EP0067185A1 - Elektronische schaltungsanordnung zur ansteuerung eines elektromagnetischen bauelementes. - Google Patents

Elektronische schaltungsanordnung zur ansteuerung eines elektromagnetischen bauelementes.

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EP0067185A1
EP0067185A1 EP82900090A EP82900090A EP0067185A1 EP 0067185 A1 EP0067185 A1 EP 0067185A1 EP 82900090 A EP82900090 A EP 82900090A EP 82900090 A EP82900090 A EP 82900090A EP 0067185 A1 EP0067185 A1 EP 0067185A1
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EP
European Patent Office
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value
current
electronic circuit
circuit arrangement
component
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EP82900090A
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English (en)
French (fr)
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EP0067185B1 (de
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Edwin Petschenka
Winfried Beulen
Erich Rothmeier
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BBC Brown Boveri AG Germany
Original Assignee
Brown Boveri und Cie AG Germany
BBC Brown Boveri AG Germany
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Publication date
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Publication of EP0067185A1 publication Critical patent/EP0067185A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0067185B1 publication Critical patent/EP0067185B1/de
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/02—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay
    • H01H47/04—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current
    • H01H2047/046—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for modifying the operation of the relay for holding armature in attracted position, e.g. when initial energising circuit is interrupted; for maintaining armature in attracted position, e.g. with reduced energising current with measuring of the magnetic field, e.g. of the magnetic flux, for the control of coil current

Definitions

  • a comparator (5) reeeives aprede- j termined current order value U (Isoll2) and an actual measured current value UO-st). hen the actua] value goes down below the order value, the comparator (5) actuates, through a mono- stable flip flop element (6), a switching transistor (1) supplied by a supply voltage Uv, arranged in the main current cireuit of the electromagnetic element (2).
  • Electronic circuit arrangement for an electromagnetic component (2) in particular a choke or a coil of an electromagnetic switching device having a magnetic circuit with a coil, yoke and armature.
  • a predetermined current setpoint U (I soI ) and a measured current actual value U (I ist ) are fed to a comparator (5). If the current actual value falls below the current setpoint, the comparator (5) controls one in the main circuit of the electromagnetic component via a monostable trigger element (6) (2) lying through, with supply voltage U v switching transistor (1) through. After a lapse of the constant-time t disables the transistor (1). With a variable switch-on time t e ⁇ n of the switching transistor (1), a differentiated current setpoint is given as a function of the determined switch-on time.
  • a high pull-in current setpoint and after the switchgear has been tightened, a reduced holding current setpoint is specified.
  • the inductance of the coil is used to evaluate the different switching state of the switching device.
  • Electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component.
  • the invention relates to an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component, in particular a choke or a coil of an electromagnetic switching device having a magnetic circuit with a coil, yoke and armature.
  • Electromagnetic components such as switching relays and contactors, are generally known in numerous design variants.
  • Such switching devices consist of a yoke with one or more coils and an armature which is magnetically attracted by the yoke after application of a control voltage to the coil and thereby actuates switching contacts.
  • a disadvantage of the known electromagnetic switching device can be seen in the large variety of types, due to the different excitation voltages with the same switching capacity, the large construction volume and the large necessary control output.
  • the known electromagnetic switching devices can generally be used either only for direct current or only for alternating current.
  • a coil can only be used for a narrow excitation voltage range to ensure that the armature is securely tightened.
  • the invention has for its object to provide an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component, which enables universal use of the electromagnetic component, i.e. allows operation for direct and alternating current, which is largely independent of the level of the voltage and also reduces the size and power consumption of the component.
  • this object is achieved in that a comparator has a predetermined current setpoint and a measured current actual value corresponding to the current in the electromagnetic component on the input side, and the comparator on the output side, depending on the control deviation between the current setpoint and current actual value, is in the main circuit of the electromagnetic component, with the supply voltage for controlling the electromagnetic component switch, in particular a switching transistor.
  • this object is achieved according to the invention in that the control deviation between an induction setpoint and an actual induction value of the magnetic circuit of the electromagnetic component is supplied and that the two-point controller controls a switching amplifier connected to the electromagnetic component in such a way that the induction value moves within predefined limit values, the switching amplifier being acted upon on the input side by the supply voltage for actuating the electromagnetic component.
  • the control suppresses the influence of the supply voltage on the coil current, so that a large degree of independence from the supply voltage is achieved.
  • the lower voltage limit for the supply voltage is only the minimum voltage of the electronics supply, e.g. approx. 5V DC voltage and as the upper voltage limit the maximum voltage capacity of the electronic components, e.g. approx. 1000V DC voltage.
  • This can drastically reduce the variety of types caused by the various supply voltages (excitation voltages, control voltages) in electromagnetic components, in particular switching devices. For the entire voltage range between 5V and 1000V, for example, the same switching device can be used, whereby a safe tightening of the armature is always guaranteed.
  • FIGS. 3 and 4 for electronic circuit arrangements
  • FIGS. 5A, B, C, D show the time profiles of the currents and voltages of interest for the arrangement according to FIG. 1, and FIG. 6 shows an electronic circuit arrangement for activating a 7A, B, C the temporal profiles of the currents and voltages of interest for the arrangement according to FIG. 6, FIG. 8 a detailed embodiment for
  • FIG. 9 shows an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component with a two-point controller and induction value acquisition
  • FIG. 10A, B, C the temporal profiles of the currents and voltages of interest for the arrangement according to FIG. 9,
  • FIG. 11 a Hall probe used for induction value detection
  • Fig. 12 shows a detailed embodiment for
  • FIG. 13 shows a basic illustration of the arrangement according to FIG. 12,
  • a switching transistor 1 (pnp type) is connected via its emitter to the input terminal E1 of the circuit arrangement.
  • the supply voltage + U v is applied to the input terminal E1 as the control voltage.
  • the supply voltage + U v can be switched via an external switch S.
  • the collector of the switching transistor 1 is connected to an electromagnetic component 2 (eg coil of a switching relay, choke, etc.).
  • the electromagnetic component 2 has an ohmic resistance R 1 and an inductance L.
  • the electromagnetic component 2 is connected via its further terminal to a controllable resistor 3 (for example a field effect transistor).
  • the ohmic resistance of the controllable resistor 3 is denoted by R w .
  • the further connection of the controllable resistor 3 is connected via a measuring resistor R 2 (shunt) to the input terminal E2 and thus to ground.
  • the collector of the Switching transistor 1 is also connected to the cathode of a free-wheeling diode 4, the anode of which is connected to ground.
  • the two connection points of the controllable resistor 3 are bridged by means of a voltage divider consisting of the high-resistance resistors R 3 and R 4 .
  • the resistor R 3 is connected to the electromagnetic component 2 and the resistor R 4 to the measuring resistor R 2 .
  • the resistance ratio R 3 / R 4 corresponds to the ratio R 1 / R 2 .
  • the voltage drop across R 2 + R 4 is therefore proportional to the voltage drop across the entire ohmic resistance R 1 + R 2 + R w for each resistance value R w of the controllable resistor 3.
  • the actual current value U (I ist ) is tapped as a voltage value and fed to the first input of a comparator 5.
  • a current setpoint U (I soll 2 ) is applied to the second input of the comparator 5.
  • the comparator 5 is connected on the output side to a monostable flip-flop 6 and controls the flip-flop 6 whenever the current actual value U (I ist ) is less than or equal to the current setpoint U (I soll 2 ).
  • the duty cycle of a t of the monostable multivibrator 6 is constant.
  • the actual current value U (I ist ) is also the first. Input of a subtractor 7 supplied. The second
  • the current setpoint U (I soll 2 ) is applied to the input of the subtractor 7.
  • the output voltage U (i) of the subtractor 7 becomes a smoothing element 8 (e.g. PT1 link) fed.
  • the smoothing element 8 forms the average of the AC component U (i) and feeds this value to the first input of a subtractor 9.
  • a current setpoint U (Isoll 1) is applied to the second input of the subtractor 9.
  • the subtractor 9 forms the difference value
  • a voltage divider 10 consisting of two resistors R 5 , R 6 is supplied with the supply voltage + U v by its connection formed by resistor R 5 and is connected to ground by its connection formed by resistor R 6 .
  • the resistance ratio R5 / R6 corresponds to the ratio R 1 / R 2 .
  • the voltage value R 2 / (R 1 ) + R 2 ) ⁇ U v can thus be tapped and this voltage value is fed to the first input of a subtractor 11.
  • the second input of the subtractor 11 is in turn connected to the current setpoint U (I soll 2 ).
  • the output value u (i) of the subtractor 7 is fed to a peak value meter 13.
  • the peak value meter 13 forms the peak value of the AC component U (i) and feeds this peak value to the PI controller 12 as the actual value.
  • the PI controller 12 controls the controllable resistor 3 via its control input and in this way changes the ohmic resistance value R w of the resistor 3 as a function of the apex worth it and the differential voltage U D.
  • FIGS. 5A, B, C, D show the time profile of the actual current value U (I is ).
  • the current setpoint U (I soll 2 ) is entered as a constant value.
  • the Eins ⁇ haltdauer the monostable multivibrator 6 and the switching transistor 1 is denoted by t a.
  • the peak value of the AC component is .
  • the mean value of the AC component is designated U (T).
  • 5C shows the time profile of the current I 1 flowing through the switching transistor 1.
  • 5D is the time profile of the current flowing through the freewheeling diode 4 during the blocking times of the switching transistor 1
  • I 1 + I 4 are entered in Figures 1, 2, 3, 4, respectively.
  • the switching transistor 1 is turned on alternately by means of the monostable multivibrator 6 and locked, wherein the duty cycle t on of the switching transistor is always constant.
  • the blocking period of transistor 1 is not constant.
  • the switching transistor 1 is turned on, there is a current flow I 1 from the input terminal via the emitter-collector path of the switching transistor 1, the electromagnetic component 2, the controllable resistor 3 and the measuring resistor R 2 .
  • a current flow I 4 results via the freewheeling diode 4, the electromagnetic component 2, the controllable resistor 3 and the measuring resistor R 2 .
  • a total current I 1 + I 4 flows via the electromagnetic component 2.
  • the actual current value U (I ist ) corresponds to this total current I 1 + I 4 .
  • n is the number of turns in the electromagnetic component 2 (coil, choke), which represents a constant factor.
  • the differential voltage U D is significant, which corresponds to the voltage Uv minus the ohmic voltage drop across the resistors R 1 , R w , R 2 at the moment when the switch 1 is switched on.
  • the time constant t remains constant.
  • the inductance L changes depending on whether the armature of the component 2 designed as a switching device is attracted or not. The inductance also changes when the
  • the electronic circuit arrangement regulates the time constant t via the PI controller 12 and the controllable resistor 3 (keeps t constant) such that the current I 1 through the electromagnetic component 2 for a given switch-on time t one of the switching transistor 1 is determined by the differential voltage Up Maximum value reached.
  • the predetermined setpoint U (I soll 1 ) In order to regulate the flow ⁇ to a mean value, the predetermined setpoint U (I soll 1 ) must be around the mean value of the AC component U (i) can be reduced.
  • the AC component U (i) is formed by the subtractor 7. This draws from the current actual value U (I is) the Strorasollwert U (I should 2).
  • the average value of the AC component U (i) is given by the smoothing element 8 formed and given to the subtractor 9, the current setpoint U (I soll 1 ) is also present on the input side.
  • the current setpoint U (I soll 2 ) on the output side of the subtractor 9 is around the mean value of U (i) is less than the current setpoint U (I target 1 ).
  • the current setpoint value U (I setpoint 1 ) is not corrected by the average value , ie the current setpoint U (I soll 1 ) is fed directly to the comparator 5.
  • the voltage which is present across the resistors R 1 + R 2 + R 3 + R 4 at the moment when the transistor 1 is switched on is subtracted from the supply voltage Uv. Since the voltage across the resistors R 1 + R 2 + R 3 + R 4 at the time the transistor 1 is switched on is proportional to U (I soll 2 ), this value U (I soll 2 ) is obtained with the aid of the subtractor 11 evaluated (adapted) supply voltage R 2 / (R 1 + R 2 ) ⁇ U v subtracted.
  • the voltage divider 10 is used to adapt the supply voltage U v to the value U (I soll 2 ).
  • the voltage drop across the measuring resistor R 2 offers the possibility of making a statement about the current state of the electromagnetic component 2 and of evaluating it electronically (inductance evaluation).
  • the switching state of the relay can be determined in this way, for example, ie whether the armature is attracted or not.
  • the switching transistor 1 is in turn connected to the supply voltage U v via its emitter and is connected via its collector to the electromagnetic component 2 and to the free-wheeling diode 4.
  • the electromagnetic component 2 is connected directly to the measuring resistor R 2 .
  • the actual current value U (I ist ) is tapped at the common connection point between the electromagnetic component 2 and the measuring resistor R 2 as a voltage value and fed to the first input of the comparator 5.
  • the second input of the comparator 5 is in turn supplied with the current setpoint U (I soll 2 ).
  • the comparator 5 compares the current setpoint and the current actual value and directly controls the switching transistor 1 on the output side whenever the current actual value U (I ist ) falls below the current setpoint U (I soll 2).
  • a voltage divider 10 with resistors R 5 , R 6 is again provided, which is connected between supply voltage + U v and ground.
  • the voltage value R 2 / (R 1 + R 2 ) ⁇ U v tapped and fed to the first input of a subtractor 14.
  • the second input of the subtractor 14 is supplied with the current setpoint U (I soll 1).
  • the differential voltage U D corresponds to the voltage U v minus the ohmic voltage drop across the resistors R 1 , R 2 when switch 1 is switched on.
  • the current input value U (I soll 1 ) is applied to the second input of the controllable adder 15.
  • the control input of the adder 15 is connected to the output of the comparator 5.
  • the controllable adder 15 always outputs a current setpoint U (I soll 2 ) - U (I soll 1 ) on the output side when the switching transistor 1 blocks, ie when U (l is ) is greater than U (I soll 2 ) and gives always a current setpoint
  • U (I soll2 ) U (I soll 1 ) + U D on the output side when the switching transistor 1 conducts, ie when U (I ist ) is smaller than U (I soll 2 ).
  • the output signal of the comparator 5 is fed to the input of a time recording device 16.
  • the time detector 16 determines the variable duty cycle t a of the switching transistor 1 and this value to a setpoint value generator 17 to.
  • the setpoint generator 17 outputs the current setpoint U (I soll 1 ) on the output side as a function of the switch-on duration tein of the switching transistor 1. As already mentioned, this current setpoint U (I soll 1 ) is fed to the subtractor 14 and the controllable adder 15.
  • a smoothing element eg PT 1 link
  • a smoothing element can be switched for averaging.
  • the on-time t e in of the switching transistor 1 is kept constant and the time constant t is regulated by changing the total resistance Rges by the peak value to keep the Senstr ⁇ raanteils proportional to Vn, changes in the electronic Wegungsanord ⁇ ung of FIG. 2, the time constant t as a function of L and the duty cycle t a of the switching transistor 1 will be tracked.
  • the target value generator 17 is thereby a high Strorasollwert U (I soll 1) from when the duty cycle t on of the switching transistor 1 is small and it is a small current setpoint Udsoll 1) when the duty ratio f a Sross is, the target value generator 17 that is changed continuously or in individual steps, the current setpoint U (I soll 1) as a function of the on-time determined via the time recording device 18.
  • the transistor 1 is turned on via the comparator 5 when
  • U (I should 2) U (I should 1) + U D. If the current actual value U (I ist ) ⁇ en ⁇ reaches the higher current setpoint U (I soll 1) + U D , transistor 1 is blocked and at the same time the current setpoint becomes U (I should 2 ) switched back to the lower value U (I should 1). This results in a control characteristic with hysteresis.
  • the switching transistor 1 is in turn supplied with the supply voltage + U v via its emitter and is connected via its collector to the electromagnetic component 2 and to the free-wheeling diode 4.
  • the electromagnetic component 2 is in turn connected directly to ground via the measuring resistor R2.
  • the actual current value U (I ist ) is tapped at the common connection point between the electromagnetic component 2 and the measuring resistor R 2 as a voltage value and fed to the first input of a comparator 18.
  • the current input value U (I soll ) is applied to the second input of the comparator 18.
  • the comparator 18 compares the values U (I ist ) and U (I soll ) and controls the monostable multivibrator 6 on the output side whenever U (I ist ) ⁇ U (I soll ).
  • the monostable multivibrator 6 controls after triggering by the comparator 18 on the output side the switching transistor 1 at a constant duty cycle t to a.
  • a voltage divider 10 with resistors R 5 , R 6 is provided between + U v and ground.
  • the voltage R 2 / (R 1 + R 2 ) * U v is tapped and fed to the first input of a subtractor 19.
  • the current input value U (I soll ) is applied to the second input of the subtractor 19.
  • the peak input U (£) of the AC component of the current actual value is applied to the second input of the setpoint generator 20.
  • the current setpoint U (I soll ) is fed to the comparator 18, the subtractor 19 and the first input of a subtractor 21.
  • the current input value U (I ist ) is applied to the second input of the subtractor 21.
  • the magnetic flux ⁇ in the electromagnetic component 2 is no longer regulated to a constant value, but the current state of the electromagnetic component 2 (switching state of the switching relay) is detected and the current setpoint U (I soll ) is switched between two different high values according to the state of the component 2.
  • the rate of rise of the current in the electromagnetic component 2 is evaluated, which is a measure of the inductance L of the component 2 and thus allows a statement to be made about the current state of the electromagnetic component 2.
  • the influences of a changing supply voltage U v and a changing ohmic voltage drop across R 1 and R 2 as a result of a changing current setpoint or a change in resistance due to a change in temperature they are advantageously switched off.
  • the influence of a change in resistance of R 1 due to a change in temperature is taken into account when determining the reference value for the setpoint generator 20.
  • the duty cycle t one of the raonostable flip-flop 6 triggered by the comparator 18 is constant.
  • the state (switching state) of the electromagnetic component (switching relay) 2 is assessed via the peak value of the AC component U (i) of the detected current actual value U (I ist ). It is assumed that with a constant duty cycle t one of the switching transistor 1 the peak value of the AC component U (i) is dependent on the inductance L of the component 2 and the differential voltage U D.
  • the differential voltage U D which in turn corresponds to the voltage U v minus the voltage drops across R 1 , R 2 , is proportional to the height of the peak value H a.
  • the differential voltage Up provides the reference for the peak value for evaluating the state of the component 2 in front.
  • the setpoint generator 20 compares the two quantities Up and U (£). If the electromagnetic component (switching relay) 2 is not energized, the inductance L is low, ie the peak value large and exceeds the differential voltage Up. Therefore, a high current setpoint U (I soll 1) is specified as a starting current by the setpoint generator 20. If the electromagnetic component (switching relay) 2 is energized, the inductance L is large, ie the peak value low.
  • the reference value U D is determined by the peak value U no longer reached and the setpoint generator 20 specifies a reduced current setpoint U (I soll 2) as the holding current.
  • 4 shows a fourth embodiment of an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component. This embodiment is essentially of the same construction as the circuit arrangement according to FIG. 2, only in the arrangement according to FIG. 4 the setpoint generator 17 is replaced by a setpoint generator 22.
  • the first input of the setpoint generator 22 is acted upon by the on-time tein of the switching transistor 1 determined by the time recording device 16.
  • a reference time tref is applied to the second input of the setpoint generator 22.
  • the magnetic flux ⁇ in the electromagnetic component 2 is not regulated to a constant value, but the instantaneous state of the electromagnetic component 2 is detected and the current setpoint is in accordance with the state of the component 2 between two different levels Values switched. This is the peak value of the alternating current component U (i) and the evaluation of the state of the electromagnetic component 2 takes place via the on-time tein of the switching transistor 1.
  • the differential voltage U D at the time the switching transistor 1 is switched on provides the reference for the peak value of the AC component. Because the peak value with constant total resistance R 1 + R 2i constant inductance L and constant duty cycle tein is proportional to the differential voltage U D , the influences of a changing supply voltage U v and a changing voltage drop across R 1 , R 2 are switched off by changing the current setpoint. With such a change in U v and Ig0ll, the differential voltage Up also changes and thus the peak value proportional to this . The influence of a change in resistance of R 1 due to an increase in temperature is taken into account when determining the reference value for the setpoint generator 22.
  • the electromagnetic component (switching relay) 2 If the electromagnetic component (switching relay) 2 is not yet tightened, the inductance L is small. Thus, the current ira component 2 rises sharply and the. On time tein of the switching transistor 1 is short. The switch-on time tein does not reach the predetermined reference time tref and the setpoint generator 22 consequently emits an increased current setpoint U (I soll 1 ') as the starting current. When the electromagnetic component (switching relay) 2 is attracted, the current in component 2 rises only slightly due to the large inductance L and the on-time tein of switching transistor 1 is long.
  • the duty cycle exceeds a t tref the predetermined reference time and the reference value generator 22 is thus a reduced nominal current value U (Isoll 1 '') as the holding current.
  • the operating time t a of the switching transistor 1 is therefore in each case determined by the time detecting means 16 and the reference value generator 22 outputs, depending on the currently present operating time t on a switching state of the electromagnetic device 2 matched current setpoint before.
  • U (I shall 1) is the subtractor 14 and the controllable adder 15 fed.
  • the subtractor 14 subtracts the current setpoint U (I soll 1) from the evaluated supply voltage R 2 / (R 1 + R 2 ) ⁇ U v and in this way forms the differential voltage U D at the moment of maintenance of the switching transistor 1.
  • U (I soll 2) U (I soll 1) supplied to D + U.
  • This increased current setpoint of U (I soll 2 ) determines the peak value C of the AC component, ie the peak value is proportional to the differential voltage U D.
  • the high pull-in current required for safely pulling in a switching relay is reduced to a lower holding current after the relay has been energized.
  • This enables the operation of an AC switching relay with direct current, as well as a low-loss operation of the switching relay.
  • the pull-in current is only reduced to the holding current if the switching relay has picked up safely.
  • Another option for detecting the switching state of the electromagnetic component is to use a mechanical auxiliary contact. The switchover from the high starting current to the lower holding current then takes place depending on the auxiliary contact position.
  • FIG. 6 shows a fifth embodiment of an electronic circuit arrangement for controlling an electromagnetic component.
  • the supply voltage U v is applied to a timing element 23 on the input side.
  • the timing element 23 emits a current setpoint U (I soll ), which is compared with an actual current value U (l ist ) and is then fed to a two-point controller 24.
  • the output signal of the two-point controller 24 is fed to a switching amplifier 25, the further input of which is supplied with the supply voltage Uv.
  • the switching amplifier 25 outputs the voltage U for the electromagnetic component 2 on the output side.
  • the actual current value U (I ist ) of the electromagnetic component 2 is determined and fed to the comparison point arranged in front of the two-point controller 24.
  • FIG. 7A, B, C are the time-dependent curves of the supply voltage U v , the current setpoint U (I soll ). and the actual current value U (I is ) for the circuit arrangement according to FIG. 6.
  • the timer 23 specifies an increased current setpoint U (I soll 1) on the output side in the period 0 ⁇ t ⁇ to.
  • the current setpoint U (I soll ) is switched to a lower value U (I soll 2).
  • the difference between the current setpoint and current actual value is fed to the two-point controller 24, which is subject to hysteresis.
  • the two-position controller 24 On / off commands to the switching amplifier 25.
  • the constant supply voltage U v is converted into a pulse duration modulated voltage U and supplied to the electromagnetic component 2.
  • this self-oscillating circuit is used, which uses the natural inductance of the excitation circuit.
  • the coil current in the electromagnetic component is kept between two predefinable limit values.
  • FIG. 8 shows a detailed electronic circuit arrangement for the exemplary embodiment according to FIG. 6. Between the positive and the negative
  • the input voltage is at the supply voltage U v .
  • a capacitor 26 is connected between the two input terminals.
  • a resistor 27, a diode 28 and a positive output terminal are also connected to the positive terminal.
  • Resistor 27 is connected on the one hand via a Zener diode 29 to the negative input terminal, on the other hand to the timing element 23 and the supply input of an amplifier 30.
  • the timer 23, the further supply input of the amplifier 30 and the emitter of a transistor 31 (NPN type) are also connected to the negative input terminal.
  • the collector of the transistor 31 is connected on the one hand to the diode 28 and on the other hand to a negative output terminal via a current measuring device 32.
  • a connecting line leads from the current measuring device 32 to the negative input of the amplifier 30, ie the actual current value U (I ist ) is fed to the negative input of the amplifier 30.
  • the positive input of the amplifier 30 is connected to the timing element 23 and receives the current setpoint U (I soll ).
  • the output of amplifier 30 is connected to the base of transistor 31.
  • the voltage U is present between the output terminals of the electronic circuit arrangement.
  • the function of the amplifier 30 corresponds to that of the two-point controller 24 with a reference junction and the transistor 31 to the switching amplifier 25.
  • the electromagnetic component 2 consisting of a coil 33 with a yoke and armature and switch contacts 34, is connected to the output terminals of the electronic circuit arrangement connected.
  • FIG. 9 shows an electronic circuit arrangement with two-point control and induction value feedback.
  • Addition point 35 is a predetermined induction setpoint B sol 1 and an actual induction value K ⁇ B multiplied by a factor K is compared and the difference is fed to a two-point controller 24.
  • the two-point controller 24 issues on / off commands to the switching amplifier 25.
  • the switching amplifier 25 receives the input side, further, the Versorgu ⁇ gsschreib U v, and outputs the output side, the coil voltage U off to the electromagnetic component. 2, the occurring in the magnetic circuit of the electromagnetic device 2 Induktio ⁇ sistwert B is detected and fed to a reviewer stage 36th
  • the induction actual value K ⁇ B which can be taken from this evaluation stage 36 and is multiplied by the factor K is fed to the addition point 35.
  • the factor K takes into account that only a partial value of the induction value is measured.
  • the tent-dependent curves of the supply voltage U v , the actual coil current value I actual and the coil voltage U are shown in FIG.
  • the supply voltage U v is present at the switching amplifier 25 in the period 0 ⁇ t ⁇ t 4 .
  • the coil current actual value I ist rises to a peak value in the period 0 ⁇ t ⁇ t 1 and has dropped to a value I 7 at time t 1 , which corresponds to a predeterminable induction value, and the two-point controller 24 issues an off command to the switching amplifier 25 , ie the output voltage of the switching amplifier 25, which is equal to the coil voltage, changes from the value U v during the period 0 ⁇ t ⁇ t 1 to the value 0.
  • the coil current reaches the value I 8 .
  • the induction value B is on one has dropped to a minimum value which results in an ON command from the two-point controller 24 to the switching amplifier 25. Consequently, the supply voltage U v is again supplied to the electromagnetic component 2 as a coil voltage.
  • the coil current Iact again reaches the value I 7 , while at the same time the induction actual value B is at a maximum value, which results in an off command from the two-point controller 24.
  • a supply voltage U v1 is applied to a Hall probe 37 with a transistor 38 connected downstream.
  • the emitter of transistor 38 is grounded, while its collector is supplied with a supply voltage U v2 via a resistor 39.
  • a voltage of different magnitude is present at the base of the transistor 38 depending on the magnitude of the magnetic induction Bist of the field, ie the collector-emitter path of the transistor 38 is switched through depending on the actual induction value Bi st or locked.
  • the characteristic U A (B ist ) has a hysteresis ⁇ B and an average induction value B 0 .
  • FIG. 12 shows a detailed electronic circuit arrangement for the exemplary embodiment according to FIG. 9.
  • the supply voltage U v is present between the positive and the negative input terminal.
  • the capacitor 26, the resistor 27, the further resistor 39 and the diode 38 are connected to the positive input terminal.
  • the positive input terminal also forms the positive output terminal of the circuit arrangement.
  • the capacitor 26, the zener diode 29 and the Hall probe 37 with transistor 38 are connected to the negative input terminal.
  • the negative input terminal is connected to the emitter of transistor 38.
  • the Hall probe 37 with transistor 38 is also connected on the input side to the common connection point of Zener diode 29 and resistor 27.
  • This signal input supplies the supply voltage U v1 .
  • the dashed connecting line in Flg. 12 shows that the Hall probe 37 with transistor 38 is arranged in the yoke 41 of the electromagnetic component (switching device) and is there exposed to the actual magnetic value K ⁇ B ist .
  • the output of Hall probe 37 with transistor 38 has the output voltage U A and is connected to the resistor 39 and the base of the transistor 31.
  • the voltage across resistor 39 is designated U v2 .
  • the collector of transistor 31 is connected to the negative output terminal of the circuit arrangement.
  • the coil 33 of the electromagnetic component 2 is connected between the two output terminals.
  • the switch contacts of the electromagnetic component are designated by reference number 34 and the armature provided for their actuation by reference number 43.
  • the Transistor 31 essentially corresponds to the switching amplifier 25 according to FIG. 9, while the two-point regulator 24 with addition point 35 is realized by the arrangement of Hall probe 37 / transistor 38 - resistors 27 and 39.
  • FIG. 13 shows the circuit arrangement according to FIG. 12 in a simplified basic illustration.
  • the supply voltage U v is applied to a switching amplifier 44 via the input clerical arenas.
  • the output of the switching amplifier 44 forms the positive output terminal, while the negative output terminal is connected to the negative input terminal.
  • the coil 33 of the electromagnetic component 2 with yoke 41 is connected between the output cleramen. Furthermore, the switch contacts 34 with armature 43 are shown.
  • the coil voltage U is present between the output terminals.
  • the actual coil current value I ist flows into the coil 33 of the electromagnetic component 2.
  • the current flowing in the yoke 41 and armature 43 is Indutechnischsistwert B is.
  • the partial value of the actual magnetic induction value flowing through the Hall probe 37 arranged in the yoke 41 is K ⁇ B is and is fed to the switching amplifier 44 on the input side.
  • FIGS. 9 to 13 shows the mechanical design of an electronic circuit arrangement according to FIGS. 9 to 13.
  • the coil 33 of the electromagnetic component 2 with yoke 41 and armature 43 are enclosed by the switch housing 45.
  • the electronic circuit arrangement according to FIGS. 9 to 13 also built into the housing is built on a printed circuit board 46.
  • the Hall probe 37 connected to the circuit board 46 is arranged in the yoke 41.
  • Switchgear - AC-operated switchgear reduced the necessary type variety by half.
  • the invention is used for controlling switching relays and chokes and for monitoring the switching state of switching relays, and for measuring the instantaneous inductance of electromagnetic components under direct current load, such as e.g. Saturation of chokes.

Landscapes

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Description

A M RT AG BER DIE INTERNATIONALE ZUSAMMENARBEIT AUF DEM GEBIET DES PATENTWESENS (PCT)
(51) Internationale Patentklassifikation 3 (11) Internationale Veröffentlichungsnummer. WO 82/
H01H 47/32; H01F 7/18 AI H03K 17/64 (43) Internationales
Veröffentlichungsdatum 24. Juni 1982 (2
(21) Internationales Aktenzeichen: PCT/DE81/00221 (74) Anwalt: KEMPE, Wolfgang; Postfach 12 73, Mannheim 1 (DE).
(22) Internationales Anmeldedatum:
16. Dezember 1981 (16.12.81)
(81) Bestimmungsstaaten: AT, BE (europäisches CH, DE, FR (europäisches Patent), GB, JP,
(31) Prioritätsaktenzeichen : P 3047488.5 SE, US.
(32) Prioritätsdatum: 17. Dezember 1980 (17.12.80)
Veröffentlicht
(33) Prioritätsland: DE Mit internationalem Recherchenbericht. Vor Ablauf der für Änderungen der Ansprüche senen Frist. Veröffentlichung wird wiederholt
(71) Anmelder (für alle Bestimmungsstaaten ausser US): derungen eintreffen.
BROWN, BOVERI & CIE [DE/DE]; Aktiengesellschaft, Kallstadter Strasse 1, D-6800 Mannheim 31 (DE).
(72) Erfinder ;und
(75) Erfinder/Anmelder (nur für US): PETSCHENKA, Edwin [DE/DE]; Am Sonnenhang 23, D-7524 Tiefenbach (DE). BEULEN, Winfried [DE/DE]; Kirchen- bergweg 6, D-6900 Heidelberg (DE). ROTHMEIER, Erich [DE/DE]; Gartenstrasse 66, D-6920 Sinsheim (DE).
(54) Title: ELECTRONIC DEVICE FORTHE ENERGIZATION OF AN ELECTROMAGNETIC ELE MENT
(54) Bezeichnung: ELEKTRONISCHE SCHALTUNGSANORDNUNG ZUR ANSTEUERUNG EINES ELE MAGNETISCHEN BAUELEMENTES
(57) Abstract
Electronic device for the energization of an electroma- tι _ Λ_ gnetic element, particularly a troke-coil or a coil of an electro- r-§- magnetic switching apparatus having a magnetic cireuit with ay ■ coil, a yoke and an armature. A comparator (5) reeeives aprede- j termined current order value U(Isoll2) and an actual measured current value UO-st). hen the actua] value goes down below the order value, the comparator (5) actuates, through a mono- stable flip flop element (6), a switching transistor (1) supplied by a supply voltage Uv, arranged in the main current cireuit of the electromagnetic element (2). After the constant conduetion duration tein πas elapsed, it blocks the transistor (1). With a variable conduetion duration tein of the switching transistor (1), there results a Variation of the current order value, funetion of the set conduetion duration. In order to obtain a reliable opera- ting mode of an electromagnetic switching apparatus compri- sing a coil, there is established a high actuation current order value and, after Operation of the switching apparatus, a reduced maintaining current order value. For the Operation of differentt ^ J switching states of the switching apparatus, the coil induetivity is taken into aecount. usammen assung
Elektronische Schaltungsanordnung für ein elektromagnetisches Bauelement (2), insbesondere eine Drossel oder eine Spule eines einen magnetischen Kreis mit Spule, Joch und Anker aufweisenden elektromagnetischen Schaltgerätes. Einem Komparator (5) werden ein vorgegebener Stromsollwert U(IsoI ) und ein gemessener Stromistwert U(Iist) zugeleitet Unterschreitet der Stromistwert den Stromsollwert, so steuert der Komparator (5) über ein monostabiles Kippglied (6) einen im Hauptstromkreis des elektromagnetischen Bauelements (2) liegenden, mit Versorgungsspannung Uv beaufschlagten Schalttransistor (1) durch. Nach Ablauf der konstanten Einschaltdauer tein sperrt der Transistor (1). Bei variabler Ein- schaitdauer teιn des Schalttransistors (1) erfolgt eine differenzierte Stromsollwertvorgabe in Abhängigkeit der ermittelten Einschaltdauer. Für die sichere Betriebsweise eines elektromagnetischen Schaltgerätes mit Spule wird ein hoher Anzugsstromsollwert und nach erfolgtem Anziehen des Schaltgerätes ein reduzierter Haltestromsollwert vorgegeben. Zur Auswertung des unterschiedlichen Schaltzustandes des Schaltgerätes wird die Induktivität der Spule herangezogen.
LEDIGLICH ZUR INFORMAπON
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Anmeldungen gemäss dem PCT veröffentlichen.
AX Österreich KP Demokratische Volksrepublik Korea
AU Australien u Liechtenstein
1» Brasilien U Luxemburg
CF Zentrale Afrikanische Republik MC Monaco
CG Kongo MG Madagaskar
CH Schweiz MW Malawi
CM Kamerun NL Niederlande
DE Deutschland, Bundesrepublik NO Norwegen
DK Dänemark RO umania
FI Finnland SE Schweden
FS Frankreich SN Senegal
GA Gabun SU Soviet Union
GB Vereinigtes Königreich TD Tschad
HU Ungarn TG Togo
JP Japan US Vereinigte Staaten von Amerika
Elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes .
Technisches Gebiet:
Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, insbesondere einer Drossel oder einer Spule eines einen magnetischen Kreis mit Spule, Joch und Anker aufweisenden elektromagnetischen Schaltgerätes.
Zugrundeliegender Stand der Technik:
Elektromagnetische Bauelemente, wie Schaltrelais und Schütze sind in zahlreichen Ausführungsvarianten allgemein bekannt. Derartige Schaltgeräte bestehen aus einem Joch mit einer oder mehreren Spulen und aus einem Anker, der nach Anlegen einer Steuerspannung an die Spule vom Joch magnetisch angezogen wird und hierdurch Schaltkontakte betätigt.
Ein Nachteil der bekannten elektromagnetischen Schalt gerate ist in der großen Typenvielfalt, bedingt durch die unterschiedlichen Erregerspannungen bei gleicher Schaltleistung, dem großen Bauvolumen und der großen notwendigen Steuerleistung zu sehen. Die bekannten elektromagnetischen Schaltgeräte sind in der Regel entweder nur für Gleichstrom oder nur für Wechselstrom einsetzbar. Außerdem kann eine Spule nur für einen engen Erregerspannungsbereich eingesetzt werden, um ein sicheres Anziehen des Ankers zu gewährleisten.
Offenbarung der Erfindung:
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelements zu schaffen, die einen universellen Einsatz des elektromagnetischen Bauelements ermöglicht, d.h. einen Betrieb für Gleich- und Wechselstrom erlaubt, der in weiten Grenzen unabhängig von der Höhe der Spannung ist und außerdem die Baugröße und die Leistungsaufnahme des Bauelementes reduziert.
Diese Aufgabe wird gemäß einer ersten Variante erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß einem Komparator ein vorgegebener Stromsollwert sowie ein gemessener, dem Strom im elektromagnetischen Bauelement entsprechender Stromistwert eingangsseitig anliegen und der Komparator ausgangsseitig in Abhängigkeit der Regelabweichung zwischen Stromsollwert und Stromistwert einen im Hauptstromkreis des elektromagnetischen Bauelementes liegenden, mit der Versorgungsspannung zur Ansteuerung des elektromagnetischen Bauelementes beaufschlagten Schalter, insbesondere einen Schalttransistor, ansteuert.
Diese Aufgabe wird gemäß einer zweiten Variante erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß einem Zweipunktregler die Regelabweichung zwischen einem Induktionssollwert und einem Induktionsistwert des magnetischen Kreises des elektromagnetischen Bauelementes zugeführt wird und daß der Zweipunktregler einen mit dem elektromagnetischen Bauelement verbundenen Schaltverstärker so ansteuert, daß sich der Induktionswert innerhalb vorgebbarer Grenzwerte bewegt, wobei der Schaltverstärker eingangsseitig mit der Versorgungsspannung zur Ansteuerung des elektromagnetischen Bauelementes beaufschlagt ist.
Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile liegen insbesondere darin, daß die Regelung den Einfluß der Versorgungsspannung auf den Spulenstrom unterdrückt, so daß eine weitgehende Unabhängigkeit von der Versorgungsspannung erreicht wird. Im theoretischen Fall gilt als untere Spannungsgrenze für die Versorgungsspannung nur die Minimalspannung der Elektronikversorgung, z.B. ca. 5V Gleichspannung und als obere Spannungsgrenze die maximale Spannungsbelastbarkeit der elektronischen Bauelemente, z.B. ca. 1000V Gleichspannung. Hierdurch kann die aufgrund der verschiedenen Versorgungsspannungen (Erregerspannungen, Steuerspannungen) hervorgerufene Typenvielfalt bei elektromagnetischen Bauelementen, insbesondere Schaltgeräten, drastisch reduziert werden. Für den gesaraten Spannungsbereich zwischen 5V und 1000V kann beispielsweise das gleiche Schaltgerät eingesetzt werden, wobei stets ein sicheres Anziehen des Ankers gewährleistet ist.
An den Anschlüssen für die Versorgungsspannung tritt keine induktive Schaltspannung auf. Die Leistungsaufnahme im eingeschalteten Zustand des Schaltgerätes im Falle eines gleiσhstrombetätigten Schaltgerätes mit der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltungsanordnung wird deutlich reduziert.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen:
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind nachfolgend an Hand der Zeichnungen erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 und 2 elektronische Schaltungsanordnungen zur
Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, wobei der magnetische Fluß im Bauelement auf einen konstanten Wert geregelt wird, Fig. 3 und 4 elektronische Schaltungsanordnungen zur
Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, wobei zwischen einem erhöhten Anzugsstrom und einem niedrigeren Haltestrom umgeschaltet wird, Fig. 5A,B,C,D die zeitlichen Verläufe der interessierenden Ströme und Spannungen zur Anordnung gemäß Fig. 1, Fig. 6 eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes mit einem Zweipunktregler und Stromerfassung, Fig. 7A,B,C die zeitlichen Verläufe der interessierenden Ströme und Spannungen zur Anordnung gemäß Fig. 6 , Fig. 8 eine detailierte Ausführungs form zur
Anordnung gemäß Fig. 6, Fig. 9 eine elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes mit einem Zweipunktregler und Induktionswerterfassung,
Fig. 10A,B,C die zeitlichen Verläufe der interessierenden Ströme und Spannungen zur Anordnung gemäß Fig. 9, Fig. 11 eine zur Induktionswerterfassung eingesetzte Hallsonde,
Fig. 12 eine detaillierte Ausführungsform zur
Anordnung gemäß Fig. 9,
Fig. 13 eine prinzipielle Darstellung zur Anordnung gemäß Fig. 12,
Fig. 14 eine mechanische Ausbildung einer Anordnung gemäß Fig. 9, 11, 12, 13.
Bester Weg zur Ausführung der Erfindung:
In Fig. 1 ist eine erste Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Ein Schalttransistor 1 (pnp-Typ) ist über seinen Emitter mit der Eingangsklemme E1 der Schaltungsanordnung verbunden. An der Eingangsklemme E1 liegt als Steuerspannung die Versorgungsspannung +Uv an. Die Versorgungsgungsspannung +Uv ist über einen externen Schalter S schaltbar. Der Kollektor des Schalttransistors 1 ist mit einem elektromagnetischen Bauelement 2 (z.B. Spule eines Schaltrelais, Drossel usw.) verbunden. Das elektromagnetische Bauelement 2 weist einen ohmschen Widerstand R1 und eine Induktivität L auf.
Das elektromagnetische Bauelement 2 ist über seine weitere Klemme mit einem steuerbaren Widerstand 3 (z.B. Feldeffekttransistor) verbunden. Der ohmsche Widerstand des steuerbaren Widerstandes 3 ist mit Rw bezeichnet. Der weitere Anschluß des steuerbaren Widerstandes 3 liegt über einem Meßwiderstand R2 (Shunt) an der Eingangsklemme E2 und damit an Masse. Der Kollektor des Schalttransistors 1 ist ferner mit der Kathode einer Freilaufdiode 4 verbunden, deren Anode an Masse liegt.
Die beiden Anschlußpunkte des steuerbaren Widerstandes 3 sind mittels eines Spannungsteilers, bestehend aus den hochohmigen Widerständen R3 und R4, überbrückt. Der Widerstand R3 ist dabei mit dem elektromagnetischen Bauelement 2 und der Widerstand R4 mit dem Meßwiderstand R2 verbunden. Das Widerstandsverhältnis R3/R4 entspricht dabei dem Verhältnis R1/R2. Damit ist zu jedem Widerstandswert Rw des steuerbaren Widerstandes 3 der Spannungsabfall über R2 + R4 proportional zum Spannungsabfall über den gesamten ohmschen Widerstand R1 + R2 + Rw. Am gemeinsamen Verbiπdungspunkt der Widerstände R3, R4 wird der Stromistwert U(Iist) als Spannungswert abgegriffen und dem ersten Eingang eines Komparators 5 zugeführt.
Der zweite Eingang des Komparators 5 wird mit einem Stromsollwert U(Isoll 2) beaufschlagt. Der Komparator 5 ist ausgangsseitig mit einem monostabilen Kippglied 6 verbunden und steuert das Kippglied 6 immer dann an, wenn der Stromistwert U(Iist) kleiner oder gleich dem Stromsollwert U(Isoll 2) ist . Das monostabile Kippglied 6 seinersei ts steuert ausgangsseitig den Schalttraπsistor 1 über dessen Basis an. Die Einschaltdauer te i n des monostabilen Kippgliedes 6 ist dabei konstant.
Der Stromistwert U(Iist) wird desweiteren dem ersten. Eingang eines Subtrahierers 7 zugeführt. Der zweite
Eingang des Subtrahierers 7 wird mit dem Stromsollwert U(Isoll 2) beaufschlagt. Der Subtrahierer 7 bildet die Differenzspannung U(Iist) - U(Isoll 2) = U(i), also den Wechselstromanteil des über das elektromagnetische Bauelement 2 fließenden Stromes U(Iist). Die Ausgangsspaπnung U(i) des Subtrahierers 7 wird einem Glättungsglied 8 (z.B. PT1-Glied) zugeleitet. Das Glättungsglied 8 bildet den Mittelwert des Wechselstromanteiles U(i) und führt diesen Wert dem ersten Eingang eines Subtrahierers 9 zu. Der zweite Eingang des Subtrahierers 9 wird mit einem Stromsollwert U(Isoll 1) beaufschlagt. Der Subtrahierer 9 bildet den Differenzwert
U(Isoll 2) = U(Isoll 1) - und leitet diesen Stromsollwert U(Isoll 2) den zweiten Eingängen des Komparators 5 und des Subtrahierers 7 zu.
Ein aus zwei Widerständen R5, R6 bestehender Spannungsteiler 10 wird mit seinem durch Widerstand R5 gebildeten Anschluß mit der Versorgungsspannung +Uv beaufschlagt und liegt mit seinem durch Widerstand R6 gebildeten Anschluß auf Masse. Das Widerstandsverhältnis R5/R6 entspricht dabei dem Verhältnis R1/R2. Am gemeinsamen Verbindungspunkt beider Widerstände R5/R6 ist somit der Spannungswert R2/(R1) + R2) · Uv abgreifbar und dieser Spannungswert wird dem ersten Eingang eines Subtrahierers 11 zugeleitet.
Dem zweiten Eingang des Subtrahierers 11 liegt wiederum der Stromsollwert U(Isoll 2) an. Der Subtrahierer 11 bildet den Differenzwert UD = R2/(R1 + R2) · Uv - U(Isoll 2) und gibt die Differenzspannung UD als Sollwert einem PI-Regler 12 vor.
Der Ausgangswert ü(i) des Subtrahierers 7 wird einem Scheitelwertmesser 13 zugeleitet. Der Scheitelwertmesser 13 bildet den Scheitelwert des Wechselstromanteiles U(i) und führt diesen Scheitelwert dem PI-Regler 12 als Istwert zu. Der PI-Regler 12 steuert ausgangsseitig den steuerbaren Widerstand 3 über dessen Steuereingang an und verändert auf diese Weise den ohmschen Widerstandswert Rw des Widerstandes 3 in Abhängigkeit des Scheitel wertes und der Differenzspannung UD.
Zur nachfolgenden Beschreibung der Funktionsweise der elektronischen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 wird auf die Figuren 5A,B,C,D verwiesen. In Fig. 5A ist der zeitliche Verlauf des Stromistwertes U(Iist) dargestellt. Der Stromsollwert U(Isoll 2) ist als konstanter Wert eingetragen. Die Einsσhaltdauer des monostabilen Kippgliedes 6 bzw. des Schalttransistors 1 ist mit tein bezeichnet. In Fig. 5B ist der zeitliche Verlauf des Wechselstromanteiles U(i) = U(Iist) - U(Isoll 2.) des Stromistwertes dargestellt. Der Scheitelwert des Wechselstromanteiles beträgt . Der Mittelwert des Wechselstromanteiles ist mit U(T) bezeichnet. In Fig. 5C ist der zeitliche Verlauf des über den Schalttransistor 1 fließenden Stromes I1 dargestellt. In Fig. 5D Ist der zeitliche Verlauf des über die Freilaufdiode 4 während der Sperrzeiten des Schalttransistors 1 fließenden Stromes
I4 gezeigt. Die Ströme I1 und I4 sowie der über das elektromagnetische Bauelement 2 fließende Summenstrom
I1 + I4 sind jeweils in den Figuren 1, 2, 3, 4 eingetragen.
In der Schaltung der Fig. 1 wird der Schalttransistor 1 wird mittels des monostabilen Kippgliedes 6 abwechselnd durchgesteuert bzw. gesperrt, wobei die Einschaltdauer tein des Schalttransistors stets konstant ist. Die Sperrdauer des Transistors 1 ist nicht konstant. Bei durchgesteuertem Schalttransistor 1 ergibt sich ein Stromfluß I1 von der Eingangsklemme über die Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors 1, das elektromagnetische Bauelement 2, den steuerbaren Widerstand 3 und den Meßwiderstand R2. Bei gesperrtem Schalttransistor 1 ergibt sich ein Stromfluß I4 über die Freilaufdiode 4, das elektromagnetische Bauelement 2, den steuerbaren Widerstand 3 und den Meßwiderstand R2. Über das elektromagnetische Bauelement 2 fließt ein Summenstrom I1 + I 4. Der Stromistwert U(Iist) entspricht diesem Summenstrom I1 + I4.
Zwischen dem magnetischen Fluß ∅ im elektromagnetischen Bauelement 2 und dessen Induktivität L besteht folgende Beziehung: ∅ = L · I/n .
Hierbei ist mit n die Windungsanzahl im elektromagnetischen Bauelement 2 (Spule, Drossel) bezeichnet, die einen konstanten Faktor darstellt. Mit Hilfe der elektronischen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 wird durch meßtechnische Erfassung der Induktivität L der Strom I1 + I4 durch das Bauelement 2 so geregelt, daß unabhängig von der Versorgungsspannung Uv der magnetische Fluß ∅ konstant bleibt. Für den den Sumraenstrom I1 + I4 nachbildenden Stromistwert U(Iist) gilt zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 1: U(Iist) = U(Isoll 2) + UD/Rges(1 - e -t/t), d.h. der Wechselstromanteil U(i) = UD/Rges(1 - e -t/ t ) für den Einschaltvorgang, wobei mit Rges = R1 + R2 + Rw der gesamte Widerstand des Stromkreises und mit tr die Zeitkonstante t = L/Rges bezeichnet sind.
Für den Stromanstieg zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 1 ist die Differenzspannung UD von Bedeutung, die der Spannung Uv abzüglich dem ohmschen Spannungsabfall über den Widerständen R1,Rw,R2 zum Einschaltmoment des Schalters 1 entspricht. Der Einfluß der Differenzspannung Un läßt sich in großem Maße eliminieren, indem der Scheitelwert des Wechselstromanteils U(i) auf eine Größe ausgeregelt wird, die proportional zur Differenzspannung UD ist. Dies erfolgt durch den PI-Regler 12, der den ohmschen Widerstand Rw des steuerbaren Widerstandes 3 und damit t entsprechend verändert. Aufgrund der Ausregelung des Scheitelwertes proportional zur Differenzspannung UD hängt die Anstiegszeit des Stromes U(i) nur noch von der Zeitkonstanten f = L/Rgeg ab. Da eine sich ändernde Induktivität L durch die Veränderung des Gesamtwiderstandes Rges über Rw schaltungstechnisch ausgeglichen wird, bleibt die Zeitkonstante t konstant. Die Induktivität L ändert sich, je nachdem ob der Anker des als Schaltgerät ausgeführten Bauelementes 2 angezogen ist oder nicht. Die Induktivität ändert sich ferner bei Sättigung des
Magnetwerkstoffes von Joch und Anker des Bauelementes 2.
Wird der Strorasollwert U(Isoll 2) umgekehrt proportional zum Gesamtwiderstand Rges geändert, so gilt t ~ L · U(Isoll 2) υnd damit ist t ~ ∅ . Über das Verhältnis D und eine vorgegebene Zeltkonstante t läßt sich die Zeitdauer bestimmen, die der Strom I1 bei vorgegebenem magnetischen Fluß ∅ benötigt, um zum Maximalwert anzusteigen. Diese Zeitdauer entspricht der Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 und wird vom monostabilen Kippglied 6 vorgegeben und konstant gehalten. Die elektronische Schaltungsanordnung regelt über den PI-Regler 12 und den steuerbaren Widerstand 3 die Zeitkonstante t so aus (hält t konstant), daß der Strom I1 durch das elektromagnetische Bauelement 2 bei gegebener Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 den durch die Differenzspannung Up vorgegebenen Maximalwert erreicht.
Um den Fluß ∅ auf einen Mittelwert auszuregeln, muß der vorgegebene Sollwert U(Isoll 1) um den Mittelwert des Wechselstromanteiles U(i) verringert werden. Der Wechselstromanteil U(i) wird durch den Subtrahierer 7 gebildet. Dieser zieht vom Stromistwert U(Iist) den Strorasollwert U(Isoll 2) ab. Der Mittelwert des Wechselstromanteils U(i) wird durch das Glättungsglied 8 gebildet und auf den Subtrahierer 9 gegeben, dem eingangsseitig ferner der Stromsollwert U(Isoll 1 ) anliegt. Der ausgangsseitige Stromsollwert U(Isoll 2 ) des Subtrahierers 9 ist um den Mittelwert von U(i) kleiner als der Stromsollwert U(Isoll 1 ) . Wenn der Fluß ∅ auf einen Minimalwert ausgeregelt werden soll und nicht auf einen Mittelwert, entfällt die Korrektur des Stromsollwertes U(ISoll 1) um den Mittelwert , d.h. der Stromsollwert U(Isoll 1) wird direkt dem Komparator 5 zugeleitet.
Der Scheitelwert U des Stromes U(i), der nach dem Einschalten des Schalttransistors 1 erreicht wird, hängt von der Zeitkonstante t und,der Differenzspannung UD ab. Bei konstanter Zeitkonstante t und konstanter Einschaltdauer tein erreicht der Strom U(i) einen Scheitelwert ü , der immer proportional zur Differenzspannung Un ist. Diese Differenzspannung UD wird als Sollwert auf den PI-Regler 12 gegeben. Als Istwert wird der Scheitelwert des Wechselstromanteils U(i) auf den Regler 12 gegeben. Der zur Bildung des Scheitelwertes dienende Scheitelwertraesser 13 gibt dabei den Scheitelwert in Form einer Gleichspannung an den Regler 12.
Zur Ermittlung der Differenzspannung UD wird die Spannung, die über den Widerständen R1 + R2 + R3 + R4 im Einschaltaugeπblick des Transistors 1 anliegt, von der Versorgungsspannung Uv abgezogen. Da die Spannung über den Widerständen R1 + R2 + R3 + R4 zum Zeitpunkt des Einschaltens des Transistors 1 proportional zu U(Isoll 2) ist, wird dieser Wert U(Isoll 2) mit Hilfe des Subtrahierers 11 von der bewerteten (angepaßten) Versorgungsspannung R2/(R1 + R2) · Uv abgezogen. Der Spannungsteiler 10 dient dabei zur Anpassung der Versorgungsspannung Uv an den Wert U(Isoll 2). Im eingeschwungenen Zustand bietet der Spannungsabfall über dem Meßwiderstand R2 die Möglichkeit, eine Aussage über den momentanen Zustand des elektromagnet ischen Bauelementes 2 zu machen und elektronisch auszuwerten (Induktivitätsauswertung). Bei Verwendung eines Schaltrelais als elektromagnetisches Bauteil 2 kann beispielsweise auf diese Weise der Schaltzustand des Relais festgestellt werden, d.h. ob der Anker angezogen ist oder nicht.
In Fig. 2 ist eine zweite Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes.,dargestellt. Der Schalttransistor 1 liegt wiederum über seinen Emitter an der Versorgungsspannung Uv und ist über seinen Kollektor mit dem elektromagnetischen Bauelement 2 sowie mit der Freilaufdiode 4 verbunden. Das elektromagnetische Bauelement 2 ist andererseits jedoch direkt an den Meßwiderstand R2 angeschlossen.
Der Stromistwert U(Iist) wird am gemeinsamen Verbindungspunkt von elektromagnetischem Bauelement 2 und Meßwiderstand R2 als Spannungswert abgegriffen und dem ersten Eingang des Komparators 5 zugeleitet. Der zweite Eingang des Komparators 5 wird wiederum mit dem Stromsollwert U(Isoll 2) beaufschlagt. Der Komparator 5 vergleicht Stromsollwert und Stromistwert und steuert ausgangsseitig direkt den Schalttransistor 1 Immer dann an, wenn der Stromistwert U(Iist) den Stromsollwert U(Isoll 2) unterschreitet.
Es ist wiederum ein Spannungsteiler 10 mit Widerständen R5, R6 vorgesehen, der zwischen Versorgungsspannung +Uv und Masse geschaltet ist. Am gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R5, R6 wird der Spannungswert R2/(R1 + R2) · Uv abgegriffen und dem ersten Eingang eines Subtrahierers 14 zugeleitet. Der zweite Eingang des Subtrahierers 14 wird mit dem Stromsollwert U(Isoll 1) beaufschlagt. Der Subtrahierer 14 bi ldet die Differenzspannung UD = R2/(R1 + R2) · Uv - U(Isoll 1) und leitet diesen Wert dem ersten Eingang eines steuerbaren Addierers 15 zu. Die Differenzspannung UD entspricht dabei der Spannung Uv abzüglich dem ohmschen Spannungsabfall über den Widerständen R1,R2 im Einschaltmoment von Schalter 1.
Der zweite Eingang des steuerbaren Addierers 15 wird mit dem Stromsollwert U(Isoll 1) beaufschlagt. Der Steuereingang des Addierers 15 ist mit dem Ausgang des Komparators 5 verbunden. Der steuerbare Addierer 15 gibt immer dann einen Stromsollwert U(Isoll 2) - U(Isoll 1 ) ausgangsseitig ab, wenn der Schalttransistor 1 sperrt, d.h., wenn U(list) größer als U(Isoll 2) ist und gibt immer dann einen Strorasollwert
U(Isoll2) = U(Isoll 1) + UD ausgangsseitig ab, wenn der Schalttransistor 1 leitet, d.h. wenn U(Iist) kleiner als U(Isoll 2) ist.
Das Ausgangssignal des Komparators 5 wird dem Eingang einer Zeiterfassungseinrichtung 16 zugeleitet. Die Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelt die variable Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 und führt diesen Wert einem Sollwertgeber 17 zu. Der Sollwertgeber 17 gibt ausgangsseitig den Stromsollwert U(Isoll 1) in Abhängigkeit der Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 ab. Dieser Stromsollwert U(Isoll 1) wird, wie bereits erwähnt, dem Subtrahierer 14 und dem steuerbaren Addierer 15 zugeleitet.
Zwischen Zeiterfassungseinrichtung 16 und Sollwertgeber 17 kann gegebenenfalls ein Glättungsglied (z.B. PT1-Glied) zur Mittelwertbildung geschaltet werden.
Während bei der elektronischen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 die Einschaltdauer te in des Schalttransistors 1 konstant gehalten und die Zeitkonstante t durch Veränderung des Gesamtwiderstandes Rges geregelt wird, um den Scheitelwert des Wechselstrσraanteils proportional zu Vn zu halten, verändert sich bei der elektronischen Schaltungsanordπung gemäß Fig. 2 die Zeitkonstante t in Abhängigkeit von L und die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 wird nachgeführt.
Der Sollwertgeber 17 gibt dabei einen hohen Strorasollwert U(Isoll 1) ab, wenn die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 klein ist und er gibt einen kleinen Stromsollwert Udsoll 1) ab, wenn die Einschaltdauer fein Sroß ist, d.h. der Sollwertgeber 17 verändert kontinuierlich oder in einzelnen Stufen den Stromsollwert U(Isoll 1) in Abhängigkeit von der über die Zeiterfassungseinrichtung 18 ermittelten Einschaltdauer tein.
Der Stromsollwert Udson 1) wird dem Komparator 5 Über den steuerbaren Addierer 15 während der Sperrzeiten des Schalttransistors 1 direkt vorgegeben, d.h. während der Sperrzeiten des Transistors 1 gilt U(Isoll 2) = U(Isoll 1). Der Transistor 1 wird über den Komparator 5 durchgesteuert, wenn
U(Iist) ≤ U(Isoll 1). Nach dem Einschalten des Transistors 1 wird der dem Komparator 5 zugeführte Stromsollwert U(Isoll 2) mittels des steuerbaren Addierers 15 erhöht und es gilt
U(Isoll 2) = U(Isoll 1) + UD. Erreicht der Stromistwert U(Iist) ύen ^höhten Stromsollwert U(Isoll 1) + UD, so wird der Transistor 1 gesperrt und gleichzeitig wird der Stromsollwert U(Isoll 2) wieder auf den geringeren Wert U(Isoll 1 ) umgeschaltet. Auf diese Weise ergibt sich eine Regelcharakteristik mit Hysterese.
In Fig. 3 ist. eine dritte Ausführungsform einer elektronischen Schaltuhgsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Der Schalttransistor 1 wird wiederum über seinen Emitter mit der Versorgungsspannung +Uv beaufschlagt und ist über seinen Kollektor mit dem elektromagnetischen Bauelement 2 sowie mit der Freilaufdiode 4 verbunden. Das elektromagnetische Bauelement 2 ist über den Meßwiderstand R2 wiederum direkt an Masse angeschlossen.
Der Stromistwert U(Iist) wird am gemeinsamen Verbindungspunkt von elektromagnetischem Bauelement 2 und Meßwiderstand R2 als Spannungswert abgegriffen und dem ersten Eingang eines Komparators 18 zugeführt. Der zweite Eingang des Komparators 18 wird mit dem Stromsollwert U(Isoll) beaufschlagt. Der Komparator 18 vergleicht die Werte U(Iist) und U(Isoll) und steuert ausgangsseitig das monostabile Kippglied 6 immer dann an, wenn U(Iist) ≤ U(Isoll).
Das monostabile Kippglied 6 steuert nach Triggerung durch den Komparator 18 ausgangsseitig den Schalttransistor 1 mit einer konstanten Einschaltdauer tein an.
Es ist wiederum ein zwischen +Uv und Masse geschalteter Spannungsteiler 10 mit den Widerständen R5, R6 vorgesehen. Am gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R5 , R6 wird die Spannung R2/(R1 + R2) * Uv abgegriffen und dem ersten Eingang eines Subtrahierers 19 zugeleitet. Der zweite Eingang des Subtrahierers 19 wird mit dem Stromsollwert U(Isoll) beaufschlagt. Der Subtrahierer 19 bildet die Differenzspannung UD = R2/(R1 + R2) · Uv - U(Isoll) und leitet diesen Wert an den ersten Eingang eines Sollwertgebers 20.
Der zweite Eingang des Sollwertgebers 20 wird mit dem Scheitelwert U(£) des Wechselstromanteiles des Stroraistwertes beaufschlagt. Der Sollwertgeber 20 vergleicht die beiden Eingangssignale und gibt immer dann einen Stromsollwert U(Isoll) = U(Isoll l) ausgangsseitig ab, wenn U(£) > UD, sowie immer dann einen Stromsollwert U(Isoll) = U(Isoll 2) ausgangsseitig ab, wenn U(-_) < UD. Der Stromsollwert U(Isoll) wird dem Komparator 18, dem Subtrahierer 19 sowie dem ersten Eingang eines Subtrahierers 21 zugeführt.
Der zweite Eingang des Subtrahierers 21 wird mit dem Stromistwert U(Iist) beaufschlagt. Der Subtrahierer 21 bildet die Differenz U(i) = U(Iist) - U(Isoll) und führt diesen Wechselstromanteil U(i) des Stromistwertes dem Scheitelwertmesser 13 zu.
Bei der elektronischen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 wird der magnetische Fluß ∅ im elektromagnetischen Bauelement 2 nicht mehr auf einen konstanten Wert ausgeregelt, sondern es wird der augenblickliche Zustand des elektromagnetischen Bauelementes 2 (Schaltzustand des Schaltrelais) erfaßt und der Stromsollwert U(Isoll) wird entsprechend dem Zustand des Bauelementes 2 zwischen zwei verschieden hohen Werten umgeschaltet. Dabei wird die Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes im elektromagnetischen Bauelement 2 ausgewertet, die ein Maß für die Induktivität L des Bauelementes 2 ist und damit eine Aussage über den augenblicklichen Zustand des elektromagnetischen Bauelementes 2 erlaubt. Die Einflüsse einer sich ändernden Versorgungsspannung Uv und eines sich ändernden ohmschen Spannungsabfalles über R1 und R2 infolge eines sich ändernden Stromsollwertes oder einer Widerstandsäπderung aufgrund einer Teraperaturänderung werden vorteilhaft ausgeschaltet. Der Einfluß einer Widerstandsänderung von R1 aufgrund einer Temperaturänderung wird bei der Festlegung des Referenzwertes für den Sollwertgeber 20 berücksichtigt.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 ist die Einschaltdauer tein des über den Komparator 18 getriggerteπ raonostabilen Kippgliedes 6 konstant. Die Bewertung des Zustandes (Schaltzustandes) des elektromagnetischen Bauelementes (Schaltrelais) 2 erfolgt über den Scheitelwert des Wechselstromanteiles U(i) des erfaßten Stromistwertes U(Iist). Dabei wird davon ausgegangen, daß bei konstanter Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 der Scheitelwert des Wechselstromanteils U(i) abhängig von der Induktivität L des Bauelementes 2 und der Differenzspannung UD ist. Die Differenzspannung UD, die wiederum der Spannung Uv abzüglich der Spannungsabfälle über R1, R2 entspricht, geht dabei proportional in die Höhe des Scheitelwertes H ein.
Für die Auswertung des Zustandes des Bauelementes 2 gibt die Differenzspannung Up die Referenz für den Scheitelwert vor. Der Sollwertgeber 20 vergleicht die beiden Größen Up und U(£). Ist das elektromagnetische Bauelement (Schaltrelais) 2 nicht angezogen, so ist die Induktivität L gering, d.h. der Scheitelwert groß und überschreitet die Differenzspannung Up. Deshalb wird ein hoher Stromsollwert U(Isoll 1 ) als Anzugsstrom vom Sollwertgeber 20 vorgegeben. Ist das elektromagnetische Bauelement (Schaltrelais) 2 angezogen, so ist die Induktivität L groß, d.h. der Scheitelwert gering. Der Referenzwert UD wird vom Scheitelwert U nicht mehr erreicht und der Sollwertgeber 20 gibt einen reduzierten Stromsollwert U(Isoll 2 ) als Haltestrom vor. In Fig. 4 ist eine vierte Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Diese Ausführungsform ist im wesentlichten gleichartig aufgebaut wie die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 , nur ist bei der Anordnung gemäß Fig. 4 der Sollwertgeber 17 ersetzt durch einen Sollwertgeber 22.
Der erste Eingang des Sollwertgebers 22 wird mit der von der Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelten Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 beaufschlagt. Der zweite Eingang des Sollwertgebers 22 wird mit einer Referenzzeit tref beaufschlagt. Der Sollwertgeber 22 vergleicht die Werte von tref und tein und gibt immer dann einen Stromsollwert U(Isoll 1) = U(Isoll 1'') ausgangsseitig ab, wenn tein > tref. Der Sollwertgeber 22 gibt immer dann einen Strorasollwert U(Isoll 1) = U(Isoll 1*) ab, wenn tein < tref.
Bei der elektronischen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 wird ebenfalls der magnetische Fluß ∅ im elektromagnetischen Bauelement 2 nicht auf einen konstanten Wert ausgeregelt, sondern es wird der augenblickliche Zustand des elektromagnetischen Bauelements 2 erfaßt und der Stromsollwert wird entsprechend dem Zustand des Bauelements 2 zwischen zwei verschieden hohen Werten umgeschaltet. Dabei wird der Scheitelwert des Wechselstromanteils U(i) fest vorgegeben und die Bewertung des Zustandes des elektromagnetischen Bauelementes 2 erfolgt über die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1.
Die Differenzspannung UD zum Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 1 gibt die Referenz für den Scheitelwert des Wechselstromanteiles vor. Da der Scheitelwert bei konstantem Gesamtwiderstand R1 + R2i konstanter Induktivität L und konstanter Einschaltdauer tein proportional zur Differenzspannung UD ist, sind damit die Einflüsse einer sich verändernden Versorgungsspannung Uv und eines sich verändernden Spannungsabfalls über R1, R2 durch Veränderung des Stromsollwertes ausgeschaltet. Bei einer derartigen Änderung von Uv und Ig0ll ändert sich ebenfalls die Differenzspannung Up und damit porportional hierzu der Scheitelwert . Der Einfluß einer Widerstandsänderung von R1 aufgrund einer Temperaturerhöhung wird bei der Festlegung des Referenzwertes für den Sollwertgeber 22 berücksichtigt.
Bei noch nicht angezogenem elektromagnetischen Bauelement (Schaltrelais) 2 ist die Induktivität L klein. Damit steigt der Strom ira Bauelement 2 stark an und die .Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 ist gering. Die Einschaltdauer tein erreicht die vorgegebene Referenzzeit tref nicht und der Sollwertgeber 22 gibt folglich einen erhöhten Stromsollwert U(Isoll 1') als Anzugsstrom ab. Bei angezogenem elektromagnetischen Bauelement (Schaltrelais) 2 steigt der Strom im Bauelement 2 wegen der großen Induktivität L nur schwach an und die Einschaltdauer tein des Schalttransistors 1 ist groß. Die Einschaltdauer tein überschreitet die vorgegebene Referenzzeit tref und der Sollwertgeber 22 gibt folglich einen reduzierten Stromsollwert U(Isoll 1' ' ) als Haltestrom ab. Die Einschaltdauer te i n des Schalttransistors 1 wird also jeweils über die Zeiterfassungseinrichtung 16 ermittelt und der Sollwertgeber 22 gibt je nach momentan vorliegender Einschaltdauer tein einen dem Schaltzustand des elektromagnetischen Bauelements 2 angepaßten Stromsollwert vor.
Dieser vom Sollwertgeber 22 vorgegebene Stromsollwert
U(Isoll 1) wird jeweils dem Subtrahierer 14 und dem steuerbaren Addierer 15 zugeleitet. Der Subtrahierer 14 subtrahiert den Stromsollwert U(Isoll 1) von der bewerteten Versorgungsspannung R2/(R1 + R2) · Uv und bildet auf diese Weise die Differenzspannung UD im Einsσhaltaugenblick des Schalttraπsistors 1. Bei durchgeschaltetem Schalttransistor 1 wird dem Komparator 5 ein erhöhter Stromsollwert U(Isoll 2) =U(Isoll 1) + UD zugeleitet. Dieser erhöhte Stromsollwert von U(Isoll 2) bestimmt den Scheitelwert C des Wechselstromanteiles, d.h. der Scheitelwert ist proportional der Differenzspannung UD.
Erreicht der Strom U(Iist) den Wert
U(Isoll 2) = U(Isoll 1) + UD, so sperrt der Komparator 5 den Schalttransistor 1 und der steuerbare Addierer 15 gibt dem Komparator 5 gleichzeitig den reduzierten Stromsollwert
U(Isoll 2 ) - U(Isoll 1) für den folgenden Einschaltaugenblick des Schalttransistors 1 vor.
Zusammenfassend Ist zu den elektronischen Schaltungsanordnungen gemäß Figuren 3 und 4 festzustellen, daß bei diesen Anordnungen der zum sicheren Anziehen eines Schaltrelais notwendige hohe Anzugsstrom nach Anzug des Relais auf einen niedrigeren Haltestrom abgesenkt wird. Dies ermöglicht das Betreiben eines Wechselstrom-Schaltrelais an Gleichstrom, sowie einen verlustleistungsarmen Betrieb des Schaltrelais. Für eine sichere Betriebsweise erfolgt die Absenkung von Anzugsstrom auf den Haltestrom nur dann, wenn das Schaltrelais sicher angezogen hat. Die Erfassung des Schaltzustandes des Relais erfolgt in beiden Fällen (Fig. 3,4) durch Auswertung der unterschiedlichen magnetischen Induktion der Relaisspule (= elektromagnetisches Bauelement 2) im angezogenen und im nichtangezogenen Zustand durch meßtechnische Erfassung der Zeitkonstanten der Relaisspule. Eine weitere Möglichkeit, den Schaltzustand des elektromagnetischen Bauelementes zu erfassen, besteht in der Verwendung eines mechanischen Hilfskontaktes. Die Umschaltung vom hohen Anzugsstrom auf den niedrigeren Haltestrom erfolgt dann in Abhängigkeit der Hilfskontaktstellung.
In Fig. 6 ist eine fünfte Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordπung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes dargestellt. Einem Zeitglied 23 liegt eingangsseitig die Versorgungsspannung Uv an. Das Zeitglied 23 gibt ausgangsseitig einen Stromsollwert U(Isoll) ab, der mit einem Stromistwert U(list) verglichen und danach einem Zweipunktregler 24 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Zweipunktreglers 24 wird einem Schaltverstärker.25 zugeführt, dessen weiterer Eingang mit der Versorguπgsspannung Uv beaufschlagt ist. Der Schaltverstärker 25 gibt ausgangsseitig die Spannung U für das elektromagnetische Bauelement 2 ab. Der Stroraistwert U(Iist) des elektromagnetischen Bauelements 2 wird ermittelt und der vor dem Zweipunktregler 24 angeordneten Vergleichsstelle zugeleitet.
in Fig. 7A,B,C sind die zeitabhängigen Verläufe der Versorgungsspannung Uv, des Stromsollwertes U(Isoll) . sowie des Stromistwertes U(Iist) zur Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 dargestellt . Nach Anlegen der Versorgungsspannung Uv zum Zeitpunkt t = 0 gibt das Zeitglied 23 im Zeitraum 0 < t < to ausgangsseitig einen erhöhten Stromsollwert U(Isoll 1) vor. Zum Zeitpunkt t0 wird der Stromsollwert U(Isoll) auf einen niedrigeren Wert U(Isoll 2) umgeschaltet. Dem hysteresebehafteten Zweipunktregler 24 wird die Differenz aus Stromsollwert und Stromistwert zugeleitet. Je nach Höhe des eingangsseitig anliegenden Wertes gibt der Zweipunktregler 24 Ein/Aus-Befehle an den Schaltverstärker 25 ab. Auf diese Weise wird die konstante Versorgungsspannung Uv in eine pulsdauermodulierte Spannung U umgeformt und dem elektromagnetischen Bauelement 2 zugeführt. Aus wirtschaftlichen Gründen wird diese selbstschwingende Schaltung eingesetzt, die die natürliche Induktivität des Erregerkreises ausnutzt.
Durch diese Regelung mit Hilfe des Zweipunktreglers 24 wird der Spulenstrom im elektromagnetischen Bauelement zwischen zwei vorgebbaren Grenzwerten gehalten. Dies ermöglicht vorteilhaft eine wirtschaftliche Auslegung des magnetischen Kreises, insbesondere bei gleiσhstrorabetätigten Schaltern, deren magnetischer Kreis mindestens auf die Baugröße eines vergleichbaren wechselstrorabetätigten Schalters reduziert werden kann.
Der ira elektromagnetischen Bauelement 2 fließende, in Fig. 7cdargestellte Stromistwert U(Iist) steigt vom Zeitpunkt t = 0 ab auf einen Maximalwert U(Iist 1), fällt dann nach Eingreifen des Zweipunktreglers 24 auf einen Wert U(Iist 2) ab, steigt wieder zum Maximalwert an usw. Es ergibt sich in diesem vom Zeitglied 23 vorgegebenen ersten Zeitbereich ein mittlerer Stromistwert von U(Iist 3). Zum Zeitpunkt to fällt der Strom auf einen Minimalwert U(Iist 5) ab, steigt dann nach Eingreifen des Zweipunktreglers 24 auf einen Wert U(Iist 4) an, fällt wieder ab usw. Es ergibt sich in diesem zweiten vom Zeitglied 1 vorgegebenen Zeitbereich ein mittlerer Stromistwert von U(Iist 6).
Durch Vorgabe eines erhöhten Sollwertes für eine kurze Dauer mitHilfe des Zeitgliedes 23 wird somit der zum Anziehen erforderliche Stoßstrom erzwungen, wobei nach Ablauf dieser Zeit ein Strom vorgegeben wird, der gerade noch die zum Halten des angezogeneneπ Ankers notwendige Kraft erzeugt.
In Fig. 8 ist eine detaillierte elektronische Schaltungsanordnung zum Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 gezeigt. Zwischen der positiven und der negativen
Eingangsklemme liegt die Versorgungsspannung Uv an. Zwischen beiden Eingangsklemmen ist ein Kondensator 26 geschaltet. An der positiven Klemme liegen ferner ein Widerstand 27, eine Diode 28 und eine positive Ausgangsklemme. Widerstand 27 ist einerseits über eine Zenerdiode 29 mit der negativen Eingangsklemme, andererseits mit dem Zeitglied 23 und dem Versorgungseingang eines Verstärkers 30 verbunden. An der negativen Eingangsklemme liegen ferner das Zeitglied 23, der weitere Versorgungseingang des Verstärkers 30 und der Emitter eines Transistors 31 (npn-Typ). Der Kollektor des Transistors 31 ist einerseits mit der Diode 28, andererseits über ein Strommeßgerät 32 mit einer negativen Ausgangsklemme beschaltet. Vom Strommeßgerät 32 führt eine Verbindungsleitung zum negativen Eingang des Verstärkers 30, d.h. dem negativen Eingang des Verstärkers 30 wird der Stromistwert U(Iist) zugeleitet. Der positive Eingang des Verstärkers 30 ist mit dem Zeitglied 23 verbunden und empfängt den Stromsollwert U(Isoll).
Der Ausgang des Verstärkers 30 ist mit der Basis des Transistors 31 beschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen der elektronischen Schaltungsanordnung liegt die Spannung U an.
Der Verstärker 30 entspricht in seiner Funktionsweise dem Zweipunktregler 24 mit Vergleichsstelle und der Transistor 31 dem Schaltverstärker 25. An die Ausgangsklemmen der elektronischen Schaltungsanordnung ist das elektromagnetische Bauelement 2, bestehend aus einer Spule 33 mit Joch sowie Anker und Schaltkontakten 34 angeschlossen.
In Fig. 9 ist in einem weiteren Ausführugnsbeispiel eine elektronische Schaltungsanordnung mit Zweipunktregelung und Induktionswertrückführung dargestellt. In einer
Additionsstelle 35 werden dabei ein vorgegebener Induktionssollwert Bsol l und ein mit einem Faktor K multiplizierter Induktionsistwert K · Bist verglichen und die Differenz einem Zweipunktregler 24 zugeführt. Der Zweipunktregler 24 gibt Ein/Aus-Befehle an den Schaltverstärker 25 ab. Der Schaltverstärker 25 empfängt eingangsseitig ferner die Versorguπgsspannung Uv und gibt ausgangsseitig die Spulenspannung U an das elektromagnetische Bauelement 2 ab.,Der im magnetischen Kreis des elektromagnetischen Bauelements 2 auftretende Induktioπsistwert Bist wird erfaßt und einer Bewerterstufe 36 zugeleitet. Der dieser Bewerterstufe 36 entnehmbare, mit dem Faktor K multiplizierte Induktioπsistwert K · Bist wird der Additionsstelle 35 zugeführt. Mittels des Faktors K wird berücksichtigt, daß nur ein Teilwert des Induktionswertes meßtechnisch erfaßt wird.
A,B,C In Fig. 10/feind die zeltabhängigen Verläufe der Versorgungsspannung Uv, des Spulenstromistwertes Iist und der Spulenspannung U dargestellt. Im Zeitraum 0 < t < t4 liegt die Versorgungsspannung Uv am Schaltverstärker 25 an. Der Spulenstromistwert Iist steigt im Zeitraum 0 < t < t1 bis zum einem Scheitelwert an und ist zum Zeitpunkt t 1 auf einen Wert I7 abgefallen , der einem vorgebbaren Induktionswert entspricht und der Zweipunktregler 24 gibt einen Aus-Befehl an den Schaltverstärker 25 ab, d.h. die Ausgangsspannung des Schaltverstärkers 25, die gleich der Spulenspannung ist, wechselt vom Wert Uv während des Zeitraumes 0 <t < t1 auf den Wert 0. Zum Zeitpunkt t2 erreicht der Spulenstrom den Wert I8. Gleichzeitig ist der Induktionswert Bist auf einen minimalen Wert abgesunken, der einen Ein-Befehl des Zweipunktreglers 24 an den Schaltverstärker 25 zur Folge hat. Folglich wird dem elektromagnetischen Bauelement 2 wiederum die Versorguπgsspannung Uv als Spulenspannung zugeführt. Zum Zeitpunkt tg erreicht der Spulenstrom Iist wieder den Wert I7, während gleichzeitig der Induktionsistwert Bist einen maximalen Wert erreicht, was einen Aus-Befehl des Zweipunktreglers 24 zur Folge hat.
Dieser beschriebene Regelvorgang wiederholt sich ira folgenden, wobei der Schaltverstärker 25 abwechselnd die Versorgungsspannung Uv und die Spannung 0 als Spulenspannung U auf das elektromagnetische Bauelement schaltet, so daß der Spulenstromistwert Iist innerhalb der Grenzwerte I7 und I8 abwechselnd ansteigt und abfällt, was einem mittleren Stromwert I9 entspricht. Nach Abschalten der Versorgungsspannung Uv zum Zeitpunkt t4 fällt der Strom Iist bis auf den Wert 0 zum Zeitpunkt t5 ab.
In Fig. 11 ist die zur Regelung des Induktionsistwertes Bist eingesetzte Hallsonde prinzipiell dargestellt. An eine Hallsonde 37 mit nachgeschaltetem Transistor 38 ist eine Versorgungsspannung Uv1 angelegt. Der Emitter des Transistors 38 liegt an Masse, während sein Kollektor über einen Widerstand 39 mit einer Versorgungsspannung Uv2 beaufschlagt ist. Wird die Hallsonde 37 in ein magnetisches Feld gebracht, so liegt an der Basis des Transistors 38 je nach Höhe der magnetischen Induktion Bist des Feldes eine verschieden hohe Spannung an, d.h. je nach Induktionsistwert Bist wird die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 38 durchgeschaltet oder gesperrt. Im gesperrten Zustand beträgt die Ausgangsspannung UA zwischen Kollektor des Transistors 38 und Masse U A = Uv2, im durchgeschalteten Zustand beträgt UA = 0. Die Kennlinie UA (Bist) weist eine Hysterese Δ B und einen Induktionsraittelwert B0 auf.
In Fig. 12 ist eine detaillierte elektronische Schaltungsanordnung zum Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 9 dargestellt. Zwischen der positiven und der negativen Eingangsklemme liegt die Versorgungsspannung Uv an. Mit der positiven Eingangsklemme sind der Kondensator 26, der Widerstand 27, der weitere Widerstand 39 und die Diode 38 verbunden. Die positive Eingangsklemme bildet gleichzeitig die positive Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung. An der negativen Eingangsklemme liegen der Kondensator 26. die Zenerdiode 29 sowie die Hallsonde 37 mit Transistor 38. Desweiteren Ist die negative Eingangsklemme mit dem Emitter des Transistors 38 verbunden. Die Hallsonde 37 mit Transistor 38 ist eingangsseitig ferner mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt von Zenerdiode 29 und Widerstand 27 beschaltet. Dieser Signaleingang führt die Versorgungsspannung Uv1 zu. Die gestrichelte Verbindungslinie in Flg. 12 zeigt, daß die Hallsonde 37 mit Transistor 38 im Joch 41 des elektromagnetischen Bauelementes (Schaltgerät) angeordnet ist und dort dem magnetischen Istwert K · Bist ausgesetzt wird.
Der Ausgang von Hallsonde 37 mit Transistor 38 weist die Ausgangsspannung UA auf und ist mit dem Widerstand 39 sowie der Basis des Transistors 31 beschaltet. Dabei ist die am Widerstand 39 anliegende Spannung mit Uv2 bezeichnet. Der Kollektor des Transistors 31 ist mit der negativen Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung verbunden. Zwischen den beiden Ausgangsklemmen ist die Spule 33 des elektromagnetischen Bauelementes 2 angeschlossen. Die Schaltkontakte des elektromagnetischen Bauelementes sind mit Bezugsziffer 34 und der zu ihrer Betätigung vorgesehene Anker mit Bezugsziffer 43 bezeichnet. Der Transistor 31 entspricht im wesentlichem dem Schaltverstärker 25 gemäß Fig. 9, während der Zweipunktregler 24 mit Additionsstelle 35 durch die Anordnung Hallsonde 37/Transistor 38 - Widerstände 27 und 39 realisiert wird.
In Fig. 13 Ist die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 in vereinfachter prinzipieller Darstellung gezeigt. Über den Eingangskleraraen liegt an einem Schaltverstärker 44 die Versorgungsspannung Uv an. Der Ausgang des Schaltverstärkers 44 bildet die positive Ausgangsklemme, während die negative Ausgangsklemme mit der negativen Eingangsklemme verbunden ist. Zwischen den Ausgangskleramen ist die Spule 33 des elektromagnetischen Bauelementes 2 mit Joch 41 angeschlossen. Desweiteren sind die Schalterkontakte 34 mit Anker 43 dargestellt. Zwischen den Ausgangsklemmen liegt die Spulenspannung U an. In die Spule 33 des elektromagnetischen Bauelementes 2 fließt der Spulenstromistwert Iist. Der im Joch 41 und Anker 43 fließende Induktionsistwert beträgt Bist. Der durch die im Joch 41 angeordnete Hallsonde 37 fließende Teilwert des magnetischen Induktionsistwertes beträgt K · Bist und wird dem Schaltverstärker 44 eingangsseitig zugeleitet.
In Fig. 14 ist die mechanische Ausbildung einer elektronischen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 bis 13 gezeigt. Die Spule 33 des elektromagnetischen Bauelementes 2 mit Joch 41 und Anker 43 sind vom Schaltergehäuse 45 umschlossen. Die ebenfalls im Gehäuse eingebaute elektronische Schaltungsanordnung gemäß den Fig. 9 bis 13 ist auf einer Leiterplatte 46 aufgebaut. Die mit der Leiterplatte 46 verbundene Hallsonde 37 ist im Joch 41 angeordnet.
Durch Vorschalten einer Graetz-Brückenschaltung können alle beschriebenen elektronischen Schaltungsanordnungen auch mit einer WechselSpannung als Versorgungsspannung Uv betrieben werden, wodurch sich der Nachteil der Anschlußpolarität aufhebt und sich weitere Vorteile ergeben. Der magnetische Kreis weist keine Kurzschlußringe mehr auf, wodurch sich das Bauvolumen verkleinert. Der Anker weist auch bei Steuerspannungsnulldurchgang (Versorgungsspannung) eine konstante Anzugskraft auf, so daß der übliche Brummton verschwindet. Schließlich wird die durch die Unterscheidung gleichstrombetätigte
Schaltgeräte - wechselstrombetätigte Schaltgeräte nötige Typenvielfalt um die Hälfte reduziert.
Mit den erfindungsgemäßen elektronischen Schaltungsanordnungen Ist es weiterhin in einfacher Weise möglich, gewünschte Zeitfunktionen, wie z.B. Einschaltverzögerungen oder Ausschaltverzögerungen zu realisieren.
Gewerbliche Verwertbarkeit:
Die Erfindung wird verwendet zur Ansteuerung von Schaltrelais und Drosseln und zur Überwachung des Schaltzustandes von Schaltrelais, ferner zur meßtechnischen Ermittlung der augenblicklichen Induktivität von elektromagnetischen Bauelementen bei Gleichstrombelastung, wie z.B. Sättigung von Drosseln.

Claims

A n s p r ü c h e
1. Elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, insbesondere einerDrossel odereiner Spule eines einen magnetischen Kreis mit Spule, Joch und Anker aufweisenden elektromagnetischen Schaltgerätes, dadurch gekennzeichnet, daß einem Komparator (5,18) ein vorgegebener Stromsollwert (U(Isoll)) sowie ein gemessener, dem Strom im elektromagnetischen Bauelement (2) entsprechender Stromistwert (U(Iist)) eingangsseitig anliegen und der Komparator (5,18,30) ausgangsseitig in Abhängigkeit der Hegelabweichung zwischen Strorasollwert (U(Isoll)) und Stromistwert (U(Iist)) einen im Hauptstromkreis des elektromagnetischen Bauelementes (2) liegenden, mit der Versorgungsspannung (Uv) zur Ansteuerung des elektromagnetischen Bauelementes (2) beaufschlagten Schalter (1), insbesondere einen Schalttransistor, ansteuert.
2. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein steuerbarer Widerstand (3) im Hauptstromkreis des elektromagnetischen Bauelements (2) angeordnet ist, der in Abhängigkeit der Regelabweichung zwischen dem Scheltelwert ( des Wechselstromanteiles (U(i)) des Stromistwertes (U(Iist)) und der im Einschaltaugenblick des Schalters (1) über der Induktivität (L) des Bauelementes (2) abfallenden Differenzspannung (UD) über einen Regler (12) ansteuerbar ist.
3. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang des Komparators (5,18,30) und dem Steueranschluß des Schalters (1) ein monostabues Kippglied (6) angeordnet ist.
4. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erfassung des Stromistwertes (U(Iist)) ein Meßwiderstand (R2) im Hauptstromkreis des elektromagnetischen Bauelements (2) angeordnet ist.
5. Elektronische Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erfassung des Stromistwertes (U(Iist)) ein den steuerbaren Widerstand (3) überbrückender Spannungsteiler (R3,R4) vorgesehen ist, wobei das Teilerverhältnis (R3/R4) proportional zum Verhältnis zwischen den ohmschen Widerständen des elektromagnetischen Bauelementes (R1) und des Meßwiderstandes (R2) ist.
6. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Subtrahierer (9) vorgesehen ist, der einen vorgegebenen Stromsollwert (U(Isoll 1) ) um den Mittelwert (U(i)) des Wechselstromanteiles (U(i)) des Stromistwertes (ü(Iist)) reduziert.
7. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung des Mittelwertes U ein Glättungsglied (8) vorgesehen ist, dem eingangsseitig der Wechselstromanteil (U(i)) des Stromistwertes (U(Iist)) zuführbar ist.
8. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeiterfassungseinrichtung (16) zur Ermittlung der Einschaltdauer (tein) des Schalters (1) vorgesehen ist.
9. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeiterfassungseinrichtung (16) ein Sollwertgeber (17,22) nachgeschaltet ist, der ausgangsseitig verschiedene Stromsollwerte (U(Isoll 1)) in Abhängigkeit des Wertes der Einschaltdauer (tein) des Schalters (1) abgibt.
10. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß dem Sollwertgeber (22) eingangsseitig eine Referenzzeit (tref) anliegt und der Sollwertgeber (22) in Abhängigkeit der Abweichung zwischen Einschaltdauer (tein) des Schalters (1) und Referenzzeit (tref) zwei verschiedene Stromsollwerte (U(Isoll 1)) abgibt.
11. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Subtrahierer (7,21) zur Bildung des Wechselstromanteiles (U(i)) des Stromistwertes (U(Iist)) vorgesehen ist, dem eingangsseitig der Stroraistwert und der Strorasollwert (U(Isoll)) anliegen.
12. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß dem Subtrahierer (7,21) ein Scheitelwertmesser (13) zur Bildung des Scheitelwertteess des Wechselstromanteiles (U(i)) nachgeschaltet ist.
13. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Subtrahierer (11,14,19) zur Bildung der Differenzspannung (Up) vorgesehen ist, dem eingangsseitig der Stromsollwert (U(Isoll)) und ein bewerteter
Versorgungsspannungswert (R2/(R1 + R2) · Uv) zuführbar sind.
14. Elektronische Schaltungsanordnuπg nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bewertung der Versorgungsspannung (Uv) ein Spannungsteiler (10) vorgesehen ist, dessen Teileverhältnis (R5/R6) proportional zum Verhältnis zwischen den ohmschen Widerständen des elektromagnetischen Bauelementes (R1) und des Meßwiderstandes (R2) ist.
15. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein in Abhängigkeit des Schaltzustandes des Schalters (1) steuerbarer Addierer (15) zur Stromsollwertbildung (U(Isoll 2)) vorgesehen ist, dem eingangsseitig die Differenzspannung (UD) sowie ein erster Stromsollwert (U(Isoll 1)) anliegen.
16. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Sollwertgeber (20) vorgesehen ist, dem eingangsseitig die Differenzspannung (UD) sowie der Scheitelwert des Wechselstromanteiles (U(i)) des Stromistwertes (U(Iist)) anliegen.
17. Elektronische Schaltungsanordnung nach wenigstens einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (5,18,30) als hysteresebehafteter Zweipunktregler (24) ausgebildet ist.
18. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß dem Zweipunktregler (24) ein Zeitglied (23) vorgeschaltet ist, das während eines vorgegebenen Zeitraumes nach Anliegen der Versorgungsspannung (Uv) einen erhöhten Stromsollwert (U(Isoll 1 ) ) und danach einen reduzierten Stromsollwert U(Isoll 2)) vorgibt.
19. Elektronische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Bauelementes, insbesondere einer Drossel oder einerSpule eines .einen magnetischen Kreis mit Spule, Joch und Anker. aufweisenden elektromagnetischen Schaltgerätes, dadurch gekennzeichnet, daß einem Zweipunktregler (24) die Regelabweichung zwischen einem Induktionssollwert (Bsoll) und einem Induktionsistwert (Bist) des magnetischen Kreises des elektromagnetischen Bauelementes (2) zugeführt wird und daß der Zweipunktregler (24) einen mit dem elektromagnetischen Bauelement (2) verbundenen Schaltverstärker (25) so ansteuert, daß sich der Induktionswert (Bist) innerhalb vorgebbarer Grenzwerte bewegt, wobei der Schaltverstärker (25) eingangsseitig mit der Versorgungsspannung (Uv) zur Ansteuerung des elektromagnetischen Bauelementes (2) beaufschlagt ist.
20. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß zur Induktionswertregelung eine im Joch (41) des elektromagnetischen Bauelementes (2) angeordnete Hallsonde (37) mit nachgeschaltetem Transistor (38) dient.
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