DE102022202702A1 - Elektronikeinheit für ein Elektrogerät - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung einer elektrischen Last (12) eines Elektrogeräts, insbesondere eines motorbetriebenen Elektrogeräts, wobei der elektrischen Last (12) zumindest ein Leistungstransistor (18) mit jeweils zumindest einer Steuerelektrode (34), einer Abflusselektrode (36) und einer Zuflusselektrode (38) zugeordnet ist, wobei ein Steuerkreis (44) des Leistungstransistors (18) eine die Steuerelektrode (34) ansteuernde Treiberschaltung (26) und ein Leistungskreis (52) des Leistungstransistors (18) die Abflusselektrode (36) und die Zuflusselektrode (38) umfassen, und wobei eine Induktivität des Steuerkreises (44) und eine Induktivität des Leistungskreises (52) zumindest eine Common-Source-Induktivität (LCS) bilden. Es wird vorgeschlagen, dass das Schaltverhalten des zumindest einen Leistungstransistors (18) mittels der zumindest einen Common-Source-Induktivität (LCS) zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) über eine erste Diode (48) und zumindest eine antiparallel dazu geschaltete zweite Diode (50) beeinflussbar ist. Zudem betrifft die Erfindung ein Elektrogerät, insbesondere ein motorgetriebenes Elektrogerät, mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung einer elektrischen Last (12), insbesondere eines ein- oder mehrphasigen Elektromotors (14).

Description

• Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Last eines Elektrogerät nach der Gattung des unabhängigen Anspruchs 1. Darüber hinaus betrifft die Erfindung ein Elektrogerät mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit.
• Stand der Technik
• Werden Leistungstransistoren, insbesondere MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), zu schnell ab- oder eingeschaltet, ergibt sich vor allen Dingen unter so genannten „hard switching conditions“ das Problem von Ringing der Steuer- und/oder Leistungssignale in Verbindung mit einem schlechten Verhalten hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) sowie ggf. hoher Transienten an einer die Steuerelektrode des Leistungstransistors ansteuernden Treiberschaltung, die ggf. zu einer Zerstörung der Treiberschaltung führen. Durch die Induktivität in der Kommutierungszelle können zudem hohe Spannungen über der Zufluss- und/oder der Abflusselektrode des Leistungstransistors abfallen, die ggf. einen so genannten Avalanche-Effekt auslösen und den Leistungstransistor zerstören. Damit eine die Treiberschaltung und die Leistungstransistoren umfassende Elektronikeinheit derart zuverlässig und sicher arbeitet, dass alle ihre Bauteile in einem sicheren Bereich betrieben werden können und das EMV-Verhalten akzeptabel ist, muss die Geschwindigkeit der Schaltvorgänge des Leistungstransistoren begrenzt werden. Jedoch sollte die Elektronikeinheit immer noch hinreichend schnell schalten können, um etwaige Schaltverluste in den Leistungstransistoren zu minimieren.
• Bekannte Möglichkeiten, die Schaltgeschwindigkeiten von Leistungstransistoren über eine Treiberschaltung einzustellen, sind beispielswiese die Verwendung eines langsameren Leistungstransistors, die Verwendung eines externen Kondensators zwischen Steuer- und Zuflusselektrode oder zwischen Steuer- und Abflusselektrode des Leistungstransistors, die Verwendung eines Vorwiderstands zwischen Treiberschaltung und Steuerelektrode des Leistungstransistors ggf. unter zusätzlicher Verwendung von Dioden sowie die Verwendung eines Widerstands zwischen Treiberschaltung und Abflusselektrode des Leistungstransistors. Weitere Möglichkeiten ergeben sich durch die Verwendung einer Treiberschaltung mit einstellbarem Innenwiderstand der Treiberstufe (z.B. DRV8303) oder mit einstellbarem Treiberstrom und/oder zeitgesteuerten Stromprofilen.
• Aus der DE 10 2017 128 264 A1 ist eine als Wechselrichterschaltvorrichtung ausgebildete Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines mehrphasigen Wechselstrommotors für ein Elektrofahrzeug bekannt. Jede Phase der Wechselrichterschaltvorrichtung weist ein Paar von Leistungstransistoren auf, die eine Gleichspannung mittels Taktung der Leistungstransistoren in ein pulsweitenmoduliertes Signal zur Ansteuerung des Wechselstrommotors umwandeln. Zur Vermeidung von Kurzschlüssen in den einzelnen Phasen der Wechselrichterschaltvorrichtung dürfen niemals beide Leistungstransistoren (Highside und Lowside) gleichzeitig eingeschaltet sein. Diese Gefahr ergibt sich insbesondere steilen Schaltflanken sowie durch etwaige Störungen, wie z.B. elektrisches Rauschen oder eine magnetische Kopplung zwischen den elektrischen Bauteilen der Wechselrichterschaltvorrichtung und den Signalwegen der Steuereingänge der Leistungstransistoren. Andererseits sind für hohen Drehzahlen des Wechselstrommotors auch entsprechend hohe Taktraten erforderlich. Die aus den hohen Taktraten resultierenden kurzen Schaltzeiten der Leistungstransistoren führen in vorteilhafter Weise zudem zu geringen Energieverlusten während der Schaltübergänge. Um ein unerwünschtes Einschalten eines Leistungstransistors zu vermeiden, ist eine Blockierschaltung in der Wechselrichterschaltvorrichtung vorgesehen, die den Steuereingang des Leistungstransistors aktiv blockieren kann. Der Betrieb dieser aktiven Blockierschaltung kann durch die gezielte Erhöhung einer so genannten Common-Source-Induktivität des Leistungstransistors verbessert werden, da sich auf diese Weise die Schaltverluste bei gleich bleibenden Spannungsspitzen reduzieren. Die Common-Source-Induktivität resultiert aus baulichen Gegebenheiten des Leistungstransistors und ergibt sich aus Induktivitäten, die sowohl von einem Steuerstrom als auch von einem Last- bzw. Leistungsstrom des Leistungstransistors durchflossen werden. Eine Erhöhung der Common-Source-Induktivität ist durch Maßnahmen im Layout oder durch Verwendung eines anderen Bauteils mit entsprechender Ummantelung (Gehäuse bzw. Package) möglich.
• In der Dissertation „Beschleunigte Ansteuerung von Leistungshalbleitern durch induktive Mitkopplung“, von Michael Ebli, Technische Universität Dortmund, 2018, wurde der Einfluss der Common-Source-Induktivität eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors untersucht. Dabei setzt sich die Common-Source-Induktivität im Wesentlichen aus zwei Teilen zusammen. Einem ersten Anteil, der aus dem Halbleitergehäuse resultiert, und einem zweiten Anteil, der sich aus dem Aufbau auf einer Leiterplatte ergibt, auf der das Halbleitergehäuse aufgelötet ist.
• Eine Erhöhung der Common-Source-Induktivität führt u.a. zu Vorteilen dahingehend, dass die Unempfindlichkeit gegenüber Spannungstransienten (dU/dt) insbesondere in Halbbrücken steigt („Effect and Utilization of Common Source Inductance in Snchronous Rectification“, International Rectifier, APEC 2005) und die Änderungsrate des Last- bzw. Leistungsstromes (dl/dT) in einem Bauteil, insbesondere in einem MOSFET bei hart schaltenden Applikationen, auf sichere/unkritische Werte reduziert werden kann („Reverse Recovery Operation and Destruction of MOSFET Body Diode“, Toshiba, 01.09.2018), da die Body Diode weniger belastet wird. Zudem lässt sich durch die reduzierte Stromänderung (dI/dT) im Bauteil ein besseres EMV-Verhalten erzielen.
• Eine größere Common-Source-Induktivität bewirkt jedoch insbesondere beim Schalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors auch negative Effekte, wie z.B. ein zusätzliches Ringing der Spannungen zwischen Gate und Source bzw. Drain und Source sowie größere Transienten an der Schaltung, die vernehmlich daraus resultieren, dass auf das Gate des MOSFETs eine Rückkoplung über die Common-Source-Induktivität durch die Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes eintritt, was in einem verkoppelt schwingfähigen System resultiert ( „Parasitic Oscillation and Ringing of Power MOSFETs“, Toshiba, 26.07.2018).
• Zudem ergibt sich eine Verlängerung der Schaltzeit in der Stromänderungsphase und damit eine Vergrößerung der Schaltverluste (Application Note SLPA009A, Texas Instruments).
• Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Elektronikeinheit für ein Elektrogerät bereitzustellen, die zumindest einen Leistungstransistor umfasst, der gegenüber dem Stand der Technik ein optimiertes Schaltverhalten derart aufweist, dass in den jeweiligen Stromänderungsphasen des Last- bzw. Leistungsstroms (dl/dt) während des Ein- oder Ausschaltvorgangs bestmögliche Schalteigenschaften für die gewünschte Applikation erreichbar sind, ohne den jeweils anderen Schaltvorgang zu beeinflussen.
• Vorteile der Erfindung
• Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Last eines Elektrogeräts, insbesondere eines motorbetriebenen Elektrogeräts, wobei der elektrischen Last, insbesondere jeder Phase des Elektromotors, zumindest ein Leistungstransistor mit jeweils zumindest einer Steuerelektrode, einer Abflusselektrode und einer Zuflusselektrode zugeordnet ist, wobei ein Steuerkreis des Leistungstransistors eine die Steuerelektrode ansteuernde Treiberschaltung und ein Leistungskreis des Leistungstransistors die Abflusselektrode und die Zuflusselektrode umfasst, und wobei eine Induktivität des Steuerkreises und eine Induktivität des Leistungskreises zumindest eine Common-Source-Induktivität bilden. Zur Lösung der Aufgabe wird vorgeschlagen, dass das Schaltverhalten des zumindest einen Leistungstransistors mittels der zumindest einen Common-Source-Induktivität zwischen der Abflusselektrode und der Treiberschaltung des Steuerkreises über eine erste Diode und zumindest eine antiparallel dazu geschaltete zweite Diode beeinflussbar ist. Dadurch ergibt sich der Vorteil, eine Common-Source-Induktivität zu erreichen, die ein optimiertes Verhältnis zwischen der Schaltgeschwindigkeit und der Verlustleistung des Leistungstransistors bewirkt. Somit können Leistungsspannungsspitzen während des Ein- oder Ausschaltvorgangs genauer eingestellt und die EMV gezielt verbessert werden, während sich bei hart schaltenden Applikationen die Belastung etwaiger (Body) Dioden durch ein geringeres dl/dT reduzieren lässt. Beim Abschalten von induktiven Lasten lässt sich die Schaltung zudem dahingehend optimieren, dass die Abschaltspannungsspitzen des zumindest einen Leistungstransistors auf ein erlaubtes oder gwünschtes Maß begrenzt werden, während beim Einschalten von kapazitiven Lasten sich der so genannte Inrush-Strom begrenzen lässt.
• Der zumindest eine Leistungstransistor der Elektronikeinheit ist vorzugsweise als ein MOSFET ausgebildet. Es kommen aber auch Leistungstransistoren in Form anderer Feldeffekttransistoren (FET), Bipolartransistoren (BJT - bipolar junction transistors), IGBTs (insulated gate bipolar transistors), Wide Bandgap Halbleiter oder dergleichen in Frage. Im Falle eines MOSFET bzw. FET ist die Steuerelektrode als Gate, die Zuflusselektrode als Drain und die Abflusselektrode als Source ausgebildet. Im Falle eines Bipolartransistors sind Steuerelektrode, Zuflusselektrode und Abflusselektrode als Basis, Kollektor bzw. Emitter und im Falle eines IGBT als Gate, Kollektor bzw. Emitter ausgebildet. Dem Fachmann sind die verschiedenen Varianten von Leistungstransistoren bekannt, so dass hierauf nicht weiter im Detail eingegangen werden soll.
• Als Elektrogeräte im Kontext der Erfindung sollen alle per Netzstrom oder Energiespeicher, wie z.B. Batterien, Wechselakkupacks oder fest integrierte Akkus, versorgbaren, elektrisch betriebenen Geräte mit einer elektrischen Last, insbesondere mit einem elektromotorischen Antrieb, verstanden werden, bei denen die erfindungsgemäße Elektronikeinheit zum Einsatz kommen kann. Als elektromotorische Antriebe kommen dabei insbesondere elektrisch kommutierte Elektromotoren (so genannte EC- bzw. BLDC-Motoren) in Frage, deren einzelne Phasen über zumindest zwei Leistungstransistoren der Elektronikeinheit per Pulsweitenmodulation zur Steuerung bzw. Regelung ihrer Drehzahl und/oder ihres Drehmoments angesteuert werden. Insbesondere ist die Erfindung auf akku- und/oder netzbetriebenen Werkzeugmaschinen zur Bearbeitung von Werkstücken mittels eines elektrisch angetriebenen Einsatzwerkzeugs anwendbar. Dabei kann das elektrische Bearbeitungsgerät sowohl als Handwerkzeugmaschine als auch als stationäre Werkzeugmaschine ausgebildet sein. Typische Werkzeugmaschinen sind in diesem Zusammenhang Hand- oder Standbohrmaschinen, Schrauber, Schlagbohrmaschinen, Hobel, Winkelschleifer, Schwingschleifer, Poliermaschinen oder dergleichen. Als Elektrogeräte kommen aber auch elektromotorisch angetriebene Garten- und Baugeräte wie Rasenmäher, Rasentrimmer, Astsägen, Motor- und Grabenfräsen, Gebläse, Roboter-Breaker und -Bagger oder dergleichen in Frage. Weiterhin ist die Erfindung auf Elektromotoren von Haushaltgeräten, wie Staubsauger, Mixer, etc. anwendbar. Unter dem Begriff Elektrogerät können zudem elektromotorisch angetriebene Straßen- und Schienenfahrzeuge sowie Flugzeuge und Schiffe verstanden werden. Statt für überwiegend induktive elektrische Lasten 12 kann die Erfindung ohne Einschränkung auch für überwiegend kapazitive elektrische Lasten 12 oder entsprechende Mischformen verwendet werden. So kann die erfindungsgemäße Elektronikeinheit beispielsweise auch in Schaltreglern bzw. Wechselrichtern, wie sie in Ladegeräten oder Netzteilen, zum Einsatz kommen, Step-Up-, Step-Down-, Flyback- oder Forward-Wandler, Buck-Boost-Konverter sowie Sepic-, Zeta-, H5- oder HERIC®-Topologien Anwendung finden.
• In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass eine aus der zumindest einen zweite Diode und der zumindest einen Common-Source-Induktivität bestehende Reihenschaltung antiparallel zur ersten Diode geschaltet ist. Auf diese Weise ermöglicht die zumindest eine zweite Diode eine Anpassung an die entsprechende Common-Source-Induktivität derart, dass gezielt nur der Ausschaltvorgang des Leistungstransistors ohne Auswirkungen auf den Einschaltvorgang beeinflusst wird. Die auf diese Weise beim Ausschaltvorgang eingefügte Common-Source-Induktivität des Leistungskreises in den Steuerkreis verhält sich somit wie ein von einer zeitlichen Veränderung eines Laststroms abhängiger Widerstand.
• Weiterhin ist vorgesehen, dass die erste Diode und die zumindest eine zweite Diode derart zwischen der Abflusselektrode und der Treiberschaltung des Steuerkreises geschaltet sind, dass beim Einschaltvorgang des Leistungstransistors keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität abfällt und dass beim Ausschaltvorgang des Leistungstransistors eine Induktionsspannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität abfällt, die einer Treiberspannung der Treiberschaltung entgegenwirkt. Die durch eine zeitliche Änderung des Steuerstroms erzeugte Induktionsspannung führt demnach in besonders vorteilhafter Weise zu einer Verzögerung des Ausschaltvorgangs.
• In einer alternativen Ausgestaltung sind die erste Diode und die zumindest eine zweite Diode derart zwischen der Abflusselektrode und der Treiberschaltung des Steuerkreises geschaltet, dass beim Ausschaltvorgang des Leistungstransistors keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität abfällt und dass beim Einschaltvorgang des Leistungstransistors eine zeitliche Änderung eines durch die elektrische Last fließenden Laststroms ein langsameres Öffnen der Steuerelektrode bewirkt. Dieses Konzept ist insbesondere auf als P-Kanal-MOSFETs oder PNP-Bipolartransistoren ausgebildete Leistungstransistoren anwendbar.
• Aufgrund ihrer geringen Flussspannung werden in bevorzugter Weise Schottky-Dioden als die erste und die zumindest eine zweite Diode verwendet.
• Sind der Leistungstransistor, die erste Diode und die zumindest eine zweite Diode örtlich benachbart auf demselben Substrat einer Leiterplatte der Elektronikeinheit angeordnet, so weisen ihre PN-Übergänge im Wesentlichen den gleichen negativen Temperaturkoeffizienten bzgl. der Diodenflussspannungen und der Schwellspannung der Steuerelektrode auf, was zu einem thermisch stabilen System führt.
• Ergänzend kann vorgesehen sein, dass einem Vorwiderstand der Steuerelektrode des Leistungstransistors eine dritte Diode, insbesondere eine Reihenschaltung aus einer dritten Diode und einem Widerstand, derart parallel geschaltet ist, dass der Vorwiderstand beim Einschaltvorgang oder beim Ausschaltvorgang des Leistungstransistors überbrückt wird. Auf diese Weise wird die Schaltzeit des Leistungstransistors in der Stromänderungsphase des Leistungsstroms während des Schaltvorganges stark von der Common-Source-Induktivität bestimmt, sofern der Innenwiderstand der Treiberschaltung hinreichend klein ist. Insbesondere die Schaltzeiten des Leistungstransistors bis zum Erreichen der Schwellspannung und der Endspannung können dann maximal schnell durchfahren werden, um die Totzeit bei gleichzeitiger Einstellung der Schaltzeit über das Layout für ein optimiertes EMV-Verhalten zu minimieren.
• Durch ein Brücken der Steuerelektrode und der Abflusselektrode des Leistungstransistors mittels eines Kondensators lassen sich die Schaltzeiten des Leistungstransistors bei Bedarf weiter verlangsamen. Entsprechend können auch die Steuerelektrode und die Zuflusselektrode des Leistungstransistors durch einen Kondensator, insbesondere durch eine Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands, gebrückt werden, um die Verweildauer im Miller-Plateau zu verlängern.
• Die Erfindung betrifft überdies ein Elektrogerät, insbesondere ein motorbetriebenes Elektrogerät, mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Last, insbesondere eines ein- oder mehrphasigen Elektromotors. Dabei können der Elektromotor als ein einphasiger DC-Motor und die Elektronikeinheit zur Ansteuerung des DC-Motors als eine Halbbrücke mit einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor ausgebildet sein, wobei entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren oder für beide Leistungstransistoren eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität erfolgt.
• In einer alternativen Ausgestaltung kann der Elektromotor des Elektrogeräts als ein dreiphasiger EC-Motor ausgebildet sein, wobei die Elektronikeinheit zur Ansteuerung des EC-Motors eine B6-Brücke mit jeweils einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor je Brückenzweig aufweist. Auch hier ist es denkbar, dass entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren oder für beide Leistungstransistoren eines Brückenzweiges eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität erfolgt.
• Ausführungsbeispiele
• Zeichnung
• Die Erfindung wird im Folgenden anhand der 1 bis 12 beispielhaft erläutert, wobei gleiche Bezugszeichen in den Figuren auf gleiche Bestandteile mit einer gleichen Funktionsweise hindeuten.
• Es zeigen
• 1: ein Schaltplan einer Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors nach dem Stand der Technik,
• 2: Zeitdiagramme der Schaltzeiten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors (2a) sowie der zugehörigen Signalverläufe der Spannungen und Ströme beim Ausschalten (2b) und beim Einschalten (2c) des MOSFETs nach dem Stand der Technik,
• 3: ein Schaltplan eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors,
• 4: Zeitdiagramme der Schaltzeiten des MOSFETs (4a) der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit gemäß 3 sowie der Signalverläufe der zugehörigen Spannungen und Ströme beim Ausschalten (4b) und beim Einschalten (4c) des MOSFETs,
• 5: eine Tabelle der Schaltzeiten des MOSFETs nach dem Stand der Technik gemäß der 1 und 2 und nach dem ersten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit gemäß der 3 und 4,
• 6: ein Schaltplan eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum beschleunigten ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors,
• 7: ein Schaltplan eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum beschleunigten, induktiv gesteuerten Einschalten und zum ohmschen Ausschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors,
• 8: eine schematische Darstellung eines Leiterplatten-Ausschnitts der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit gemäß 7,
• 9: ein Schaltplan eines vierten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum beschleunigten ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors,
• 10: ein Schaltplan eines fünften Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum ohmschen Einschalten und zum induktiv gesteuerten Ausschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors mit verlangsamten Schaltzeiten,
• 11: ein Schaltplan eines sechsten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum ohmschen Einschalten und zum induktiv gesteuerten Ausschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors mit verlangsamten Schaltzeiten und
• 12: ein Schaltplan eines siebten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum beschleunigten ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors mit Maximalbestückung.
• Beschreibung der Ausführungsbeispiele
• In 1 ist ein Schaltplan einer Elektronikeinheit 10 für ein nicht näher gezeigtes Elektrogerät nach dem Stand der Technik dargestellt. Wie eingangs bereits erwähnt, kann als Elektrogerät im Kontext der Erfindung jedes per Netzstrom oder Energiespeicher, wie z.B. Batterien, Wechselakkupacks oder fest integrierte Akkus, versorgbare, elektrisch betriebene Gerät mit einer elektrischen Last 12 dienen. So können als Elektrogeräte beispielsweise Elektrowerkzeuge zur Bearbeitung von Werkstücken mittels eines elektromotorisch angetriebenen Einsatzwerkzeugs, wie Hand- oder Standbohrmaschinen, Schrauber, Schlagbohrmaschinen, Bohrhämmer, Hobel, Winkelschleifer, Schwingschleifer, Poliermaschinen, Kreis-, Tisch-, Kapp- und Stichsägen oder dergleichen, zum Einsatz kommen. Aber auch in Haushaltgeräten, wie Staubsauger, Mixer, Küchenmaschinen, Kochfelder oder dergleichen, Gartengeräten, wie Rasenmäher, Häcksler, Astsägen, etc., Baumaschinen, wie z.B. Betonmischer oder elektromotorisch angetriebenen Fahr- und Flugzeugen, etc. ist eine Anwendung der Elektronikeinheit 10 denkbar.
• Die elektrische Last 12 kann beispielsweise als ein ein- oder mehrphasiger Elektromotor 14 ausgebildet sein. Im Falle eines mehrphasigen Elektromotors 14 ist eine Ausbildung als ein elektrisch kommutierter (EC) bzw. bürstenloser (BLDC) Gleichstrommotor 16 denkbar, dessen drei Phasen U, V, W jeweils zumindest zwei Leistungstransistoren 18 einer als B6-Brücke 20 ausgestalteten Leistungsstufe 22 der Elektronikeinheit 10 zugeordnet sind. Dabei sind mit 24 die den Phasen U, V, W zugehörigen Wicklungen des EC-Motors 16 gekennzeichnet. Die Wicklungen 24 einer Phase U, V, W können sich über mehrere nicht gezeigte Statorzähne eines Stators des EC-Motor 16 verteilen, wobei die Statorzähne einer Phase U, V, W jeweils einen Statorpol ausbilden. Statt für überwiegend induktive elektrische Lasten 12 kann die Erfindung ohne Einschränkung auch für überwiegend kapazitive elektrische Lasten 12 oder entsprechende Mischformen verwendet werden.
• Die Leistungsstufe 22 und die Treiberschaltung 26 der Elektronikeinheit 10 werden über ein erstes Bezugspotential V₁, insbesondere ein Versorgungspotential V₊, und ein zweites Bezugspotential V₂, insbesondere ein Massepotential GND, mit Energie versorgt. Mittels zumindest eines zwischen dem ersten Bezugspotential V₁ und dem zweiten Bezugspotential V₂ geschalteten Filterkondensators 28 können hochfrequente Störungen, die über der Elektronikeinheit 10 abfallen, ausgefiltert werden. Ein Shunt-Widerstand 30 dient zur Messung des Laststroms I, der durch die Wicklungen 24 des EC-Motors 16 fließt. Mittels des gemessen Laststroms I kann eine Regelung der Treiberschaltung 26 durch eine nicht näher gezeigte Steuer- oder Regelschaltung des Elektrogeräts erfolgen.
• Die in einer Dreieckschaltung verschalteten Wicklungen 24 des EC-Motors 16 werden je Phase U, V, W mittels eines Highside-Leistungstransistors 30 und eines Lowside-Leistungstransistors 32 geschaltet. Die Leistungstransistoren 18 verfügen dazu jeweils über Steuerelektroden 34 zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Energiesignals über ihre Abflusselektroden 36 und Zuflusselektroden 38 mittels der Treiberschaltung 26. Die Begriffe Abluss- und Zuflusselektroden sollen sich dabei auf die technische Stromflussrichtung und nicht auf die physikalsiche Stromflussrichtung der Elektronen beziehen. Die PWM-Ansteuerung der Wicklungen 24 der Statorpole des EC-Motors 16 erfolgt in bekannter Weise über entsprechende Leistungskontaktpunkte 39 zwischen den Highside- und den Lowside-Leistungstransistoren 30, 32 jedes Brückenzweigs der B6-Brücke 20 derart, dass jeweils die Highside- und die Lowside-Leistungstransistoren 30, 32 eines Brückenzweiges im Wechsel zueinander ein- und ausgeschaltet werden, wobei der Übergang von einer zur nächsten Phase U, V, W (Kommutierung) einen Phasenversatz von 120° el. aufweist, so dass die Bestromung der Wicklungen 24 zu einer entsprechenden Drehbewegung eines nicht gezeigten Rotors des EC-Motors 16 führt. Da die PWM-Ansteuerung eines EC-Motors 16 mittels einer B6-Brücke 20 dem Fachmann hinlänglich bekannt ist, soll hierauf nicht weiter eingegangen werden.
• Neben einer B6-Brücke 20 kommen in Abhängigkeit von der anzusteuernden, elektrischen Last 12 auch andere Schaltungstopologien, wie eine H-Brücke oder ein einzelner Leistungstransistor je Phase U, V, W in Frage. Ebenso ist denkbar, dass die nachfolgende Erfindung ohne Einschränkung auf eine Sternschaltung der Phasen U, V, W anwendbar ist. Zudem kann die Elektronikeinheit 10 eine als Halbbrücke ausgebildete Leistungsstufe 22 oder einen einzelnen Leistungstransistor 18 zur Ansteuerung eines einphasigen Elektromotors 14 umfassen, wobei dann auch die Treiberstufe 26 entsprechend einfach ausgestaltet ist. Dem Fachmann sind die unterschiedlichen Schaltungstopologien und Arten von Elektromotoren 14 bekannt, so dass es nicht notwendig erscheint, hierauf weiter im Detail einzugehen.
• Wie bereits eingangs erwähnt, kann jeder Leistungstransistor 18 der Leistungsstufe 22 der Elektronikeinheit 10 als ein MOSFET 40 ausgebildet sein. In diesem Zusammenhang sollen die Steuerelektrode 34 als Gate G, die Abflusselektrode 36 als Source S und die Zuflusselektrode 38 als Drain D bezeichnet werden. Es kommen aber auch Leistungstransistoren in Form von Bipolartransistoren (BJT - bipolar junction transistors), IGBTs (insulated gate bipolar transistors) oder dergleichen in Frage. Im Falle eines Bipolartransistors sind Steuerelektrode 34, Abflusselektrode 36 und Zuflusselektrode 38 als Basis B, Emitter E bzw. Kollektor C und im Falle eines IGBT als Gate G, Emitter E bzw. Kollektor C ausgebildet. Dem Fachmann sind die verschiedenen Varianten von Leistungstransistoren 18 bekannt, so dass hierauf nicht weiter im Detail eingegangen werden soll.
• 2 zeigt diverse Zeitdiagramme der Schaltzeiten eines MOSFETs 40 ( 2a) sowie der zugehörigen Signalverläufe der gemessenen Spannungen und Ströme beim Ausschalten (2b) und beim Einchalten (2c) des MOSFETs 40 nach dem Stand der Technik.
• Gemäß 2a setzen sich die Einschaltphase ON und die Ausschaltphase OFF des MOSFETs 40 aus jeweils vier Zeitspannen t₁ bis t₄ und t₅ bis t₈ zusammen. In der Einschaltphase ON definiert t₁ die Zeitspanne, in welcher nach Anlegen der Steuerspannnung U_GS über den Gate-Source-Übergang des MOSFETs 40 zunächst noch keine Änderung des Drainstroms I_D oder der Sperrspannung U_DS am bzw. im MOSFET 40 auftritt. In der Zeitspanne t₂ bewirkt ein weiteres Ansteigen der Steuerspannung U_GS über die Schwellspannung U_Th hinaus eine Stromänderung des Drainstroms I_D, bis die Steuerspannung U_GS die Plateauspannung U_PI des so genannten Miller-Plateaus zu Beginn der dritten Zeitspanne t₃ erreicht hat. Gleichzeitig fällt die Sperrspannung U_DS zu Beginn der zweiten Zeitspanne t₂ ab. In der nachfolgenden Zeitspanne t₃ verbleibt der MOSFET 40 so lange im Miller-Plateau, bis die Sperrspannung U_DS auf 0 V abgesunken und der MOSFET 40 durchgeschaltet ist. Die vierte Zeitspanne t₄ definiert schließlich die Dauer nach dem Durchschalten des MOSFETs 40 bis zum Erreichen des Endwertes der Steuerspannung U_GS. In der vierten Zeitspanne t₄ verringert sich zudem der Innenwiderstand des MOSFETs 40 noch leicht. In der Ausschaltphase OFF verhält sich der MOSFET 40 genau andersherum. Ausgehend vom Endwert der Steuerspannung U_GS definieren t₅ und t₆ die Zeitspannen bis zum Erreichen des Endes des Miller-Plateaus. In der Zeitspanne t₇ sinkt die Steuerspannung U_GS weiter von der Plateauspannung U_PI des Miller-Plateaus auf die Schwellspannung U_Th. Gleichzeitig erfährt der Drainstrom I_D eine zeitliche Änderung. Schließlich definiert t₈ die Zeitspanne bis zum Fallen der Steuerspannung U_GS auf 0 V.
• In 2b sind die Verläufe der Steuerspannungen U_GS,High und U_GS,Low eines als Highside-Leistungstransistor 30 und eines als Lowside-Leistungstransistor 32 ausgebildeten MOSFETs 40 eines Zweiges der Leistungsstufe 22, die Sperrspannung U_DS,High über den Drain-Source-Übergang des Highside-Leistungstransistors 30 sowie der durch die elektrische Last 12 und die entsprechend durchgeschalteten Leistungstransistoren 18 fließende Laststrom I beim Ausschaltvorgang OFF des Highside-Leistungstransistors 30 über die Zeit t aufgetragen. 2c zeigt die entsprechenden Zeitverläufe beim Einschaltvorgang ON des Highside-Leistungstransistors 30. Dabei entsprechen zwei benachbarte Teilstriche einer Zeitaufteilung von 50 ns. Für den Laststrom I beträgt die Aufteilung 10 A pro Teilstrich, für die Steuerspannungen U_GS,High, U_GS,Low 1 V und für die Sperrspannung U_DS,High 5 V pro Teilstrich. Die Werte sind nur exemplarisch zu verstehen und können je nach verwendetem Leistungstransistor 18 und elektrischer Last 12 des Elektrogeräts variieren. Ebenso kann das Schaltverhalten von der Temperatur oder anderen äußeren Einflüssen (z.B. EMV) abhängig sein.
• Werden die Leistungstransistoren 18 der Leistungsbrücke 20 zu schnell ab- oder eingeschaltet, ergibt sich vor allen Dingen unter so genannten „hard switching conditions“ das Problem von Ringing der Steuer- und/oder Leistungssignale in Verbindung mit einem schlechten Verhalten hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) sowie ggf. hoher Transienten an der die Steuerelektrode 34 des Leistungstransistors 18 ansteuernden Treiberschaltung 26, die ggf. zu einer Zerstörung der Treiberschaltung 26 führen können. Wie eingangs erwähnt, gibt es unterschiedliche Möglichkeiten im Stand der Technik, das Schaltverhalten eines Leistungstransistors 18, insbesondere eines MOSFETs 40, signifikant zu beeinflussen, damit das System zuverlässig und sicher funktioniert. Andererseits führen zu lange Schaltzeiten auch zu höheren Schaltverlusten in den Leistungstransistoren 18, die es zu begrenzen gilt. Die vorliegende Erfindung bietet gegenüber dem Stand der Technik den Vorteil eines optimierten Verhältnisses zwischen der Schaltgeschwindigkeit und der Verlustleistung eines Leistungstransistors 18, wobei die Leistungsspannungsspitzen während des Ein- oder Ausschaltvorgangs minimiert und die EMV verbessert werden können, wenn die Common-Source-Induktivität zur Einbremsung genutzt wird, ohne dass das Verhältnis zwischen der Ein- und Ausschaltzeit des Leistungstransistors 18 signifikant beeinflusst wird, da nur die dl/dt-Phase verlängert wird.
• In 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines Ausschnitts eines Zweiges der als B6-Brücke 20 ausgebildeten Leistungsstufe 22 der Elektronikeinheit 10 für den als MOSFET 40 ausgebildeten Highside-Leistungstransistor 30 dargestellt. Die elektrische Last 12 wurde der Übersichtlichkeit halber nicht gezeigt; diesbezüglich sei auf 1 verwiesen. Mittels der Treiberschaltung 26 (von der lediglich die Highside-Ansteuerung über das Schaltpotential V_High gezeigt ist) wird die als Gate G ausgebildete Steuerelektrode 34 des MOSFETs 40 über einen Vorwiderstand 42 mit dem Widerstandswert R₁ getaktet angesteuert, um den MOSFET 40 pulsweitenmoduliert ein- und auszuschalten.
• Beim Einschaltvorgang wird der MOSFET 40 mittels eines Gatestroms I_G über einen Steuerkreis 44 geladen, der neben der Treiberschaltung 26 und dem Vorwiderstand 42 das Gate G und die als Source S ausgebildete Abflusselektrode 36 des MOSFETs 40 sowie eine aus einem weiteren Widerstand 46 mit dem Widerstandswert R₂ und einer ersten, mit 48 gekennzeichneten Diode D₁ bestehende Reihenschaltung umfasst, der eine zweite, mit 50 gekennzeichnete Diode D₂ antiparallel geschaltet ist. Aufgrund ihrer geringen Flussspannung sind die erste und die zweite Diode 48, 50 in bevorzugter Weise als Schottky-Dioden ausgebildet.
• Der Steuerkreis 44 steuert einen Leistungskreis 52 an, der neben der nicht gezeigten elektrischen Last 12 die Source-Elektrode S und die als Drain D ausgebildete Zuflusselektrode 38 des MOSFETs 40 umfasst. Ist der MOSFET 40 eingeschaltet, kann durch seine Drain-Source-Strecke und die elektrische Last 12 der Laststrom I fließen. Der Steuerkreis 44 und der Leistungskreis 52 weisen jeweils eine Induktivität auf, die zusammen eine so genannte Common-Source-Induktivität L_CS bilden. Die Common-Source-Induktivität Lcs bildet mit der zweiten Diode 50 eine Reihenschaltung, die antiparallel zu der aus der ersten Diode 48 und dem weiteren Widerstand 46 bestehenden Reihenschaltung geschaltet ist. Eine weitere, so genannte Layout-Source-Induktivität L_LS resultiert aus dem Aufbau des MOSFETs 40 auf einer Leiterplatte 54 (vgl. 8) der Elektronikeinheit 10. Sie ist eine geometrische Größe und wird über die Geometrie des Layouts bestimmt. Übliche Werte der Layout-Source-Induktivität L_LS liegen zwischen 0.5 und 30 nH. Abgesehen von der Layout-Source-Induktivität L_LS hat jedes Bauteil - außer solche mit einem so genannten Kelvin-Anschluss - aufgrund seines geometrischen Aufbaus eine intrinsische Common-Source-Induktivität Lcs im Bereich von 0.5 bis 20 nH.
• Der Ladevorgang des MOSFETs 40 kann in Abhängigkeit vom Widerstandswert R₂ des weiteren Widerstands 46 sehr schnell erfolgen, da der ansteigende Gatestrom I_G während des Einschaltvorgangs ON keinen Spannungsabfall an der Common-Source-Induktivität L_CS bewirkt, so dass für die Schaltspannung U_GS des MOSFETs 40 gilt: $${\text{U}}_{\text{GS}}={\text{U}}_{\text{Dr}}+{\text{U}}_{\text{R1}}-{\text{U}}_{\text{D1}}-{\text{I}}_{\text{G}}*{\text{R}}_2.$$

  
• Dabei definieren U_Dr = V_High - V₃ die Treiberspannung der Treiberschaltung 26, U_R1 den Spannungsabfall über dem Vorwiderstand 42 und U_D1 eine über der ersten Diode 48 abfallende Spannung. V_High ist das Steuerpotential für den Highside-Leistungstransistor 30; V₃ beschreibt ein Bezugspotential der Treiberschaltung 26, das ggf. auch mit dem zweiten Bezugspotential V₂ bzw. dem Massepotential GND identisch sein kann. Entsprechend definieren V_Low und V₃ die Potentiale zur Ansteuerung des nicht weiter dargestellten Lowside-Leistungstransistors 32 des entsprechenden Brückenzweigs der B6-Brücke 20. Beim Einschalten wird die Common-Source-Induktivität L_CS demnach über die erste Diode 48 kurzgeschlossen, so dass sie keinen Einfluss auf das Schaltverhalten hat.
• Der Entladevorgang des MOSFETs 40 erfolgt über die Treiberschaltung 26, den Vorwiderstand 42 und die zweite Diode 50 des Steuerkreises 44. Da die zweite Diode 50 nach der Common-Source-Induktivität L_CS angebunden ist, erzeugt der ansteigende Gatestrom I_G eine Induktionsspannung Ucs, die der Treiberspannung U_Dr der Treiberschaltung 26 entgegenwirkt. Auf diese Weise kann der Ausschaltvorgang OFF induktiv verlängert werden, ohne den Einschaltvorgang ON signifikant zu beeinflussen. Für die Steuerspannung des MOSFET gilt $${\text{U}}_{\text{GS}}={\text{U}}_{\text{Dr}}-{\text{U}}_{\text{R1}}-{\text{U}}_{\text{D2}}-{\text{U}}_{\text{CS}}.$$

  
• Unter der Annahme, dass der Drainstrom I_D deutlich größer ist als der Gatestrom I_G (I_D >> I_G) gilt ferner $${\text{U}}_{\text{GS}}={\text{U}}_{\text{Dr}}-{\text{U}}_{\text{R1}}-{\text{U}}_{\text{D2}}-\left({\text{L}}_{\text{CS}}*{\text{dI}}_{\text{D}}\text{/dt}\right).$$

  
• Die Ausschaltverzögerung des MOSFETs 40 basiert demnach auf einer Änderung des Drainstroms I_D bzw. der Laststroms I, die ihrerseits eine Rückkopplung über die Common-Source-Induktivität L_CS infolge der zweiten Diode 50 bewirkt.
• In 4 sind entsprechend 2 die Zeitdiagramme der Schaltzeiten des MOSFETs 40 (4a) sowie der zugehörigen Signalverläufe der gemessenen Spannungen und Ströme beim Ausschalten (4b) und beim Einschalten ( 4c) gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung nach 3 gezeigt.
• 4a verdeutlicht, dass durch die erfindungsgemäße Common-Source-Beschaltung die Zeitspanne t₇, innerhalb der die Steuerspannung U_GS beim Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs 40 von der Plateau-Spannung U_PI des Miller-Plateaus bis auf die Schwellspannung U_Th abfällt und der Drain-Strom I_D seinen Endwert von 0 A erreicht hat, deutlich länger ist als in 2, während alle übrigen Zeitspannen nahezu unverändert geblieben sind. Entsprechend ist auch in 4b ein gegenüber 2b verlangsamtes Ausschaltverhalten der Spannungen und Ströme erkennbar, während sich beim Einschaltvorgang ON keine signifikanten Unterschiede in den Spannungs- und Stromverläufen der 4c und 2c ergeben.
• Dieses Verhalten soll anhand der in 5 gezeigten Tabelle verdeutlicht werden. Dabei bezeichnen t₁ und t₅ analog der 2a und 4a die Zeitspannen in ns, in denen die Steuerspannung U_GS,High beim Einschaltvorgang ON bzw. beim Ausschaltvorgang OFF des Highside-Leistungstransistors 30 die Eingangskapazitäten des MOSFETs 40 umlädt, ohne dass dieser seinen Betriebszudatnd ändert. t₂ und t₇ sind die Zeitspannen in ns, in wechen sich der durch den MOSFET 40 fließende Drainstrom I_D bzw. Leistungsstrom I auf den jeweiligen Endwert ändert und in welchen die Erfindung je nach Polarität der beiden Dioden D₁ und D₂ bei einem der beiden Schaltvorgänge (ON oder OFF) wirksam wird. Während der Zeitspannen t₃ und t₅ schaltet der MOSFET 40 infolge des Miller-Effekts jeweils nur die Sperrspannung U_DS. Die beiden übrigen Zeitspannen t₄ und t₈ wurden der Übersichtlichkeit halber nicht mit in die Tabelle aufgenommen, da sie für die Funktionsweise der Erfindung keine besondere Bedeutung haben. Die beiden unteren Zeilen der Tabelle geben zum einen die Messwerte mit der erfindungsgemäßen Dioden-Beschaltung nach 3 („with D₁, D₂“) und ohne Dioden-Beschaltung gemäß Stand der Technik nach 1 („w/o diodes“) wieder.
• Aufgrund der Diodenkapazität und der Diodenspannung U_D1 der ersten Diode 48 wird der Einschaltvorgang ON im Vergleich zur Schaltung ohne Dioden gemäß 1 für alle Zeitspannen t₁ bis t₃ (t₄ entsprechend) nur minimal verzögert. Es fällt zudem auf, dass unabhängig von der Art des Schaltvorgangs (ON, OFF) die Abweichung, während sich der Drainstrom I_D innerhalb der Zeitspanne t₂ ändert, zwischen beiden Schaltungsvarianten sehr gering ist. Unter dem Einfluss der zweiten Diode 54 wird dagegen der Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs 40 während der Zeitspanne t₇ deutlich verlängert, weil eine Veränderung des Drainstroms I_D eine Gegenkopplung durch die über der Common-Source-Induktivität Lcs abfallende Common-Source-Spannung Des bewirkt.
• In 6 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 für den als MOSFET 40 ausgebildeten Highside-Leistungstransistor 30 gezeigt. Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel gemäß 3 ist dem Gate-Vorwiderstand 42 nun eine aus einer mit 56 gekennzeichneten dritten Diode D₃ und einem weiteren Widerstand 58 mit dem Widerstandswert R₃ bestehende Reihenschaltung derart parallel geschaltet, dass die dritte Diode 56 den Vorwiderstand 42 über den weiteren Widerstand 58 beim Ausschaltvorgang OFF brückt. Somit wird die Ausschaltzeitdauer bei ausreichend kleinem Innenwiderstand der Treiberschaltung 26 fast nur noch durch die Common-Source-Induktivität L_CS (Zeitspanne t₇) und den Miller-Effekt (Zeitspanne t₆) bestimmt, während die übrigen Zeitspannen t₅ und t₈ in Abhängigkeit vom Widerstandswert R₃ des weiteren Widerstands 58 mehr oder weniger beschleunigt durchfahren werden. Je kleiner R₃ gewählt wird, desto stärker ist die Wirkungsweise der dritten Diode D₃ beim Entladevorgang des MOSFETs 40, wobei durch eine Optimierung von R₃ ein Kompromiss hinsichtlich der Minimierung von Schaltverlusten einerseits und der Erhöhung der Transientenfestigkeit sowie der Verbesserung des EMV-Verhaltens des Systems andererseits erzielbar ist. Es kann also vorteilhaft sein, einerseits den Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs durch die Common-Source-Induktivität L_CS zu verlangsamen, um andererseits den Einschaltvorgang ON mittels der dritten Diode 56 zu beschleunigen.
• 7 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10, wobei die Polaritäten der beiden mit 48 und 50 gekennzeichneten Dioden D₁ und D₂ gegenüber den ersten beiden Ausführungsbeispielen vertauscht sind. Das Ausschalten des MOSFETs 40 erfolgt somit über die erste Diode 48 und den Vorwiderstand 42 derart, dass beim Ausschaltvorgang OFF keine zusätzliche Common-Source-Spannung Des über der Common-Source-Induktivität L_CS abfällt. Das Einschalten des MOSFETs 40 wird dagegen induktiv über die zweite Diode 50 und die Common-Source-Induktivität L_CS derart gesteuert, dass eine zeitliche Änderung des Drainstroms dI_D/dt bzw. des Laststroms dl/dt während des Einschaltvorgangs ON ein langsameres Öffnen des Gates G bewirkt, was zu einer Reduzierung der Stromänderungsgeschwindigkeit führt, ohne dass der Ausschaltvorgang OFF signifikant beeinflusst wird. Besonders sinnvoll ist diese Schaltungsvariante, wenn die kapazitive Lasten geschaltet werden sollen, um den Inrush-Strom in der Kapazität zu begrenzen.
• In 8 ist eine schematische Darstellung eines Ausschnitts der Leiterplatte 54 der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 gemäß 7 gezeigt. Der Ausschnitt zeigt den als MOSFET 40 ausgebildeten Highside-Leistungstransistor 30 eines der drei Brückenzweige der B6-Brücke 20. Das Gate G des MOSFETs 40 wird über zwei Steckkontakte 56, 58 durch die nicht gezeigte Treiberschaltung 26 angesteuert (vgl. auch 7). Über den Leistungskontaktpunkt 39 wird die entsprechende Phase U, V, W des nicht dargestellten EC-Motors 16 mit dem Source-Anschluss S des MOSFETs 40 elektrisch verbunden. Der MOSFET 40, die erste Diode 48 und die zweite Diode 50 sind örtlich derart benachbart auf demselben Substrat der Leiterplatte 54 angeordnet, dass ihre PN-Übergänge im Wesentlichen den gleichen negativen Temperaturkoeffizienten bezüglich der Diodenflussspannungen und der Schwellspannung U_Th der Steuerelektrode 34 aufweisen. Dies führt mit besonderem Vorteil zu einem thermisch stabilen System.
• Das vierte Ausführungsbeispiel gemäß 9 bewirkt analog der Ausführungsbeispiele gemäß der 3 und 6 einen über die zweite Diode D₂, den Vorwiderstand 48 und die Common-Source-Induktivität L_CS induktiv gesteuerten Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs 40. Im Unterschied zu 6 ist die mit 56 gekennzeichnete dritte Diode D₃ nun derart gepolt, dass sie den Vorwiderstand 48 beim Einschaltvorgang ON brückt, so dass dieser in Abhängigkeit vom Widerstandswert R₃ des dritten Widerstands 58 mehr oder weniger stark beschleunigt wird. Je geringer der Widerstandswert R₃ gewählt wird, desto schneller läuft der ohmsche Einschaltvorgangs ON des MOSFETs 40 ab mit den weiter oben beschriebenen Vor- und Nachteilen ab.
• In 10 ist ein fünftes Ausführungsbeispiel zum ohmschen Einschalten des MOSFETs 40 über den Vorwiderstand 42 und die erste Diode 48 sowie zum induktiv gesteuerten Ausschalten des MOSFETs 40 über die zweite Diode 50, die Common-Source-Induktivität Lcs und den Vorwiderstand 42 gezeigt. Mittels eines parallel zum Gate-Source-Übergang des MOSFETs 40 geschalteten Kondensators 60 lassen sich die Schaltzeiten während des Einschaltvorgangs ON und des Ausschaltvorgangs OFF in Abhängigkeit von einem Kapazitätswert C₁ des Kondensators 60 weiter verlangsamen.
• Eine ähnliche Wirkungsweise wie im Ausführungsbeispiel gemäß 10 ist im sechsten Ausführungsbeispiel gemäß 11 mit einem zusätzlichen Kondensator 64 parallel zur Drain-Gate-Strecke des MOSFETs 40 erzielbar. In Abhängigkeit vom Kapazitätswert C₂ des Kondensators 64 und eines in Reihe dazu geschalteten weiteren Widerstands 64 mit dem Widerstandswert R₄ ≥ 0 Ω können die Zeitspannen t₃ und t₆, die der MOSFET 40 im Miller-Plateau verweilt, verlängert werden, um den Einschaltvorgang ON und den Ausschaltvorgang OFF in der dU/dt-Phase (vgl. 2a und 4a) zu verlangsamen.
• 12 zeigt ein siebtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 in Maximalbestückung, bei dem analog zum Ausführungsbeispiel gemäß 7 ein gegenüber dem induktiv gesteuerten Ausschalten beschleunigtes ohmsches Einschalten über die dritte Diode 56 und den in Reihe dazu geschalteten Widerstand 58 des MOSFETs 40 erfolgt. Das induktiv gesteuerte Ausschalten des MOSFETs 40 wird nun über einen multipel ausgeführten Ansatzpunkt im Schaltungslayout derart gesteuert, dass über mehrere mit 50a, 50b und 50c gekennzeichnete, zweite Dioden D_2,1, D_2,2, D_2,3 verschiedene Common-Source-Induktivitäten L_CS,1, L_CS,2, L_CS,3 auswählbar sind. Statt der zweiten Dioden 50b, 50c können alternativ auch elektrische Schalter zum gezielten Ein- und Ausschalten der zusätzlichen Common-Source-Induktivitäten L_CS,2, L_CS,3 zum Einsatz kommen. Das Schaltverhalten kann in Ergänzung über den zur ersten Diode 48 in Reihe geschalteten, weiteren Widerstand 46 (beim Einschaltvorgang ON) und über zusätzliche zu den zweiten Dioden 50a, 50b, 50c in Reihe geschaltete Widerstände 66a, 66b, 66c mit den jeweiligen Widerstandswerten R_5,1, R_5,2, R_5,3 (beim Ausschaltvorgang OFF) beeinflusst werden. Ebenso ist es alternativ oder ergänzend möglich, einen gemeinsamen weiteren Widerstand 68 mit dem Widerstandswert R₆ im Source-Pfad des Steuerkreises 44 des MOSFETs 40 derart vorzusehen, dass dieser sowohl den Einschaltvorgang ON als auch den Ausschaltvorgang OFF beeinflusst. Entsprechend können zur Verlangsamung der Schaltvorgänge ON und OFF des MOSFETs 40 auch die in den Ausführungsbeispielen gemäß der 10 und 11 gezeigten Kondensatoren 62, 64 und der Widerstand 64 vorgesehen werden.
• Wie die exemplarisch zu verstehenden Ausführungsbeispiele zeigen, können je nach bevorzugtem Anwendungsfall sehr unterschiedliche Schaltungsvarianten der Elektronikeinheit 10 zur Beeinflussung des Schaltverhaltens der Leistungstransistoren 16 der Elektronikeinheit 10 mittels der Common-Source-Induktivität L_CS zum Einsatz kommen. Es sind daher verschiedene Kombination von entsprechend gepolten ersten und zweiten Dioden 48, 50 und ggf. dritten Dioden 56 denkbar. Die erzielbaren Effekte sind dabei abhängig von der zeitlichen Änderung des Laststroms dl/dt. Je größer diese ist, desto stärker wirkt sie sich auf das Schaltverhalten der Leistungstransistoren 16 aus. Weiterhin sei angemerkt, dass die Erfindung in analoger Art und Weise auch auf einen Lowside-Leistungstransistor 32 oder auf einen einzigen Leistungstransistor 18 zur Ansteuerung der elektrischen Last 12 angewendet werden kann.
• Schließlich sollen noch einige Anwendungsfälle der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 für unterschiedliche elektrische Lasten 12 und deren Ansteuerverfahren beschrieben werden. Auch diese sind exemplarisch und nicht abschließend zu verstehen.
• EC-Motor 16 mit B6-Brücke 20 und Blockkommutierung bei asynchroner Kommutierung
• • Highside-MOSFETs 30, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität Lcs auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• • Lowside-MOSFETs 32, 40
  • ◯ Hohe Common-Source-Induktivität Lcs bei Beschaltung nach dem Stand der Technik (ohne Dioden D₁, D₂).
  • ◯ Bei asynchroner Kommutierung in der Regel Soft-Switching.
  • ◯ Während der Kommuntierung Hard-Switching, so dass Scaltspannung U_DS begrenzt werden muss. Dank der Common-Source-Induktivität L_CS ist dies jedoch ohne zusätzliche Bauteile nur anhand des Print-Layouts der Leiterplatte 54 möglich.
• EC-Motor 16 mit B6-Brücke 20 und Blockkommutierung bei asynchroner oder synchroner Kommutierung
• • Highside-MOSFETs 30, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität Lcs auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• • Lowside-MOSFETs 32, 40
  • ◯ Niedrige bzw. mittlere Common-Source-Induktivität L_CS bei Beschaltung nach dem Stand der Technik (ohne Dioden D₁, D₂).
  • ◯ Bei asynchroner Kommutierung in der Regel Soft-Switching.
  • ◯ Während der Kommuntierung Hard-Switching, so dass Schaltspannung U_DS begrenzt werden muss. Dank der Common-Source-Induktivität L_CS ist dies jedoch ohne zusätzliche Bauteile nur anhand des Print-Layouts der Leiterplatte 54 möglich.
• EC-Motor 16 mit B6-Brücke 20 und Blockkommutierung bei synchroner Kommutierung
• • Highside-MOSFETs 30, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität Lcs auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• • Lowside-MOSFETs 32, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität L_CS auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• Gleichstrommotor 14 mit B6-Brücke 20 oder Halbbrücke
• • Highside-MOSFET(s) 30, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität Lcs auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• • Lowside-MOSFET(s) 32, 40
  • ◯ Hohe Common-Source-Induktivität Lcs bei Beschaltung nach dem Stand der Technik (ohne Dioden D₁, D₂).
  • ◯ Bei asynchroner Kommutierung nur Soft-Switching.
  • ◯ Hohe Common-Source-Induktivität L_CS bietet guten Schutz vor etwaigen Transienten, falls ein Bauteil defekt sein sollte und der MOSFET 40 beim Abschalten ein Hard-Switching ausführen müsste. Dank der Common-Source-Induktivität L_CS ist dies ohne zusätzliche Bauteile nur anhand des Print-Layouts der Leiterplatte 54 möglich.
• Gleichstrommotor 14 mit B6-Brücke 20 oder Halbbrücke
• • Highside-MOSFET(s) 30, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität Lcs auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• • Lowside-MOSFET(s) 32, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität Lcs auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• Gleichstrommotor 14 mit Lowside-MOSFET 32, 40 und Freilaufdiode
• • Lowside-MOSFET 32, 40
  • ◯ Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der 3 bzw. 6.
  • ◯ Common-Source-Induktivität L_CS auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• DE 102017128264 A1 [0004]

Claims (13)

1. Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung einer elektrischen Last (12) eines Elektrogeräts, insbesondere eines motorbetriebenen Elektrogeräts, wobei der elektrischen Last (12) zumindest ein Leistungstransistor (18) mit jeweils zumindest einer Steuerelektrode (34), einer Abflusselektrode (36) und einer Zuflusselektrode (38) zugeordnet ist, wobei ein Steuerkreis (44) des Leistungstransistors (18) eine die Steuerelektrode (34) ansteuernde Treiberschaltung (26) und ein Leistungskreis (52) des Leistungstransistors (18) die Abflusselektrode (36) und die Zuflusselektrode (38) umfassen, und wobei eine Induktivität des Steuerkreises (44) und eine Induktivität des Leistungskreises (52) zumindest eine Common-Source-Induktivität (L_CS) bilden, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltverhalten des zumindest einen Leistungstransistors (18) mittels der zumindest einen Common-Source-Induktivität (L_CS) zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) über eine erste Diode (48) und zumindest eine antiparallel dazu geschaltete zweite Diode (50) beeinflussbar ist.
2. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine aus der zumindest einen zweite Diode (50) und der zumindest einen Common-Source-Induktivität (L_CS) bestehende Reihenschaltung antiparallel zur ersten Diode (48) geschaltet ist.
3. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Last (12) als ein mehrphasiger Elektromotor (16) ausgebildet ist und dass jeder Phase (U, V, W) des Elektromotors (16) zumindest zwei Leistungstransistoren (18) zugeordnet sind, um die Phasen (U, V, W) mit einem pulsweitenmodulierten Energiesignal zu beaufschlagen.
4. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (48) und die zumindest eine zweite Diode (50) derart zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) geschaltet sind, dass beim Einschaltvorgang (ON) des Leistungstransistors (18) keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität (L_CS) abfällt und dass beim Ausschaltvorgang (OFF) des Leistungstransistors (18) eine Induktionsspannung (U_CS) über der zumindest einen Common-Source-Induktivität (Lcs) abfällt, die einer Treiberspannung (U_Dr) der Treiberschaltung (26) entgegenwirkt.
5. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (48) und die zumindest eine zweite Diode (50) derart zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) geschaltet sind, dass beim Ausschaltvorgang (OFF) des Leistungstransistors (18) keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität (L_CS) abfällt und dass beim Einschaltvorgang (ON) des Leistungstransistors (18) eine zeitliche Änderung eines durch die elektrische Last (12) fließenden Laststroms (dl/dt) ein verstärkendes Öffnen der Steuerelektrode (34) bewirkt.
6. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zumindest eine zweite Diode (48, 50) als Schottky-Dioden ausgebildet sind.
7. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungstransistor (18), die erste Diode (48) und die zumindest eine zweite Diode (50) örtlich benachbart auf demselben Substrat einer Leiterplatte (54) der Elektronikeinheit (10) angeordnet sind.
8. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass einem Vorwiderstand (42) der Steuerelektrode (34) des Leistungstransistors (18) eine dritte Diode (56), insbesondere eine Reihenschaltung aus einer dritten Diode (56) und einem weiteren Widerstand (58), derart parallel geschaltet ist, dass der Vorwiderstand (42) beim Einschaltvorgang (ON) oder beim Ausschaltvorgang (OFF) des Leistungstransistors (18) überbrückt wird.
9. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode (34) und die Abflusselektrode (36) des Leistungstransistors (18) durch einen Kondensator (60) gebrückt sind.
10. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode (34) und die Zuflusselektrode (38) des Leistungstransistors (18) durch einen Kondensator (62), insbesondere durch die Reihenschaltung eines Kondensators (62) und eines Widerstands (64), gebrückt ist.
11. Elektrogerät, insbesondere motorgetriebenes Elektrogerät, mit einer Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Ansteuerung einer elektrischen Last (12), insbesondere eines ein- oder mehrphasigen Elektromotors (14).
12. Elektrogerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (14) als ein einphasiger DC-Motor ausgebildet ist und die Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung des DC-Motors eine Halbbrücke mit einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor (30, 32) aufweist, wobei entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren (30, 32) oder für beide Leistungstransistoren (30, 32) eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität (L_CS) erfolgt.
13. Elektrogerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (14) als ein dreiphasiger EC-Motor (16) ausgebildet ist und die Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung des EC-Motors (16) eine B6-Brücke (20) mit jeweils einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor (30, 32) je Brückenzweig aufweist, wobei entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren (30, 32) oder für beide Leistungstransistoren (30, 32) eines Brückenzweiges eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität (L_CS) erfolgt.

Images