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Verfahren zur Nachrichtenübermittlung durch Impulse Die Erfindung
betrifft ein Verfahren zur Nachrichtenübermittlung, bei dem mittels einer amplitudenmodulierten
(getasteten) und phasenverzerrten Trägerschwingung Hochfrequenzimpnlse von bestimmter
Breite und Amplitude der Einhüllenden auf drahtlosem oder drahtgebundenem Wege übertragen
werden. Beim Empfang wird die Phasenverzerrung der gesendeten Impulsträgerschwingung
kompensiert, um Breite und Scheitelwert der Einhüllenden in Abhängigkeit von der
Phasenverzerrung zu verändern. Bei einer besonderen Art der amplitudenmodulierten,
phasenverzerrten Impulsträgerschwingung, bei der die Phasenverzerrung durch eine
Frequenzmodulation der Impulsträgerschwingung unter Anwendung einer während der
Impulsdauer linear ansteigenden Spannung als Modulationsspannung erzeugt wird, und
die Amplitudenmodulation durch eine Modulationsspannung bewirkt wird, die ihrer
Kurvenform nach einer Verlustfunktion oder Gaußschen Verteilung entspricht, kann
die Phasenverzerrung bei im wesentlichen konstant gehaltener Energie und ohne grundsätzliche
Formveränderung der Einhüllenden der Impulsträgerschwingung kompensiert werden.
Bezüglich der Verlustfunktion als solcher wird auf die Abhandlung von N a i T a
M i n g @# Verwirklichung von linearen Vierpolschaltungen vorgeschriebener Frequenzabhängigkeit
unter Berücksichtigung gleicher Spulenverluste und gleicher Kondensatorverluste«,
Arch. f. El., Bd. 39, Heft 6 und 8, 1949, verwiesen.
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Im folgenden werden Netzwerke zur Phasenkompensation der amplitudenmodulierten,
phasenverzerrten Impulsträgersch«-ingung beschrieben, die gestatten, die Breite
und den Scheitelwert eines trägerfrequenten Impulses willkürlich zu verändern.
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In Abb. I ist ein System zur Nachrichtenübermittlung in vorstehend
geschilderter Form schematisch
dargestellt. Ein Schwingungserzeuger
3 ist mit einem Antennensystem 7 zum Senden der Trägerfrequenzschwingungen verbunden,
die in diesem Falle als elektromagnetische Wellen in den Raum ausgestrahlt werden.
Der Amplitudenmodulator = moduliert die im Schwingungserzeuger 3 entstehende Schwingung.
Die amplitudenmodulierende Spannung möge z. B. eine Impulseinhüllende der direkt
unter dem Modulator i gezeigten Form ergeben und demzufolge eine amplitudenmodulierte
Impulsträgerschwingung derselben Impulseinhüllenden erzeugen. Um die Sache klarer
zu machen, möge angenommen werden, daß nur eine einzige Impulsträgerschwingung erzeugt
wird, obgleich natürlich mit einer Folge von verschiedenen Impulsträgerschwingungen
gearbeitet werden kann. Die Phasenverzerrung kann nun z. B. durch Frequenzmodulation
erzeugt werden. Die Frequenzmodulierung des Schwingungserzeugers 3 durch den Frequenzmodulator
5 erfolgt gleichzeitig mit der Amplitudenmodulation des Schwingungserzeugers 3.
Es ist jedoch ebensogut möglich, Frequenzmodulation und Amplitudenmodulation getrennt
vorzunehmen. Der Frequenzmodulator 5 arbeitet vorzugsweise mit einer geradlinig
ansteigenden Sägezahnspannung als Modulationsspannung, die zweckmäßig von einem
üblichen Kippspannungsgenerator geliefert wird. Die Frequenzmodulation der Impulsträgerschwingung
erfolgt dabei mit der Sägezahnspannung zeitlich in der Weise, daß die Frequenz der
Trägerschwingung während der Impulsdauer linear anwächst oder abfällt. Der Amplitudenmodulator
kann, wie noch erörtert werden wird, eine Amplitudenmodulationseinhüllende beliebiger
Form auf der durch den Schwingungserzeuger 3 erzeugten Trägerschwingung hervorbringen,
wenn es auch bei vielen Anwendungen der Erfindung vorzuziehen ist, sich auf eine
Amplitudenmodulationseinhüllende zu beschränken, die sich einer Verlustfunktion
oder Gaußschen Verteilung annähert. Dem Fachmann sind derartige Schwingungserzeuger
wohlbekannt, die in der hier gewünschten Art amplituden- und frequenzmoduliert werden
können. Der so im Schwingungserzeuger 3 erzeugte trägerfrequente Impuls hat eine
vorbestimmte Breite und einen bestimmten Scheitelwert der Einhüllenden.
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Der drahtlos übertragene trägerfrequente Impuls wird über die Antenne
9 aufgenommen und im Verstärker 13 verstärkt (s. Abb. i, Kurvenform unter der Ausgangsverbindung
von Verstärker 13). Vom Verstärker 13 wird er an ein noch zu erörterndes Spezialnetzwerk
15 weitergegeben, das die Phasenverzerrung des Eingangsimpulses so kompensiert,
daß die Breite des trägerfrequenten Impulses verringert wird und der Scheitelwert
der Einhüllenden erhöht wird, so daß das Netzwerk 15 einen trägerfrequenten Ausgangsimpuls
liefert, der schmaler und höher als der Eingangsimpuls ist. Beim zweckmäßig bemessenen
Netzwerk 15 haben Ausgangs- und Eingangsimpuls genau denselben Typ von Verlustfunktionseinhüllender
und im wesentlichen die gleiche Energie. Es sind jedoch Impulsbreite und Scheitelwert
der Einhüllenden der Eingangs- und Ausgangsimpulse verschieden, trotzdem die Einhüllenden
beider Impulse demselben Kurventyp, dargestellt durch denselben Gleichungstyp, angehören.
Bei dieser Form der Einhüllenden des Eingangsimpulses wie des Ausgangsimpulses werden
die bei den bisher gebräuchlichen rechteckigen Impulsen an den Flankenübergängen
vielfach wahrnehmbaren Einschwingvorgänge vermieden.
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Der scharf gespitzte Ausgangsimpuls von Netzwerk 15 wird dann in einem
Demodulator 17 gleichgerichtet und der sich ergebende Gleichstromimpuls (s. Abb.
i, Ausgangsverbindungen am Demodulator 17) wirkt auf einen Indikator i9, z. B. Spannungsmesser,
Kathodenstrahlröhre, Schreibgerät, oder eine entsprechende Anordnung ein.
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Dieser schmale Ausgangsimpuls kann sowohl zu genauen Entfernungsmessungen
u. dgl. verwendet werden, wie auch zur Nachrichtenübertragung. Die Vorteile des
Verfahrens sind vielfältig. Man kann nur dort aus dem breiten Eingangsimpuls einen
verschmälerten und erhöhten Ausgangsimpuls erhalten, wo empfangsseitig Netzwerke
vorhanden sind, die für die gleiche Trägerschwingung und die gleiche Art der Amplituden-
und Frequenzmodulation bemessen sind. Beim Abhörversuch, d. h. dem Versuch, den
Eingangsimpuls hoch und schmal zu machen, kann, ohne Kenntnis der genauen Bemessung
des geeigneten Netzwerkes, nicht einmal die richtige Form der Impulseinhüllenden
gewonnen werden, ebensowenig können genaue Entfernungsmessungen mit Hilfe bestimmter
festgelegter Abschnitte des Impulses gemacht werden.
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Störsignale, Rauschspannungen oder Nebensprechspannungen aus der Antenne
9 werden durch das Netzwerk 15 nicht in der Amplitude erhöht und damit der Störpegel
abgesenkt, da das Netzwerk nur für den einen ganz bestimmten Typ von Impulssignalen
mit der typischen Phasenverzerrung geeignet ist, was noch den Vorteil hat, daß selbst
bei geringster, nicht über die Höhe der Rauschspannungsamplituden hinausgehender
Signalintensität Empfang möglich ist. Das ist wichtig zur Fernlenkung und für ähnliche
Zwecke.
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Abb.2 ist eine schematische Darstellung einer besonderen Sendeanordnung
für den Fall, daß eine Impulsträgerschwingung durch ein drahtgebundenes elektrisches
Übertragungssystem zur Antenne weitergeleitet werden muß, das keine sehr hohen Spitzenspannungen
vertragen kann. Der Schwingungserzeuger 3 möge z. B. ein Breitbandkabel 21 speisen,
bei dem die Isolation der Adern bei sehr hohen Impulsspitzenspannungen zerstört
werden kann. Nach der vorliegenden Erfindung wird zunächst das Kabel 21 mit phasenverzerrten
Trägerfrequenzimpulsen von relativ niedrigem Scheitelwert vom Schwingungserzeuger
3 gespeist und dem Netzwerk i5 zugeleitet. Das Netzwerk 15 verformt dann den trägerfrequenten
Eingangsimpuls. Es ergibt sich im wesentlichen die gleiche Form und der gleiche
Energiebetrag beim trägerfrequenten Ausgangsimpuls, aber eine kürzere Impulsdauer
und ein höherer Scheitelwert des durch die Antenne 7 in den Raum abgestrahlten,
auf diese Weise vorher umgeformten trägerfrequenten Impulses. Auch bei anderen elektrischen
Schaltelementen,
wie Kondensatoren, Induktivitäten und anderen,
z. B. Wellenleitungen, Hohlraumresonatoren, die nur zum Durchlaß von Schwingungen
mit niedriger höchstzulässiger Amplitude geeignet sind, ermöglicht das Netzwerk
15 nach dem Durchgang durch die diesbezüglich kritischen Stromkreise die Scheitelwerterhöhung
von trägerfrequenten Impulsen. Ebenso findet das Netzwerk 15 da vorteilhaft Verwendung,
wo die Zeitkonstanten der verwendeten Stromkreise nur zum Durchlaß eines verhältnismäßig
breiten Impulses geeignet sind, zum Schluß aber ein schmaler Impuls benötigt wird.
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Abb.3 ist die Darstellung eines Sendeteiles von Abb. i, bei dem der
gespitzte Ausgangsimpuls des Netzwerkes 15 von Abb. 2 statt der Antenne 7 einer
Übertragungsleitung 25, z. B, einer Freileitung, zugeführt wird, und danach einem
Kabel mit geringerer Durchschlagsfestigkeit. Dazu ist es erforderlich, den trägerfrequenten
Ausgangsimpuls der Freileitung 25 in einen breiten trägerfrequenten Impuls von niedrigem
Scheitelwert zurückzuverwandeln. Das wird durch eine Umkehrschaltung 23 erreicht.
Diese arbeitet nach gleichen Prinzipien wie die nachfolgend beschriebenen Schaltungen
und erzeugt durch Phasenverzerrung aus dem Ausgangsimpuls des Netzwerkes 15 einen
amplitudenmodulierten phasenverzerrten Impuls von längerer Dauer und geringerem
Scheitelwert wie unter dem Kabel 21 in Abb. 3 skizziert.
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Die vorliegende Erfindung ist anwendbar bei allen phasenverzerrten
amphtudenmodulierten trägerfrequenten Impulsen, die entsprechend einer Verlustfunktion
amplitudenmoduliert und mit einer linear ansteigenden Modulationsspannung frequenzmoduliert
sind; sie ist für viele Anwendungen vorteilhaft.
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Abb. 8 ist die Kurvenform einer speziellen amplitudenmödulierten phasenverzerrten
Impulsträgerschwingung 39, mit der Zeit frequenzvariierend dargestellt. Ihr jeweiliger
Augenblickswert ist zunächst ohne Berücksichtigung der Amplitudenmodulation, also
bei ausschließlicher Frequenzmodulation, darstellbar durch die Winkelfunktion cos
(2n fpt +ßt2 + 0) (i) wobei -v das Verhältnis des Kreisumfanges zum Durchmesser
eines Kreises ist, f, die Frequenz der Impulsträgerschwingung zur Anfangszeit t
= o zu Beginn der Schwingungen, 2ß das Veränderungsmaß der linear variierenden Trägerwellenfrequenz
f und die Phase der Trägerschwingung zur Anfangszeit t = o. Nach Amplitudenmodulation
mit einer Verlustfunktionseinhüllenden 37 ergibt sich für den Augenblickswert der
Impulsträgerschwingung die Gleichung ,Z1 - g a3@ cos (2 ?L' f, t + ß t2
+ 0) (2)
wo e die Basis der natürlichen Logarithmen, a eine Dämpfungskonstante
der Impulsträgerschwingung und die Funktion e-at` die Verlustfunktion oder Gaußsche
Verteilung ist.
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Die Gleichungen (i) und (2) geben die im wesentlichen lineare Veränderung
der Trägerwellenfrequenz mit der Zeit wieder, die graphisch durch die Kurve ir in
Abb. 4 dargestellt ist. Es ist die Trägerkreisfrequenz 2 gc f als
Ordinate aufgetragen dargestellt, aber im nachfolgenden wird nur auf die Trägerfrequenz
f Bezug genommen werden. Außer der linearen Form kann die Variation auch u. a. die
konkave Form der Kurve 29 oder die konvexe der Kurve (Abb. 4) haben. Vorzuziehen
ist eine zeitlich sich nur in einer Richtung (zu- oder abnehmend) ändernde Frequenz
der Impulsträgerschwingung während der Impulsdauer. In Abb. 4 geben die Schnittpunkte
der Kurven 1i, 27 und 29 mit der Ordinate, für die Kurve ii mit 2 n f, bezeichnet,
ihre Anfangsträgerfrequenzen f, zur Zeit t = o an. Da die durch die Frequenzmodulation
hervorgerufene Phasenverzerrung der Impulsträgerschwingung 39 (s. Abb. 8) auch zur
Verbreiterung der Einhüllenden und zur Verkleinerung des Impulsscheitelwertes führen
kann, geht man bei der Festsetzung der Regel für die Phasenverzerrung von einer
bestimmten Impulsbreite und einem bestimmten Scheitelwert aus. Es sei bemerkt, daß
die Phasenverzerrung auch durch andere Mittel, u. a. durch Phasenmodulation der
Impulsträgerschwingung während jedes einzelnen Impulses, erzielt werden kann. Dies
ist dem Fachmann bekannt.
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In Abb. 9 wird das Frequenzspektrum des Impulses von Abb. 8 gezeigt,
bei dem die Amplituden der verschiedenen Frequenzkomponenten der phasenverzerrten
Impulsträgerwelle graphisch dargestellt sind.
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Aus dieser Verteilung des Frequenzspektrums geht hervor, daß der Hauptteil
der Energie eines Impulses der hier beschriebenen Art auf eine verhältnismäßig enge
Bandbreite beschränkt ist, und daß die Energie bei den von der mit o bezeichneten
Mittelpunktsfrequenz merkbar entfernten Frequenzkomponenten außerordentlich klein
ist. Da aber bei den Spektren der entsprechenden, jetzt gebräuchlichen, rechteckigen,
quadratischen, trapezförmigen, sägezahnförmigen und anderen Arten von Impulsen ein
beträchtlicher Teil der Energie auf weit von der Mittelpunktsfrequenz abliegende
Seitenfrequenzen entfällt, geht daraus hervor, daß ein Impuls der neuen Art für
eine gegebene Bandbreite eine größere Energie besitzen muß.
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Es sei folgende Definition des Begriffes Impulsbreite gegeben: Für
jede Impulsform, einschließlich der von Abb. 8, sei die Impulsbreite durch die Gleichung
ausgedrückt, worin u1 der die Impulsträgerschwingung darstellende Ausdruck ist,
dargestellt in Gleichung (2) für den Fall der Impulsträgerschwingung gemäß Abb.
B. Bei einem rechteckigen Impuls vereinfacht sich diese allgemeine Gleichung (3)
zu der Form, die der jetzigen Definition der Impulsbreite entspricht, nämlich zu
der Breite vom Beginn des Impulses bis zu seinem Ende.
Nachfolgend
wird die Anweisung zum Entwurf eines Netzwerkes gegeben, das z. B. die Phasenverzerrung
des Impulses der Abb. 8 kompensiert.
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Abb. io ist die Darstellung einer Kettenschaltung aus einzelnen Kreuzgliedern
41, 43 ... 45 entsprechend dem ersten, zweiten und n-ten Glied der Kettenschaltung,
die am Ende beschaltet ist mit ° einem Abschlußwiderstand (Belastungswiderstand),
der gleich dem charakteristischen Scheinwiderstand (Wellenwiderstand) der Schaltung
sein möge. Die vollständige Kettenschaltung 44 43 ... 45 entspricht der in
Verbindung mit den Abb. i bis 3 beschriebenen Schaltung 15. Ein äquivalenter Vierpol
wird seiner Struktur nach in Abb. 12 gezeigt mit zwei gleichen Längszweigen Zi und
zwei gleichen Diagonalzweigen Z2. Jedes Kreuzglied 41, 43 ... 45 ist z. B.
aus je einer Induktivität L in den beiden Längszweigen und je einer Kapazität C
in den beiden Querzweigen aufgebaut, wie in Abb. ii gezeigt. Der Impuls nach Abb.
8, dargestellt durch die Gleichung (2), möge als Eingangsimpuls einem Netzwerk des
allgemeinen Charakters wie das in Abb. io, ii und 12 gezeigte zugeführt werden.
Bei zweckmäßigem Schaltungsentwurf muß die Einhüllende des Ausgangsimpulses einen
höheren Scheitelwert als die des Eingangsimpulses haben und dennoch demselben Typ
oder Form einer Verlustfunktions-Amplituden-Einhüllenden angehören, und der trägerfrequente
Impuls als solcher im wesentlichen den gleichen Energiegehalt wie der Eingangsimpuls
aufweisen.
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Bei dem Verfahren nach der Erfindung ist allgemein jede Art von Phasenverzerrung-
der Impulsträgerschwingung anwendbar. Es gibt jedoch besonders vorteilhafte Verfahren
zur Verlustfunktions-Amplitudenmodulation sowie zur Frequenzmodulationsphasenverzerrung
sowie von Netzwerken, die geeignet sind, um die grundsätzliche Form der Impulseinhüllenden
bei der Phasenkompensation mittels des Netzwerks, z. B. beim Impuls die Scheitelform,
aufrechtzuerhalten. Solche besonders vorteilhafte Ausführungen von Netzwerken, die
imstande sind, den Scheitelwert eines trägerfrequenten Impulses ohne Energieverlust
zu vergrößern, werden im nachfolgenden bevorzugt behandelt. Das schließt jedoch
nicht aus, daß z. B. auch andere Einhüllende als die Verlustfunktionseinhüllende
mit Vorteil gebraucht werden können.
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Nachfolgend sei der zweckmäßige Entwurf einer Schaltung beschrieben,
die es ermöglicht, die vorhergehend beschriebenen Resultate in bezug auf die Impulsträgerschwingung
der Gleichung (2) zu erreichen.
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Das allgemeine Kreuzglied der Abb. 12, das bei entsprechender Bemessung
der Kettenschaltung der Abb. io äquivalent ist, muß Längszweige Z, von dem durch
die Gleichung
gegebenen Wert haben, und die Diagonalzweige Z2 müssen einen Wert haben, der gegeben
ist durch die Gleichung
wobei R der (beiderseitige) Abschlußwiderstand der Schaltung, Gm der Realteil und
Um der Imaginärteil der Funktion
ist. Der Index m in den Gleichungen (4) und (5) sei gleich der Zahl n der in Abb.
io mit 41, 43 ... 45 bezeichneten Glieder von der Art des in Abb. ii gezeigten
Typs. Unter solchen Bedingungen weisen z. B. die Längsinduktivitäten L der Kreuzglieder
gemäß Abb. ii einen durch die Beziehung
gegebenen Wert auf und die Diagonalkapazitäten C sind bestimmt durch die Gleichung
Eine solche Schaltung läßt alle Frequenzen durch, wenn auch natürlich nicht mit
konstanter Phasendrehung.
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Wenn T, die Breite des trägerfrequenten Eingangsimpulses von dem durch
die Gleichung (2) beschriebenen Typ ist, dargestellt in Abb. 8, und das Produkt
T, f, aus T, und der Anfangsträgerfrequenz f, der Impulsträgerschwingung 39 in Abb.
8 zur Zeit t = o sehr viel größer als o,276 ist, und wenn man einen Ausgangsimpuls
von geringerer Breite T2 als der Breite des Eingangsimpulses erzeugen will, dann
sind n Glieder erforderlich mit Impedanzwerten, die aus den Gleichungen (4) bis
(8) zu ermitteln sind, und zwar ist n = 15 ' 2 fo P Ti T? (9) wobei P gleich oder
kleiner, aber so nahe als möglich an der Einheit ist, um iz möglichst annähernd
eine ganze Zahl zu machen, dabei wird T2 ebenso wie T, als Funktion der Ausgangsimpulsschwingung
zs2 dargestellt:
Beim Entwurf von n Gliedern entsprechend den obigen Bedingungen wird der Augenblickswert
der Ausgangsimpulsträgerschwingung u2, die die Schaltung verläßt, gefunden durch
die Gleichung
| wo T 2 |
| (T,) |
| t, t @2aL) (dB d f) |
| \\ t to |
| B = jzalnCky3fo = 9f1 |
| @v3fo -`- 9 f |
| j ist der Operator -[/- I |
| h ist eine Konstante in der Nähe von Eins, |
| e = |
| ß _ (ii at) (df )t_to `a271fo2/] |
| und |
| "(äas) (df@i-to |
| tg 2 #p |
| 2ß )ldflt-to |
Es sei darauf hingewiesen, daß die Amplitudenvariation e- E (t')2 des Ausgangsimpulses
u2, Gleichung (ii), wiederum einer Gaußschen Verteilung oder einer Verlustfunktion
gemäß der Eingangsimpulsschwingung atl entspricht, wie sie durch die Gleichung (2)
gegeben ist, wenn auch mit einer anderen Konstanten. Um sicherzugehen, daß während
der der gewünschten Impulsdauer entsprechenden Zeit eine genügende Anzahl Trägerschwingungen
erzeugt werden, damit eine Verlustfunktionssignalmodulation möglich ist, und um
dadurch sicher zu sein, daß der Ausgangsimpuls genau denselben Typ der Einhüllenden
wie der Eingangsimpuls hat, müssen auch die folgenden Bedingungen erfüllt sein:
wo j e 1 der Absolutwert der Funktion e gemäß der Gleichung (ii) ist, und > ein
Symbol ist, das bedeutet »sehr viel größer als«. Daraus folgt, daß die Ausdrücke
a und f3 in Gleichung (2) bestimmt sind durch
| a = 3 (I4) |
| Ti |
| I - T2 8 7r2 fö (I5) |
| 1V3 |
| Gleichung (I5) reduziert sich auf |
| _ 8 al f; ß v3 u (16) |
für den Spezialfall, daß die Konstante P = i ist. Als Beispiel typischer Werte für
die Netzwerkschaltelemente wird für den Fall, daß nur ein einziges Grundglied von
der Art des in Abb. ii gezeigten zur Phasenkompensation einer amplitudenmodulierten
phasenverzerrten Impulsträgerschwingung des Typs der Gleichung (2) vorgesehen ist,
und daß ferner mit der Anfangsträgerfrequenz f, zur Zeit t = o von i MHz und einem
Abschlußwiderstand R = i5o.o -gearbeitet wird, für jede der Längsinduktivitäten
L der Wert i3,78,uHy und für jede der Diagonalkapazitäten C der Wert 6I2,6 Pikofarad
(pF) angegeben wodurch ein Eingangsimpuls von hoher Breite T1 in einen Ausgangsimpuls
mit erhöhtem Scheitelwert und verkleinerter Impulsbreite T2 verwandelt wird, wie
er durch die Beziehung
gegeben ist.
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Die Abb. 5 bis 7 sind graphische Darstellungen der Netzwerkscharakteristiken
einer nach der vorhergehenden Anweisung entworfenen Schaltung. In Abb. 5 ist die
aus der Phasenfunktionscharakteristik B (Abb.6) abgeleitete Gruppenlaufzeit -
der Netzwerke gemäß den Abb. io, ii oder 12 gezeigt. Kurve 35 zeigt, wie die Gruppenlaufzeit
mit zunehmender Frequenz abnimmt.
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Wie in Abb.6 gezeigt wird, steigt andererseits die Phasenfunktion
B selbst mit wachsender Frequenz, zunächst linear, und nähert sich dann asymptotisch
dem Wert as.
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In Abb. 7 wird durch Kurve 33 das Ergebnis der Differentiation der
Gruppenlaufzeitkurve 35 in Abb. 5 dargestellt. Man beachte, daß das Maximum der
Kurve
der Kettenschaltung 15, in der graphischen Darstellung durch Kurve 33 an dem mit
f1 bezeichneten Punkt der Frequenzabszisse liegt.
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Dieser Quadratwurzel-aus-3-Ausdruck kann in einigen der obigen Gleichungen,
in denen das Produkt der Anfangsträgerfrequenz f, mit der Quadratwurzel aus 3 multipliziert
wird, beobachtet werden. Bekanntlich kann z. B. in dem Glied der Abb. ii die Frequenz
| f1 = I |
| 2 z 1/i -c |
| gesetzt werden. Die Beziehung zwischen L, C und |
| der Anfangsimpulsträgerfrequenz to werde vorzugs- |
| weise so gewählt, daß |
| I I I |
| fo = (2 9 vzC) v3 = fl y3 |
| ist. Da dann, wie in Abb. 7 gezeigt, der Differential- |
| quotient d @2 f@2 der Gruppenlaufzeit an dem Punkt |
| f1 ein Maximum ist, ist die Impulsbreite des |
| Ausgangsimpulses ein Minimum und der engst- |
| mögliche Ausgangsimpuls T2 ist erreicht. Die Struk- |
| tur der Gleichungen (7) und (8) ist einleuchtend, da |
| der Belastungswiderstand R vorzugsweise gleich |
| YAC |
| ist. |
Um sich die Vorgänge in der Kettenschaltung 15 gemäß der vorliegenden
Erfindung klarzumachen, betrachte man die Trägerfrequenz der amplitudenmodulierten
Impulsträgerschwingung, wie in Abb. 8 gezeigt, bei der die Frequenz mit der Zeit
andauernd größer wird, so daß in aufeinanderfolgenden gleichen Zeitabständen t2,
t3,
t4 usw. während der Impulsdauer die Trägerfrequenz verschiedene Werte
hat. Die Phase der Trägerschwingung, die den aufeinanderfolgenden Zeitpunkten z.
B. im Abstand einer Wellenlänge der Anfangsträgerfrequenz der Welle entspricht,
wird verzerrt, da die Phase der Welle zu diesen aufeinanderfolgenden Zeitpunkten
nicht konstant ist. Die Anfangsträgerfrequenz f, zur Zeit t = o wird das Netzwerk
innerhalb einer bestimmten Zeit durchlaufen; die nächstgrößere Trägerfrequenz f2
in einem ein wenig späteren Zeitpunkt t2, jedoch nicht mit der gleichen Durchlaufzeit
usw. Ein Netzwerk mit der in Abb. 6 gezeigten Phasenfunktion erzeugt nach und nach
größere Phasenverschiebungen für die nach und nach höheren Trägerfrequenzen f2,
f3,
f4 usw., wodurch erreicht wird, daß diese aufeinanderfolgenden Trägerfrequenzen
der impulsamplitudenmodulierten Welle aus der Schaltung nahezu zu demselben Zeitpunkt
oder innerhalb eines engeren Zeitintervalls als dem der ursprünglichen Zeitintervalle
t2,
13, t4 usw. zwischen den verschiedenen aufeinanderfolgenden Frequenzwerten
der Trägerwelle hervorgehen. Hierdurch ergibt sich als endgültiger Effekt dieser
Phasenkompensation, daß die verschiedenen Frequenzkomponenten der frequenzmodulierten
und damit phasenverzerrten amplitudenmodulierten Impulsträgerwelle zu einer sehr
viel engeren Impulsbreite der Einhüllenden zusammengedrängt werden. Bei zweckmäßigem
Entwurf der Kettenschaltung 15 wird bei der Kurvenform der Einhüllenden nach Abb.
8 die Energie beim Aus- und Eingangsimpuls im wesentlichen aufrechterhalten, der
Scheitelwert des Ausgangsimpulses wird erhöht und sehr viel größer sein als der
ursprüngliche Scheitelwert, und es läßt sich ein trägerfrequenter Ausgangsimpuls
von minimaler Impulsbreite erzielen. Scheitelwert und Impulsbreite verändern sich
also für einen einzelnen phasenverzerrten trägerfrequenten Eingangsimpuls im Einklang
mit dem Betrag der Phasenverzerrung im ursprünglichen trägerfrequenten Eingangsimpuls.
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Abb. i3 zeigt einen Vierpol, dessen Längs- und Querzweige aus je zwei
Schaltelementen bestehen. Dieser Vierpol entspricht in seiner Struktur dem Vierpol
gemäß Abb, i2, wobei in diesem Fall die Längszweige Z, jeweils aus der Parallelschaltung
47 einer Induktivität und Kapazität 47 und die Diagonalzweige Z2 jeweils aus der
Reihenschaltung einer Kapazität 49 und einer Induktivität 51 bestehen. Ein Kreuzglied
gemäß Abb. 13 ist in bekannter Weise äquivalent der Kettenschaltung zweier Kreuzglieder
gemäß Abb. ii, wenn die Parallehnduktivität in den Längszweigen des Kreuzgliedes
gemäß Abb. 13 den doppelten Wert hat wie die Induktivität L in den Längszweigen
des Kreuzgliedes gemäß Abb. ii, die nach Gleichung (7) berechnet wird, und wenn
die Parallelkapazität in den Längszweigen des Kreuzgliedes gemäß Abb. 13 halb so
groß ist wie die Kapazität C in den Diagonalzweigen des Kreuzgliedes gemäß Abb.
ii, die aus Gleichung (8) zu ermitteln ist, und wenn die Induktivität
51 im Diagonalzweig des Kreuzgliedes gemäß Abb. 13 halb so groß ist wie die
Längsinduktivität L im Kreuzglied gemäß Abb. ii und die Kapazität 49 in den Diagonalzweigen
des Kreuzgliedes gemäß Abb. 13 doppelt so groß ist wie die Kapazität C in
den Diagonalzweigen des Kreuzgliedes gemäß Abb. ii.
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In Abb. 14 ist ein zu den »in Abb. io und 12 gezeigten Vierpolen äquivalenter
Vierpol in Differentialbrückenschaltung mit den Brückenzweigimpedanzen 2 Z1 und
2 Z2, also gegenüber den Gleichungen (4) und (5) verdoppelten Impedanzwerten, dargestellt.
Eine Eingangsklemme des Eingangsklemmenpaares dieses Vierpols ist mit dem Mittelabgriff
der Primärwicklung eines mit den Brückenzweigimpedanzen 2 Z1 und 2 Z2 beschalteten
Differentialübertragers 53 verbunden, und die andere Eingangsklemme ist an die Verbindungsleitung
zwischen den beiden Brückenzweigimpedanzen 2 Z1 und 2Z2 geführt. Die zweite Wicklung
des Differentialübertragers 53 ist mit dem Ausgangsklemmenpaar des Netzwerkes verbunden.
Der Vorteil des Vierpols nach Abb. 14 ist, daß nur die Hälfte -der abzugleichenden
Schaltelemente des Vierpols nach Abb. i2 benötigt wird. Der Übertrager 53 sei als
ein idealer Übertrager gedacht. Durch eine entsprechende Übertragerbemessung kann
man näherungsweise die Eigenschaften des idealen Übertragers erreichen.
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Es sei hier bemerkt, daß zwischen die Netzwerke nach Abb. io bis 13
und den weiteren darauffolgenden Abbildungen Verstärker geschaltet sein können,
die hier der Einfachheit halber nicht eingezeichnet sind, wodurch noch höhere Impulsscheitelwerte
erzeugt werden können. Statt einer Kettenschaltung von Gliedern, z. B. von der in
Abb. ii gezeigten Form, kann ebensogut eine einzige äquivalente Schaltung von der
in Abb. 12 und 14 gezeigten verallgemeinerten Form benutzt werden, und als konkretes
Beispiel hierfür wird nochmals auf die Schaltung nach Abb. 13 verwiesen. Jedoch
nehmen beim Ersatz einer Kettenschaltung aus einfachen Kreuzgliedern etwa nach Abb.
ii durch ein einziges Kreuzglied die Zweigimpedanzen dieses Kreuzgliedes einen verwickelten
Aufbau aus vielen Schaltelementen an, was den genauen Abgleich eines solchen Kreuzgliedes
erschwert. Ein genauerer Abgleich kann daher bei Verwendung einer Anzahl gleicher
Kreuzglieder mit einfach aufgebauten Zweigimpedanzen in Kettenschaltung erzielt
werden.
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Wo es nicht zweckmäßig ist, erdsymmetrische Vierpole, wie z. B. gemäß
Abb. i2, zu verwenden, können vollkommen äquivalente erdunsymmetrische benutzt werden.
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Abb. 15 ist eine den Schaltungen nach Abb. io, 12 und 14 äquivalente
Schaltung mit Impedanzen i/2 Z1 und 1/2Z2, also aus den Gleichungen (4) und (5)
hergeleiteten, jedoch dann halbierten Werten. Das obere Ende der Impedanz 1/2 Z2
ist mit dem Mittelpunkt der Differentialwicklung eines idealen Übertragers 55 verbunden,
und das untere Ende der Impedanz 1/2Z2 ist an jene Klemmen des Eingangs-und
Ausgangsklemmenpaares
geführt, die auf einem gemeinsamen Potential liegen. Die eine Klemme des Eingangsklemmenpaares
der Schaltung liegt an dem einen Ende der Differentialwicklung des Übertragers 55.
Die eine Klemme des Ausgangsklemmenpaares ist mit dem anderen Ende der Differentialwicklung
des Übertragers 55 verbunden. Die Sekundärwicklung des Übertragers 55 ist mit der
Impedanz 1/2Z1 beschaltet.
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Die Abb. 16 und 17 zeigen Schaltungsbeispiele für Vierpole mit der
Netzwerkkonfiguration gemäß Abb.15, wobei die Zweigimpedanzen 111, Z1 und 1/2 ZZ
entweder zwei oder vier Schaltelemente enthalten. Beim Netzwerk nach Abb. 16 wird
eine Gesamtzahl von vier Schaltelementen verwendet, nämlich ein Spartransformator
(fest gekoppelte Spulen 59 bis 61) entsprechend dem idealen Übertrager 55 und ein
Kondensator 57, wobei die Induktivität dieses Spartransformators gleich der Induktivität
der als Parallelschwingkreis realisierten Zweigimpedanz 2 Z1 ist, und die Zweigimpedanz
1/2 ZZ besteht aus der Serienschaltung einer Spule 62 und eines Kondensators 63.
In Abb. 17 wird ein Vierpol mit einer Gesamtzahl von acht Schaltelementen gezeigt,
und zwar besteht die Zweigimpedanz 2 Z1 aus einem Kondensator 65, der zu der Serienschaltung
aus dem Kondensator 67 und der Spule 69 parallel geschaltet ist, und ferner ist
die hierzu parallel liegende Induktivität des Spartransformators 71 bis 73 Bestandteil
der Impedanz 2Z1, wobei die Vervierfachung der Zweigimpedanz 1/2Z1 gemäß Abb. 15
auf den Ersatz des Differentialübertragers 55 in Abb. 15 durch den Sparübertrager
mit den Teilinduktivitäten 71 und 73 zurückzuführen ist. Die Zweigimpedanz 1/2 Z2
besteht aus der Parallelschaltung der aus der Induktivität 77 und der Kapazität
81 bzw. der Induktivität 75 und der Kapazität 79
aufgebauten zwei Serienschwingkreise.
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Die Kapazität 57 der Abb. 16 hat einen Wert, der ein Viertel des Wertes
beträgt, der durch Gleichung (8) gegeben ist, und die Kapazität 63 ist zweimal so
groß wie der aus Gleichung (8) errechnete Wert, während die Induktivität des Spartransformators
(bestehend aus den festgekoppelten Spulen 59 bis 61) viermal so groß ist
und die Induktivität 62 halb so groß ist wie der durch die Gleichung (7) gegebene
Wert.
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Für die Kapazitäten 65, 67, 79 und 81 der Schaltung nach Abb. 17 ergeben
sich die Werte 0,01149/R f,; 0,04594/Rfo; o,6274/Rfo; o,1077/Rfo, was Kapazitätswerten
von 76,58; 3o6,3; 418 und 717,7 pF entspricht, wenn f, = i MHz und R = 150 ,S2 gewählt
wird. Die Induktivitäten 69, 75 und 77 sind dementsprechend gegeben durch o,1838
R/fo; 7,847 R/fo und o,oi346 R/fo, und die festgekoppelten Spulen 71 bis 73 weisen
eine ebenfalls durch o,1838 R/ f, festgelegte Induktivität j e für sich auf. Für
f o = i MHz und R = 150 SZ, z. B. ergeben sich dementsprechend für
die Induktivitäten der Spulen 69, 71 bis 73, 75 und 77 die folgenden Werte: 27,57;
27,57; 27,57; 1177 und 2,oig ,u Hy.
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In Abb. 18 wird noch ein weiterer, den Schaltungen der Abb. io, 12,
14 und 15 und deren verschiedenen Ausführungen äquivalenter Vierpol gezeigt, der
vom Eingangsklemmenpaar aus gesehen zwei in Serie liegende Impedanzen 1/2 Z1 und
1/z Z2 aufweist. Ein Ausgangsübertrager 83 ist mit seiner primären Wicklung der
Impedanz 1/2 Z1 parallel geschaltet. Das obere Ende der Sekundärwicklung dieses
Übertragers ist mit der einen Ausgangsklemme verbunden, und die andere Ausgangsklemme
ist mit jenem Anschlußpunkt der Impedanz 1/2 Z2 verbunden, der der Impedanz 1/2
Z1 abgewandt ist. Die Reaktanzen Z1 und Z2 gemäß den Gleichungen (4) und (5) können
im übrigen bei allen bis jetzt aufgeführten Schaltungen die in Abb. i9 und 2o gezeigte
verallgemeinerte Struktur haben. Jeder Reaktanzzweipol kann z. B., wie in Abb. ig
gezeigt, aus einem Reihenkondensator 85, einer Mehrzahl von parallel geschalteten
Induktivitäten und Kondensatoren 87 ... 89 und einer in Serie geschalteten
Induktivität gi zusammengestellt werden. Abb. 2o zeigt eine weitere mögliche Struktur
für die Reaktanzzweipole Z1 und Z2 und besteht aus einer Mehrzahl von parallel geschalteten
Serienschwingkreisen aus den Induktivitäten und Kondensatoren 95 bis 97, 99 bis
ioi, . . . 103 bis 105, denen die Spule 93 und der Kondensator 107 parallel geschaltet
ist. Die Erfindung ist nicht auf diese besonderen Reaktanztypen beschränkt, sondern
es kann jede bekannte Art von Impedanz verwendet werden. Die Impedanzen Z1 und Z2
können z. B. aus piezoelektrischen Kristallen bestehen, die mit oder ohne andere
Schaltelemente zur Erzeugung der gewünschten Impedanz verwendet werden. Es ist bekannt,
daß aus Schwingkristallen aufgebaute Zweipole Reaktanzzweipolen des z. B. in Abb.
ig und 2o und anderen gezeigten Typs äquivalent sind. Ähnlich wie bei ultrahohen
Frequenzen Hohlraumresonatoren, die ebenfalls solchen Reaktanzen äquivalent sind,
als Bauelemente verwendbar sind, können auch Abschnitte von Kabeln und Rohrleitungen
angewandt werden.
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In den Abb. 21 und 22 werden den Netzwerken nach den Abb. 10, 12,
14, 15 und 18 äquivalente Darlington-Schaltungen gezeigt. In Abb. 21 ist ein Generator
iog mit dem Innenwiderstand R an die Eingangsseite eines Darlington-Netzwerkes angeschaltet,
das aus zwei Längsreaktanzen Z1 gemäß Gleichung (4) und zwei Diagonalzweigen, letztere
gebildet aus den Widerständen R, besteht, die gleich sind dem Innenwiderstand R
des Generators und dem (angepaßten) Ausgangs- oder Abschlußwiderstand R des Netzwerkes.
Dieses Netzwerk hat eine zusätzliche Dämpfungskonstante von 6,02 Dezibel,
die keinerlei Einfiuß auf den Phasengang B des Netzwerkes hat. Abb.22 stellt eine
verallgemeinerte Form eines Darlington-Netzwerkes dar, bei der der Eingangswiderstand
R1 und der Ausgangswiderstand R2 verschiedene Werte haben und die Diagonalzweige
der
Schaltung die durch das geometrische Mittel y R, R2 des Eingangs- und
Ausgangswiderstandes bestimmten Widerstände R haben. Die zusätzliche Dämpfung dieses
Schaltungstyps ist gegeben durch:
Die Abb. 23 bis 26 bringen Beispiele für Zweigreaktanzen, die in den Darlington-Schaltungen
Abb. 21
und 22 und ebenso in den Kreuzgliedschaltungen gemäß den
anderen Abbildungen benutzt werden können. Der Vorteil des Gebrauchs von Impedanzen
für die Zweige Z1 und Z2, die aus der Parallelschaltung von Spulen und Kondensatoren
bestehen, wie dies beim Parallelschwingkreis iii in Abb. 23, bei den Parallelkreisen
113 und 115 in Abb. 24 sowie bei den Parallelschwingkreisen 117, iig und 121 in
Abb. 25 und bei den Parallelschwingkreisen 123, 125, 127 und 129 in Abb. 26 der
Fall ist, besteht darin, daß man bei Parallelschwingkreisen die Wicklungskapazität
der Spulen berücksichtigen kann.
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Wenn z. B. der Parallelschwingkreis iii gemäß Abb. 23 als Impedanz
Zl benutzt wird, so hat die Induktivität den doppelten Wert des durch die Gleichung
(7) gegebenen Wertes, und die Kapazität ist halb so groß wie die durch die Gleichung
(8) bestimmte Kapazität. Für eine Anfangsträgerfrequenz fo von i MHz und einen Widerstand
R von 150 S2 ist demnach die Induktivität 27,56,uHy und für die Kapazität
ergibt sich ein Wert von 3o6,3 PF- Für eine Impedanz Z1 des in Abb. 24 gezeigten
Typs sind Induktivität und Kapazität des Parallelschwingkreises 113 durch die Werte
0,05383 R/fo und o,o2691/R f, gegeben, und die Induktivität und Kapazität
des - ParalleIschivingkreises 115 sind in diesem Beispiel mit 0,3137 R/ f, und -
0,1569/R fo festgelegt. Im Falle von f, = i MHz und R = i50 S2 haben Induktivität
und Kapazität des Parallelschwingkreises =13 dementsprechend die Werte von 8,o74,uHy
und :179,4 PF, und für die Induktivität und Kapazität des Parallelschwingkreises
115 ergeben sich 47,o6,uHy und 1o46 pF. Wenn die Serienschaltung aus drei Parallelschwingkreisen
gemäß Abb. 25 als Impedanz Z1 verwendet wird, erhält man für die Induktivitäten
der Parallelschwingkreise 117, iig und 12i zahlenmäßig o,03283 R/fo; 0,o6126 R/fo
und o,4572 R/fo, was bei einer Trägerfrequenz von i MHz und einem Abschlußwiderstand
R von 150 SZ zu den Werten 4,924 9.189 und 68,58,uHy führt. Die Kapazitäten
der Parallelschwingkreise 117, iig und 121 errechnen sich aus o,oi847/R f,; 0,1378/R
f, und o,2572/Rfo und haben dementsprechend die Werte von 123,1; 9i8,8 und 1715
pF für f, = i MHz und R = 150,Q. Wenn die Zweipolschaltung gemäß Abb. 26 als Impedanz
Z1 verwendet wird, sind die normierten Induktivitätswerte der ParalleIschwingkreise
123,125, i27 und 12.9 durch 0,03323 R/ fo; 0,07443 R/fo; 0,02388 R/fo und
o,6036 R/fo festgelegt, woraus sich Induktivitätswerte 4,984; 11,16; 3,582 und 90,54yHy
bei den oben zugrunde gelegten Werten für fo und R ergeben. Die Kapazitätswerte
für die Parallelschwingkreise 123, 125, 127 und 17,9 sind dementsprechend gegeben
durch 0,1134/R fo; 0,2541/R f,; 0,01399/Rf" was den Werten 756,3; 1694;
93,26
und 2357 pF für f, = i MHz und R = 150 SZ entspricht.
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Die Schaltung nach Abb.27 ist der Darlington-Schaltung von Abb. 21
äquivalent unter Verwendung eines idealen Übertragers 131, wobei zwischen den Mittelpunkt
der Primärwicklung des Übertragers 131 und den auf gemeinsamem Potential liegenden
Eingangs- und Ausgangsklemmen der Schaltung ein Widerstand
geschaltet ist und die Sekundärwicklung des idealen Übertragers 131 mit einer Impedanz
1/2 Z1, Gleichung (4), beschaltet ist.
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Die Abb. 28 und 29 zeigen typische Schaltungsbeispiele der in Abb.
27 gezeigten Schaltungskonfiguration unter Verwendung von Spartransformatoren (festgekoppelten
Spulen 137 und 147) an Stelle des idealen Übertragers 131. Der Kondensator 135 und
die Induktivität der Spule 137 mit Mittelanzapfung gemäß Abb. 28 treten
unter Vervierfachung ihres Reaktanzwertes an die Stelle der Impedanz '-/,Z,
der Abb. 27, und der -Kondensator 139, dem die mittelangezapfte Spule 147 sowie
die Serienschaltung aus dem Kondensator 141 und der Spule 145 parallel geschaltet
ist, bilden in der Schaltung gemäß Abb.2g die Zweigimpedanz 2 Z, Die Kapazität 135
in Abb. 28 hat die Hälfte des durch die Gleichung (8) bestimmten Wertes, und der
Gesamtinduktivitätswert der mittelangezapften Spule 137 ist doppelt so groß als
der durch die Gleichung (7) gegebene Wert. Es ergeben sich auf diese Weise für die
Kapazitäten zag und 141 und die Induktivitäten 145 und 147 der Abb. 29 dieselben
Werte wie für die Kapazitäten 65 und 67 und die Induktivitäten 69 und 71
bis 73 der Abb. 17.
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Die Abb. 30 und 31 zeigen die Ersatzschaltungen für verlustbehaftete
Induktivitäten L und verlustbehaftete Kondensatoren C vom im Fall Abb. ii gezeigten
Typ. In der Ersatzschaltung nach Abb. 30 ist der Serienverlustwiderstand Rz und
der Parallelverlustwiderstand R, der Induktivität L gezeigt, und die Schaltung
Abb. 31 berücksichtigt den Parallelleitwert G, des Kondensators C und dessen Serienleitwert
G o.
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Es kann unter Umständen wünschenswert sein, eine bestimmte Dämpfungsgröße
A in Rechnung zu setzen. Wenn statt der Induktivität L und der Kapazität C der Abb.
ir die äquivalenten Schaltungen der Abb. 30 und 31 berücksichtigt werden,
ist die Dämpfung A darstellbar durch die Gleichung
worin n die Zahl der Netzwerksabschnitte und R der Abschlußwiderstand des Netzwerkes
sind. Eine solche zusätzliche Dämpfung kann ohne Verringerung oder Veränderung des
Phasenganges B des Netzwerkes betrachtet werden.
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Für den in Abb. ii gezeigten Spezialfall, nämlich bei Zweigimpedanzen
Z1 und ZZ, die aus einem einzigen Schaltelement bestehen, daß das in Abb. 3o bzw.
31 gezeigte Ersatzschaltbild aufweist, bringt die Einführung der additiven Dämpfung
A neue Werte für die Impedanzen Z1 und Z2 mit sich, und zwar gemäß den Beziehungen:
12. Verfahren nach Anspruch i und -2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Phasenverzerrung und Phasenentzerrung zum Zwecke der Angleichung der -Impulsbreite
und des Impulsscheitelwerts an die Eigenschaften der Übertragungswege, z. B. Funk,
Kabel, Freileitung usw., mehrere Male im Zuge der Übertragung wiederholt wird.
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13. Einrichtung zur Ausübung des Verfahrens zur Nachrichtenübermittlung
nach Anspruch i, gekennzeichnet durch ein Vierpolnetzwerk, mit dem die PhasenverzerrungIder
amplitudenmodulierten, phasenverzerrten Impulsträgerschwingung kompensiert wird.
_ 1q.. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Durchgang der
Impulsträgerschwingung durch das die Phasenverzerrung kompensierende Netzwerk ohne
Leistungsverlust erfolgt.
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15. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das
die Phasenverzerrung kompensierende Netzwerk piezoelektrische Kristalle als Schaltelemente
enthält.
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16. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das
die Phasenverzerrung kompensierende Netzwerk Hohlraumresonatoren als Schaltelemente
enthält.
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17. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das
die Phasenverzerrung kompensierende Netzwerk eine künstliche Leitung enthält.
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18. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig
eine amplituden-und frequenzmodulierte Impulsträgerschwingung mit bestimmter Impulsbreite
und Scheitelwert erzeugt wird und empfangsseitig ein Netzwerk vorgesehen ist, das
die Phasenverzerrung der Impulsträgerschwingung kompensiert.
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ig. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die
Augenblickswerte der dem Netzwerk zugeführten amplitudenmodulierten und frequenzmodulierten
Impulsträgerschwingung sich in Abhängigkeit von der Zeit nach der Funktion asl
- e-I=' cos (2 7f0 t + ß t2 -j-- 0)
ändern und
für die Augenblickswerte der das Netzwerk verlassenden Impulsträgerschwingung die
Beziehung
gilt und das Netzwerk aus n Grundgliedern aufgebaut ist, die als symmetrische Kreuzglieder
realisierbar sind, deren Längs- und Diagonalzweige aus den Gleichungen
zu ermitteln sind und für die Gliederzahl n die Beziehung gilt: 7t. = 15-2-fo'$'T,'T2
wobei R der Abschlußwiderstand des Netzwerkes, r "L der Realteil und U", der Imaginärteil
der Funktion
2o. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Netzwerk die
Beziehungen
21. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Netzwerk die
Beziehungen
erfüllt sind.
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22. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei
dem Netzwerk folgende Beziehungen bestehen:
23. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk aus Kreuzgliedern
mit den Zweigreaktanzen bzw. -widerständen
Für die Ersatzschaltungen gemäß den Abb.3o und 31 reduzieren sich
diese Gleichungen auf:
Es werde beispielsweise eine zusätzliche DämpfungA von o,o2 Neper zusammen mit den
oben für f, und R zugrunde gelegten Werten angenommen; für die Bestandteile der
Ersatzschaltungen nach Abb.3o und 31 werden dann als Werte erhalten:
| L = i7,78@cHy |
| Ry = 1,5 92 |
| R, = 15000,Q |
| C = 613 pF |
| Ge = lJisooo mS |
GO - - '/1,5
MS
Es versteht sich von selbst; daß diese Anweisung auch zum
Entwurf eines zum Verbreitern eines Impulses dienenden Netzwerkes, wie z. B. das
zum Netzwerk 15 spiegelbildliche Netzwerk 23 in Abb. 3, gültig ist.