DE972522C - Mischschaltung fuer UEberlagerungsempfaenger, insbesondere fuer den UKW-Empfang - Google Patents

Description

(WiGBl. S. 175)

AUSGEGEBEN AM 6. AUGUST 1959

T 5391 Villa/210.*

In Rundfunkempfängern mit UKW-Bereich besteht die Aufgabe, eine für diesen Bereich geeignete Mischstufe zu finden. Sie soll die folgenden Forderungen gleichzeitig erfüllen:
i. Hohe Verstärkung.

Keine größere Abhängigkeit der Verstärkung und Trennschärfe vom Röhrenwechsel als mit den üblichen Mischstufen.

Keine größere Abhängigkeit der Verstärkung und Trennschärfe von Änderungen der Betriebsspannungen und von den Emissionseigenschaften der Mischröhre als mit den üblichen Mischstufen. Geringes Rauschen.
Kleiner Aufwand.

Die erste bis dritte Forderung (Verstärkung und Abhängigkeit) sprechen für eine Pentode oder Hexode, jedoch sind dann die vierte und fünfte Forderung (Rauschen und Aufwand) nicht erfüllt. Diesen beiden Forderungen (Rauschen und Aufwand) und auch der

zweiten und dritten Forderung (Abhängigkeit) genügt zwar eine Triode, jedoch ist die Verstärkung zu gering, also die erste Forderung nicht erfüllt. Man könnte die Verstärkung durch eine Rückkopplung erhöhen, jedoch wären dann die zweite und dritte Forderung (Abhängigkeit) nicht erfüllt, denn eine Rückkopplung ist bekanntlich stark abhängig vom Röhrenwechsel, von Betriebsspannungsschwankungen und von den Emissionseigenschaften. Die gestellte Aufgabe ist also anscheinend unlösbar.

Die Erfindung geht aus von einer Mischschaltung für Überlagerungsempfänger, insbesondere für den UKW-Empfang, bei der die zur Mischung mit den Empfangsschwingungen dienenden Oszillatorschwingungen in einem Triodensystem erzeugt werden und bei der eine Entdämpfung des an der Anode dieses Triodensystems liegenden Zwischenfrequenzkreises durch Rückkopplung von Zwischenfrequenzschwingungen zu demGitter dieses Triodensystems stattfindet.

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Die Erfindung besteht darin, daß bei der vorbeschriebenen Mischschaltung dieses selbe Triodensystem zur Mischung durch Zuführung der Empfangsschwingungen zu demselben Gitter dient und daß die Zwischenfrequenzrückkopplung fest eingestellt und so bemessen ist, daß auch unter Berücksichtigung der Röhrentoleranzen und der möglichen Betriebsspannungsschwankungen keine Überrückkopplung eintritt. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß bei ίο Verwendung derselben Röhrenelektroden für die Erzeugung der Oszillatorschwingungen und für die Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises der entdämpfende Rückkopplungsstrom selbsttätig konstant gehalten wird, und zwar durch den Einfluß der Oszillatorschwingungen auf die für den Rückkopplungsstrom maßgebende durchschnittliche Steilheit. Während sonst eine entdämpfende Rückkopplung die Konstanz der Verstärkung wesentlich beeinträchtigt und deshalb ungern angewendet wird, bewirkt die erfindungsgemäße Schaltung eine wesentliche Erhöhung der Verstärkung und Trennschärfe, ohne daß die unvermeidlichen Schwankungen der Verstärkung und Trennschärfe der Mischstufe merklich zunehmen. Es ist bekannt (Philips' Technische Rundschau, 1947, S. 25 bis 32 und 309 bis 315), eine Hilfsschwingung zur Konstanthaltung der Verstärkung (nicht eines Rückkopplungsstromes) zu benutzen, indem die Hilfsschwingung mit denselben Röhrenelektroden, die auch zur Verstärkung der Nutzschwingung dienen, erzeugt und in einem Gleichrichter gleichgerichtet wird, dessen Ausgangsgleichspannung als Regelspannung zur selbsttätigen Verstärkungsregelung verwendet wird. Eine unmittelbare Regelung der Verstärkung durch die Hilfsschwingung selbst ist nicht beabsichtigt und tritt auch in nennenswertem Maße nicht auf, weil die Amplitude der Hilfsschwingung am Gitter der Verstärkerröhre bewußt kleiner als am Gleichrichter gehalten ist, um eine Modulation der Nutzschwingungen durch die Hilfsschwingungen zu vermeiden. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung braucht diese Modulation nicht vermieden zu werden, denn die hochfrequente Hilfsschwingung ist für den Mischvorgang in der Mischröhre sogar notwendig. Die große Amplitude der Hilfsschwingungen erlaubt, die unmittelbare Wirkung der Hilfsschwingungen auf die für den Rückkopplungsstrom maßgebende durchschnittliche Steilheit auszunutzen, ohne einen zusätzlichen Gleichrichter zu benötigen.

Bei Pendelrückkopplungsempfängern ist es bereits bekannt, eine rückgekoppelte Verstärkerstufe zugleich zur Erzeugung einer Hilfsschwingung zu verwenden, deren Amplitude so groß bemessen ist, daß Kennlinienteile mit wesentlich verschiedener Steilheit durchlaufen werden. Die dort angestrebte besonders hohe Verstärkung wird nur dadurch erreicht, daß die Frequenz der Hilfsschwingung mehrere Größenordnungen, z. B. drei Zehnerpotenzen, niedriger als die zu verstärkende Frequenz bemessen wird. Dann tritt die Erscheinung auf, daß sich empfangene Schwingungen kleiner Amplitude während einer Halbperiode der Hilfsschwingung infolge der starken Rückkopplung zu besonders großen Amplituden aufschaukeln und während der zweiten Halbperiode der Hilfsschwingung wieder auf eine kleine Amplitude abklingen. Bei dieser Betriebsweise wird die durch die Erfindung angestrebte Wirkung einer konstanten Entdämpfung nicht erreicht.

Die Anwendung einer Hilfsschwingung ist auch für einen anderen Zweck, nämlich zur Erhöhung der Verstärkung mittels einer Überrückkopplung, bekannt (deutsche Patentschriften 576 860 und 721893). Unter einer Überrückkopplung wird eine so starke, über die normal mögliche Grenze erhöhte Rückkopplung verstanden, daß ohne die Hilfsschwingung ein Selbstschwingen bei der Empfangsfrequenz auftreten würde. Hierbei ist von der Erscheinung Gebrauch gemacht, daß die Schwingbedingungen für eine kurzwellige Hilfsschwingung im allgemeinen günstiger sind als für die langwelligere Empfangsfrequenz. Aus diesem Grunde tritt trotz der Überrückkopplung keine Selbsterregung bei der Empfangsfrequenz auf. In diesem Zusammenhang ist es auch bekannt (schweiz. Patentschrift 194 293), die Hilfsfrequenz zugleich als Oszillatorfrequenz eines Überlagerungsempfängers zu verwenden und dabei den Zwischenfrequenzkreis durch eine regelbare Überrückkopplung zu entdämpfen. Es wird aber keine Triode, sondern eine Röhre mit zwei nebeneinanderliegenden Gittern verwendet. In allen diesen Fällen werden dieselben Röhrenelektroden zur Erzeugung der Hilfsfrequenz und für die Überrückkopplung verwendet. Diese bekannte Schaltung arbeitet jedoch nicht, wie oben verlangt wurde, unabhängig vom Röhrenwechsel, weil es beim Auswechseln der Röhre vorkommen kann, daß sich nicht die Oszillatorfrequenz, sondern die Zwischenfrequenz erregt. Dies kommt daher, daß die Gitter-Anoden-Kapazität und der Durchgriff nicht bei allen Röhrenexemplaren genau einander gleich sind und diese Größen in den beiden Rückkopplungen (für die Oszillatorschwingung und die Zwischenfrequenz) je nach der Schaltung und Bemessung verschieden wirksam sind. Es kann dann vorkommen, daß die Anfachgeschwindigkeit für die niedrigere Frequenz (Zwischenfrequenz) größer als für die höhere Frequenz (Oszillatorfrequenz) ist.

Die der Erfindung zugrunde liegende Wirkung wird nachstehend an Hand der Abb. 1 und 2 näher erklärt, wobei zur Vereinfachung die Wirkung nicht in einer Mischstufe, sondern in einer Verstärkerstufe erklärt wird, die zugleich eine große Hilfswechselspannung erzeugt. Anschließend wird die Erfindung an Hand der Ausführungsbeispiele in den Abb. 3 bis 9 erklärt, in denen an Stelle der Hilfsschwingung in Abb. 1 die übliche Oszillatorschwingung von Mischstufen tritt.

In Abb. ι ist eine Verstärkerstufe mit der Röhre V dargestellt. In Reihe mit dem Eingangstransformator Te liegt der Hilfsschwingungskreis O, der mit dem Anodenstromkreis so stark gekoppelt ist, daß der Hilfsschwingungskreis zum Schwingen erregt wird. Der Ausgangstransformator Τ_Λ ist für die Hilfsfrequenz durch den Kondensator Ca überbrückt.

Hat die Röhre V z. B. die Gitterspannungs-Anodenstrom-Kennlinie A in Abb. 2, in der der Anodenstrom mit Ja und die negative Gitterspannung mit —U₉ bezeichnet ist, so überstreicht die Hilfsschwingung z. B. den Bereich von c bis α und durchläuft dabei Kenn-

linienteile mit untereinander wesentlich verschiedener Steilheit, in diesem Beispiel sogar herab bis zur Steilheit Null (links vom Fußpunkt der Kennlinie A). Aus diesem Grunde ist die für die Erzeugung der Hilfsschwingung maßgebende, durchschnittliche, wirksame Steilheit entsprechend kleiner als die größte Steilheit der Kennlinie A. Die Röhre verhält sich für die Schwingungserzeugung annähernd so, als ob an Stelle der Röhrenkennlinie A die Kennlinie B gelten würde, ίο deren Steigung etwa gleich der durchschnittlichen wirksamen Steilheit ist. Ändert sich aus irgendeinem Grunde die statische Steilheit der Röhre V, so daß sich z. B. die Kennlinie C ergibt, so nimmt die Amplitude der Hilfsschwingung automatisch so viel ab, daß nur noch der Bereich c bis b überstrichen wird. Dieser Bereich ist gerade so groß, daß die nun gültige Linie D dieselbe Steilheit wie die Linie B hat. Dies tritt in jedem Oszillator bei der selbsttätigen Einstellung auf eine stabile Schwingungsamplitude auf, wenn der Rückkopplungsfaktor und die natürliche Dämpfung des Schwingungskreises nicht geändert werden. Bisher ist jedoch nicht erkannt worden, daß sich eine mit großer Amplitude schwingende Röhre zur konstanten Verstärkung einer zusätzlich zugeführten, wesentlich kleineren Wechselspannung eignet. Auf dieser Erkenntnis beruht die erfindungsgemäße Mischröhrenschaltung, die die oben beschriebene Erscheinung zur Erzielung einer konstanten Entdämpfung in einer Mischstufe ausnutzt.

Die Abb. 3 bis 9 zeigen Ausführungsbeispiele der Erfindung.

In Abb. 3 wird der Oszillatorkreis O mit Hilfe der Rückkopplungsspule Ro zu Schwingungen erregt. Der Empfangskreis E ist in bekannter Weise vom Oszillator kreis O entkoppelt, indem aus dem Oszillatorkreis O, der Gitter-Kathoden-Kapazität der Mischröhre M und dem Trimmerkondensator T eine Brückenschaltung gebildet wird, in deren Diagonale der Empfangskreis E liegt. Der Zwischenfrequenzkreis Z ist durch eine Rückkopplungsspule Rz entdämpft, die in diesem Beispiel zugleich im Gitter- und Kathodenkreis liegt, aber auch nur im Gitterkreis liegen kann. Die Rückkopplungsspule Rz ist für die Empfangsschwingungen durch den Kondensator Ce überbrückt.

Diese Schaltung nach Abb. 3 und nach allen folgenden Abbildungen kommt vor allem beim Empfang von ultrakurzen Wellen in Betracht, bei denen man eine Mischschaltung mit additiver Mischung in einer Triode wegen des geringen Rauschens vorzieht. Eine solche Schaltung hat jedoch den Nachteil, daß der Zwischenfrequenzkreis durch die Triode sehr stark bedämpft wird. Bei Messungen ergab sich für den Zwischenfrequenzkreis Z ohne Anwendung einer Rückkopplung ein Resonanzwiderstand von nur 2 bis 4 Kiloohm. Dieser Wert ist sehr viel kleiner, als er sich durch den Innenwiderstand der mit der Oszillatorfrequenz schwingenden Röhre von etwa 15 Kiloohm eigentlich ergeben dürfte. Genauere Untersuchungen haben gezeigt, daß diese übermäßige Bedämpfung durch die Anodenrückwirkung verursacht wird. Es gelangt nämlich über die Gitter-Anoden-Kapazität ein Teil der Zwischenfrequenzspannung auf das Gitter und bewirkt eine Gegenkopplung, welche sich in einer Herabsetzung des Innenwiderstandes auswirkt. Die Bedämpfung durch diesen kleinen Innenwiderstand wäre von der Steilheit der Mischröhre abhängig, wenn die Oszillatorschwingungen in einem besonderen Oszillator erzeugt würden. Die Bedämpfung ist jedoch unabhängig von der Steilheit, wenn die Mischröhre selbst schwingt. Deshalb ist auch eine Verminderung der Bedämpfung, also eine Entdämpfung, unabhängig von den Röhreneigenschaften möglich, wie die Erfindung zeigt.

Die Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises kann statt mit einer besonderen Rückkopplungsspule mit der bekannten induktiven oder kapazitiven Dreipunktschaltung durchgeführt werden. Abb. 4 zeigt ein Beispiel für die induktive Dreipunktschaltung. Der Zwischenfrequenzkreis Z hat eine Anzapfung N, zu der über eine Ultrakurzwellendrossel Dr der Anodenstrom zugeführt wird. Die Anzapfung ist so gelegt, daß lediglich eine Entdämpfung, jedoch kein Selbstschwingen auftritt. Der Oszillatorkreis O ist in diesem Beispiel ebenfalls in Dreipunktschaltung geschaltet.

In Abb. 5 ist zur Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises Z die kapazitive Dreipunktschaltung angewendet, indem die Schwingkreiskapazität aus den beiden Kondensatoren C₁ und C₂ gebildet wird, deren Verbindungspunkt an Masse gelegt ist. Der Kondensator C₁ ist in diesem Beispiel zugleich der Kondensator des Anodensiebgliedes -R₁C₁. Der Widerstand R₁ kann aber auch an eine Anzapfung der Spule des Zwischenfrequenzkreises Z geschaltet werden.

In Abb. 6, in der der Oszillatorkreis O in Dreipunktschaltung geschaltet ist, ist der Zwischenfrequenzkreis Z wie in Abb. 5 durch eine kapazitive Dreipunktschaltung entdämpft, was allerdings nicht auf den ersten Blick zu erkennen ist. Der anodenseitige Kondensator des kapazitiven Spannungsteilers für die Dreipunktschaltung wird hier nämlich durch die Anoden-Kathoden-Kapazität C_ajc gebildet, während der gitterseitige Kondensator des kapazitiven Spannungsteilers zugleich im Empfangskreis E liegt und wie in Abb. 5 zugleich den Kondensator C₁ des Anodensiebgliedes A₁C₁ bildet. Der obere Teil d der Spule des Oszillatorkreises O und die Spule _e des Empfangskreises E stellen für die Zwischenfrequenz vernachlässigbar kleine Widerstände dar. Im Bedarfsfalle no kann zusätzlich der Kondensator C₄ an den Zwischenfrequenzkreis geschaltet werden.

Bei dieser Schaltung nach Abb. 6 werden also zur Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises Z keine zusätzlichen Schaltelemente benötigt. Die verwendeten Schaltelemente müssen jedoch zur Erzielung einer Entdämpfung in einer außergewöhnlichen Weise bemessen werden. Um den Einfluß der Bemessung zu erkennen, ist in Abb. 7 eine Ersatzschaltung aufgezeichnet. An Stelle des Zwischenfrequenzkreises ist eine Wechselspannungsquelle dargestellt, welche die Ziwschenfrequenzspannung ZF zwischen den Punkten A und B liefert. Die Kapazitäten C₁ und C_aic sind die oben bereits erwähnten Spannungsteilerkapazitäten der Dreipunktschaltung. Es ergibt sich eine Brückenschaltung, wenn man noch den Gitterkonden-

sator C₃ und die Gitter-Anoden-Kapazität C_ga einzeichnet. Liegt der Punkt für das Gitter g senkrecht unter dem Punkt für die Kathode k, so kann die Zwischenfrequenzspannung, die zwischen den Punkten A und B herrscht, keine Spannung zwischen dem Gitter g und der Kathode k hervorrufen. Es tritt dann also keine Anodenrückwirkung über die Gitter-Anoden-Kapazität auf. Der Innenwiderstand der Röhre hat dann denjenigen Wert, den die mit der ίο Oszillatorfrequenz schwingende Röhre für sich allein, d. h. ohne Zwischenfrequenzbildung, haben würde, z. B. 15 Kiloohm. Wenn man nachfolgende Werte annimmt: Caic = 10 pF, C₃ = 30 pF, Cga = 2 pF, so berechnet sich für den Fall des Brückengleichgewichtes: C₁ = 10 · 30/2 = 150 pF. Ohne Anwendung der Erfindung würde man z. B. C₁ = 500 pF wählen, so daß in Abb. 7 der Punkt k gegen den Punkt g nach links verschoben ist, was gleichbedeutend mit einer Gegenkopplung ist. Man kann also durch Verkleinerung des Kondensators C₁ den Punkt k in Abb. 7 nach rechts verschieben und damit die Gegenkopplung herabsetzen, was gleichbedeutend mit einer Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises ist.

Bemißt man den Kondensator C₁ noch kleiner, als für das Brückengleichgewicht erforderlich ist, so liegt der Punkt k rechts vom Punkt g, so daß eine positive Rückkopplung für den Zwischenfrequenzkreis auftritt, welche die Gegenkopplung überkompensiert. Dadurch erscheint der Innenwiderstand der Röhre vergrößert. Er ist unendlich groß, wenn die Steuerwirkung der Anode ausgeglichen ist, wenn also die Steuerspannung der Röhre gleich Null ist. Dann hat der Zwischenfrequenzkreis seinen natürlichen Resonanzwiderstand. Bei weiterer Verkleinerung des Kondensators C₁ wird der Resonanzwiderstand des Zwischenfrequenzkreises demgegenüber vergrößert.

Bei den Schaltungen nach Abb. 4 und 6 und anderen Schaltungen mit selbstschwingender Mischröhre, bei denen der Oszillator in Dreipunktschaltung geschaltet ist, tritt noch eine andere Erscheinung auf, für die hier die Bezeichnung »Rückmischung« vorgeschlagen wird. Die am Gitter und an der Anode liegende Zwischenfrequenz- und Oszillatorspannung ergeben nämlich durch Mischung einen Anodenwechselstrom der Empfangsfrequenz, der bei Dreipunktoszillatorschaltungen den Eingangskreis durchfließt, wenn der Eingangskreis in der Brückendiagonale des Oszillatorkreises liegt. Dieser Anodenwechselstrom bewirkt je nach der Phase der zwischenfrequenten Steuerspannung eine positive oder negative Rückkopplung für die Empfangsfrequenz. Unter der Steuerspannung ist in bekannter Weise die Summe der Gitterwechselspannung und der mit dem Durchgriff multiplizierten Anodenwechselspannung verstanden. Die Rückmischung äußert sich darin, daß auf der Resonanzkurve des Eingangskreises eine Kuppe bzw. eine Einsattlung von der Breite des Zwischenfrequenzkreises auftritt. Diese Änderung der Resonanzkurve wirkt sich als Erhöhung bzw. Erniedrigung der gesamten wirksamen Mischsteilheit der Mischstufe aus. Nähere Untersuchungen haben ergeben, daß die Rückmischung gerade dann positiv ist, wenn der Zwischenfrequenzkreis durch den Innenwiderstand der Röhre bedämpft wird. Es wird deshalb im allgemeinen das günstigste sein, die Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises nicht weiterzutreiben, als bis der Innenwiderstand unendlich groß geworden ist, da bei weiterer Entdämpfung die Rückmischung negativ wird. Die Mindestgröße der Entdämpfung wird im allgemeinen so zu wählen sein, daß der Innenwiderstand ungefähr den Wert der schwingenden Röhre ohne Zwischenfrequenzbildung hat. Zwischen den beiden genannten Werten des Innenwiderstandes hat man noch den Vorteil einer positiven Rückmischung, ohne daß der Resonanzwiderstand des Zwischenfrequenzkreises zu klein ist. Zwischen diesen beiden Werten wird ein Maximum der Mischverstärkung liegen.

Abb. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem wie in Abb. 6 eine kapazitive Dreipunktschaltung des Zwischenfrequenzkreises ohne zusätzliche Schaltelemente erzielt wird. Der Oszillator arbeitet mit einer Rückkopplungsspule Ro- Der kapazitive Spannungsteiler desZwischenfrequenzkreises wird durch die Kondensatoren C₁ und C₂ gebildet. Die Rückkopplungsspule Ro ist hier in den Zwischenfrequenzkreis gelegt, und zwar in der dargestellten Reihenfolge mit dem Kondensator C₂, um eine Vergrößerung der Gitter-Anoden-Kapazität durch die Kapazität zwischen Rückkopplungsspule und Oszillatorkreisspule zu vermeiden, die bei den Schaltungen nach Abb. 3 und 5 auftritt. Die für die Erzielung einer Brückenschaltung notwendige Kapazität C₃ der Abb. 6 und 7 wird in Abb. 8 durch die beiden Kapazitäten C₄ und C₅ des Oszillatorkreises O gebildet. Während man ohne Anwendung der Erfindung den Fußpunkt des Empfangskreises E an Masse legen würde, wird er gemäß einer Weiterbildung der Erfindung an den Punkt B gelegt. Dann ergibt sich wieder das Ersatzschaltbild nach Abb. 7. Nimmt man an:

C₂ = 30 pF, C₄ + C₅ = 10 + 20 == 30 pF,

C_ga = 2 pF,
so ergibt sich zur Erzielung des Brückengleichgewichtes:

C₁ = 30 · 30/2 = 450 pF.

Die obenerwähnte Verkleinerung der Gitter-Anoden-Kapazität infolge der besonderen Schaltung des Rückkopplungskreises wirkt sich dahingehend aus, daß man mit kleineren Kapazitäten C₄ und C₅ auskommen kann, was für die Bemessung des Empfangskreises günstig ist. Der Empfangskreis £ ist hier nicht wie in Abb. 6 an den neutralen Punkt der induktiven Seite des Oszillatorkreises, sondern an den neutralen Punkt der kapazitiven Seite des Oszillatorkreises angeschaltet. In Abb. 8 wird übrigens von der Rückkopplungsspule Ro auf die Gitterseite ein geringer Betrag an Zwischenfrequenzspannung übertragen, der sich jedoch bei der Bemessung der Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises berücksichtigen läßt.

In Abb. 9 ist schließlich noch ein Ausführungsbeispiel dargestellt, in welchem nicht der Empfangskreis lao an einer Anzapfung des Oszillatorkreises, sondern der Oszillatorkreis O am Symmetriepunkt des Eingangskreises E liegt. Hierdurch wird, wie schon vorgeschlagen, verhindert, daß der Rauschstrom der Anode den Eingangskreis durchfließt und an diesem Kreis äne zusätzliche Rauschspannung hervorruft. Um

diese Wirkung zu erzielen, müssen zwei Trimmerkondensatoren T₁ und T₂ zur Symmetrierung des Eingangskreises vorgesehen werden. In Reihe mit dem Trimmerkondensator T₂ ist der Kondensator C₁ geschaltet, der zusammen mit dem Kondensator C₂ den kapazitiven Spannungsteiler der Dreipunktschaltung des Zwischenfrequenzkreises Z zur Entdämpfung dieses Kreises bildet.

Claims (15)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Mischschaltung für Überlagerungsempfänger, insbesondere für den UKW-Empfang, bei der die zur Mischung mit den Empfangsschwingungen dienenden Oszillatorschwingungen in einem Triodensystem erzeugt werden und bei der eine Entdämpfung des an der Anode dieses Triodensystems liegenden Zwischenfrequenzkreises durch Rückkopplung von Zwischenfrequenzschwingungen zu dem Gitter dieses Triodensystems stattfindet, dadurch gekennzeichnet, daß. dieses selbe Triodensystem zur Mischung durch Zuführung der Empfangsschwingungen zu demselben Gitter dient und daß die Zwischenfrequenzrückkopplung fest eingestellt und so bemessen ist, daß auch unter Berücksichtigung der Röhrentoleranzen und der möglichen Betriebsspannungsschwankungen keine Überrückkopplung eintritt (Abb. 3 bis 9).

2. Mischschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Anwendung auf eine Mischschaltung, bei welcher der Eingangskreis in der Brückendiagonale des Oszillatorkreises liegt (Abb. 3 bis 8), oder umgekehrt (Abb. 9).

3. Mischschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises mit Hilfe einer im Gitterkreis allein oder im Gitter- und Kathodenkreis liegenden Rückkopplungsspule erfolgt (Abb. 3).

4. Mischschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises mit Hilfe einer induktiven Dreipunktschaltung des Zwischenfrequenzkreises erfolgt (Abb. 4).

5. Mischschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises mit Hilfe einer kapazitiven Dreipunktschaltung (Brückenschaltung, Abb. 7) des Zwischenfrequenzkreises erfolgt (Abb. 5 bis 9).

6. Mischschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der gitterseitige Kondensator des kapazitiven Spannungsteilers der Dreipunktschaltung zugleich der Kondensator (C₁) des Anodenstromsiebgliedes ist (Abb. 5 bis 8).

7. Mischschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der anodenseitige Kondensator des kapazitiven Spannungsteilers der Dreipunktschaltung aus der Anoden-Kathoden-Kapazität der Mischröhre besteht (Abb. 6).

8. Mischschaltung nach Anspruch 5 bei Verwendung einer anodenseitigen Rückkopplungsspule zur Erzeugung der Oszillatorschwingung, dadurch gekennzeichnet, daß der anodenseitige Kondensator (C₂) des kapazitiven Spannungsteilers der Dreipunktschaltung zwischen der Anode und der Rückkopplungsspule des Oszillators liegt (Abb. 8).

9. Mischschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung des von der Anode abgewendeten Endes (B) des kapazitiven Spannungsteilers (C₁, C₂ oder C₁, C^) mit dem Gitter über den Eingangskreis (E) und dann über den Mittelpunkt des Oszillatorkreises (O) erfolgt (Abb. 5, 6, 8).

10. Mischschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung des von der Anode abgewendeten Endes (B) des kapazitiven Spannungsteilers (C₁, C₂) mit dem Gitter über den zum Abgleichen der eingangsseitigen Brückenschaltung der Mischstufe dienenden Trimmerkondensator (T₂) und dann über den Eingangskreis (E) erfolgt (Abb. 9).

11. Mischschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entdämpfung so bemessen ist, daß der Zwischenfrequenzkreis durch die Mischröhre gerade nicht bedämpft wird (unendlich großer Innenwiderstand).

12. Mischschaltung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß die Entdämpfung so bemessen ist, daß noch eine geringe Bedämpfung des Zwischenfrequenzkreises durch die Mischröhre vorhanden ist.

13. Mischschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entdämpfung so stark bemessen ist, daß der Resonanzwiderstand des Zwischenfrequenzkreises mit Mischröhre größer als der natürliche Resonanzwiderstand desKreises allein ist.

14. Mischschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Anodensiebkondensators (C₁) so klein bemessen ist, daß an ihm eine so große Rückkopplungsspannung auftritt, daß mindestens die Bedämpfung durch die Anodenrückwirkung der Zwischenfrequenz über die Gitter-Anoden-Kapazität ausgeglichen ist (Abb. 5 bis 8).

15. Mischschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsspannung am Anodensiebkondensator (C₁) zum Gitter dadurch geführt wird, daß ein sonst geerdeter Fußpunkt der Eingangsschaltung der Triode mit dem Verbindungspunkt (B) der Spule des Zwischenfrequenzkreises mit dem Anodensiebkondensator (C₁) verbunden wird (Abb. 8 und 9).

In Betracht gezogene Druckschriften:

Deutsche Patentschriften Nr. 576 860, 621630, 721893, 810 519;

schweizerische Patentschrift Nr. 194 293;

Zeitschrift »Philips Technische Rundschau«, 1947, Heft 1, S. 25 bis 32, Heft io, S. 309 bis 315;

Schaltungssammlung »Photo-Fact-Folder 484—12, Set 34«- vom Februar 1948;

Buch von Rothe-Kleen »Elektronenröhren ah Anfangsstufenverstärker«, 1940, S. 197;

Buch von Pitsch: »Lehrbuch der Funkempfangstechnik«, 1948, S. 490.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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