DE1081073B

DE1081073B - Hochfrequenzverstaerker

Info

Publication number: DE1081073B
Application number: DEP2158D
Authority: DE
Inventors: Aldert Van Der Ziel; Jan Bakker; Maximiliaan Julius Otto Strutt
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1940-01-31
Filing date: 1941-02-05
Publication date: 1960-05-05
Also published as: FR71305E; FR874832A; GB647463A; FR53197E; DE1078640B; US2547235A; US2352956A; GB647464A; FR71301E; DE1078639B; CH230376A; NL60000C; GB645989A; FR71303E; NL64006C; BE441205A; NL69214C; FR71302E; DE808132C; NL67754C

Description

DEUTSCHES

Die Erfindung bezieht sich auf einen Hochfrequenzverstärker, insbesondere für Frequenzen über 10 MHz, mit einer gesteuerten Entladungsröhre und mit einem Eingangsschwingungskreis, bei welchem durch Gegenkopplung das Röhrenrauschen und das Hochfrequenzsignal im Ausgangskreis in gleichem Maße herabgesetzt werden.

Das Rauschen, das sich besonders bei der Übertragung schwacher Signale als sehr störend geltend macht, wird teilweise von den Entladungsröhren, teilweise aber auch von den übrigen Schaltelementen herbeigeführt und kann daher in Röhrenrauschen und Schaltungsrauschen unterschieden werden.

Das Schaltungsrauschen wird durch spontane Spannungsschwankungen herbeigeführt, die infolge der thermischen Bewegung der Elektronen an den Enden jedes Leiters auftreten, und zwar umso stärker, je größer der Ohmsehe Widerstand des betreffenden Leiters ist. So tritt z. B. über einem als Eingangskreis einer Hochfrequenzverstärkerröhre geschalteten Schwingungskreis eine solche Rauschspannung auf, die gewöhnlich mit »Kreisrauschen« bezeichnet wird.

Im allgemeinen bildet das Rauschen ein kontinuierliches Frequenzspektrum, von dem nur jener Teil störend ist, der von der Schaltung durchgelassen wird.

Man kann durch Maßnahmen in der Schaltung das Rauschen im Ausgangskreis vermindern, wobei aber auch die Verstärkung für das Signal herabgesetzt wird, derart, daß das Signal-Rausch-Verhältnis im Ausgangskreis nicht verändert wird.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß es möglich ist, durch eine besondere Ausbildung der Schaltung das Kreisrauschen wesentlich herabzusetzen.

Bei einem Hochfrequenzverstärker der eingangs erwähnten Art wird dies erreicht, wenn gemäß der Erfindung der Eingangsschwingungskreis eine geringere Dämpfung aufweist, als für die gewünschte Bandbreite erforderlich ist, und wenn die benötigte Zusatzdämpfung dadurch erzielt wird, daß in den Kreis einer stromführenden Elektrode eine Impedanz aufgenommen ist, die praktisch ein reiner Blindwiderstand, vorzugsweise eine Induktivität ist, und wenn die daran auftretende Spannung über einen zweiten Blindwiderstand, vorzugsweise eine Kapazität, dem Eingangssteuergitter gegenkoppelnd zugeführt wird.

Vorzugsweise wird die Schaltungsanordnung derart getroffen, daß eine reine Induktivität in den Kathodenkreis geschaltet ist und ein Kondensator zwischen Steuergitter und Kathode liegt, welcher die Gegenkopplungsspannung auf das Steuergitter überträgt.

Durch die Maßnahmen nach der Erfindung tritt am Eingangskreis eine Dämpfung auf, die hinsichtlich der Bandbreite und des effektiven Resonanzwiderstandes genauso wirkt wie ein Ohmscher Dämpfungswider-Hochfrequenzverstärker

Anmelder:

Philips Patentverwaltung G.m.b.H.,
Hamburg 1, Mönckeb ergstr. 7

Beanspruchte Priorität:
Niederlande vom 31. Januar und 8. August 1940

Anträge nach Gesetz Nr. 8 AHK sind gestellt

und vor der Schiedskommission für Güter, Rechte

und Interessen in Deutschland anhängig

Maximiliaan Julius Otto Strutt, Aldert van der Ziel

und Jan Bakker, Eindhoven (Niederlande),

sind als Erfinder genannt worden

stand entsprechender Größe; jedoch wird durch diese Dämpfung kein zusätzliches Rauschen in dem Verstärker hervorgerufen, so daß sich im ganzen ein wesentlich geringeres Kreisrauschen ergibt, wobei der Resonanzwiderstand und die Selektivität praktisch unverändert sind.

Wird eine Sekundäremissionsröhre in der Schaltung benutzt, so kann die Induktivität auch in den Stromkreis der Sekundäremissionselektrode gelegt werden.

Es ist auch möglich, die Gegenkopplungsspannung dem Anodenkreis zu entnehmen, welcher als Arbeitswiderstand einen Kondensator enthält; ein zweiter Kondensator, der zwischen Anode und Eingangssteuergitter liegt, überträgt hierbei die Gegenkopplungsspannung auf das Steuergitter. Die Ausgangsspannung ist in diesem Fall dem Kreis der Sekundäremissionselektrode zu entnehmen.

Aus der britischen Patentschrift 468 784 ist ein Hochfrequenzverstärker bekannt, der einen aperiodischen Eingangskreis besitzt und in dem eine Gegenkopplung vorgesehen ist mittels eines ebenfalls aperiodischen Schwingungskreises, der in die Kathodenleitung der Verstärkerröhre eingeschaltet ist. Durch diese Gegenkopplung soll die Kreuzmodulation herabgesetzt werden. Diese Gegenkopplung ändert das Signal-Rausch-Verhältnis nicht.

Aus einem Aufsatz von Freeman in »Electronics«, Oktober 1939, S. 22/23, ist es bekannt, daß eine Selbstinduktion in der Kathodenleitung einer Hochfrequenz-

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verstärkerröhre über die Gitter-Kathoden-Kapazität eine Dämpfung des Eingangskreises verursacht. Es wird darin nicht erwähnt, daß diese Dämpfung rauschfrei ist, und sie wird sogar als schädlich betrachtet, aus welchem Grunde Maßnahmen angegeben werden, um diese Dämpfung zu beseitigen.

Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, daß aus der Zeitschrift »The Wireless Engineer«, Mai 1939, S. 237 bis 240, eine Röhre mit Gegenkopplung zwischen Anoden- und Gitterkreis bekannt ist, wobei die Impedanz zwischen Anode und Kathode als Zweipol verwendet wird, der wie ein Widerstand mit sehr niedriger Rauschtemperatur wirkt. Dieser Literaturstelle ist jedoch kein Hinweis darauf zu entnehmen, wie in einem selektiven Hochfrequenzverstärker bei Anwendung einer speziellen Gegenkopplung das Kreisrauschen vermindert und damit das Signal-Rausch-Verhältnis wesentlich verbessert werden kann.

Die Erfindung wird an Hand der eine Anzahl Ausführungsbeispiele darstellenden Zeichnung näher erläutert. Einfachheitshalber sind die Gleichspannungsquellen in den Figuren fortgelassen.

Fig. 1 stellt eine. Hochfrequenzverstärkerschaltung dar, in der nach der Erfindung Mittel vorgesehen sind, um ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis zu erzielen, als mit einer Schaltung mit derselben Selektivität ohne diese Mittel möglich ist. Ein auf das zu verstärkende Signal abgestimmter Eingangsschwingungskreis 1 bildet den Steuergitterkreis einer Verstärkerröhre 2. Im Anodenkreis ist ein auf die gleiche Frequenz abgestimmter Schwingungskreis 3 angebracht, dem die verstärkte Spannung entnommen wird. In den dem Steuergitterkreis und dem Anodenkreis gemeinsamen Teil der Kathodenleitung ist eine Selbstinduktionsspule 4 aufgenommen.

Der Kathodenstrom, der einen dem Signal und einen dem Röhrenrauschen entsprechenden Anteil enthält, ruft an der Spule 4 eine Spannung hervor, die auf den Eingangskreis zurückwirkt und eine Gegenkopplung sowohl für das Signal als auch für das Rauschen hervorruft. Durch diese Gegenkopplung wird der Signalstrom im Anodenkreis etwa in gleichem Maße wie der Rauschstrom vermindert.

Bei einem vorgegebenen Eingangskreis bleibt das im Anodenkreis auftretende Signal-Röhren-Rausch-Verhältnis bei Anwendung der beschriebenen Gegenkopplung also unverändert. Die Schaltung mit Gegenkopplung ist jedoch nicht äquivalent der Schaltung ohne diese Gegenkopplung. Denn es wird über die Kapazität 5 dem Eingangskreis 1 ein Strom zugeführt, der in Gegenphase ist mit der über diesem Kreis 1 auftretenden Signalspannung, d. h., daß eine zusätzliche Dämpfung des Kreises verursacht wird. Die Selektivität der Schaltung mit Gegenkopplung wäre somit geringer als die Selektivität der Schaltung ohne Gegenkopplung, wenn der Kreis 1 selbst unverändert bliebe.

Da jedoch beide Schaltungen die gleiche Selektivität aufweisen sollen, kann in der Schaltung nach der Erfindung ein Kreis 1 mit geringerer Eigendämpfung verwendet werden. Man erhält so einen Hochfrequenzverstärker, der ein wesentlich geringeres Kreisrauschen aufweist.

Bei gleicher Selektivität hat daher die Schaltung nach der Erfindung ein größeres Signal-Rausch-Verhältnis als eine Schaltung ohne Gegenkopplung, und zwar wird das Signal-Rausch-Verhältnis um so größer, je weniger Eigendämpfung der Eingangskreis hat und je größer der Anteil an der Gesamtdämpfung des Kreises 1 ist, der durch die Maßnahme nach der Erfindung hervorgerufen wird.

Um die Vorteile der Schaltung nach der Erfindung so gut wie möglich auszunutzen, muß man deshalb ausgehen von einem Eingangskreis, der eine möglichst kleine Eigendämpfung besitzt, und man muß die Selektivität durch die Gegenkopplung auf den gewünschten Wert bringen.

Es folgt daraus, daß die Anwendung der in Fig. 1 dargestellten Schaltung in jenen Fällen zwecklos ist, in denen eine möglichst geringe Dämpfung des Eingangskreises verlangt wird, daß aber wesentliche Vorteile in all jenen Fällen erhalten werden, in denen nicht eine extrem kleine Dämpfung des Eingangskreises erwünscht ist.

So ist die beschriebene Schaltungsanordnung von größter Wichtigkeit für Verstärkerschaltungen, die ein sehr breites Frequenzband durchlassen müssen, wie sie z. B. in Fernsehempfängern verwendet werden. Bei solchen Verstärkern ist eine zusätzliche Dämpfung zur Erzielung des verlangten breiten Durchlaßbereiches erforderlich. Diese zusätzliche Dämpfung wurde bisher dadurch erhalten, daß größere Verluste im Kreis zugelassen wurden, oder daß ein Ohmscher Widerstand parallel zum Kreis geschaltet wurde. Bei diesen üblichen Maßnahmen wird die über dem Kreis auftretende Signalspannung vermindert, während das Röhrenrauschen unverändert bleibt, so daß das Signal-Röhrenrausch-Verhältnis verkleinert wird und in den meisten Fällen außerdem das Verhältnis der über den Kreis auftretenden Signalspannung zur Kreisrauschspannung vermindert wird. Wird dagegen die benötigte Zusatzdämpfung nach der Erfindung z. B. mittels einer Selbstinduktionsspule in der Kathodenleitung erhalten und mittels eines Kondensators auf das Steuergitter übertragen, so bleibt dabei das Signal-Röhrenrausch-Verhältnis konstant und außerdem tritt im Kreis keine neue Rauschquelle auf, so daß auch das Verhältnis zwischen der über dem Kreis auftretenden Signalspannung und der Kreisrauschspannung unverändert bleibt. Man erhält also bei größerer Bandbreite (geringerer Selektivität) ein wesentlich besseres Signal-Rausch-Verhältnis, als wenn man die zusätzliche Dämpfung durch einen zusätzlichen Ohmschen Widerstand vorgenommen hätte.

Das optimale Signal-Rausch-Verhältnis ergibt sich, falls die mit Rücksicht auf den gewünschten Durchlaßbereich erforderliche Dämpfung des Eingangskreises praktisch ausschließlich durch die Maßnahmen nach der Erfindung, z. B. mittels einer Selbstinduktionsspule in der Kathodenleitung, herbeigeführt wird. Die dazu erforderliche Induktivität ist bei einem Fernsehempfänger von der Größenordnung von ¹Ao μ,Η.

Bei der oben beschriebenen Schaltung wird die eine Bedämpfung des Eingangskreises bewirkende gegenkoppelnde Spannung dem Kathodenkreis entnommen.

Es kann auch aus dem Strom von etwa in der Röhre vorhandenen Schirmgittern, dem Anodenstrom und dem Strom von etwaigen Sekundäremissionselektroden eine derart wirkende Spannung entnommen werden.

In Fig. 2 ist eine Verstärkerschaltung mit einer Sekundäremissionsröhre dargestellt, bei der Mittel zum Vermindern des Sekundäremissionsrauschens vorgesehen sind. Dies erfolgt dadurch, daß in dem Kreis der Sekundäremissionselektrode eine Selbstinduktionsspule 8 angebracht wird, über der eine mit dem Sekundäremissionsrauschen verknüpfte Rauschspannung auftritt, welche Rauschspannung über eine Kapazität 9 in solcher Phase dem Steuergitter zugeführt wird, daß der das Sekundäremissionsrauschen verursachende Rauschstrom im Anodenkreis abnimmt.

Die natürliche Kapazität zwischen der Sekundär-

emissionselektrode und dem Steuergitter ist zu diesem Zweck im allgemeinen zu klein, so daß ein Kondensator zwischen die Sekundäremissionselektrode und das Steuergitter aufgenommen werden muß.

Ebenso wie bei der Schaltung nach Fig. 1 wird bei der Schaltung nach Fig. 2 eine zusätzliche Dämpfung des Eingangskreises 1 herbeigeführt. Während bei der Schaltung nach Fig. 1 bei vorgegebenem Eingangskreis das Signal-Rausch-Verhältnis durch die Gegenkopplung nicht verändert wird, wird aber bei der Schaltung nach Fig. 2 das Signal-Rausch-Verhältnis durch Verminderung des Sekundäremissionsrauschens zunehmen. Im Prinzip kann das Sekundäremissionsrauschen nämlich völlig beseitigt werden. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß die mit dem Sekundäremissionsrauschen verknüpften Rauschströme im Anodenkreis und im Kreis der Sekundäremissionselektrode einander gleich sind, während die Signalströme in den beiden Kreisen verschieden sind. Das Verhältnis des Signals zum Sekundäremissionsrauschen ist in den beiden Kreisen also verschieden, so daß bei völliger Beseitigung des Sekundäremissionsrauschens doch ein Signal übrigbleibt.

Bei vollständiger Beseitigung des Sekundäremissionsrauschens wird die Verstärkung bei der Schaltung nach Fig. 2 gerade so viel vermindert, daß der Anodenstrom gleich dem Strom ist, der erhalten würde, wenn in der Röhre keine Sekundäremissionselektrode vorhanden wäre. In diesem Falle kann daher ebenso gut eine Röhre ohne Sekundäremission verwendet werden. Eine teilweise Beseitigung des Sekundäremissionsrauschens mittels der Schaltung nach Fig. 2 ist aber zweckmäßig in all den Fällen, in denen eine größere Verstärkung verlangt wird, also ohne Sekundäremission erhalten werden kann, während die mit einer Sekundäremissionsröhre erreichbare Höchstverstärkung nicht benötigt ist.

Eine andere Schaltung nach der Erfindung, bei der außer einer rauschfreien Dämpfung eine Verminderung des Sekundäremissionsrauschens erzielt wird, ist in Fig. 3 dargestellt. In diesem Falle ist der Ausgangs-Schwingkreis 3 in den Kreis der Sekundäremissionselektrode aufgenommen, während im Anodenkreis ein Kondensator 10 liegt, über dem eine mit dem Sekundäremissionsrauschen verknüpfte Rauschspannung auftritt. Diese Rauschspannung wird über einen Kondensator 11 in gewünschter Phase dem Steuergitter zugeführt. Statt einer Selbstinduktionsspule, wie bei der Schaltung nach Fig. 2, muß hierbei zum Vermindern des Sekundäremissionsrauschens im Anodenkreis ein Kondensator 10 angebracht werden, da die Phase des Sekundäremissionsrauschens im Anodenkreis derjenigen im Kreis der Sekundäremissionselektrode entgegengesetzt ist. Eine vollständige Beseitigung des Sekundäremissionsrauschens, wie sie bei der Schaltung nach Fig. 2 möglich ist, kann bei der Schaltung nach Fig. 3 nicht erreicht werden. Letztere bietet aber den Vorteil, daß die Rauschabnahme nicht von der Signalfrequenz abhängig ist, was bei der Schaltanordnung nach Fig. 2 wohl der Fall ist.

Bei Röhren mit mehr als einer Sekundäremissionselektrode muß die Tatsache berücksichtigt werden, daß jede der Sekundäremissionselektroden eine besondere Rauschquelle darstellt. Der Strom der letzten Sekundäremissionselektrode und der Anodenstrom enthalten auch eine Rauschkomponente, die mit dem Rauschen der vorhergehenden Sekundäremissionselektroden verknüpft ist, so daß das gesamte Sekundäremissionsrauschen mittels einer dem Anodenkreis oder dem Kreis der letzten Sekundäremissionselektrode entnommenen Rauschspannung vermindert werden kann. Es kann auch das Rauschen jeder Sekundäremissionselektrode getrennt auf die in Fig. 2 angegebene Weise vermindert werden.

Fig. 4 zeigt einen Hochfrequenzverstärker, in dem eine Sekundäremissionsröhre verwendet ist. In den Teil der Kathodenleitung, der dem Anodenkreis und Steuergitterkreis gemeinsam ist, ist eine Selbstinduktionsspule 4 aufgenommen. Die Sekundäremissionso elektrode und das Schirmgitter liegen hochfrequenzmäßig an dem mit der Kathode verbundenen Ende der Spule 4, so daß auch der Sekundäremissionsrauschstrom und der Verteilungsrauschstrom durch die Spule 4 fließen. An der Spule 4 tritt also eine Rauschspannung auf, die mit dem Rauschen sämtlicher in der Röhre vorhandenen Rauschquellen verknüpft ist. Diese Rauschspannung wird über die Steuergitter-Kathoden-Kapazität auf das Eingangssteuergitter übertragen, und zwar in solcher Phase, daß alle Rauschkomponenten vermindert werden. Neben der nach der Erfindung erhaltenen Dämpfung des Eingangsschwingkreises ergibt sich also auch eine Gegenkopplung für alle Teile des Röhrensystems.

In bezug auf die Anwendungsmöglichkeiten der beschriebenen Schaltungen kann noch bemerkt werden, daß die Schaltungen nach den Fig. 1, 2 und 4 insbesondere für Wellenlängen unterhalb 30¹ m geeignet sind, bei welchen Wellenlängen die nach der Erfindung erforderlichen Induktivitäten leicht verwirklicht werden können. Allerdings ist die erhaltene rauschfreie Dämpfung frequenzabhängig, so daß bei abstimmbaren Verstärkern nur für eine Frequenz ein möglichst günstiges Ergebnis erhalten wird; hierfür wird vorzugsweise die höchste Frequenz des Ab-Stimmbereiches gewählt.

Mit Rücksicht auf Vorstehendes werden für Frequenzen unterhalb 10'MHz (2>3Om) und bei abstimmbaren Verstärkern vorzugsweise Schaltungen verwendet, bei denen die zur Gegenkopplung benötigten Spannungen mittels eines Transformators dem Steuergitter zugeführt werden. Auch die Schaltung nach Fig. 3 ist in den beiden letztgenannten Fällen gut verwendbar.

Bei der Übertragung sehr hoher Frequenzen, bei der die Laufzeit der Elektronen in bezug auf die Periode der zu übertragenen Schwingungen nicht mehr verschwindend klein ist, müssen noch die von den Laufzeiten herbeigeführten Phasenverschiebungen der in den Kreisen der verschiedenen Elektroden auf-

So tretenden Rauschströme berücksichtigt werden.

Die Frage wirft sich auf, ob bei den verschiedenen beschriebenen Schaltungen die Verstärkung durch Änderung der Vorspannung einer der Röhrenelektroden regelbar ist, ohne daß die erstrebte Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses beeinträchtigt wird. Es ist ohne weiteres einleuchtend, daß bei den Schaltungen mit Gegenkopplung nur aus dem Kathodenkreis das erreichte Ergebnis sich nicht verändert, wenn der Kathodenstrom unverändert bleibt. Bei der Schaltung nach Fig. 1 ist die Verstärkung daher durch Änderung der Vorspannung des Fanggitters regelbar.

Im Falle der Verminderung des Sekundäremissionsrauschens, wie bei den Schaltungen nachFig. 2 und 3, ergibt es sich als notwendig, der Bedingung zu entsprechen, daß der der Sekundäremissionselektrode zufließende Primärstrom bei der Regelung konstant bleibt. Hier ist die Verstärkung also durch Änderung der Vorspannung der Sekundäremissionselektrode regelbar.

Claims

Patentansprüche:

1. Hochfrequenzverstärker, insbesondere für Frequenzen über 10 MHz, mit einer gesteuerten Entladungsröhre und mit einem Eingangsschwingungskreis, bei welchem durch Gegenkopplung das Röhrenrauschen und das Hochfrequenzsignal im Ausgangskreis in gleichem Maße herabgesetzt werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsschwingungskreis eine geringere Dämpfung aufweist, als für die gewünschte Bandbreite erforderlieh ist, und daß die benötigte Zusatzdämpfung dadurch erzielt wird, daß in den Kreis einer stromführenden Elektrode eine Impedanz aufgenommen ist, die praktisch ein reiner Blindwiderstand, vorzugsweise eine Induktivität ist, und daß die daran auftretende Spannung über einen zweiten Blindwiderstand, vorzugsweise eine Kapazität, dem Eingangssteuergitter gegenkoppelnd zugeführt wird.

2. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz eine Selbstinduktion im Kathodenkreis ist und zwischen Kathode und Steuergitter ein Kondensator liegt, welcher die Gegenkopplungsspannung auf das Steuergitter überträgt.

3. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zwischen Steuergitter und Kathode liegende Kondensator durch die natürliche Kapazität zwischen diesen beiden Elektroden gebidet wird.

4. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1 mit einer Sekundäremissionsröhre, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz eine Induktivität ist, die im Kreis der Sekundäremissionselektrode liegt, und daß ein Kondensator zwischen Sekundäremissionselektrode und Eingangssteuergitter eingeschaltet ist.

5. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1 mit einer Sekundäremissionsröhre, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung dem Kreis der Sekundäremissionselektrode entnommen wird, die gegenkoppelnde Spannung hingegen an einem im Anodenkreis liegenden Kondensator auftritt, und daß ein zweiter Kondensator zwischen der Anode und dem Eingangsgitter liegt, welcher die gegenkoppelnde Spannung auf das Steuergitter überträgt.

6. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 2 oder 3, in welchem eine Schirmgitter röhre oder eine Sekundäremissionsröhre verwendet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Schirmgitter bzw. die S ekundäremissionselektrode hochfrequenzmäßig mit dem mit der Kathode verbundenen Ende der genannten Induktivität verbunden ist.

7. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1,2,3 oder 6, bei welchem eine Penthode verwendet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung der Verstärkung durch Änderung der Vorspannung des Fanggitters erfolgt.

8. Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 4, 5 oder 6 mit einer Sekundäremissionsröhre, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung der Verstärkung durch Änderung der Gleichspannung der Sekundäremissionselektrode erfolgt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen