号的带宽。

解调器中的去扩频是从接收的信号中去掉扩频的处理。典型地，解调器把接收的信号与扩频波形的复制品相关以便对直接序列扩频信号进行去扩频，而在跳频扩频系统中，使用与由发送端使用的相同的模式使接收机下变频器的振荡器的频率进行跳频，以便对跳频扩频信号进行去扩频。典型地，在去扩频后该接收信号被加到一个滤波器上，以衰减在被恢复的信号中的宽带噪声和干扰分量。

中心站终端的方框图表示在图2中。按照在这里描述的本发明的中心站终端包括：用于接收来自一个或多个信息源的数据的输入口51；用于传送接收的消息(即，数据比特块)到一个或多个消息库54的输出口53；发射机信道处理器存储器56；接收机信道处理器存储器58；用于连接每个有效源到一个发射机处理器和用于连接每个有效接收机信道处理器到适合的信息库和到发射机信道处理器的逻辑转换器60；存储器62；用于控制通过该转换器的数据流的控制器64；用于把每个发射机信道处理器产生的信号组合为一个信号的组合器66；用于把组合信号变换到载频的上变频器68；经适当的接口(例如，开关或滤波器双工器)连接到天线的功率放大器70；天线72；经上述接口耦合到天线的低噪声放大器74；用于把接收信号从载频变换到中频(IF)的下变频器76；和用于提供接收的IF信号或可能是接收的IF信号的滤波的形式给接收机信道处理器的存储器的信号分路器78。

图2所示的发射机信道处理器包括：对从一个源接收到的数据比特块施加并行链接编码的编码器80；用于产生数据组(包括一个或多个来自编码器80的码字)、同步比特码型和控制信令比特的分组数据的成形器82；和调制器84。如同极小口径终端一样，中心站调制器包括在扩频信号是由该中心站发送的情况下的扩频功能。图2的接收机信道处理器包括：解调器86；分组数据到码字变换器88，用于从解调器的输出中选择采样值以形成被输入到用于并行链接码的解码器的接收的码字；和适合于由发射机使用的并行链接码的解码器90。中心站解调器包括以下几个功能：同步、解调、和在中心站接收扩频信号的情况下的去扩频。

中心站存储器的一个功能是：在当一个消息到达转换器60时所有发射机信道处理器全忙的情况下，暂存来自信息源或接收机信道处理器的接收数据。该存储器还存储必要的网络配置参数和操作数据。

在本发明的另外一个实施例中，一个外码被用于与该(内)并行链接码(PCC)相串行链接；一个相关的外部解码器也被与用于内部PCC的解码器相串行链接。

此外，灵活的、可编程的编码器/解码器系统可以被VSAT和中心站设备所使用，以便实现若干种选择：

(1)如上所述的并行链接编码；

(2)如上所述的一个外码与一个内部并行链接码(PCC)的串行链接；

(3)包括一个外部编码器和一个PCC编码器的仅一个分量编码器的串行链接编码；

(4)常规的卷积码或单独的块码(即，不进行串行或并行链接)。

图3显示一种实现这些四种编码选择的灵活的可编程编码器的方框图。如图所示，该灵活的可编程编码器包括：用于并行链接编码的编码器100，用于一个外码的编码器102，和5个开关S1-S5。用于并行链接编码的编码器100包括：N个编码器，N-1个交错器，和一个码字成形器106。如下所示的表I综合了对于各种不同的编码器操作模式的各个开关位置。

表I

	开关位置
	开关位置					模式	S1	S2	S3	S4	S5
(1)PCCC	0	0	闭合	0	0	模式	S1	S2	S3	S4	S5
(1)PCCC	0	0	闭合	0	0	(2)与内部PCC串行链接	1	1	闭合	0	0
(3)标准串行链接	1	1	打开	1	1	(2)与内部PCC串行链接	1	1	闭合	0	0
(3)标准串行链接	1	1	打开	1	1	(4)单一码	0	0	打开	1	1

图4是实施对上述提供的四种编码器模式的解码的灵活可编程的解码器的方框图。这个可编程复合解码器包括用于并行链接码的解码器110；用于实施一种判决规则的阈值判决装置112；用于外码的解码器114；和6个开关S1-S6。假设，解码器110的输出是被解码的比特值等于0的概率，则一个示例性的判决规则是：如果该输出大于1/2，则判决为被解码的比特是0；如果小于1/2则指定该值为1；如果等于1/2，则任意地分配一个值。

用于并行链接码的解码器110还包括一个复合码字到分量码字变换器116；N个分量解码器；N-1交错器和两个相同的去交错器118。每个去交错器具有一种将已经由串联连接的N-1个交错器所交换的数据单元序列返回到它们的原始次序的重新排序功能。如下所示的表II综合了对于各种不同解码器操作模式的各个开关位置。(在表中，X表示“无须注意”条件，即，该开关可以在任何位置。)

表II

	开关位置
	开关位置						模式	S1	S2	S3	S4	S5	S6
(1)PCCC	0	0	闭合	0	0	X	模式	S1	S2	S3	S4	S5	S6
(1)PCCC	0	0	闭合	0	0	X	(2)与内部PCC相串联链接	0	0	闭合	0	0	0为硬判决解码；1为软判决解码
(3)标准的串联链接	1	1	打开	1	1	0为硬判决解码；1为软判决解码	(2)与内部PCC相串联链接	0	0	闭合	0	0	0为硬判决解码；1为软判决解码
(3)标准的串联链接	1	1	打开	1	1	0为硬判决解码；1为软判决解码	(4)单一码	1	1	打开	1	1	X

取决于通信的应用和要求的传输速率，VSAT在不同组合下(例如，模式1、2、3和4)利用不同的编码(例如PCCC、尾比特PCCC、递归的系统的卷积码，非递归的系统的卷积码、块编码)。

当卷积码被利用在上述的任何一种模式时，图3的可编程编码器还可以包括经由一种已知码型的穿孔(puncturing)以增加所产生的码的速率，图4的可编程解码器也可以包括相关的穿孔功能。当被穿孔的卷积码被用作在并行链接编码中的分量码时，图3的码字成形器按照该期望的穿孔码型从各分量码字中删除各码比特。在这种情况下，PCC解码器的复合码字到分量码字变换器对于在输出到分量解码器的该分量码字中的被穿孔的各比特插入中性值。应当注意，在模式3或模式4中，编码器的开关S4和S5和解码器的开关S1和S2都被设置在0位置。因此，图3和图4分别以虚线形式显示当穿孔的卷积码被利用在模式3或模式4时，分别用于实现这些穿孔和去穿孔功能的穿孔单元140和去穿孔单元142。

在本发明的优选实施例中，卷积码被用作在内部并行链接码中的分量码，且块码(即，Reed-Solomon码或BCH码)被用作以串联链接的外码。

在一个扩频信号被VSAT进行发送的优选实施例中，诸如ALOHA之类的随机信道接入协议与码分多址结合使用。中心站接收机使用若干个用于每个扩频码的解调器，以便接收利用同一个扩频序列的各个延时的形式的时间重叠信号。用于一个给定的扩频序列的每个解调器藉利用该扩频序列的不同时移来解调信号。

另外在一个优选实施例中，一个或多个扩频序列在被加以分配的基础上在规定的时间周期被保留给VSAT利用，以便提供具有较高通过量的高质量信道。来自VSAT的保留要求和分配由连接到中心站终端的网络控制器进行处理。

在利用上述扩频信号以及可编程编码器和解码器的一个优选实施例中，系统使一个给定的扩频序列与一个特定的纠错码相关联，允许不同信号同时利用不同的纠错码。因为，每个被检测的信号的扩频序列由一个对应的解码器识别，接收机可以为每个被检测的信号适当地配置可编程解码器。这种网络工作模式对于在不需要附加的控制信令的情况下同时支持若干具有不同纠错码要求的应用是有用的。

对于作为图4中的分量解码器有用的一种环形MAP解码器被描述在共同受让的未决的美国专利申请NO.08/636742中。环形MAP解码器可以把编码数据块的估算和可靠性信息传送到一个数据信宿(sink)，例如用于传输差错隐藏的话音合成处理器或对于重复请求判决的用于作为块差错概率测量的分组数据的协议处理器。正如在1996年4月19日提交的、发明人为Stephen M.Hladik和John B.Anderson的共同受让的、未决的美国专利申请NO.08/636732中所描述的那样，此处引用其以供参考，环形MAP解码器对于解码尾比特卷积码是有益的，特别是，当它们被用作在并行链接编码方案中的分量码时。

用于按照美国专利申请NO.08/636,742使用尾比特的纠错格子码的环形MAP解码器产生软判决输出。该环形MAP解码器提供了对于在格子的第一级中的状态概率的估算，该概率代替了在常规的MAP解码器中预先知道起始状态。环形MAP解码器以两种方法中的任一种方法给出了起始状态概率分布。第一种方法涉及本征值问题的解决办法，对于此问题，所产生的本征矢量是预期的起始状态概率分布；在知道了起始状态后，环形MAP解码器按照常规的MAP解码算法完成其余部分的解码。第二种方法是基于一种递推，对于此递推，迭代可收敛到起始状态分布。在足够的迭代后，在状态的环形序列的一个状态是以高概率已知的，并且环形MAP解码器按照常规MAP解码算法完成解码的其余部分，该算法描述在IEEE Transaction on Information Theory，1974年3月号第284-287页，作者为Bahl，Cocke，Jelinek和Raviv的文章“Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol ErrorRate”(“为使符号错误率最小化的线性码的最佳译码”)中。

常规的MAP解码算法的目的是找到各条件概率：

P{在时间t的状态为m/接收信道输出为y₁，…y_L}；

在这个表示式中术语L表示以编码器符号数为单位的数据块的长度((n，k)码的编码器对K-比特输入符号进行操作，以产生n-比特输出符号。)术语y_t是在时间t的信道输出(符号)。

MAP解码算法实际上首先找出概率：

λ_{t} (m) = P {S_{t} = m; Y_{I}^{L}}; - - - (1)

也就是事件“时间t时的编码器状态S_t是m和信道输出组y_I ^L＝{y₁，…y_L}被接收到”的联合概率。这些是期望的由常数相乘的各个概率(接收信道输出组{y_I，…y_L}的概率P{y_I ^L}。

现在定义矩阵Г_t的元素为：

Г_t(i，j)＝P{在时间t的状态为j；y_t/在时间t-1的状态为i}

矩阵Г_t被作为以下三个概率的函数进行计算；即信道转变概率R(Y_t，X)；编码器在时间t从状态m转变到m′的概率P_t(m/m′)；以及在先前编码器状态为m′与现在编码器状态为m的条件下编码器输出符号为x的概率q_t(X/m′，m)。具体地，Г_t的每个元素由如下地对所有可能的编码器的输出X求和进行计算的：

γ_{t} (m^{'}, m) = \underset{X}{Σ} p_{t} (m / m^{'}) q_{t} (X / m^{'}, m) R (Y_{t}, X) - - - (2)

MAP编码器计算这些矩阵的L。它们是根据接收的信道输出符号和对于一个给定代码的格子支路的性质而构成的。

接着，定义行矢量α_t的M个联合概率元素为：

α_t(j)＝P{在时间r的状态为j；y₁，…y_t} (3)

定义列矢量β_t的M个条件概率元素为：

β_t(j)＝P{y_t+1，…y_L/在时间t的状态为j} (4)

其中j＝0，1，…(M-1)及M是编码器的状态数。(注意，这里矩阵和矢量是利用黑体字表示的)。

MAP解码算法的步骤如下：

(I)利用前向递推计算α₁，…α_L：

α_t＝α_t-lГ_t，t＝l，…，L. (5)

(II)利用向后递推计算β₁，…β_L-1：

β_t＝Г_t+lβ_t+l，t＝L-l，…，l. (6)

(III)利用下式计算λ_t的元素：

λ_t(i)＝α_t(i)β_t(i)，所有i，t＝I，…，L(7)

(IV)按照需要找出相关的量。例如，令α_t ^j是状态S_t＝{S_t ¹，S_t ²，…S_t ^km}的集合，以使得S_t的第j个单元S_t ^j等于0。对于常规的非递归的格子码来说，S_t ^j＝d_t ^j在时间t的第j个数据。

因此，该解码器的软判决输出是：

P {{d^{j}}_{t} = 0 / Y_{I}^{L}} = \frac{1}{P {Y_{I}^{L}}} \underset{S_{t} ϵ A_{t}^{j}}{Σ} λ_{t} (m)

其中

P {Y_{I}^{L}} = \underset{m}{Σ} λ_{L} (m)

和

m是对应于状态S_t的指数。

利用把

P {d_{t}^{j} = 0 / Y_{I}^{L}}

加到下列判决规则上得到解码器的硬判决或解码后的比特输出：

P {d_{t}^{j} = 0 / Y_{I}^{L}} \overset{{\hat{d}}_{t}^{j} = 0}{\overset{>}{\underset{{\hat{d}}_{t}^{j} = 1}{<}}} \frac{1}{2};

也就是说，如果

P {d_{t}^{j} = 0 / Y_{I}^{L}} > \frac{1}{2},

则

{\hat{d}}_{t}^{j} = 0;

如

P {d_{t}^{j} = 0 / Y_{I}^{L}} < \frac{1}{2},

则

{\hat{d}}_{t}^{j} = 1;

否则任意分配d_t ^j值为0或1。

作为上述步骤(IV)的相关量的另外的例子，概率矩阵σ_t包括按照下列定义的各个元素：

σ_{t} (i, j) = P {S_{t - 1} = i; S_{t} = j; Y_{I}^{L}} = α_{t - 1} (i) γ_{t} (i, j) β_{t} (j)

当希望确定编码器输出的各个比特的后验概率时，这些概率是有用的。这些概率在递归的卷积码的解码中也是有用的。

在MAP解码算法的标准应用中，前向递推通过矢量α₀＝(1，0，…，0)进行初始化而后向递推通过β_L＝(1，0，…，0)^T进行初始化。这些初始条件是根据编码器的初始状态S₀＝0和其结束状态S_L＝0的假定。

环形MAP解码器的一个实施例藉如下地求解本征问题来确定初始状态的概率分布。令α_t，β_t，Г_t和λ_t是像前面一样，但初始的α₀和β_L取为：

把β_L设为列矢量(111…1)^T，

令α₀是一个未知(矢量)变量，

然后，

(I)按照公式(2)对于t＝1，2，…L，计算Г_t。

(II)找出矩阵积Г₁Г₂…Г_L的最大本征值。对相应的本征矢量进行归一化，使得其各个分量和为1。这个矢量是对于α₀的解。本征值是P{Y₁ ^L}。

(III)利用在公式(5)中所述的前向递推形成连续的α_t。

(IV)从β_L开始，如上所述地初始化，利用在公式(6)中所述的后向递推形成β_t。

(V)按照公式(7)形成λ_t以及其它预期的变量，例如，软判决输出P{d_t ^j＝0/y₁ ^L}或上面描述的概率矩阵σ_t。

未知变量α₀满足矩阵方程

α_{0} = \frac{α_{0} Γ_{1} Γ_{2} . . . Γ_{L}}{P {Y_{1}^{L}}} .

根据这个公式表达了各概率之间的关系的这样一个事实，在右边的矩阵Г_t的积具有等于P{Y₁ ^L}的最大本征值，相应的本征矢量必定是一个概率矢量。

利用初始的β_L＝(111…1)^T，公式(6)给出β_L-1。因此，重复应用这个后向递推，给出所有的β_t。一旦α₀是已知的和β_L被设置，则在环形MAP解码器中的所有计算遵循常规的MAP解码算法进行。

环形MAP解码器的另一个实施例利用递推方法确定状态概率分布。具体地，在一个实施例(动态收敛方法)中，递推继续进行直至检测到解码器收敛为止。在这种递推(或动态收敛)方法中，上面描述的本征矢量方法的步骤(II)和(III)可以如下地被替换：

(IIa)从等于(1/M，…，1/M)的初始的α₀开始(其中M是在该格子中的状态数)，计算L次的前向递推。归一化其结果，使得每个新的α_t的各单元和为1。保留所有Lα_t矢量。

(IIb)令α₀等于来自以前步骤中的α_L和在t＝1开始，再次计算第一L_wminα_t概率矢量。

也就是说，对于m＝0，1…m-1和t＝-1，2，…，L_wmin计算

α_{t} (m) = Σ_{i = 0}^{M - 1} α_{t - 1} (i)

γ_t(i，m)，其中L_wmin是各格子级的适合的最小的数。如前面那样地进行归一化。仅保留利用在步骤(IIa)和(IIb)中的递推找到的Lα的最新的一组和保留以前在步骤(IIa)所找到的αL_wmin。

(IIc)对从步骤(IIb)找到的α_Lwmin与以前从步骤(IIa)找到的一组进行比较。如果新的和老的α_Lwmin的M个相应的元素在允许公差范围之内，则前进到上述的步骤(IV)。否则，继续到步骤(IId)。

(IId)令t＝t+1并计算α_t＝α_t-1Г_t。如前面那样地归一化。仅保留计算的各Lα的最新的一组和以前在步骤(IIa)中找到的α_t。

(IIe)比较新的α_t与以前找到的一组。如果M个新的和老的各个α_t在允许公差范围内，则前进到步骤(IV)。否则，如果两个最新的矢量不在允许的范围内和如果递推的次数没有超过一个规定的最大值(通常2L)，继续在步骤(IId)；否则前进到步骤(IV)。

然后，该方法持续进行上面对于固有矢量方法所规定的步骤(IV)和(V)，产生软判决输出和环形MAP解码器的解码的输出比特。

在美国专利申请NO.08/636742中所描述的环形MAP解码器的另外一个替换实施例中，递推方法被改进，使得解码器仅需要处理在一秒时间内、即在预定的卷绕深度(wrap depth)内的预定的固定数量的格子级。这对于实现其目的是有利的，因为解码所需要的计算的次数对于每个被编码的消息块是相同的。从而，降低了硬件和软件的复杂性。

对于尾比特卷积编码的MAP解码，估算所需要的卷绕深度的一种方法是从硬件和软件实验来确定它，这需要实现一个带有可变的卷绕深度的环形MAP解码器，并要求进行实验以便测量解码的误码率对用于连续增加的卷绕深度的E_b/E_o的变化关系。当进一步增加卷绕深度而不增加差错概率时，就找到提供对于一个规定E_b/E_o下的解码的误码的最小概率的最小解码器卷绕深度。

如果大于在一个规定的E_b/E_o下的可实现的最小值的解码的误码率是可允许的，则可能减少由环形MAP解码器处理的所需要的格子级的数量。特别是，当得到所需要的误码的平均概率时，上述所描述的卷绕深度的搜索完全可以结束。

对于一种给定码确定其卷绕深度的另外一种方法是利用该码的距离特性。为此目的，定义两个不同的解码器判决深度是必要的。正如在这里使用的，术语“正确路径”是指通过由编码数据比特块造成的格子的状态序列或路径。术语“一个节点的不正确子集”是指一个正确路径节点以外的所有不正确(格子)分支和它们的子系产物的集合。下面规定的两种判决深度取决于卷积编码器。

各判决深度是如下地规定的：

(I)规定对于e-纠错的前向判决深度，LF(e)是在格子中的第一深度，在这种情况下，一个正确路径的初始节点的不正确子集中的所有路径，无论后者是否归并到正确路径，都处于离开正确路径大于一个汉明距离2e。LF(e)的重要性在于，如果在初始节点以前存在e个或更少的差错，且已知编码从那里开始，则解码器必定正确地解码。对于卷积码的前向判决深度的正式造表是由J.B.Anderson和K.Balachandran在IEEE Transactions on Information Theory.vol.lT-35，pp.455-59，March 1989，上的题目为“Decision Depth ofConvolutional Codes”(“卷积码判决深度”)的文章提供的。LF(e)的许多特性公开在这个参考文献上并且还公开在由J.B.Anderson和S.Mohan所著的书：“Source and Channel Coding-An algorithmicApproach”(“源和信道编码-一种算法方法)(Kluwer AcademicPublishers，Norwell，MA，1991.)上。这些特性的主要内容在于，在LF和e之间存在一种简单的线性关系，例如，对于速率1/2码，LF大约是9.08e。

(II)下一步规定：对于e纠错的未归并的判决深度，LF(e)，是在一些格子中的第一深度，在该深度上，在格子中从来不接触到正确路径的所有路径处于离正确路径大于一个汉明距离2e。

用于软判决环形MAP解码的LF(e)的重要性在于，在解码器处理LF(e)格子级后对实际发送路径上的一个状态的识别概率是高的。因此，对于环形MAP解码的最小卷绕深度是LF(e)。对深度LF(e)的计算表明，它总是大于LF(e)，但是服从同样的近似规律。这意味着，如果一个码的未归并的判决深度是未知的，那么最小卷绕深度是可以被作为前向判决深度LF(e)估算出来。

通过找到对于一个已知编码器的最小未归并的判决深度，我们找到必须由产生软判决输出的实际环形解码器进行处理的格子级的最小数目。找出LF(e)即前向判决深度的算法是由在上面授引的J.B.Anderson和K.Balachandran的“Decision Depth of Convolutional Codes”给出的。

为了找出LF(e)：

(I)从左向右扩展码格子，从所有格子节点同时开始，除了零状态以外。

(II)在每个级别上删除任何归并到正确(全0的)路径的路径；不扩展除了正确(0的)状态节点之外的任何路径。

(III)在级别K上，找到在终结在这个级别上的结点的路径中间的最小汉明距离，或权因子。

(IV)如果这个最小距离超过2e，则停止。于是LU(e)＝k。

正如美国专利申请NO.08/636742所描述的那样，经过计算机模拟的实验导致两个不希望的结果：(1)β_t的卷绕处理改善了解码器的性能；和(2)LU(e)+LF(e)＝2LF(e)的卷绕深度的使用明显地改善了性能。因此，根据递推的环形MAP解码器算法的一个优选实施例包括以下步骤：

(I)按照公式(2)计算对于t＝1，2，…，L的Г_t；

(II)从初始α₀等于(1/M，…，1/M)开始(其中M是在格子中的状态的数目)，计算对于u＝1，2，…(L+L_w)时公式(5)的前向递推(L+L_w)次，其中L_w是该解码器的卷绕深度。格子-级别指数t取值为(u-1)模L)+1。当解码器围绕着从信道接收的符号序列卷绕时，α_L被当作α₀进行处理。归一化该结果，以使得每个新的α_t的各个元素的和为1。保持经由这种递推找到的L个最新的α矢量。

(III)从等于(1，…，1)^T的初始β_L开始，计算对于u＝1，2，…，(L+L_w)公式(6)的后向递推(L+L_w)次。格子-级别指数t取值为L-(u模L)。当解码器围绕接收的序列卷绕时，β₁被用作为β_L+1和当计算新的β_L时，Г₁被用作为Г_L+1。归一化该结果，以使得每个新的β_t的各元素之和为1。再次保持经由这种递推找到的L个最新的β矢量。

这种递推方法的下一步是与上述的关于本征矢量方法的步骤(V)相同的，产生软判决和由环形MAP解码器的解码的比特输出。

虽然本发明的优选实施例在这里已经被表示和描述了，但显而易见，这样的实施例仅是以举例的方式提供的。在不脱离本发明的情况下对于本专业的技术人员来说将可能作出多种变化、改变、和替换。因此，希望本发明仅由所附加的权利要求书的精神和范围来进行限定。

Claims

1.一种用于经由卫星进行通信的极小口径终端通信系统，包括：

多个极小口径终端，每个终端包括：

一个调制器，用于接收各个数据组，从而提供已调信号；

一个上变频器，用于把已调信号变换到载频；

一个下变频器，用于把每个接收信号从载频变换到中频；

一个解调器，用于同步和解调接收的信号；

2.权利要求1的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中组成所述并行链接编码器的所述多个分量编码器把卷积码应用到数据比特块中。

3.权利要求2的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中并行链接卷积码包括递归的系统码。

4.权利要求2的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中并行链接卷积码包括尾比特非递归的系统码。

5.权利要求4的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中分量解码器包括环形最大后验概率解码器。

6.权利要求1的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中调制器包括扩频调制器，和解调器包括去扩频解调器。

7.权利要求1的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中：

并行链接码包括与一个外码以串行链接方式连接的内部并行链接码；和

解码器包括与内部并行链接码相关的内部解码器，而且还包括与外部串行链接码相关的外部解码器。

8.权利要求1的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中编码器和解码器由一个可编程的编码器/解码器组组成，该可编程的编码器/解码器组包括了多个能通过开关选择的可选编码方式。

9.权利要求8的极小口径终端通信系统，其特征在于，所述可选编码方式包括以下4种可选编码/解码方式：

(1)并行链接编码；

(2)与内部并行链接码相串行链接的外码；

(3)包括了一个外部编码器和一个内部单分量编码器的串行链接编码；

(4)仅利用一个分量编码器的单一码。

10.权利要求8的极小口径终端通信系统，其特征在于，还包括至少一个中心站终端；

每个极小口径终端终端的调制器包括：用于把多个扩频序列之一加到要被发送的每个数据分组的扩频调制器，该扩频序列被分为各个组，每组包括至少一个扩频序列，每组扩频序列是与各编码可选择方案之一相联系的；

中心站终端包括至少一个用于每个扩频序列的去扩频解调器和多个解码器，所述中心站终端解调和解码从卫星接收的信号，这些信号是在时间重叠的期间内被发送的并且这些信号中的每一个利用一个编码可选择方案和与其有关的扩频序列，对于每个接收的信号，各解码器根据由去扩频解调器识别的扩频序列来进行配置。

11.权利要求1的极小口径终端通信系统，其特征在于，还包括用于提供星形连接的至少一个中心站终端。

12.权利要求1的极小口径终端通信系统，其特征在于，其中并行链接编码器还包括用于按照预定穿孔模式从各分量码字中删除码比特的穿孔功能，且复合解码器包括用于在各分量码字中插入对于被穿孔比特的值的去穿孔功能。