DE69937203T2 - Stromwandlervorrichtung - Google Patents

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DE69937203T2
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Ken Takanashi
Shinji Chiyoda-ku HATAE
Kazuaki Fukuryo Nishi-ku Fukuoka-shi HIYAMA
Khalid Hassan Fukuryo Nishi-ku Fukuoka-shi HUSSEIN
Fumitaka Chiyoda-ku TAMETANI
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Mitsubishi Electric Corp
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Mitsubishi Electric Corp
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Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungswandler, bei dem eine Vielzahl von Halbleiterelementreihen, von denen jede eine Vielzahl von in Reihe miteinander verbundenen Halbleiterelementen aufweist, parallel miteinander verbunden sind und mindestens eines der Halbleiterelemente in jeder Halbleiterelementreihe ein schaltendes Halbleiterelement ist; insbesondere betrifft die Erfindung eine Verbesserung des schaltenden Halbleiterelements.
  • Einschlägiger Stand der Technik
  • In den letzten Jahren werden Halbleiter-Leistungsmodule, bei denen jeweils eine Hauptschaltung mit schaltenden Halbleiterelementen sowie eine Treibersteuerschaltung zum Steuern des Betriebs der schaltenden Halbleiterelemente der Hauptschaltung in einem Baustein als Leistungswandler untergebracht sind, als Treibereinheit zum Steuern des Betriebs eines Induktionsmotors, eines bürstenlosen Gleichstrommotors, eines geschalteten Reluktanz-Motors (SR-Motor), usw. häufig verwendet.
  • 11 zeigt ein Blockschaltbild eines Inverters zum Betreiben eines Induktionsmotors, bei dem es sich um eine Dreiphasen-Wechselstromlast handelt, als herkömmlichen Leistungswandler. In 11 bezeichnen die Bezugszeichen 1U, 1V und 1W einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate (der im folgenden als "IGBT" bezeichnet wird), der als schaltendes Halbleiterelement auf der hohen Potentialseite in einer Halbleiterelementreihe wirkt, die durch ein Paar von miteinander in Reihe verbundenen schaltenden Halbleiterelementen gebildet ist, während die Bezugszeichen 2U, 2V und 2W jeweils einen IGBT bezeichnen, der als schaltendes Halbleiterelement auf der niedrigen Potentialseite wirkt und mit dem jeweiligen IGBT 1U, 1V bzw. 1W in Reihe verbunden ist. Die Bezugszeichen 3U, 3V und 3W bezeichnen Freilaufdioden, die mit den jeweiligen IGBTs 1U, 1V bzw. 1W parallel verbunden sind, während die Bezugszeichen 4U, 4V und 4W Freilaufdioden bezeichnen, die mit den jeweiligen IGBTs 2U, 2V bzw. 2W parallel verbunden sind.
  • Die IGBTs 1U und 2U und die Freilaufdioden 3U und 4U bilden eine U-Phasen-Halbleiterelementreihe, und die IGBTs 1V und 2V und die Freilaufdioden 3V und 4V bilden eine V-Phasen-Halbleiterelementreihe. Die IGBTs 1W und 2W und die Freilaufdioden 3W und 4W bilden eine W-Phasen-Halbleiterelementreihe. Durch Verbinden von gegenüberliegenden Endbereichen dieser Halbleiterelementreihen miteinander wird jeweils eine Inverter-Brücke gebildet, bei der die U-Phasen-, die V-Phasen- und die W-Phasen-Halbleiterelementreihen parallel miteinander verbunden sind.
  • Ferner ist eine Hauptschaltung 5 gebildet, bei der in den parallel miteinander verbundenen U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Halbleiterelementreihen ein Anschluß der Kollektoren C der IGBTs 1U, 1V und 1W als Eingangsanschluß P mit hohem Potential verwendet wird und ein Anschluß der Emitter E der IGBTs 2U, 2V und 2W als Eingangsanschluß N mit niedrigem Potential verwendet wird, so daß ein serieller Anschluß der IGBTs 1U und 2U, ein serieller Anschluß der IGBTs 1V und 2V und ein serieller Anschluß der IGBTs 1W und 2W als jeweilige Ausgangsanschlüsse U, V und W verwendet werden.
  • Eine Gleichstrom-Hauptstromquelle 6 ist mit einem Glättungskondensator 7 derart parallel verbunden, daß ein positiver Pol und ein negativer Pol der Gleichstrom-Hautstromquelle 6 mit dem Eingangsanschluß P bzw. dem Eingangsanschluß N verbunden sind. Ein Dreiphasen-Induktionsmotor 8, der als Last der Hauptschaltung 6 wirkt, ist mit den Ausgangsanschlüssen U, V und W verbunden. Die Bezugszeichen Lu, Lv und Lw bezeichnen jeweils eine parasitäre Induktanz in einer Leitung, die einen Emitter E von jedem der IGBTs 2U, 2V und 2W sowie den Eingangsanschluß N miteinander verbindet.
  • Eine Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 führt Eingangsschaltungsbereichen von Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W, die für die jeweiligen IGBTs 2U, 2V und 2W vorgesehen sind, elektrischen Strom zu. Ein Verstärker 11 bildet den Eingangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U, um dadurch ein von einem Eingangsanschluß INu eingegebenes Steuersignal zu verstärken und abzugeben. Ein Photokoppler 12 ist durch eine lichtemittierende Diode LED und einen Phototransistor PT gebildet. Ein von dem Verstärker 11 abgegebenes Eingangssignal wird über einen Schutzwiderstand 13 in die lichtemittierende Diode LED eingegeben und über deren Isolierung als Isoliersignal von dem Phototransistor PT abgegeben.
  • Genauer gesagt, es verwendet der Photokoppler 12 einen Kollektor C des Phototransistors PT, der mit einem Lastwiderstand 14 verbunden ist, als Ausgangsanschluß für das Isoliersignal.
  • Eine Treiberschaltung 15 bildet einen Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U, und die Treiberschaltung 15 empfängt und verstärkt das von dem Photokoppler 12 abgegebene Isoliersignal, um dadurch ein Treiberspannungssignal über einen Gatewiderstand 16 an ein Gate G des IGBT 2U abzugeben. Eine Gleichstrom-Treiberstromquelle 17U zum Zuführen von elektrischem Strom zu dem Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U führt nicht nur dem Phototransistor PT über den Lastwiderstand 14 elektrischen Strom zu, sondern auch der Treiberschaltung 15.
  • Wie vorstehend beschrieben, ist die Treibersteuerschaltung 10U zum Steuern des Betriebs des IGBT 2U in Abhängigkeit von dem Eingang des Steuersignals von dem Eingangsanschluß INu gebildet durch den Verstärker 11, den Photokoppler 12, den Schutzwiderstand 13, den Lastwiderstand 14, die Treiberschaltung 15 sowie den Lastwiderstand 16. Die Treibersteuerschaltung 10V zum Steuern des Betriebs IGBT 2V in Abhängigkeit von dem Eingang eines Steuersignals von einem Eingangsanschluß INv sowie die Treibersteuerschaltung 10W zum Steuern des Betriebs des IGBT 2W in Abhängigkeit von dem Eingang eines Steuersignals von einem Eingangsanschluß INw weisen jeweils eine ähnliche Anordnung auf.
  • Die einzelne Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 ist als gemeinsame Treiberstromquelle der Eingangsschaltungsbereiche der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W vorgesehen. Jedoch sind die Gleichstrom-Treiberstromquellen 17U, 17V und 17W jeweils in die Ausgangsschaltungsbereiche der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W als deren Treiberstromquellen eingefügt.
  • Als nächstes wird die Arbeitsweise des in 11 gezeigten herkömmlichen Inverters beschrieben. Zunächst ist eine Impulsbreitenmodulations-(PWM)-Steuerschaltung (nicht gezeigt) zum Abgeben von PWM-Signalen zum Ausführen einer variablen Geschwindigkeitssteuerung des als Last wirkenden Dreiphasen-Induktionsmotors 8 vorgesehen, und die PWM-Signale, d. h. die Steuersignale der PWM-Steuerschaltung, werden jeweils an den Eingangsanschlüssen INu, INv und INw der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W eingegeben.
  • Das in die Treibersteuerschaltung 10U eingegebene Steuersignal wird durch den Verstärker 11 verstärkt und wird über den Schutzwiderstand 13 in die lichtemittierende Diode LED des Photokopplers 12 eingegeben, um durch dessen Isolierung als Isoliersignal von dem Phototransistor PT abgegeben zu werden. Das Isoliersignal, das von dem mit dem Lastwiderstand 14 verbundenen Kollektor C des Phototransistors PT abgegeben wird, wird durch die Treiberschaltung 15 verstärkt und wird als Treiberspannungssignal an dem Gate G des IGBT 2U auf der niedrigen Potentialseite eingegeben, um dadurch einen Einschalt-/Ausschalt-Betrieb des IGBT 2U auszuführen.
  • Die Treibersteuerschaltungen 10V und 10W werden ebenfalls in ähnlicher Weise betrieben, um einen Einschalt-/Ausschalt-Betrieb der IGBTs 2V bzw. 2W auszuführen. Gleichermaßen werden auch die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite jeweils durch entsprechende Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) einer Einschalt/Ausschalt-Steuerung unterzogen, so daß eine variable Geschwindigkeitssteuerung des Dreiphasen-Induktionsmotors 8 durch PWM-Steuerung durchgeführt wird.
  • Der in 11 dargestellte herkömmliche Inverter ist derart ausgebildet und wird derart betrieben, wie dies vorstehend beschrieben worden ist. Negative Pole der Ausgangsschaltungsbereiche der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W sollten im wesentlichen ein identisches Potential aufweisen und können durch eine einzige Stromquelle betrieben werden. Jedoch können Schwankungen der Referenzpotentiale der IGBTs 2U, 2V und 2W durch Erzeugung einer induzierten Spannung, wie z. B. einer Stoßspannung, beim Öffnen oder Schließen der IGBTs 2U, 2V und 2W aufgrund der parasitären Induktivitäten Lu, Lv und Lw auf den Leitungen hervorgerufen werden, die die Emitter E der IGBTs 2U, 2V bzw. 2W und den Eingangsanschluß N miteinander verbinden, so daß eine Fehlfunktion oder ein Durchbruch der Schaltung resultiert.
  • Zum Verhindern der vorstehend beschriebenen Fehlfunktion der Schaltung ist es notwendig, Pegelverschiebungsschaltungen vorzusehen, bei denen die Pegel von Referenzpotentialen der Treiberspannungssignale von Referenzpotentialen der PWM-Steuerschaltung derart verschoben werden können, daß diese den Referenzpotentialen der IGBTs 2U, 2V bzw. 2W nachfolgen und die von der PWM-Steuerschaltung abgegebenen Steuersignale (PWM-Signale) in Treiberspannungssignale im Floating-Zustand umgewandelt werden, um dann an den Gates G der IGBTs 2U, 2V und 2W eingegeben zu werden.
  • Bei dem vorstehend beschriebenen Stand der Technik ist der Photokoppler 12 als Pegelverschiebungsschaltung in jede der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W eingefügt, und die Gleichstrom-Treiberstromquellen 17U, 17V und 17W sind in unabhängiger Weise für die jeweiligen Phasen an den Ausgangsschaltungsbereichen der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W vorgesehen.
  • Der durch die lichtemittierende Diode LED und den Phototransistor PT gebildete Photokoppler 12 ist zwischen seinem Eingang und seinem Ausgang vollständig isoliert und erfüllt die Funktion als Pegelverschiebungsschaltung in sehr guter Weise. Der Photokoppler 12 hat jedoch solche Nachteile, daß seine Betriebslebensdauer begrenzt ist und er nicht nur im Volumen größer ist, sondern auch teurer ist als andere Halbleiterelemente. Da jedoch die Gleichstrom-Treiberstromquellen 17U, 17V und 17W für die jeweiligen Phasen unabhängig vorgesehen sein müssen, ergeben sich Probleme dahingehend, daß die Vorrichtung teuer wird und es schwierig ist, die Vorrichtung kompakt auszubilden.
  • Ferner ist eine Anordnung bekannt, die mit einer Schutzschaltung (nicht gezeigt) versehen ist, die eine Funktion zum Erfassen einer Anomalie der Stromquellenspannung usw. aufweist, die von außen zugeführt wird, um dadurch einen Durchbruch der jeweiligen IGBTs der genannten Schaltung zu verhindern. Es gibt jedoch keine Anordnung, die eine Schutzfunktion gegen Beeinträchtigung der IGBTs durch Selbstdiagnose aufweist.
  • Zum Verhindern eines Durchbruchs der jeweiligen IGBTs der genannten Schaltung aufgrund einer Stoßspannung zwischen dem Gate G und dem Emitter E jedes IGBT, ist eine Selbstschutzschaltung (nicht gezeigt) herkömmlicherweise derart vorgesehen, daß ein Paar Zenerdioden, die umgekehrt miteinander in Reihe verbunden sind, zwischen das Gate G und den Emitter E eingefügt sind. Es wird nämlich eine zwischen einem Kollektor C und dem Emitter E erzeugte Stoßspannung durch die parasitären Kapazitäten zwischen dem Kollektor C und dem Gate G sowie zwischen dem Gate G und dem Emitter E geteilt und auf diese Weise zwischen dem Gate G und dem Emitter E angelegt.
  • Wenn diese angelegte Spannung eine Standhaltespannung des Gates G übersteigt, kommt es zum Durchbruch des betreffenden IGBT. Zum Schützen des IGBT vor der Stoßspannung ist somit ein Paar Zenerdioden, die umgekehrt miteinander in Reihe verbunden sind, zwischen das Gate G und den Emitter E eingefügt, um dadurch die zwischen dem Gate G und dem Emitter E erzeugte Spannung auf nicht mehr als eine Durchbruchspannung der Zenerdioden zu begrenzen. Da jedoch ein dynamischer Widerstand der Zenerdioden groß ist, wird die Zenerspannung übergangsweise größer als ihr Sollwert zum Zeitpunkt der Erzeugung der Stoßspannung, so daß es bisher unmöglich war, Überspannung aufgrund der zwischen dem Gate G und dem Emitter E erzeugten Stoßspannung in ausreichender Weise zu beschränken.
  • Zum Erzielen eines Signals, das von einer Ausgangsleitung isoliert ist, wird im allgemeinen ein Stromerfassungselement (nicht gezeigt) vom berührungslosen Typ, wie z. B. ein Hallelement, ein Stromwandler oder dergleichen, bei einer herkömmlichen Stromerfassungsvorrichtung (nicht gezeigt) verwendet, die in das schaltende Halbleiterelement integriert ist. Wenn jedoch das vorstehend genannte Stromerfassungselement vom berührungslosen Typ verwendet wird, ergeben sich Nachteile dahingehend, daß es schwierig ist, das Stromerfassungselement körperlich kompakt auszubilden und seine Erfassungsgenauigkeit aufgrund des berührungslosen Typs gering ist. Ein Beispiel des Standes der Technik ist in der JP-A-11-027931 offenbart.
  • In Anbetracht der vorstehend geschilderten Umstände beim Stand der Technik besteht ein Ziel der vorliegenden Erfindung in der Schaffung eines äußerst zuverlässigen Leistungswandlers, bei dem eine Hauptschaltung bildende schaltende Halbleiterelemente sowie die Treiberschaltungen von diesen frei von Funktionsstörungen und Durchbruch sind.
  • Offenbarung der Erfindung
  • Gemäß einem ersten Aspekt ist die Erfindung gerichtet auf einen Leistungswandler, der folgendes aufweist:
    eine Hauptschaltung, die eine Vielzahl von Halbleiterelementreihen beinhaltet, die jeweils eine Vielzahl von in Reihe miteinander verbundenen Halbleiterelementen aufweisen, und bei der eine Gleichstrom-Hauptstromquelle zwischen Anschlüsse der Halbleiterelementreihen geschaltet ist und eine Last mit einem seriellen Anschluß der Halbleiterelemente in jeder der Halbleiterelementreihen verbunden ist;
    wobei die Halbleiterelementreihen an gegenüberliegenden Enden von jeder der Halbleiterelementreihen parallel miteinander verbunden sind und mindestens eines der Halbleiterelemente in jeder der Halbleiterelementreihen ein schaltendes Halbleiterelement ist;
    eine Pegelverschiebungsschaltung, die dem schaltenden Halbleiterelement entsprechend vorgesehen ist und die auf ihrer Eingangsseite ein Steuersignal empfängt und auf ihrer Ausgangsseite einen Pegel eines Referenzpotentials relativ zu einem eingangsseitigen Referenzpotential verschiebt, um Schwankungen eines Referenzpotentials des schaltenden Halbleiterelements nachzufolgen;
    eine Treiberschaltung, die ein Signal von der Pegelverschiebungsschaltung empfängt, um ein Treibersignal an das schaltende Halbleiterelement abzugeben;
    eine Gleichstrom-Steuerstromquelle zum Zuführen von elektrischem Strom zu der Eingangsseite der Pegelverschiebungsschaltung;
    wobei von der Gleichstrom-Steuerstromquelle zugeführter elektrischer Strom in Abhängigkeit von dem Eingang des Steuersignals in einen Wechselstrom oder einen Einschalt-/Ausschalt-Strom umgewandelt wird, der der Last zuzuführen ist;
    wobei die Pegelverschiebungsschaltung einen Transistor, der nicht nur einen mit einem negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle verbundenen negativen Pol aufweist, sondern auch das Referenzpotential auf der Eingangsseite der Pegelverschiebungsschaltung aufweist, ein Gate zum Empfangen des Steuersignals sowie einen positiven Pol zum Abgeben des Steuersignals an die Treiberschaltung aufweist, und zwar unter Verschiebung eines Pegels eines Referenzpotentials des an dem Gate eingegebenen Steuersignals; wobei ein Punkt der Hauptschaltung mit einem negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle verbunden ist;
    sowie eines der folgenden Elemente aufweist:
    • (1) zumindest ein Element aus einem Induktor und einem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist;
    • (2) einen Kondensator, der zwischen den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle und einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschaltet ist;
    • (3) zumindest ein Element aus einem Widerstand und einem Induktor, der zwischen einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung und einen negativen Hauptpol des der Pegelverschiebungsschaltung entsprechenden, schaltenden Halbleiterelements geschaltet ist;
    • (4) zumindest ein Element aus einem Induktor und einem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist, sowie einem Kondensator, der zwischen den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle und einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschaltet ist;
    • (5) zumindest ein Element aus einem Induktor und einem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist, sowie zumindest ein Element aus einem weiteren Widerstand und einem weiteren Induktor, der zwischen einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung und einen negativen Hauptpol des der Pegelverschiebungsschaltung entsprechenden, schaltenden Halbleiterelements geschaltet ist;
    • (6) einen Kondensator, der zwischen den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle und einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschaltet ist, sowie zumindest ein Element aus einem Widerstand und einem Induktor, der zwischen einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung und einen negativen Hauptpol des der Pegelverschiebungsschaltung entsprechenden, schaltenden Halbleiterelements geschaltet ist; und
    • (7) zumindest ein Element aus einem Induktor und einem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist, einem Kondensator, der zwischen den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle und einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschaltet ist, sowie zumindest ein Element aus einem weiteren Widerstand und einem weiteren Induktor, der zwischen einen Referenzpotentialpunkt auf der Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung und einen negativen Hauptpol des der Pegelverschiebungsschaltung entsprechenden, schaltenden Halbleiterelements geschaltet ist.
  • Da der Transistor bei der Pegelverschiebungsschaltung in der vorstehend beschriebenen Weise verwendet wird, lassen sich im Vergleich zu einer herkömmlichen Pegelverschiebungsschaltung, die einen Photokoppler verwendet, eine längere Betriebslebensdauer, eine kompaktere Ausbildung sowie ein niedrigerer Stromverbrauch erzielen.
  • Da ferner eine Stoßspannung, die durch eine parasitäre Induktivität einer Leitung der Hauptschaltung verursacht wird, und zwar insbesondere eine Minus-Stoßspannung, die durch Potentialumkehr zu einem höheren Potential an dem negativen Pol führt, durch Einfügen des Induktors, des Widerstands oder des Kondensators in die Pegelverschiebungsschaltung und die Treiberschaltung aufgehoben oder begrenzt wird, können ein Durchbruch des Transistors und eine Fehlfunktion des schaltenden Halbleiterelements verhindert werden.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt ist die Erfindung auf einen Leistungswandler gerichtet, der folgendes aufweist:
    eine Hauptschaltung, die eine Vielzahl von Halbleiterelementreihen beinhaltet, die jeweils eine Vielzahl von in Reihe miteinander verbundenen Halbleiterelementen aufweisen, und bei der eine Gleichstrom-Hauptstromquelle zwischen Anschlüsse der Halbleiterelementreihen geschaltet ist und eine Last mit einem seriellen Anschluß der Halbleiterelemente in jeder der Halbleiterelementreihen verbunden ist;
    wobei die Halbleiterelementreihen an gegenüberliegenden Enden von jeder der Halbleiterelementreihen parallel miteinander verbunden sind und mindestens eines der Halbleiterelemente in jeder der Halbleiterelementreihen ein schaltendes Halbleiterelement ist;
    eine Pegelverschiebungsschaltung, die dem schaltenden Halbleiterelement entsprechend vorgesehen ist und die auf ihrer Eingangsseite ein Steuersignal empfängt und auf ihrer Ausgangsseite einen Pegel eines Referenzpotentials relativ zu einem eingangsseitigen Referenzpotential verschiebt, um Schwankungen eines Referenzpotentials des schaltenden Halbleiterelements nachzufolgen;
    eine Treiberschaltung, die ein Signal von der Pegelverschiebungsschaltung empfängt, um ein Treibersignal an das schaltende Halbleiterelement abzugeben;
    eine Gleichstrom-Steuerstromquelle zum Zuführen von elektrischem Strom zu der Eingangsseite der Pegelverschiebungsschaltung;
    wobei von der Gleichstrom-Hauptstromquelle zugeführter elektrischer Strom in Abhängigkeit von dem Eingang des Steuersignals in einen Wechselstrom oder einen Einschalt-/Ausschalt-Strom umgewandelt wird, der der Last zuzuführen ist;
    einen Kondensator, der zwischen einen positiven und einen negativen Zuführungspunkt, die der Treiberschaltung gemein sind, und die Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschaltet ist, die einem auf der niedrigen Seite befindlichen schaltenden Halbleiterelement jeder der Halbleiterelementreihe entspricht;
    eine Diode, die zwischen einen positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle und den positiven Zuführungspunkt geschaltet ist, so daß eine Kathode der Diode mit dem Kondensator verbunden ist;
    wobei ein Punkt der Hauptschaltung mit einem negativen Pol der Gleichstrom-Hauptstromquelle verbunden ist; sowie mindestens ein Element aus einem Induktor und einem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und einen negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist.
  • Da eine durch die Diode und den Kondensator gebildete Ladeschaltung als Treibersteuerstromquelle für den Ausgangsschaltungsbereich verwendet wird, der relativ zu dem Eingangsschaltungsbereich in der Pegelverschiebungsschaltung und der Treiberschaltung in einen Floating-Zustand gebracht ist, und da elektrischer Strom in der vorstehend beschriebenen Weise von der Gleichstrom-Steuerstromquelle zugeführt wird, sind das Auftreten von Stoßspannungseffekten, die in einer Hauptstromquellenleitung erzeugt werden, auch bei der einzelnen Stromquelle in der gleichen Weise wie in dem Fall, in dem eine isolierte Gleichstrom-Treiberstromquelle für jede Phase vorhanden ist, weniger wahrscheinlich, so daß sich ein verbesserter Geräuschspielraum und eine kompaktere Ausbildung ergeben.
  • Der dritte Aspekt der Erfindung ist auf einen Leistungswandler gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung gerichtet und weist ferner folgendes auf:
    einen weiteren Kondensator, der zwischen einen positiven und einen negativen Zuführungspunkt, die der Treiberschaltung gemeinsam vorgesehen sind, und die Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschaltet ist;
    eine Diode, die zwischen einen positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle und den positiven Zuführungspunkt geschaltet ist, so daß eine Kathode der Diode mit dem Kondensator verbunden ist;
    wobei ein Punkt der Hauptschaltung mit einem negativen Pol der Gleichstrom-Hauptstromquelle verbunden ist; und
    mindestens ein Element aus einem Induktor und einem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist.
  • Da der Transistor mit isoliertem Gate bei der Pegelverschiebungsschaltung verwendet wird, wie dies vorstehend beschrieben worden ist, lassen sich eine längere Betriebslebensdauer, eine kompaktere Ausbildung und ein geringerer Stromverbrauch im Vergleich zu einer herkömmlichen Pegelverschiebungsschaltung erzielen, die einen Photokoppler verwendet.
  • Da ferner eine Stoßspannung, die durch parasitäre Induktivität einer Leitung der Hauptschaltung verursacht wird, insbesondere eine Minus-Stoßspannung, durch Einfügen des Induktors, des Widerstands oder des Kondensators in die Pegelverschiebungsschaltung und die Treiberschaltung aufgehoben oder beschränkt wird, lassen sich ein Durchbruch des Transistors und eine Fehlfunktion des schaltenden Halbleiterelements verhindern.
  • Da ferner eine durch die Diode und den Kondensator gebildete Ladeschaltung als Treibersteuerstromquelle für den Ausgangsschaltungsbereich verwendet wird, der relativ zu dem Eingangsschaltungsbereich in der Pegelverschiebungsschaltung und der Treiberschaltung in einen Floating-Zustand gebracht ist, und da elektrischer Strom in der vorstehend beschriebenen Weise von der Gleichstrom-Steuerstromquelle zugeführt wird, ist das Auftreten von Stoßspannungseffekten, die in einer Hauptstromquellenleitung hervorgerufen werden, auch bei der einzigen Stromquelle in der gleichen Weise wie in einem Fall, in dem eine isolierte Gleichstrom-Treiberstromquelle für jede Phase vorgesehen ist, weniger wahrscheinlich, so daß sich ein verbesserter Geräuschrahmen bzw. Rauschabstand und eine kompaktere Ausbildung erzielen lassen.
  • Gemäß einem vierten Aspekt ist die Erfindung auf einen Leistungswandler gemäß dem zweiten oder dem dritten Aspekt gerichtet und weist ferner folgendes auf:
    mindestens ein Element aus einem weiteren Induktor und einem weiteren Widerstand, der zwischen eine Anode der Diode und den positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist, um eine Reihenschaltung mit der Diode zu bilden; sowie einen weiteren Kondensator, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und die Anode der Diode geschaltet ist.
  • Da die in der Hauptschaltung erzeugte Stoßspannung nicht nur daran gehindert wird, in den Eingangsschaltungsbereich der Pegelverschiebungsschaltung einzutreten, und zwar durch das mindestens eine Element aus dem weiteren Induktor und dem weiteren Widerstand sowie das mindestens eine Element aus dem Induktor und dem Widerstand, der zwischen den Punkt der Hauptschaltung und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle geschaltet ist, sondern auch durch den weiteren Kondensator, die Diode und den zwischen die Treiberschaltung und die Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung geschalteten Kondensator abgeleitet wird, so wird eine durch die Pegelverschiebungsschaltung und die Treiberschaltung gebildete Treibersteuerschaltung kaum durch die Stoßspannung beeinträchtigt.
  • Gemäß einem fünften Aspekt ist die Erfindung auf einen Leistungswandler gemäß einem der ersten vier Aspekte der Erfindung gerichtet, wobei das schaltende Halbleiterelement ein Transistor mit isoliertem Gate ist; und wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist: eine Gatespannungs-Abtastschaltung, die eine Vergleichsspannungsquelle zum Abgeben einer Vergleichsspannung aufweist, die niedriger als eine normale Gatespannung des Transistors ist und höher als eine anomale Gatespannung des Transistors ist, sowie einen Komparator aufweist, um eine Spannung des isolierten Gates mit der Vergleichsspannung zu vergleichen und ein Anomaliesignal abzugeben, wenn die Spannung des isolierten Gates niedriger ist, als die Vergleichsspannung.
  • Somit ist es möglich, eine Selbstdiagnose bei einem Defekt und einer Beeinträchtigung des Transistors, der Treiberschaltung usw. durchzuführen. Ein Zustand, in dem die Spannung des isolierten Gates niedriger ist als die Vergleichsspannung, wenn das Treibersignal abgegeben worden ist, stellt nämlich das Auftreten von solchen Problemen dar, wie (1) einem Kurzschluß zwischen dem isolierten Gate und dem negativen Hauptpol in dem Transistor, (2) einem Defekt der Treiberschaltung und (3) einem Abfall der Ausgangsspannung der Gleichstrom-Treiberstromquelle zum Zuführen von elektrischem Strom zu der Treiberschaltung. Bei Auftreten von einem dieser Probleme wird ein Funktionsstörungs-Abtastsignal Fo abgegeben, so daß eine Anomalie des Transistors und der Treiberschaltung in einfacher Weise mit hoher Zuverlässigkeit erfaßt werden kann.
  • Ferner ist die Erfindung gemäß einem sechsten Aspekt auf einen Leistungswandler gemäß dem fünften Aspekt gerichtet, wobei eine zeitliche Verzögerung zwischen einem ersten Zeitpunkt der Eingabe des Steuersignals in die Treiberschaltung und einem zweiten Zeitpunkt der Abgabe eines normalen Signals durch die Gatespannungs-Abtastschaltung vorhanden ist; wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist: eine Anomaliesignal-Aufhebeschaltung, die während einer vorbestimmten Zeitdauer von dem ersten Zeitpunkt bis zu einem dritten Zeitpunkt, der bei oder nach dem zweiten Zeitpunkt liegt, das normale Signal durch Aufheben des von der Gatespannungs-Abtastschaltung abgegebenen Anomaliesignals abgibt.
  • Da die zeitliche Verzögerung für das Ansteigen der Gatespannung durch eine parasitäre Kapazität zwischen dem isolierten Gate und dem negativen Hauptpol hervorgerufen wird, wird das Funktionsstörungs-Abtastsignal Fo, das von der Gatespannungs-Abtastschaltung selbst in einem normalen Zustand des Transistors oder der Treiberschaltung abgegeben wird, aufgehoben, so daß man ein hohes Maß an Zuverlässigkeit ohne einen fälschlichen automatischen Schutz erzielt.
  • Gemäß einem siebten Aspekt ist die Erfindung auf einen Leistungswandler gemäß einem ersten sechs Aspekte gerichtet, wobei das schaltende Halbleiterelement ein Transistor mit isoliertem Gate ist; wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist:
    einen Kondensator, der der Treiberschaltung des Transistors derart parallel geschaltet ist, daß ein negativer Pol des Kondensators mit einem negativen Hauptpol des Transistors verbunden ist;
    eine erste Diode, die zwischen einen Anschluß eines positiven Zuführungspunkts der Treiberschaltung und des Kondensators und das isolierte Gate geschaltet ist, so daß eine Anode der ersten Diode mit dem isolierten Gate verbunden ist; und
    eine zweite Diode, die derart zwischen das isolierte Gate und den negativen Hauptpol geschaltet ist, daß eine Kathode der zweiten Diode mit dem isolierten Gate verbunden ist.
  • Es wird ein hohes Maß an Zuverlässigkeit in kostengünstiger Weise erzielt, so daß es möglich ist, einen Durchbruch des isolierten Gates und der Treiberspannung aufgrund einer zwischen einem positiven Hauptpol und dem negativen Hauptpol des Transistors angelegten Stoßspannung, insbesondere eine Minus-Stoßspannung, die durch Potentialumkehr zu einem höheren Potential an dessen negativen Pol führt, in sicherer Weise zu verhindern.
  • Gemäß einem achten Aspekt ist die Erfindung auf einen Leistungswandler gemäß einem der ersten sechs Aspekte gerichtet, wobei das schaltende Halbleiterelement ein Transistor mit isoliertem Gate ist, der einen parallel zu einem negativen Hauptpol des Transistors vorgesehenen Stromabtastanschluß aufweist; wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist:
    einen Nebenschluß-Widerstand, der zwischen den Stromabtastanschluß und den negativen Hauptpol des Transistors geschaltet ist;
    eine Gleichstrom-Vergleichsspannungsquelle, die ein Referenzpotential an dem negativen Hauptpol des Transistors aufweist;
    einen Komparator, bei dem einer von einem Paar von Eingangsanschlüssen mit einem Anschluß des Nebenschluß-Widerstands und des Stromabtastanschlusses verbunden ist und die Gleichstrom-Vergleichsspannungsquelle mit dem anderen von den Eingangsanschlüssen verbunden ist;
    wobei der Komparator eine Potentialdifferenz des Nebenschluß-Widerstands mit einer Spannung der Gleichstrom-Vergleichsspannungsquelle vergleicht, um ein Überstrom-Abtastsignal des Transistors mit isoliertem Gate abzugeben;
    einen Kondensator, der parallel zu der Treiberschaltung des Transistors mit isoliertem Gate zwischen den positiven und den negativen Zuführungspunkt der Treiberschaltung geschaltet ist, wobei der negative Zuführungspunkt mit dem negativen Hauptpol des Transistors verbunden ist;
    eine erste Diode, die derart zwischen den positiven Zuführungspunkt und das isolierte Gate geschaltet ist, daß eine Anode der ersten Diode mit dem isolierten Gate verbunden ist;
    eine zweite Diode, die derart zwischen das isolierte Gate und den Stromabtastanschluß geschaltet ist, daß eine Kathode der zweiten Diode mit dem isolierten Gate verbunden ist; und
    eine dritte Diode, die derart zwischen den Stromabtastanschluß und den negativen Hauptpol des Transistors geschaltet ist, daß eine Kathode der dritten Diode mit einer Anode der zweiten Diode verbunden ist.
  • Eine hohe Zuverlässigkeit wird in kostengünstiger Weise erzielt, so daß nicht nur Überstrom des den Stromabtastanschluß aufweisenden Bipolartransistors mit isoliertem Gate erfaßt werden kann, sondern auch ein Durchbruch des isolierten Gates, der Treiberschaltung, des Komparators für die Überstrom-Abtastung usw. aufgrund einer zwischen einem positiven Hauptpol und dem negativen Hauptpol des Transistors angelegten Stoßspannung, insbesondere eine Minus-Stoßspannung, die durch Potentialumkehr zu einem höheren Potential an dessen negativen Pol führen kann, in sicherer Weise verhindert werden kann.
  • Gemäß einem neunten Aspekt ist die Erfindung auf einen Leistungswandler gemäß einem der ersten acht Aspekte gerichtet, wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist:
    einen Nebenschluß-Widerstand, der in eine die Hauptschaltung und die Last verbindende Ausgangsleitung eingefügt ist;
    einen Verstärker zum Verstärken eines Spannungsabfalls des Nebenschluß-Widerstands;
    eine Impulsschaltung, die ein Ausgangssignal des Verstärkers empfängt, um ein einer Impulsbreitenmodulation unterzogenes Impulssignal abzugeben; und
    eine weitere Pegelverschiebungsschaltung, bei der ein Referenzpotential auf ihrer Eingangsseite relativ zu dem auf ihrer Ausgangsseite in einen Floating-Zustand gebracht ist;
    wobei die weitere Pegelverschiebungsschaltung das Impulssignal empfängt, um das Impulssignal durch Verschieben eines Pegels eines Referenzpotentials des Impulssignals von der Eingangsseite zu der Ausgangsseite zu verschieben, so daß ein Laststrom auf der Basis eines Ausgangssignals der weiteren Pegelverschiebungsschaltung erfaßt wird.
  • Genauer gesagt, es wird das Abtastsignal von der Pegelverschiebungsschaltung auf die relativ in einen Floating-Zustand gebrachte Ausgangsseite übertragen, und die Impulsschaltung zum Umwandeln des analogen Abtastsignals in ein digitales Signal, das für eine Minimierung der Anzahl von Impulsen pro Zeiteinheit optimiert ist, d. h. das Impulssignal wird einer Impulsbreitenmodulation unterzogen, ist stromaufwärts von der Pegelverschiebungsschaltung vorgesehen.
  • Da somit das Abtastsignal durch die Pegelverschiebungsschaltung in effizienter Weise übertragen werden kann und kein Stromabtastelement vom berührungslosen Typ zum Erfassen des Laststroms erforderlich ist, erhält man eine kompakte und äußerst exakte Abtasteinheit mit niedrigem Stromverbrauch, die sich in einen Baustein integrieren läßt.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • In den Zeichnungen zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild eines Inverters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung von Details einer Pegelverschiebungsschaltung gemäß 1;
  • 3 ein Blockschaltbild eines Inverters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ein Blockschaltbild eines Inverters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 5 ein Blockschaltbild eines Inverters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 6 ein Blockschaltbild eines Inverters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 7 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer Selbstdiagnoseschaltung für ein schaltendes Halbleiterelement gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 8 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer IGBT-Schutzschaltung eines Inverters gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 9 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer Schutzschaltung für einen IGBT mit einem Stromabtastanschluß bei einem Inverter gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 10 ein Blockschaltbild einer Ausgangsstrom-Abtastschaltung eines Inverters gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
  • 11 ein Blockschaltbild eines Inverters des Standes der Technik.
  • Beste Art und Weise zum Ausführen der Erfindung
  • Im folgenden wird die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen ausführlicher beschrieben.
  • 1 zeigt einen als Blockschaltbild dargestellten Inverter zum Steuern des Betriebs eines Dreiphasen-Induktionsmotors, bei dem es sich um einen Leistungswandler gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung handelt, und 2 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung von Details einer Pegelverschiebungsschaltung in der Blockschaltung des in 1 dargestellten Inverters. In diesen Zeichnungen sind Teile oder Komponenten, die mit denen des Standes der Technik identisch sind oder diesen ähnlich sind, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
  • In 1 ist ein Induktor 18 zwischen einen Eingangsanschluß N mit negativem Pol, der mit einem negativen Pol einer Gleichstrom-Hauptstromquelle 6 in einer Hauptschaltung 5 verbunden ist, und einen negativen Anschluß Vss geschaltet, bei dem es sich um einen Anschluß eines negativen Pols einer Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 sowie eines negativen Pols eines Eingangsschaltungsbereichs einer jeweiligen Treibersteuerschaltung 10U, 10V und 10W handelt.
  • Zum Übertragen eines Signals auf eine Ausgangsseite, auf der ein Referenzpotential relativ zu dem auf einer Eingangsseite in einen Floating-Zustand gebracht ist, gibt eine Pegelverschiebungsschaltung 19 das Referenzpotential unter Verschieben des Pegels des Referenzpotentials ab.
  • Wie in 2 gezeigt, beinhaltet die Pegelverschiebungsschaltung 19 einen Eingangsverstärker 19a, einen Metalloxid-Halbleiterelement-Feldeffekttransistor (MOSFET) 19b sowie einen Ausgangsverstärker 19d, die in einer Kaskadenverbindung angeordnet sind. Der Eingangsverstärker 19a erhält eine Stromzufuhr von einem positiven Anschluß Vcc und einem negativen Anschluß Vss, bei denen es sich um Eingangsstromquellenanschlüsse handelt, während der Ausgangsverstärker 19d eine Stromzufuhr von einem positiven Anschluß Vb und einem negativen Anschluß Vs erhält, bei denen es sich um Ausgangsstromquellenanschlüsse handelt. Eine Source S des MOSFET 19b ist mit dem negativen Eingangsanschluß Vss verbunden, und dessen Drain D ist über einen Lastwiderstand 19c mit dem positiven Anschluß Vb verbunden.
  • Ein Kondensator 20 ist zwischen den negativen Eingangsanschluß Vss und den negativen Ausgangsanschluß Vs der Pegelverschiebungsschaltung 19 geschaltet, während ein Widerstand 21 zwischen den negativen Anschluß Vs und einen Emitter E eines Bipolartransistors mit isoliertem Gate (IGBT) 2U geschaltet ist. Ein inhärenter Widerstandswert eines Gatewiderstands 16 ist derart in zwei Teile geteilt, daß dieser gleich einer Summe der Widerstandswerte des Gatewiderstands 16 und des Widerstands 21 ist, so daß die beiden Teile jeweils auf den Widerstandswert des Gatewiderstands 16 und des Widerstands 21 gesetzt sind. Da in den 1 und 2 mit anderen Bezugszeichen bezeichnete Elemente mit denen der 11 identisch sind oder diesen ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung von diesen verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise des in den 1 und 2 dargestellten Inverters beschrieben. Zu Beginn werden Impulsbreitenmodulationssignale (PWM-Signale), d. h. von einer PWM-Steuerschaltung (nicht gezeigt) abgegebene Steuersignale zum Ausführen einer variablen Geschwindigkeitssteuerung eines Dreiphasen-Induktionsmotors 8, der als Last wirkt, jeweils an Eingangsanschlüssen INu, INv und INw der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W eingegeben.
  • Anschließend wird das an dem Eingangsanschluß INu eingegebene Steuersignal durch einen Verstärker 11 verstärkt, um an einem Eingangsanschluß In der Pegelverschiebungsschaltung 19 eingegeben zu werden, und wird von deren Ausgangsanschluß Out unter Pegelverschiebung seines Referenzpotentials abgegeben, um dann in einem Floating-Zustand an eine nachfolgende Treiberschaltung 15 übertragen zu werden.
  • Genauer gesagt, es wird die Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung 19 relativ zu der Eingangsseite in einen Floating-Zustand gebracht. Die Source S des MOSFET 19b ist mit dem negativen Eingangsanschluß Vss verbunden, und das Drain D ist durch den Lastwiderstand 19c mit dem positiven Anschluß Vb verbunden. Wenn das Steuersignal an dem Eingangsanschluß INu eingegeben wird und sodann an einem isolierten Gate G des MOSFET 19b eingegeben wird, nachdem es durch den Eingangsverstärker 19a verstärkt worden ist, wird das Steuersignal durch den MOSFET 19b von dem Drain D abgegeben, und zwar unter Verschiebung des Pegels eines Potentials des negativen Anschlusses Vss, bei dem es sich um das Referenzpotential des Steuersignals handelt, auf den Pegel eines Potentials des negativen Anschlusses Vs, bei dem es sich um ein Ausgangsreferenzpotential handelt, woraufhin das Steuersignal durch den Ausgangsverstärker 19d verstärkt wird und dann von dem Ausgangsanschluß Out abgegeben wird.
  • Das Ausgangssignal der Pegelverschiebungsschaltung 19 wird durch die Treiberschaltung 15 verstärkt und als Treiberspannungssignal an einem isolierten Gate G des IGBT 2U über den Gatewiderstand 16 eingegeben, um eine Einschalt-/Ausschalt-Ansteuerung des IGBT 2U durchzuführen.
  • Durch das Ausführen einer Einschalt-/Ausschalt-Ansteuerung von weiteren IGBTs 2V und 2W auf der niedrigen Potentialseite sowie weiteren IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite in ähnlicher Weise wird eine variable Geschwindigkeitssteuerung des Dreiphasen-Induktionsmotors 8 durch PWM-Steuerung durchgeführt.
  • Wenn die Pegelverschiebungsschaltung 19 für eine Übertragung des an dem Eingangsanschluß Nu eingegebenen Steuersignals zu der Treiberschaltung 15 in einem Floating-Zustand verwendet wird, muß eine Verbindung des negativen Anschlusses Vss des Eingangsschaltungsbereichs der Treibersteuerschaltung 10U mit dem Eingangsanschluß N der Hauptschaltung 5 für den Schaltungsbetrieb vorgenommen werden, wobei dies beim Stand der Technik gemäß 11, bei dem ein Photokoppler 12 verwendet wird, nicht erforderlich ist.
  • Wenn jedoch der negative Anschluß Vss und der Eingangsanschluß N lediglich miteinander verbunden werden, kommt es zu einem solchen Phänomen, wenn eine Stoßspannung, insbesondere eine Minus-Stoßspannung, durch die der Eingangsanschluß N aufgrund von Potentialumkehr eine höhere Spannung erhält als die des Emitters des IGBT 2U, in einer parasitären Induktivität Lu einer Leitung induziert wird, die den Emitter E des IGBT 2U und den Eingangsanschluß N miteinander verbindet, nämlich dem Phänomen, daß eine Spannung zwischen dem mit dem Eingangsanschluß N verbundenen negativen Eingangsanschluß Vss und dem mit dem Emitter E in der Pegelverschiebungsschaltung 19 verbundenen negativen Ausgangsanschluß Vs angelegt wird, so daß die Spannung des negativen Anschlusses Vs niedriger ist als die des negativen Anschlusses Vss. Da infolgedessen die Spannung des Drain D des MOSFET 19b niedriger werden kann als die der Source S, ergeben sich solche Risiken, daß der MOSFET 19b nicht korrekt arbeitet und beschädigt wird.
  • Da jedoch der Induktor 18 zwischen den Eingangsanschluß N und den negativen Anschluß Vss geschaltet ist, kann die in der parasitären Induktivität Lu induzierte Stoßspannung aufgehoben oder begrenzt werden. Da der Kondensator 20 zwischen den negativen Eingangsanschluß Vss und den negativen Ausgangsanschluß Vs der Pegelverschiebungsschaltung 19 geschaltet ist, wird die Potentialdifferenz zwischen den negativen Anschlüssen Vss und Vs aufgrund der vorstehend genannten Stoßspannung reduziert, indem die Stoßspannung abgeleitet wird.
  • Da ferner der Widerstand 21 zwischen den negativen Anschluß Vs und den Emitter E des IGBT 2U geschaltet ist, besteht eine geringere Wahrscheinlichkeit, daß die Spannung des negativen Anschlusses Vs der Spannung des Emitters E nachfolgt. Da infolgedessen das Referenzpotential des negativen Anschlusses Vss im wesentlichen gleich dem des negativen Anschlusses Vs wird, kann der MOSFET 19b zu allen Zeiten korrekt arbeiten und wird nicht beschädigt.
  • Selbst wenn die Spannung des Emitters E des IGBT 2U aufgrund der induzierten Spannung der parasitären Induktivität Lu weit unter die des Eingangsanschlusses N abfällt, wird durch das Einfügen des Induktors 18, des Kondensators 20 und des Widerstands 21 die Spannung des negativen Anschlusses Vs daran gehindert, weit unter die des negativen Anschlusses Vss abzufallen, und auf diese Weise besteht eine geringere Wahrscheinlichkeit einer Beschädigung oder Fehlfunktion der Pegelverschiebungsschaltung 19.
  • Durch Verwenden der Pegelverschiebungsschaltung 19, die den MOSFET 19b beinhaltet, zum Übertragen des Signals an die nachfolgende Schaltung in einem Floating-Zustand, wie dies vorstehend beschrieben worden ist, hat die Pegelverschiebungsschaltung 19 erwartungsgemäß eine längere Betriebslebensdauer als der bisher häufig verwendete Photokoppler, wobei sich die Pegelverschiebungsschaltung 19 ferner kompakt ausbilden läßt und kostengünstig ist.
  • Die Treibersteuerschaltungen 10V und 10W für die IGBTs 2V und 2W auf der niedrigen Potentialseite, die nicht im Einzelnen dargestellt sind, sowie die Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) für die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite arbeiten in ähnlicher Weise und erzielen ähnliche Effekte.
  • Bei der in 2 gezeigten Pegelverschiebungsschaltung wird der MOSFET als Transistor zum Ausführen einer Pegelverschiebung des zu übertragenden Signals verwendet. Der Transistor ist jedoch nicht auf einen MOSFET beschränkt, sondern für den Transistor kann auch ein IGBT oder ein Bipolartransistor vom Typ mit nicht isoliertem Gate verwendet werden, um dadurch ähnliche Effekte zu erzielen.
  • 3 zeigt eine schematische Darstellung einer Blockschaltung eines Inverters, bei dem es sich um einen Leistungswandler gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung handelt. In 3 ist ein Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U durch eine Reihenschaltung aus einem Phototransistor PT eines Photokopplers 12 und einem Lastwiderstand 14 sowie die Treiberschaltung 15 gebildet.
  • Eine Diode 22 ist zwischen einen positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 und den positiven Anschluß Vb geschaltet, bei dem es sich um einen positiven Anschluß zwischen der Reihenschaltung aus dem Phototransistor PT des Photokopplers 12 und dem Lastwiderstand 14 sowie der Treiberschaltung 15 handelt, so daß eine Kathode der Diode 22 zu dem positiven Anschluß Vb führt. Ein Kondensator 23 ist zwischen den positiven Anschluß Vb und den negativen Anschluß Vs geschaltet.
  • Der Eingangsanschluß N der Hauptschaltung 5 und der negative Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 sind durch den Induktor 18 miteinander verbunden, um dadurch eine Rücklaufschaltung zu bilden, die das Fließen von elektrischem Strom von dem positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 über die Anode 22 zu dem Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U ermöglicht.
  • Die Treibersteuerschaltungen 10V und 10W für die IGBTs 2V und 2W auf der niedrigen Potentialseite sowie die Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) für die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite weisen ebenfalls ähnliche Konfigurationen auf. Der positive Pol Vcc der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 ist ebenfalls mit den Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) für die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Seite verbunden. Da mit anderen Bezugszeichen bezeichnete Elemente mit denen der 1, 2 und 11 identisch sind oder diesen ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung davon verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise des in 3 gezeigten Inverters beschrieben. Die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 führt dem Verstärker 11 nicht nur über den positiven Anschluß Vcc und den negativen Anschluß Vss in dem Eingangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U elektrischen Strom zu, um dadurch als dessen Steuerstromquelle zu wirken, sondern sie führt auch elektrischen Strom über die Diode 22 zu dem Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U zu, d. h. die Reihenschaltung aus dem Phototransistor PT und dem Lastwiderstand 14 sowie die Treiberschaltung 15, um auf diese Weise als deren Treiberstromquelle zu wirken.
  • Weiterhin lädt die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 den Kondensator 23 elektrisch auf. Wenn ein Potential des Ausgangsschaltungsbereichs, das sich in einem Floating-Zustand relativ zu dem Eingangsschaltungsbereich in der Treibersteuerschaltung 10U befindet, vorübergehend höher wird als das Potential des Eingangsschaltungsbereichs und damit die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 nicht in der Lage ist, dem Ausgangsschaltungsbereich elektrischen Strom zuzuführen, wird dem Ausgangsschaltungsbereich elektrischer Strom von dem Kondensator 23 zugeführt.
  • Der elektrische Strom, der von der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 durch die Diode 22 in den Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U geflossen ist, kehrt über den negativen Anschluß Vs, den Emitter E des IGBT 2U, den Eingangsanschluß N der Hauptschaltung 5 und den Induktor 18 zu der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 zurück. Da die Arbeitsweise des Inverters zum Ausführen einer variablen Geschwindigkeitssteuerung des als Last wirkenden Dreiphasen-Induktionsmotors 8 ähnlich der Arbeitsweise des Standes der Technik gemäß 11 ist, wird auf eine Beschreibung hiervon verzichtet.
  • Bei der vorstehend beschriebenen Konfiguration hat eine durch die Diode 22 und den Kondensator 23 gebildete Ladeschaltung die gleiche Funktionsweise wie eine Gleichstrom-Treiberstromquelle 17U in der Schaltung beim Stand der Technik gemäß 11.
  • Wenn die vorstehend genannte Ladeschaltung auch bei der V- und der W-Phase auf der niedrigen Potentialseite und gleichermaßen in den Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) für die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite verwendet wird, wirkt die durch die Diode 22 und den Kondensator 23 gebildete Schaltung als Bootstrap-Schaltung, so daß die Eingangsschaltungsbereiche und die Ausgangsschaltungsbereiche der genannten sechs Treibersteuerschaltungen nur von der einzigen Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 angesteuert werden können und es dadurch möglich ist, den Inverter nicht nur mit einer kompakten Ausbildung sondern auch in kostengünstiger Weise und mit einer stabilen Betriebsweise zu erzielen.
  • 4 zeigt eine schematische Darstellung einer Blockschaltung eines Inverters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In 4 ist die Pegelverschiebungsschaltung 19 anstelle des Photokopplers 12, eines Schutzwiderstands 13 sowie des Lastwiderstands 14 in der Blockschaltung des Inverters gemäß dem in 3 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel vorgesehen. Die Diode 22 ist derart zwischen den positiven Eingangsanschluß Vcc und den positiven Ausgangsanschluß Vb der Pegelverschiebungsschaltung 19 geschaltet, daß ihre Kathode zu dem positiven Anschluß Vb führt, während der Kondensator 23 zwischen den positiven Ausgangsanschluß Vb und den negativen Ausgangsanschluß Vs geschaltet ist.
  • Die Treibersteuerschaltungen 10V und 10W für die IGBTs 2V und 2W auf der niedrigen Potentialseite sowie die Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) für die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite haben wiederum ähnliche Konfigurationen. Da die mit anderen Bezugszeichen bezeichneten Elemente mit denen der 1 und 3 identisch sind oder diesen ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung von diesen verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise des in 4 dargestellten Inverters beschrieben. Der Eingangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U ist durch den Verstärker 11 und einen Eingangsschaltungsbereich der Pegelverschiebungsschaltung 19 gebildet, während der Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U durch einen Ausgangsschaltungsbereich der Pegelverschiebungsschaltung 19 und die Treiberschaltung 15 gebildet ist.
  • Die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 führt elektrischen Strom nicht nur zu dem Verstärker 11 und zwischen dem positiven Anschluß Vcc und dem negativen Anschluß Vss des Eingangsschaltungsbereichs der Pegelverschiebungsschaltung 19 zu, um dadurch als deren Steuerstromquelle zu wirken, sondern sie führt elektrischen Strom auch dem Ausgangsschaltungsbereich der Pegelverschiebungsschaltung 19 und der Treiberschaltung 15 zu, um als deren Treiberstromquelle zu wirken.
  • Außerdem lädt die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 den Kondensator 23 elektrisch auf. Wenn der Ausgangsschaltungsbereich, der in einen Floating-Zustand relativ zu dem Eingangsschaltungsbereich in der Treibersteuerschaltung 10U gebracht ist, vorübergehend eine hohe Spannung annimmt und dadurch die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 nicht in der Lage ist, dem Ausgangsschaltungsbereich elektrischen Strom zuzuführen, wird dem Ausgangsschaltungsbereich elektrischer Strom von dem Kondensator 23 zugeführt.
  • Elektrischer Strom, der von der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 über die Diode 22 in den Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U geflossen ist, kehrt über den negativen Anschluß Vs, den Emitter E des IGBT 2U, den Eingangsanschluß N der Hauptschaltung 5 und den Induktor 18 zu der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 zurück. Da die Arbeitsweise des Inverters zum Ausführen einer variablen Geschwin digkeitssteuerung des als Last wirkenden Dreiphasen-Induktionsmotors 8 ähnlich der Arbeitsweise des Inverters des Standes der Technik gemäß 11 ist, kann auf eine Beschreibung hiervon verzichtet werden.
  • Bei der vorstehend beschriebenen Konfiguration ist durch die Verwendung der Pegelverschiebungsschaltung 19, die den MOSFET beinhaltet, zum Übertragen des Signals von dem Eingangsschaltungsbereich zu dem Ausgangsschaltungsbereich in einem Floating-Zustand bei jeder der Treibersteuerschaltungen 10U, 10V und 10W zu erwarten, daß die Pegelverschiebungsschaltung 19 eine lange Betriebslebensdauer aufweist und sich kompakt und kostengünstig ausbilden läßt.
  • Durch das Einfügen des Induktors 18, des Kondensators 20 und des Widerstands 21 wird ferner der Einfluß aufgrund der Stoßspannung, die durch die parasitären Induktivitäten Lu, Lv und Lw der Leitungen der Hauptschaltung 5 usw. hervorgerufen wird, abgeschwächt, und es läßt sich ein äußerst zuverlässiger Inverter erzielen, bei dem eine Beschädigung der Pegelverschiebungsschaltung 19 und eine Fehlfunktion des IGBT 2U weniger wahrscheinlich sind.
  • Durch Verwendung der Ladeschaltung, die durch die Diode 22 und den Kondensator 23 gebildet ist, können ferner die Eingangsschaltungsbereiche und die Ausgangsschaltungsbereiche der insgesamt sechs Treibersteuerschaltungen für die U-Phase, die V-Phase und die W-Phase auf der niedrigen Potentialseite sowie die U-Phase, die V-Phase und die W-Phase auf der hohen Potentialseite unter Verwendung nur der einzigen Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 angesteuert werden, so daß es auf diese Weise möglich ist, einen Inverter zu erzielen, der nicht nur kompakt und kostengünstig ist, sondern auch in stabiler Weise arbeitet.
  • 5 zeigt eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Inverters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In 5 ist das eine Ende eines Induktors 24 mit dem positiven Pol (positiver Anschluß Vcc) der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 verbunden, und das andere Ende des Induktors 24 ist über die Diode 22 mit dem Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U verbunden.
  • Ein Kondensator 25 ist zwischen den Eingangsanschluß N und die Diode 22 geschaltet, d. h. parallel zu einer Reihenschaltung geschaltet, die durch den Induktor 18, die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 und den Induktor 24 gebildet ist. Das eine Ende des Induktors 24 bzw. des Kondensators 25 ist mit einer Anode der Diode 22 verbunden.
  • Da die übrigen Schaltungskonfigurationen denen der 3 ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung davon verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise des in 5 dargestellten Inverters beschrieben. Die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 führt nicht nur dem Verstärker 11 elektrischen Strom über den positiven Anschluß Vcc und den negativen Anschluß Vss in dem Eingangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U zu, sondern führt über den Induktor 24 und die Diode 22 elektrischen Strom auch zu dem Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U, d. h. zu der Reihenschaltung aus dem Phototransistor PT und dem Lastwiderstand 14 sowie der Treiberschaltung 15.
  • Außerdem lädt die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 den Kondensator 23 elektrisch auf. Wenn der von dem Eingangsschaltungsbereich isolierte und in einen Floating-Zustand in der Treibersteuerschaltung 10U gebrachte Ausgangsschaltungsbereich vorübergehend eine hohe Spannung annimmt und die Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 aus diesem Grund nicht in der Lage ist, dem Ausgangsschaltungsbereich elektrischen Strom zuzuführen, wird dem Ausgangsschaltungsbereich stattdessen von dem Kondensator 23 elektrischer Strom zugeführt.
  • Elektrischer Strom, der von der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 über den Induktor 24 und die Diode 22 in den Ausgangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U geflossen ist, kehrt über den negativen Anschluß Vs, den Emitter E des IGBT 2U, den Eingangsanschluß der Hauptschaltung 5 und den Induktor 18 zu der Gleichstrom-Steuerstromquelle 9 zurück. Da die Arbeitsweise des Inverters zum Ausführen einer variablen Geschwindigkeitssteuerung des als Last wirkenden Dreiphasen-Induktionsmotors 8 ähnlich der des Standes der Technik gemäß 11 ist, wird auf eine weitere Beschreibung verzichtet.
  • In der vorstehend beschriebenen Konfiguration arbeitet der Inverter normalerweise genauso wie die Inverter des zweiten Ausführungsbeispiels gemäß 3. Wenn jedoch eine Stoßspannung in der Hauptschaltung 5 erzeugt wird und in die Treibersteuerschaltung 10U eindringt, so wird diese Stoßspannung nicht nur durch die Induktoren 18 und 24 begrenzt und an einem Eindringen in den Eingangsschaltungsbereich der Treibersteuerschaltung 10U gehindert, sondern auch durch den Kondensator 25 abgeleitet.
  • Somit wird z. B. durch die parasitäre Induktivität Lu induzierte Stoßspannung über den Eingangsanschluß N der Hauptschaltung 5, den Kondensator 25, die Diode 22, den Kondensator 23 und den Emitter E des IGBT 2U abgeführt, und auf diese Weise ist die Treibersteuerschaltung 10U im wesentlichen frei von dem Einfluß der Stoßspannung. Da das Gleiche für die Treibersteuerschaltungen 10V und 10W gilt, läßt sich eine ideale Schaltung gegen Stoßspannung schaffen.
  • 6 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung einer Blockschaltung eines Inverters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In 6 ist die Pegelverschiebungsschaltung 19 anstelle des Photokopplers 12, des Schutzwiderstands 13 und des Lastwiderstands 14 in der Blockschaltung des Inverters gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der 5 vorgesehen. Da die übrigen Schaltungskonfigurationen mit denen der 5 identisch sind, wird auf eine weitere Beschreibung verzichtet.
  • Die Arbeitsweise des Inverters der 6 ist im wesentlichen die gleiche wie die des Inverters des dritten Ausführungsbeispiels der 4. Auch wenn eine Stoßspannung in der Hauptschaltung 5 erzeugt wird und diese in die Treibersteuerschaltung 10U eindringt, arbeitet der Inverter der 6 im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Blockschaltung des Inverters des vierten Ausführungsbeispiels gemäß 5. Genauer gesagt schafft die Blockschaltung des Inverters gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der 6 einen idealen Inverter, der sowohl Merkmale des Inverters des dritten Ausführungsbeispiels der 4 als auch Merkmale des Inverters des vierten Ausführungsbeispiels der 5 aufweist.
  • Die Treibersteuerschaltungen 10V und 10W für die IGBTs 2V und 2W auf der niedrigen Potentialseite, die nicht speziell dargestellt sind, sowie die Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) für die IGBTs 1U, 1V und 1W auf der hohen Potentialseite arbeiten in der gleichen Weise und erzielen ähnliche Wirkungen.
  • Bei den Invertern des ersten, dritten und fünften Ausführungsbeispiels der 1, 4 und 6 sind der Induktor 18, der Kondensator 20 und der Widerstand 21 derart vorgesehen, daß ein nachteiliger Einfluß auf den MOSFET 19b durch Stoßspannung, insbesondere in der parasitären Induktivität Lu induzierte Minus-Stoßspannung, ausgeschlossen ist. Jedoch sind der Induktor 18, der Kondensator 20 und der Widerstand 21 nicht unbedingt alle erforderlich, sondern für die Praxis ausreichende Wirkungen lassen sich auch durch Verwenden von mindestens einem Element aus dem Induktor 18, dem Kondensator 20 und dem Widerstand 21 erzielen.
  • Bei den Invertern der Ausführungsbeispiele Eins bis Fünf, die in den 1 und 3 bis 6 dargestellt sind, kann ein Widerstand (nicht gezeigt) anstelle des Induktors 18 vorgesehen sein, oder es kann eine Reihenschaltung aus dem Induktor und dem Widerstand vorgesehen sein, so daß sich der Einfluß einer induzierten Spannung der parasitären Induktivität Lu begrenzen läßt.
  • Ferner kann bei den Invertern der Ausführungsbeispiele Eins, Drei und Fünf, die in den 1, 4 und 6 dargestellt sind, ein Induktor (nicht gezeigt) anstelle des Widerstands 21 vorgesehen sein oder eine Reihenschaltung aus dem Induktor und dem Widerstand vorgesehen sein, so daß sich der Einfluß der induzierten Spannung des parasitären Widerstands Lu begrenzen läßt.
  • Bei den Invertern des fünften und des sechsten Ausführungsbeispiels der 5 und 6 kann ein Widerstand (nicht gezeigt) anstelle des Induktors 24 vorgesehen sein oder es kann eine Reihenschaltung aus dem Induktor und dem Widerstand vorgesehen sein, so daß sich das Eindringen von induzierter Spannung der parasitären Induktivität Lu begrenzen läßt.
  • Weiterhin wird bei den Invertern der Ausführungsbeispiele Eins bis Fünf, die in den 1 und 3 bis 6 dargestellt sind, der IGBT als schaltendes Halbleiterelement verwendet. Das schaltende Halbleiterelement ist jedoch nicht auf einen IGBT begrenzt, sondern es kann auch ein Leistungs-MOSFET oder dergleichen als schaltendes Halbleiterelement verwendet werden, um auf diese Weise ähnliche Wirkungen zu erzielen.
  • 7 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung einer Selbstdiagnoseschaltung zum Ausführen einer Selbstdiagnose hinsichtlich des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins eines Defekts des als schaltendes Halbleiterelement wirkenden IGBT bei einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Selbstdiagnoseschaltung ist dazu ausgebildet, in die Inverterschaltungen der in den 1 bis 6 dargestellten Ausführungsbeispiele eins bis fünf integriert zu werden.
  • In 7 ist eine Gatespannungs-Abtastschaltung 26 zum Erfassen der Gatespannung des IGBT 2U durch einen Komparator 26a und eine Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b gebildet, deren Referenzspannung an dem Emitter E des IGBT 2U anliegt und deren Ausgangsspannung in etwa zwei Drittel einer normalen Gatespannung des IGBT 2U beträgt. Der eine Eingangsanschluß des Komparators 26a ist mit dem Gate G des IGBT 2U verbunden, während der andere Eingangsanschluß des Komparators 26a mit der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b verbunden ist.
  • Es ist eine Anomaliesignal-Aufhebeschaltung 27 vorgesehen, um beim Erfassen der Gatespannung eine gewisse zeitliche Verzögerung zu erzeugen, während der ein normales Signal abgegeben wird. Die Anomaliesignal-Aufhebeschaltung 27 ist durch einen Komparator 27a, eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 27b und einem Kondensator 27c, eine Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 27d, deren Referenzspannung an dem Emitter E des IGBT 2U anliegt und deren Ausgangsspannung in etwa zwei Drittel der normalen Gatespannung des IGBT 2U beträgt, sowie durch eine ODER-Schaltung 27e gebildet.
  • Das eine Ende des Widerstands 27b in der Reihenschaltung aus dem Widerstand 27b und dem Kondensator 27c ist mit dem Eingangsanschluß In der Treiberschaltung 15 des IGBT 2U verbunden, während das eine Ende des Kondensators 27c mit dem Emitter E des IGBT 2U verbunden ist.
  • Ein Anschluß des Widerstands 27b und des Kondensators 27c ist mit dem einen Eingangsanschluß des Komparators 27a verbunden, während die Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 27d an den anderen Eingangsanschluß des Komparators 27a angelegt wird. Ausgangssignale der Komparatoren 26a und 27a werden in die ODER-Schaltung 27e eingegeben.
  • Eine UND-Schaltung 28 ist auf einer Eingangsseite der Treiberschaltung 15 des IGBT 2U vorgesehen. Ein an dem Eingangsanschluß In eingegebenes Steuersignal wird an dem einen Eingangsanschluß der UND-Schaltung 28 eingegeben, und ein Ausgangssignal der ODER-Schaltung 27e wird in den anderen Eingangsanschluß der UND-Schaltung 28 eingegeben, so daß ein Ausgangssignal der UND-Schaltung 28 in die Treiberschaltung 15 eingegeben wird.
  • Die Gatespannungs-Abtastschaltung 26, die Anomaliesignal-Aufhebeschaltung 27 und die UND-Schaltung 28 bilden die Selbstdiagnoseschaltung für den IGBT, die die Gatespannung des IGBT 2U und gleichzeitig eine Anomalie, wie z. B. einen Kurzschluß zwischen dem Gate G und dem Emitter E überwacht, um nicht nur die Ansteuerung des IGBT 2U zu stoppen sondern auch ein Alarmsignal abzugeben.
  • Diese Selbstdiagnoseschaltung für den IGBT ist für jeden einzelnen der IGBTs vorgesehen, die die Hauptschaltung 5 bilden. Da die mit anderen Bezugszeichen bezeichneten Elemente mit denen der 1 bis 6 identisch sind oder diesen ähnlich sind, kann auf eine Beschreibung von diesen verzichtet werden.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise der Selbstdiagnoseschaltung für den IGBT beschrieben, wie diese in 7 dargestellt ist. Zu Beginn wird das Steuersignal an dem Eingangsanschluß In eingegeben und durch die Treiberschaltung 15 verstärkt, um über den Gatewiderstand 16 als Treiberspannungssignal an dem Gate G des IGBT 2U eingespeist zu werden. Bei dem Gate G handelt es sich um ein isoliertes Gate.
  • Wenn zwischen dem Gate G und dem Emitter E keine Anomalie vorhanden ist, fließt somit der Ladestrom, der der angelegten Gatespannung, dem Gatewiderstand 16 und der parasitären Kapazität zwischen dem Gate G und dem Emitter E entspricht, in das Gate G, so daß die Spannung des Gates G allmählich ansteigt und den Sättigungszustand erreicht und in einer vorbestimmten Zeitdauer im wesentlichen gleich der angelegten Spannung wird.
  • Wenn jedoch ein Kurzschluß zwischen dem Gate G und dem Emitter E auftritt, fließt elektrischer Strom zwischen dem Gate G und dem Emitter E, und aus diesem Grund steigt die Spannung des Gates G nicht an.
  • Andererseits vergleicht der Komparator 26a die eingespeiste Gatespannung mit der Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b, und er gibt ein Signal mit hohem Pegel ab, wenn die Gatespannung höher ist als die Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b. Die Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b ist nämlich auf etwa zwei Drittel der normalen Gatespannung des Gates G eingestellt.
  • Wenn keine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorhanden ist, dann ist die Relation zwischen der Spannung des Gates G und der Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b, die in den Komparator 26a eingegeben werden, umgekehrt, d. h. die Spannung des Gates G wird höher als die der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b zu einem Zeitpunkt t1 mit einer vorbestimmten zeitlichen Verzögerung von einem Zeitpunkt t0, zu dem das Steuersignal von dem Eingangsanschluß In eingegeben wird, so daß der Komparator 26a das Signal mit hohem Pegel abgibt, welches anzeigt, daß keine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorhanden ist.
  • Wenn jedoch ein Kurzschluß zwischen dem Gate G und dem Emitter E auftritt, wird die Relation zwischen der Spannung des Gates G und der Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 26b, die in den Komparator 26a eingegeben werden, auch nach dem Zeitpunkt t1 nicht umgekehrt, so daß der Komparator 26a weiterhin ein Signal mit niedrigem Pegel abgibt, welches anzeigt, daß eine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorhanden ist.
  • Selbst wenn keine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorliegt, gibt die Gatespannungs-Abtastschaltung 26 während einer Zeitdauer von dem Zeitpunkt t0 der Eingabe des Steuersignals von dem Eingangsanschluß In bis zu dem Zeitpunkt t1 der Umkehr des Ausgangssignals des Komparators 26a das Signal mit niedrigem Pegel ab, welches anzeigt, daß eine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorhanden ist, wie dies vorstehend beschrieben worden ist.
  • Daher ist es notwendig, das Ausgangssignal der Gatespannungs-Abtastschaltung 26 während der vorstehend genannten Zeitdauer aufzuheben. Ansonsten kommt es zu einem solchen Nachteil, daß trotz des Nichtvorhandenseins einer Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E der Inverter bei Betätigung einer Schutzschaltung (nicht gezeigt) in Abhängigkeit von der Abgabe des Anomaliesignals gestoppt wird.
  • In der Anomaliesignal-Aufhebeschaltung 27 vergleicht der Komparator 27a die Spannung des Kondensators 27c mit der Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 27d, um dadurch ein Signal mit hohem Pegel abzugeben, während die Spannung des Kondensators 27c niedriger ist als die der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 27d. Wenn die Spannung des Kondensators 27c bei Umkehr der verglichenen Spannungen höher wird als die der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 27d, gibt der Komparator 27a ein Signal mit niedrigem Pegel ab.
  • Das heißt, wenn die Spannung des über den Widerstand 27b elektrisch aufgeladenen Kondensators 27 von dem Zeitpunkt t0 der Eingabe des Steuersignals von dem Eingangsanschluß In ansteigt und die Spannung der Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 27d übersteigt, wird das Ausgangssignal des Komparators 27a von dem Signal mit einem hohen Pegel auf das Signal mit einem niedrigen Pegel umgeschaltet.
  • Durch das Einstellen dieses Zeitpunkts t2 der Umkehr des Ausgangssignals des Komparators 27a von dem Signal mit hohem Pegel in das Signal mit niedrigem Pegel auf einen längeren Wert als den Zeitpunkt t1 der Umkehr des Ausgangssignals des Komparators 26a von dem Ausgangssignal mit niedrigem Pegel auf das Ausgangssignal mit hohem Pegel, d. h. (t2 > t1), werden die Ausgangssignale der Komparatoren 26a und 27a in die ODER-Schaltung 27e eingegeben.
  • Wenn keine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorhanden ist, gibt die ODER-Schaltung 27e bei Eingabe der Ausgangssignale der Komparatoren 26a und 27a in diese während einer Periode von dem Zeitpunkt t0 bis zu dem Zeitpunkt t2 in kontinuierlicher Weise ein Signal mit hohem Pegel ab. Wenn jedoch eine Anomalie zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorhanden ist, wird das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 27e von dem Signal mit hohem Pegel zu dem Zeitpunkt t2 in ein Signal mit niedrigem Pegel umgewandelt, und die ODER-Schaltung 27e gibt anschließend das Signal mit niedrigem Pegel ab.
  • Das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 27e wird als Funktionsstörungs-Abtastsignal Fo, welches anzeigt, daß eine Funktionsstörung zwischen dem Gate G und dem Emitter E vorliegt, an die PWM-Steuerschaltung (nicht gezeigt) abgegeben, und in die UND-Schaltung 28 eingegeben, um dadurch das an dem Eingangsanschluß In eingegebene Steuersignal zu blockieren und nicht an die Treiberschaltung 15 abzugeben, so daß verhindert wird, daß das Treiberspannungssignal von der Treiberschaltung 15 an den IGBT 2U abgegeben wird.
  • Zusätzlich zu einem Kurzschluß zwischen dem Gate G und dem Emitter E des IGBT 2U erfaßt die auf diese Weise ausgebildete Selbstdiagnoseschaltung für den IGBT Anomalien der Treiberschaltung 15 und der Gleichstrom-Treiberstromquelle 17U in Form eines Abfalls der Gatespannung, und zwar in dem Fall, in dem das Treiberspannungssignal nicht als deren Ausgangssignal von der Treiberschaltung 15 abgegeben wird und die Zuführspannung zu der Treiberschaltung 15 aufgrund einer Anomalie der Gleichstrom-Treiberstromquelle 17U abfällt, um dadurch nicht nur das Funktionsstörungs-Abtastsignal Fo abzugeben, sondern auch den Betrieb der Treiberschaltung 15 zu stoppen.
  • Die vorstehend beschriebene Selbstdiagnoseschaltung für den IGBT ist zu allen Zeiten während des Betriebs des Inverters in Betrieb. Durch Betreiben der Selbstdiagnoseschaltung nicht nur während des Betriebs des Inverters, sondern auch vor dem Einschalten einer Stromquelle der Hauptschaltung 5, wird eine Beeinträchtigung des entsprechenden IGBT erfaßt, so daß es vorab möglich ist, das Ausbreiten eines Durchbruchs auf andere IGBTs aufgrund eines Kurzschlusses in sicherer Weise zu verhindern.
  • Bei der Selbstdiagnoseschaltung für den IGBT bei dem in 7 dargestellten sechsten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei der Anomaliesignal-Aufhebeschaltung 27 um einen Typ, bei dem eine zeitliche Verzögerung unter Verwendung einer Zeitkonstante in der Reihenschaltung aus dem Widerstand 27b und dem Kondensator 27c erzielt wird. Die Anomaliesignal-Aufhebeschaltung 27 ist jedoch nicht auf den vorstehend geschilderten Typ beschränkt, der die Zeitkonstante nutzt, sondern es kann sich beispielsweise auch um einen Typ handeln, bei dem die Erfassung durch einen Impulszähler erfolgt.
  • Weiterhin ist das in 7 dargestellte sechste Ausführungsbeispiel in exemplarischer Weise auf die Selbstdiagnoseschaltung zum Ausführen einer Selbstdiagnose hinsichtlich des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins eines Defekts des als schaltenden Halbleiterelements wirkenden IGBT gerichtet. Das Ziel einer Defekt-Selbstdiagnose dieser Selbstdiagnoseschaltung ist jedoch nicht auf einen IGBT beschränkt, sondern es kann sich auch um einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen handeln, um auf diese Weise ähnliche Wirkungen zu erzielen.
  • 8 zeigt eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer Schutzschaltung für Stoßspannung des als schaltendes Halbleiterelement wirkenden IGBT gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schutzschaltung ist dazu ausgebildet, in die Inverterschaltungen der Ausführungsbeispiele Eins bis Sechs integriert zu werden, wie diese in den 1 bis 7 dargestellt sind.
  • In 8 ist ein Kondensator 29 der Treiberschaltung 15 des IGBT 2U und der Gleichstrom-Treiberstromquelle 17U zum Zuführen von elektrischem Strom zu der Treiberschaltung 15 parallel geschaltet, und der Emitter E des IGBT 2U ist mit dem negativen Anschluß Vs verbunden, der zu einem negativen Pol des Kondensators 29 führt. Eine Diode 30 ist zwischen den positiven Anschluß Vb, bei dem es sich um einen positiven Anschluß der Treiberschaltung 15, der Gleichstrom-Treiberstromquelle 17U und des Kondensators 29 handelt, und das Gate G des IGBT 2U geschaltet, so daß eine Anode der Diode 30 mit dem Gate G des IGBT 2U verbunden ist.
  • Eine Diode 31 ist derart zwischen das Gate G und den negativen Anschluß Vs geschaltet, daß eine Kathode der Diode 31 mit dem Gate G verbunden ist. Diese Schutzschaltung für Stoßspannung des IGBT ist für jeden einzelnen der IGBTs vorgesehen, die die Hauptschaltung 5 bilden. Da andere Bezugszeichen aufweisende Teile mit denen der 1 bis 6 identisch sind oder diesen ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung von diesen verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise der in 8 dargestellten Stoßspannungs-Schutzschaltung beschrieben. Eine zwischen einem Kollektor C und dem Emitter E des IGBT 2U angelegte Stoßspannung wird durch eine parasitäre Kapazität Ccg zwischen dem Kollektor C und dem Gate G sowie eine parasitäre Kapazität Cge zwischen dem Gate G und dem Emitter E derart aufgeteilt, daß eine vergleichsweise hohe Stoßspannung zwischen dem Gate G und dem Emitter E angelegt wird.
  • Falls eine Stoßspannung angelegt wird, bei der das Potential des Gates G höher ist als das des Emitters E, wird die Stoßspannung über die Diode 30 und den Kondensator 29 abgeführt, indem eine Kapazität des Kondensators 29 weit höher eingestellt wird als die parasitäre Kapazität Cge. Falls eine Minus-Stoßspannung angelegt wird, bei der das Potential des Gates G niedriger ist als das Emitters E, wird die Minus-Stoßspannung über die Diode 31 abgeleitet.
  • Da infolgedessen ein anomaler Spannungsanstieg oder ein anomaler Spannungsabfall in Minus-Richtung zwischen dem Gate G und dem Emitter E aufgrund des Anliegens der Stoßspannung begrenzt wird und insbesondere eine Umkehrspannung, die zwischen dem Gate G und dem Emitter E bei Anliegen der vorstehend genannten Minus-Stoßspannung auf einen so geringen Wert begrenzt wird wie ein Spannungsabfall der Diode 31 in Durchlaßrichtung, kann ein Durchbruch des IGBT 2U und der Treiberschaltung 15 sicher verhindert werden. Da ferner keine teuren Zenerdioden für die Schaltungskonfiguration vorgesehen werden müssen, läßt sich die Schutzschaltung in kostengünstiger Weise herstellen.
  • Das in 8 dargestellte siebte Ausführungsbeispiel ist in exemplarischer Weise auf die Stoßspannungs-Schutzschaltung für den als schaltendes Halbleiterelement wirkenden IGBT gerichtet. Das Schutzziel dieser Stoßspannungs-Schutzschaltung ist jedoch nicht auf den IGBT beschränkt, sondern kann auch für einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen vorgesehen werden, um dadurch ähnliche Wirkungen zu erzielen.
  • 9 zeigt ein Blockschaltbild einer Schutzschaltung gegen Stoßspannung des IGBT mit einem Stromabtastanschluß, der bei einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung als schaltendes Halbleiterelement wirkt. Die Schutzschaltung ist dazu ausgebildet, in die Inverterschaltungen der in den 1 bis 8 dargestellten Ausführungsbeispiele eins bis sieben integriert zu werden.
  • In 9 weist der IGBT 2U einen Stromabtastanschluß SE auf, der parallel zu einem Emitter E und einem Nebenschluß-Widerstand 32 vorgesehen ist, der zwischen dem Stromabtastanschluß SE und dem Emitter E vorgesehen ist. Eine Überstrom-Abtastschaltung 33 für den IGBT 2U ist durch einen Komparator 33a und eine Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 33b gebildet und zwischen den Stromabtastanschluß SE und den Emitter E parallel zu dem Nebenschluß-Widerstand 32 geschaltet.
  • Der eine Anschluß eines Paares von Eingangsanschlüssen des Komparators 33a ist mit einem Anschluß des Nebenschluß-Widerstands 32 und des Stromabtastanschlusses SE verbunden, während die Gleichstrom-Vergleichsstromquelle 33b, deren Referenzpotential an dem Emitter E anliegt, mit dem anderen Eingangsanschluß verbunden ist.
  • Dioden 34 und 35 sind derart in Reihe miteinander verbunden, daß eine Kathode der Diode 34 und eine Anode der Diode 35 mit einem Gate G bzw. dem Emitter E verbunden sind. Ein Anschluß der Dioden 34 und 35 ist mit dem Anschluß des Stromabtastanschlusses SE und des Nebenschluß-Widerstands 32 verbunden. Diese Schutzschaltung gegen Stoßspannung des IGBT mit dem Stromabtastanschluß SE ist für jeden der IGBTs vorgesehen, die die Hauptschaltung 5 bilden. Da andere Bezugszeichen aufweisende Teile mit denen der 8 identisch sind oder diesen ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung davon verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise der in 9 dargestellten Stoßspannungs-Schutzschaltung beschrieben. Da ein sehr geringer Strom, der proportional zu einem zwischen einem Kollektor C und dem Emitter E fließenden Laststrom ist, zu dem Stromabtastanschluß SE nebengeschlossen wird, so wird eine dem Laststrom entsprechende Potentialdifferenz zwischen gegenüberliegenden Enden des Nebenschluß-Widerstands 32 erzeugt. Der Komparator 33a vergleicht eine Spannung des Anschlusses des Stromabtastanschlusses SE und des Nebenschluß-Widerstands 32 auf der Basis der vorstehend genannten Potentialdifferenz mit einer Spannung der Gleichstrom-Vergleichsspannungsquelle 33b.
  • Letztere Spannung ist normalerweise auf einen höheren Wert gesetzt als die erstgenannte Spannung. Wenn jedoch die Größe dieser Spannungen umgekehrt wird, d. h. wenn die erstgenannte Spannung, d. h. die Spannung des Anschlusses des Stromabtastanschlusses SE und des Nebenschluß-Widerstands 32 höher wird als die letztere Spannung, gibt der Komparator 33a an einem Ausgangsanschluß Out ein Abtastsignal ab, welches anzeigt, daß bei dem Laststrom ein Überstrom vorliegt.
  • Dagegen wird eine zwischen dem Kollektor C und dem Emitter E des IGBT 2U anliegende Stoßspannung durch eine Summe aus einer parasitären Kapazität Ccg zwischen dem Kollektor C und einem Gate G, einer parasitären Kapazität zwischen dem Gate G und dem Emitter E sowie einer parasitären Kapazität Cgs zwischen dem Gate G und dem Stromabtastanschluß SE geteilt, so daß vergleichsweise hohe Stromspannungen jeweils zwischen dem Gate G und dem Emitter E bzw. zwischen dem Gate G und dem Stromabtastanschluß SE anliegen.
  • Beim Anliegen einer Stoßspannung, bei der das Potential des Gates G höher ist als das des Emitters E sowie das des Stromabtastanschlusses SE, wird die Stoßspannung über die Diode 30 und den Kondensator 29 abgeleitet, indem die Kapazität des Kondensators 29 weit höher als die parasitäre Kapazität Ccg eingestellt wird. Bei Anliegen einer Minus-Stoßspannung, bei der das Potential des Gates G niedriger ist als das des Emitters E, wird die Minus-Stoßspannung über die Dioden 35 und 34 abgeleitet.
  • Da infolgedessen ein anomaler Spannungsabstieg oder ein anomaler Spannungsabfall in Minus-Richtung zwischen dem Gate G und dem Emitter E sowie zwischen dem Gate G und dem Stromabtastanschluß SE aufgrund des Anliegens der Stoßspannung begrenzt wird und insbesondere nicht nur Sperrspannungen, die zwischen dem Gate G und dem Emitter E sowie zwischen dem Gate G und dem Stromabtastanschluß SE bei Anliegen der vorstehend genannten Minus-Stoßspannung induziert werden, auf einen so geringen Wert wie eine Summe aus den Spannungsabfällen der Dioden 35 und 34 in Durchlaßrichtung bzw. den Spannungsabfall der Diode 34 in Durchlaßrichtung begrenzt werden, sondern auch die Sperrspannung zwischen den gegenüberliegenden Enden des mit dem Eingangsanschluß des Komparators 33a verbundenen Nebenschluß-Widerstands auf einen so geringen Wert wie den Spannungsabfall der Diode 35 in Durchlaßrichtung begrenzt wird, können ein Durchbruch des IGBT 2U, der Treiberschaltung 15, der Überstrom-Abtastschaltung 33 usw. in sicherer Weise verhindert werden.
  • Da ferner keine teuren Zenerdioden für die Schaltungskonfiguration vorgesehen werden müssen, läßt sich die Schutzschaltung in kostengünstiger Weise herstellen.
  • Bei den Schaltungen des siebten Ausführungsbeispiels gemäß 8 und des achten Ausführungsbeispiels gemäß 9 kann der Kondensator 29 auch als Kondensator 23 wirken, wie er in den 3 bis 6 dargestellt ist.
  • 10 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausgangsstrom-Abtasteinheit eines Inverters gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Die Ausgangsstrom-Abtasteinheit ist dazu ausgebildet, in die Inverterschaltungen der in den 1 bis 9 dargestellten Ausführungsbeispiele Eins bis Acht integriert zu werden.
  • In 10 sind Nebenschluß-Widerstände 36U, 36V und 36W in die U-Phasen-, die V-Phasen- bzw. die W-Phasen-Ausgangsleitung der Hauptschaltung 5 derart eingefügt, daß sie Ausgangsstrom in Spannung umwandeln. Jeder der Stromdetektoren 37U, 37V und 37W empfängt das jeweilige Spannungssignal, das von den Nebenschluß-Widerständen 36U, 36V und 36W abgegeben wird, und gibt an seiner Ausgangsseite, die in einen relativen Floating-Zustand gebracht ist, ein Detektionssignal für den Laststrom jeder Phase ab.
  • Ein Verstärker 38 empfängt und verstärkt das von dem Nebenschluß-Widerstand 36U abgegebene Spannungssignal. Eine Impulsschaltung 39 zum Umwandeln eines von dem Verstärker 38 abgegebenen analogen Signals in ein Impulssignal, das einer Impulsbreitenmodulation bzw. PWM unterzogen wird, ist durch einen Komparator 39a und einen Dreieckwellen-Schwingkreis 39b gebildet. In einer Pegelverschiebungsschaltung 40 ist ein Referenzpotential auf deren Eingangsseite relativ zu dem Referenzpotential auf deren Ausgangsseite in einen Floating-Zustand gebracht.
  • Zum Übertragen des Impulssignals von der Eingangsseite auf die Ausgangsseite gibt die Pegelverschiebungsschaltung 40 das eingegebene Pulssignal unter Verschieben des Pegels des Referenzpotentials des Impulssignals ab. Die Pegelverschiebungsschaltung 40 hat eine Schaltungskonfiguration, die der in 1 gezeigten Pegelverschiebungsschaltung 19 im wesentlichen ähnlich ist, sich jedoch von der Pegelverschiebungsschaltung 19 darin unterscheidet, daß ihr Ausgangsschaltungsbereich geerdet ist und ihr Eingangsschaltungsbereich in einen Floating-Zustand gebracht ist.
  • Eine Demodulationsschaltung 41 ist durch ein Tiefpaßfilter (LPF) zum Demodulieren eines von der Pegelverschiebungsschaltung 40 eingegebenen PWM-Signals in ein analoges Signal gebildet. Da die mit weiteren Bezugszeichen bezeichneten Elementen mit denen der 1 bis 7 identisch sind oder diesen ähnlich sind, wird auf eine Beschreibung von diesen verzichtet.
  • Im folgenden wird die Arbeitsweise der in 10 dargestellten Ausgangsstrom-Abtasteinheit beschrieben. Der Laststrom jeder Phase des als Last wirkenden Dreiphasen-Induktionsmotors 8 wird durch jeden der Nebenschluß-Widerstände 36U, 36V und 36W entsprechend dem Laststrom in das analoge Spannungssignal umgewandelt. Das analoge Spannungssignal wird durch den Verstärker 38 verstärkt, um in die Impulsschaltung 39 eingegeben zu werden, in der das analoge Spannungssignal in das einer Impulsbreitenmodulation unterzogene Impulssignal umgewandelt wird.
  • Die Pegelverschiebungsschaltung 40, bei der das Referenzpotential auf der Eingangsseite relativ zu dem auf der Ausgangsseite in einen Floating-Zustand gebracht ist, überträgt das Impulssignal von der Eingangsseite zu der Ausgangsseite. Durch Hindurchleiten des Impulssignals durch die durch das LPF gebildete Demodulationsschaltung 41 eliminiert die Demodulationsschaltung 41 die Hochfrequenzkomponente aus dem Impulssignal, um dadurch das analoge Signal abzugeben, das den Wert des Laststroms angibt.
  • Bei der vorstehend beschriebenen Konfiguration wird das Abtastsignal im relativen Floating-Zustand durch die Pegelverschiebungsschaltung 40 auf die Ausgangsseite der Pegelverschiebungsschaltung 40 übertragen. Da jedoch die Pegelverschiebungsschaltung 40 nicht in der Lage ist, das analoge Signal zu übertragen, ist die Impulsschaltung 39 stromaufwärts von der Pegelverschiebungsschaltung 40 vorgesehen, um das analoge Abtastsignal in ein digitales Signal umzuwandeln, das für eine Minimierung der Anzahl von Impulsen pro Zeiteinheit optimiert ist, d. h. das Impulssignal wird einer Impulsbreitenmodulation unterzogen.
  • Auf diese Weise läßt sich eine kompakte, äußerst genaue und äußerst zuverlässige Abtasteinheit mit langer Betriebslebensdauer und niedrigem Stromverbrauch erzielen, bei der das Signal in effizienter Weise übertragen werden kann, ein Abtastelement (nicht gezeigt) vom berührungslosen Typ nicht zum Abtasten des Laststroms erforderlich ist und kein Photokoppler (nicht gezeigt) verwendet werden muß, der im Verlauf seiner Lebensdauer im Betrieb fehlerhaft wird, so daß die Abtasteinheit in einen Baustein bzw. ein Gehäuse integriert werden kann.
  • Zum Vergleich mit einer Stromabtastschaltung, die ein Hallelement oder einen Stromwandler als herkömmliches berührungsloses Stromabtastelement verwendet, ist die Demodulationsschaltung 41 zum Demodulieren des PWM-Signals in das analoge Signal in einer letzten Stufe vorgesehen. Bei Anliegen des PWM-Signals in Form eines digitalen Signals an einem Mikrocomputer (nicht gezeigt), der als PWM-Steuereinheit wirkt, muß jedoch die Demodulationsschaltung 41 nicht vorgesehen werden.
  • Bei den in den 1 bis 10 dargestellten Ausführungsbeispielen Eins bis Neun der vorliegenden Erfindung ist der Inverter zum Steuern des Betriebs des Induktionsmotors oder dergleichen in exemplarischer Weise als Leistungswandler vorgesehen. Der Leistungswandler der vorliegenden Erfindung ist jedoch nicht auf den Inverter beschränkt, sondern kann auch bei einer Treibersteuereinheit für einen bürstenlosen Gleichstrommotor oder einen geschalteten Reluktanz-Motor (SR-Motor) Anwendung finden, um in dieser Weise ähnliche Wirkungen zu erzielen.
  • Zum Beispiel veranlaßt der SR-Motor das Fließen von elektrischem Strom in der einen Richtung in Spulen der jeweiligen Phasen seines Stators in aufeinanderfolgender Weise, wobei IGBTs zum Aktivieren oder Deaktivieren der jeweiligen Spulen des Stators verwendet werden. Bei einem Vierphasen-Motor z. B. sind jeweils vier IGBTs (nicht gezeigt) für die Phasenumschaltung und Treibersteuerschaltungen (nicht gezeigt) entsprechend den IGBTs vorgesehen. Durch Anwenden der vorliegenden Erfindung bei diesen Treibersteuerschaltungen kann der Leistungswandler für den SR-Motor in stabiler Weise für eine lange Zeitdauer funktionieren.
  • Industrielle Anwendbarkeit
  • Wie vorstehend beschrieben, ist der Leistungswandler der vorliegenden Erfindung geeignet für die Verwendung als Leistungsmodul zum Ausführen einer variablen Geschwindigkeitssteuerung eines Induktionsmotors, eines bürstenlosen Gleichstrommotors, eines SR-Motors usw., die für Treibersteuereinheiten beispielsweise von Industriemaschinen, elektrischen Haushaltsgeräten, wie z. B. einer Klimaanlage, einem Kühlschrank usw., sowie Kraftfahrzeugen Verwendung finden.

Claims (8)

  1. Leistungswandler, der folgendes aufweist: – eine Hauptschaltung (5), die eine Vielzahl von Halbleiterelementreihen beinhaltet, die jeweils eine Vielzahl von in Reihe miteinander verbundenen Halbleiterelementen aufweisen, und bei der eine Gleichstrom-Hauptstromquelle (6) zwischen Anschlüsse der Halbleiterelementreihen geschaltet ist und eine Last (8) mit einem seriellen Anschluß (U, V, W) der Halbleiterelemente in jeder der Halbleiterelementreihen verbunden ist; – wobei die Halbleiterelementreihen an gegenüberliegenden Enden von jeder der Halbleiterelementreihen parallel miteinander verbunden sind und mindestens eines der Halbleiterelemente in jeder der Halbleiterelementreihen ein schaltendes Halbleiterelement (1U, 2U; 1V, 2V; 1W, 2W) ist; – eine erste Pegelverschiebungsschaltung (19), die dem schaltenden Halbleiterelement entsprechend vorgesehen ist und die auf ihrer Eingangsseite ein Steuersignal empfängt und auf ihrer Ausgangsseite einen Pegel eines Referenzpotentials relativ zu einem eingangsseitigen Referenzpotential verschiebt, um Schwankungen eines Referenzpotentials des schaltenden Halbleiterelements nachzufolgen; – eine Treiberschaltung (15), die ein Signal von der ersten Pegelverschiebungsschaltung (19) empfängt, um ein Treibersignal an das schaltende Halbleiterelement abzugeben; – eine Gleichstrom-Steuerstromquelle (9) zum Zuführen von elektrischem Strom zu der Eingangsseite der ersten Pegelverschiebungsschaltung (19); – wobei von der Gleichstrom-Hauptstromquelle (6) zugeführter elektrischer Strom in Abhängigkeit von dem Eingang des Steuersignals in einen Wechselstrom oder einen Einschalt-/Ausschalt-Strom umgewandelt wird, der der Last (8) zuzuführen ist; – wobei ein Punkt (N) der Hauptschaltung (15) mit einem negativen Pol der Gleichstrom-Hauptstromquelle (6) verbunden ist; – einen ersten Induktor (18), der zwischen den Punkt (N) der Hauptschaltung (5) und den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle (9) geschaltet ist; und – einen ersten Kondensator (20), der zwischen den negativen Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle (9) und einen Referenzpotentialpunkt (Vs) auf der Ausgangsseite der ersten Pegelverschiebungsschaltung (9) geschaltet ist.
  2. Leistungswandler nach Anspruch 1, der weiterhin folgendes aufweist: – einen zweiten Kondensator (23), der zwischen einen positiven und einen negativen Zuführungspunkt (Vb, Vs), die der Treiberschaltung (15) gemein sind, und die Ausgangsseite der ersten Pegelverschiebungsschaltung (19) geschaltet ist; und – eine erste Diode (22), die zwischen einen positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle (9) und den positiven Zuführungspunkt (Vb) geschaltet ist, so daß eine Kathode der ersten Diode (22) mit dem zweiten Kondensator (23) verbunden ist.
  3. Leistungswandler nach Anspruch 2, der weiterhin folgendes aufweist: – einen zweiten Induktor (24), der zwischen eine Anode der ersten Diode (22) und den positiven Pol der Gleichstrom-Steuerstromquelle (9) geschaltet ist, um mit der ersten Diode (22) eine Reihenschaltung zu bilden; und – einen dritten Kondensator (25), der zwischen den Punkt (N) der Hauptschaltung (5) und die Anode der ersten Diode (22) geschaltet ist.
  4. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das schaltende Halbleiterelement ein Transistor mit isoliertem Gate ist; und wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist: – eine Gatespannungs-Abtastschaltung (26), die eine Vergleichsspannungsquelle (26b) zum Abgeben einer Vergleichsspannung aufweist, die niedriger als eine normale Gatespannung des Transistors ist und höher als eine anomale Gatespannung des Transistors ist, sowie einen Komparator (26a) aufweist, um eine Spannung des isolierten Gates mit der Vergleichspannung zu vergleichen und ein Anomaliesignal abzugeben, wenn die Spannung des isolierten Gates niedriger ist als die Vergleichsspannung.
  5. Leistungswandler nach Anspruch 4, wobei eine zeitliche Verzögerung zwischen einem ersten Zeitpunkt der Eingabe des Steuersignals in die Treiberschaltung (15) und einem zweiten Zeitpunkt der Abgabe eines normalen Signals durch die Gatespannungs-Abtastschaltung (26) vorhanden ist; und wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist: – eine Anomaliesignal-Aufhebeschaltung (27), die während einer vorbestimmten Zeitdauer von dem ersten Zeitpunkt bis zu einem dritten Zeitpunkt, der bei oder nach dem zweiten Zeitpunkt liegt, das normale Signal durch Aufheben des von der Gatespannungs-Abtastschaltung (26) abgegebenen Anomaliesignals abgibt.
  6. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das schaltende Halbleiterelement ein Transistor mit isoliertem Gate ist; und wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist: – einen vierten Kondensator (29), der der Treiberschaltung (15) des Transistors derart parallel geschaltet ist, daß ein negativer Pol des vierten Kondensators (29) mit einem negativen Hauptpol (E) des Transistors verbunden ist; – eine zweite Diode (30), die derart zwischen einen Anschluß eines positiven Zuführungspunkts (Vb) der Treiberschaltung (15) und des vierten Kondensators (29) und das isolierte Gate (G) geschaltet ist, daß eine Anode der zweiten Diode (30) mit dem isolierten Gate (G) verbunden ist; und – eine dritte Diode (31), die derart zwischen das isolierte Gate (G) und den negativen Hauptpol (E) geschaltet ist, daß eine Kathode der dritten Diode (31) mit dem isolierten Gate (G) verbunden ist.
  7. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das schaltende Halbleiterelement ein Transistor mit isoliertem Gate ist, der einen parallel zu einem negativen Hauptpol (E) des Transistors vorgesehenen Stromabtastanschluß (SE) aufweist; und wobei der Leistungswandler ferner folgendes aufweist: – einen ersten Nebenschluß-Widerstand (32), der zwischen den Stromabtastanschluß (SE) und den negativen Hauptpol (E) des Transistors geschaltet ist; – eine Gleichstrom-Vergleichsspannunsquelle (33b), die ein Referenzpotential an dem negativen Hauptol (E) des Transistors aufweist; – einen Komparator (33a), bei dem einer von einem Paar von Eingangsanschlüssen mit einem Anschluß des ersten Nebenschluß-Widerstands (32) und des Stromabtastanschlusses (SE) verbunden ist und die Gleichstrom-Vergleichsspannungsquelle (33b) mit dem anderen von den Eingangsanschlüssen verbunden ist; – wobei der Komparator (33a) eine Potentialdifferenz des ersten Nebenschluß-Widerstands (32) mit einer Spannung der Gleichstrom-Vergleichsspannungsquelle (33b) vergleicht, um ein Überstrom-Abtastsignal des Transistors mit isoliertem Gate abzugeben; – einen vierten Kondensator (29), der parallel zu der Treiberschaltung (15) des Transistors mit isoliertem Gate zwischen den positiven und den negativen Zu führungspunkt (Vb, Vs) der Treiberschaltung (15) geschaltet ist, wobei der negative Zuführungspunkt (Vs) mit dem negativen Hauptpol (E) des Transistors verbunden ist; – die zweite Diode (30), die derart zwischen den positiven Zuführungspunkt (Vb) und das isolierte Gate (G) geschaltet ist, daß eine Anode der zweiten Diode (30) mit dem isolierten Gate verbunden ist; – eine vierte Diode (34), die derart zwischen das isolierte Gate (G) und den Stromabtastanschluß (SE) geschaltet ist, daß eine Kathode der vierten Diode (34) mit dem isolierten Gate (G) verbunden ist; und – eine fünfte Diode (35), die derart zwischen den Stromabtastanschluß (SE) und den negativen Hauptpol (E) des Transistors geschaltet ist, daß eine Kathode der fünften Diode (35) mit einer Anode der vierten Diode (34) verbunden ist.
  8. Leistungswandler nach Anspruch 1, der weiterhin folgendes aufweist: – einen zweiten Nebenschluß-Widerstand (36U, 36V, 36W), der in eine die Hauptschaltung (5) und die Last (8) verbindende Ausgangsleitung eingefügt ist; – einen Verstärker (38) zum Verstärken eines Spannungsabfalls des zweiten Nebenschluß-Widerstands (36U, 36V, 36W); – eine Impulsschaltung (39), die ein Ausgangssignal des Verstärkers (38) empfängt, um ein einer Impulsbreitenmodulation unterzogenes Impulssignal abzugeben; und – eine zweite Pegelverschiebungsschaltung (40), bei der ein Referenzpotential auf ihrer Eingangsseite relativ zu dem auf ihrer Ausgangsseite in einen Floating-Zustand gebracht ist; – wobei die zweite Pegelverschiebungsschaltung (40) das Impulssignal empfängt, um das Impulssignal durch Verschieben eines Pegels eines Referenzpotentials des Impulssignals von der Eingangsseite zu der Ausgangsseite zu verschieben, so daß ein Laststrom auf der Basis eines Ausgangssignals der zweiten Pegelverschiebungsschaltung (40) erfaßt wird.
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8320 Willingness to grant licences declared (paragraph 23)