DE69909913T2

DE69909913T2 - Akustischer oberflächenwandler und filter mit reflektionsumkehrung

Info

Publication number: DE69909913T2
Application number: DE69909913T
Authority: DE
Inventors: Kazuhiro Kouza-gun HIROTA
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Miyazaki Epson Corp
Priority date: 1998-01-20
Filing date: 1999-01-18
Publication date: 2004-02-26
Anticipated expiration: 2019-01-19
Also published as: US6329888B1; NO994500D0; EP0977356A4; JPH11214958A; NO994500L; EP0977356A1; WO1999037022A1; DE69909913D1; NO315345B1; ID22704A; EP0977356B1; JP3266846B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen akustischen Oberflächenwelllenwandler (nachfolgend als IDT-Elektrode bezeichnet) und eine akustische Oberflächenwelleneinrichtung, die durch Benutzen desselben aufgebaut ist, und betrifft insbesondere einen akustischen Oberflächenwandler vom Rückreflexionstyp mit drei Elektroden, die in einer Wellenlänge einer angeregten akustischen Oberflächenwelle angeordnet sind, so dass sie dadurch eine verbesserte Absenkung der Abschwächung, die auf einer Hochpassseite in der Nähe eines Durchgangsbandes erzeugt wird, und verringerte Störungen (spurious) in diesem Bereich aufweist.
TECHNISCHER HINTERGRUND
In den letzten Jahren wurde eine akustische Oberflächenwelleneinrichtung (nachfolgend als SAW-Einrichtung bezeichnet) auf vielen Gebieten der Kommunikation eingesetzt, und hat seither beim Reduzieren der Größen von tragbaren Telefonen und dergleichen wegen ihrer ausgezeichneten Eigenschaften hinsichtlich der Hochfrequenz, Kompaktheit und Einfachheit bei der Massenfertigung eine Rolle gespielt.
5(a) ist eine Draufsicht zur Veranschaulichung eines Beispiels für ein Elektrodenmuster eines herkömmlichen längsgekoppelten (longitudinally coupled) Doppelmoden-SAW-Filters erster und dritter Ordnung (nachfolgend als Doppelmoden-SAW-Filter bezeichnet). Auf der Hauptfläche eines piezoelektrischen Substrats 11 sind drei normale IDTs, 12, 13 und 14 dicht aneinander längs der Ausbreitungsrichtung einer Oberflächenwelle angeordnet, wobei Reflektoren 15a und 15b auf beiden Seiten dieser IDTs angeordnet sind.
Jeder der IDTs 12, 13 und 14 ist durch ein Paar Kammelektroden mit einer Mehrzahl von Elektrodenfingern aufgebaut, wobei jeder Elektrodenfinger in einen Zwischenraum der anderen Kammelektrode eingeschoben ist. Eine der Kammelektroden des IDT 12 ist mit einem Eingangsanschluss verbunden und die andere Kammelektrode ist geerdet. Eine der Kammelektroden des IDT 13 und eine der Kammelektroden des IDT 14 sind gegenseitig miteinander und mit einem Ausgangsanschluss verbunden. Die andere Kammelektrode des IDT 13 und die andere Kammelektrode des IDT 14 sind gegenseitig verbunden und geerdet.
Der in 5(a) gezeigte Doppelmoden-SAW-Filter arbeitet bekanntermaßen wie folgt. Eine Mehrzahl von Oberflächenwellen, die durch die IDTs 12, 13 und 14 angeregt werden, werden zwischen den Reflektoren 15a und 15b eingesperrt, und es wird eine akustische Kopplung unter den IDT 12, 13 und 14 erzeugt. Als Ergebnis werden zwei längsgekoppelte Resonanzmoden erster und dritter Ordnung stark angeregt, und der Filter arbeitet als Doppelmoden-SAW-Filter, der diese Moden einsetzt. Es ist bekannt, dass ein Durchgangsband des Doppelmoden-SAW-Filters proportional zu einem Frequenzunterschied zwischen der Resonanzmode erster Ordnung und der Resonanzmode dritter Ordnung ist.
Eine Mehrzahl Doppelmoden-SAW-Filter auf dem piezoelektrischen Substrat aufzubringen und diese SAW-Filter kaskadenartig zu verbinden, um den Formfaktor und die garantierte Abschwächung des Filters zu verbessern, ist auch ein in der Technik wohlbekanntes Mittel.
5(b) zeigt ein Beispiel für die Frequenzeigenschaften, die man als Ergebnis der Simulation eines Doppelmoden-SAW-Filters, zum Beispiel des in 5(a) gezeigten IDT-Elektrodenmusters, erhält durch Verwenden von 36°-Y-Schnitt X-propagierendem LiTaO₃ als piezoelektrisches Substrat, von 18 Paaren des IDT 12, von 18 Paaren des IDT 13, von 18 Paaren des IDT 14, von 500 Reflektoren, mit einem Abstandsverhältnis von L_t/L_R der IDTs zu den Reflektoren von 0.990, mit einer Mittenfrequenz von 1.5 GHz und mit einer notwendigen Durchgangsbandbreite von 24 MHz.
Wenn jedoch versucht wird, einen Breitband-Doppelmoden-SAW-Filter durch Verwenden des herkömmlichen normalen IDT-Elektrodenmusters zu realisieren, beobachtet man die folgenden Tendenz, die aus den in 5(b) gezeigten Filtereigenschaften klar wird. Der Formfaktor auf der Hochpassseite, die durch eine Mittenfrequenz standardisiert ist, ist nicht so gut wie der Formfaktor auf der Tiefpassseite, die durch die Mittenfrequenz standardisiert ist, und der Abschwächungspegel sinkt um 13 dB bei etwa 1.54 GHz und steigt anschließend an. (Eine kleine Welligkeit in der Nähe des Durchgangsbandes, die in 5(b) gezeigt ist, ist den Reflektoren 15a und 15b zuzuschreiben, und diese wird kleiner, nachdem sie in eine Volumenwelle in dem eigentlichen Erzeugnis umgewandelt ist. Dies ist daher kein praktisches Problem).
Um das obige Problem zu beseitigen, wird eine Mehrzahl von Doppelmoden-SAW-Filtern mit ähnlichen Eigenschaften in einer Kaskade verbunden, um hierdurch die Eigenschaften zu verbessern. Es ist jedoch nicht möglich, die oben beschriebene, den Abschwächungspegel senkende Eigenschaft selbst durch dieses Verfahren zu beseitigen, und es besteht das Problem, dass ein Einkopplungsverlust durch die bekannte Kaskadenverbindung auf das Zwei- oder Dreifache ansteigt.
Weiter besteht in jüngster Zeit der Bedarf für ein Verjüngen des Abstands zwischen den Kanälen, der von den Bedürfnissen nach effektivem Einsatz von Frequenzen herrührt. Es besteht auch der Bedarf für einen geringen Verlust und hohe Abschwächung in den benutzten Filtern. Diese Bedürfnisse können jedoch nicht durch die herkömmlichen Doppelmoden-SAW-Filter befriedigt werden, welche die so genannte den Abschwächungspegel absenkende Eigenschaft auf der Hochpassseite in der Nähe des Durchgangsbandes aufweisen.
Um die obigen Probleme zu lösen, wurde auch ein leiterartiger SAW-Filter vorgeschlagen. Dieser weist jedoch auch das Problem auf, dass die Verwendung dieses Filters beschränkt ist, da es nicht möglich ist, eine ausreichende Abschwächung in der Frequenz in einem Abstand von der Mittenfrequenz des Durchgangsbandes zu erreichen.
Dokument US 4,249,146 offenbart einen Oberflächenwellen-Resonator, der harmonische Frequenzen einsetzt, und der aus einem Wandler mit drei Fingern pro Periode und zwei Reflexionsgittern besteht, die sich auf jeder Seite des Wandlers befinden. Dieser Resonator ermöglicht die gleichzeitige Anregung sowohl der fundamentalen als auch der harmonischen Frequenzen.
Mit Hinsicht auf die Lösung der oben erwähnten Probleme ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Struktur aus IDT-Elektroden und eine diese Struktur verwendende SAW zur Verfügung zu stellen, die sowohl die Abschwächung auf der Hochpassseite nahe des Durchgangsbandes verbessert als auch Störungen in diesem Bereich mindert.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist im unabhängigen Anspruch 1 definiert. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1(a) ist eine Draufsicht zur Veranschaulichung eines Teils einer erfindungsgemäßen Elektrodenstruktur, und 1(b) ist eine Querschnittansicht zur Veranschaulichung eines elektrischen Oberflächenpotentials auf dieser Elektrode.
2(a) zeigt sechs Randflächen von drei IDT-Elektroden, die in einem Wellenlängenabstand angeordnet sind und sich auf die vorliegende Erfindung beziehen. 2(b) zeigt Reflexionsvektoren E1 bis E6 auf den sechs Radflächen und einen hieraus kombinierten Vektor Γ1.
3 ist eine Ansicht zum Veranschaulichen einer Frequenz am unteren Ende (durchgezogene Linie), einer Frequenz am oberen Ende (gepunktet-gestrichelte Linie), einer Antriebskraftverteilungskurve (unterbrochene Linie), eines Anregungszentrums (O-Markierung) bzw. eines Reflexionszentrums (⎕-Markierung) eines Stoppbandes, das durch die erfindungsgemäßen IDT-Elektroden gebildet wird.
4 ist ein Diagramm zum Veranschaulichen der Frequenzeigenschaften eines längsgekoppelten Doppelmoden-SAW-Filters, der durch Verwenden der erfindungsgemäßen IDT-Elektroden aufgebaut ist.
5(a) ist eine Draufsicht zum Veranschaulichen einer Struktur des herkömmlichen längsgekoppelten Moden-SAW-Filters, und 5(b) ist eine Kennlinie desselben.
6(a) ist eine Draufsicht zum Veranschaulichen eines Teils einer normalen IDT-Elektrode mit infiniter periodischer Struktur, und 6(b) ist eine Querschnittansicht zum Veranschaulichen eines elektrischen Oberflächenpotentials auf der Elektrode.
7(a) ist eine Ansicht zum Veranschaulichen von vier Reflexionsflächen R1 bis R4 in einem Wellenlängenabstand einer normalen IDT-Elektrode, und 7(b) ist eine Ansicht zum Veranschaulichen von Reflexionsvektoren R1 bis R4 der vier Reflexionsflächen und eines aus ihnen kombinierten Vektors Γ2.
8 ist eine Ansicht zum Veranschaulichen einer stehenden Welle am unteren Ende (durchgezogene Linie), einer stehenden Welle am oberen Ende (gepunktet-gestrichelte Linie), einer Antriebskraftverteilungskurve (unterbrochene Linie), eines Anregungszentrums (O-Markierung) bzw. eines Reflexionszentrums (⎕-Markierung) eines Stoppbandes, das durch die normalen IDT-Elektroden gebildet wird.
9(a) ist eine Ansicht zum Veranschaulichen der Filtereigenschaften des längsgekoppelten Moden-SAW-Filters erster und dritter Ordnung, und 9(b) ist eine Ansicht zum Veranschaulichen der Beziehung zwischen einem Reflexionskoeffizienten. der IDT-Elektroden und einem Reflexionskoeffizienten der Reflektoren sowie Resonanzfrequenzen f1 und f3 der longitudinalen Resonanzmoden erster und dritter Ordnung.
BESTER MODUS ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Die Ausführungsformen der Erfindung werden unten genauer mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu vereinfachen, wird das Arbeitsprinzip normaler IDT-Elektroden zuerst kurz erläutert. 6(a) zeigt ein Beispiel für eine Struktur normaler IDT-Elektroden, die auf einem piezoelektrischen Substrat entlang der Ausbreitungsrichtung einer akustischen Oberflächenwelle angeordnet sind. Jede IDT-Elektrode ist durch ein Paar Kammelektroden aufgebaut, die eine Mehrzahl von Elektrodenfingern aufweisen, die gegenseitig ineinander geschoben sind.
In dieser Figur bezeichnet λ die Wellenlänge einer Oberflächenwelle, die durch die IDT-Elektroden angeregt wird. Die Wellenlänge λ entspricht dem Abstand von der Mitte eines Elektrodenfingers 16 zur Mitte eines Elektrodenfingers 18 von jeden beliebigen aufeinander folgenden Elektrodenfingern der IDT-Elektroden. 6(b) ist eine Querschnittansicht eines Teils, geschnitten entlang B-B von 6(a), und zeigt in einer unterbrochenen Linie ein elektrisches Oberflächenpotential zu einem bestimmten Zeitpunkt, zu dem die IDT-Elektroden durch Anlegen einer Hochfrequenzspannung zwischen den Kammelektroden angetrieben werden. Die normalen IDT-Elektroden sind mit Elektrodenfingern derselben Breite in einer Periode λ/2 angeordnet. Ein Reflexionskoeffizient Γ2 (Reflexionsvektor) für ein Paar (d. h. eine Grundeinheit, die aus zwei Elektrodenfingern aufgebaut ist) wird auf der Grundlage der Mitte eines optionalen IDT-Elektrodenfingers als Referenz basierend auf den 7(a) und 7(b) erläutert.
Wie in 7(a) gezeigt, werden beim Betrachten der Reflexion einer Welle λ einer optionalen IDT-Elektrode, die Randflächen der Elektrodenfinger, die vertikal zum piezoelektrischen Substrat verlaufen, als R1 bis R4 angenommen. (In diesem Fall wird angenommen, dass die Symbole R1 bis R4 die Randflächen sowie die Reflexionsvektoren von den Randflächen bezeichnen). Die Reflexionsvektoren von diesen vier Randflächen R1 bis R4 weisen die in 7(b) gezeigte folgende Beziehung auf. Die Reflexionsvektoren R1 und R3 von den Randflächen R1 und R3 sind zueinander gleich. D. h., sie weisen dieselben Größen und dieselben Phasenwinkel auf. Die Reflexionsvektoren R2 und R4 von den Randflächen R2 und R4 sind zueinander gleich. Demzufolge wird, wie in 7(b) gezeigt ist, ein Reflexionsvektor, nach Kombination der vier Reflexionsvektoren R1 bis R4, zum Reflexionsvektor Γ2 für eine Grundeinheit (d. h. ein Paar), und die Phase wird –π/2, wenn die Mitte der Elektrodenfinger als Referenz eingerichtet ist.
Anders ausgedrückt, wenn ein Reflexionszentrum als eine Position definiert wird, bei der die Phase des Reflexionskoeffizienten Γ2–π/2 wird, ist das Reflexionszentrum in der Mitte jedes Elektrodenfingers positioniert. Es ist gut bekannt, dass ein Stoppband zur periodischen Reflexion in einer periodischen Struktur ausgebildet wird, die eine große Anzahl dieser normalen IDT-Elektrodenfinger angeordnet hat, wie z. B. ein SAW-Resonator, ein SAW-Resonanzfilter usw. Diese Struktur bedeutet, dass eine Oberflächenwelle mit einer Frequenz innerhalb des Stoppbandes sich nicht ausbreiten kann und eine stehende Welle gebildet wird. Durch Einsetzen dieses Resonanzzustandes werden der SAW-Resonator und SAW-Filter aufgebaut.
Wie in „The Method of analyzing characteristics of IDT using the mode coupling theory", Seite 87–94, 1992, 21. EM-Symposium gezeigt, weichen bei Frequenzen am unteren Ende (untere Grenze) und am oberen Ende (obere Grenze) des durch eine normale IDT-Elektrode gebildeten Stoppbandes die Positionen von Antiknoten (oder Knoten) der entsprechenden stehenden Welle um π/2 ab. 8 ist eine Ansicht zum Veranschaulichen der Verteilungen der entsprechenden stehenden Wellen an beiden Enden (dem oberen Ende und dem unteren Ende) des Stoppbandes der normalen IDT-Elektroden. Eine stehende Welle am unteren Ende des Stoppbandes, die durch die durchgezogene Linie dargestellt wird, erhält einen Antiknoten an einer Mittelposition des Elektrodenfingers oder an einer Reflexionszentrumsposition. Eine stehende Welle am oberen Ende des Stoppbandes, die durch die gepunktet gestrichelte Linie dargestellt wird, erhält einen Knoten an der Position des Reflexionszentrums. Die stehende Welle am oberen Ende des Stoppbandes, die durch die gepunktet gestichelte Linie dargestellt wird, wird in einer infiniten periodischen Struktur nicht angeregt. Im Falle einer Struktur mit endlicher (finite) Länge, wie einer tatsächlichen IDT-Struktur, wird diese stehende Welle angeregt, obwohl sie schwächer ist, als die stehende Welle am unteren Ende des Stoppbandes.
Andererseits wird eine Antriebskraft (eine Kraft zum Erzeugen einer mechanischen Verschiebung durch eine an der Kammelektrode angelegte Spannung) zum Anregen einer Oberflächenwelle (Wellenlänge λ) zu einer Komponente mit minimaler Abmessung, wenn die Verteilung des elektrischen Oberflächenpotentials, die in 6(b) gezeigt ist, in eine Fourier-Reihe entwickelt wird, wie dies wohlbekannt ist. Eine Antriebskraft, die man durch Berechnung erhält, wird zu einer Sinuswelle mit der Periode λ die durch eine unterbrochene Linie in 8 dargestellt wird. Die ⎕-Markierung in 8 zeigt die Mitte der Reflexion und eine O-Markierung zeigt das Anregungszentrum.
Wie in 8 gezeigt, liegt, wenn das Anregungszentrum (O-Markierung) und das Reflexionszentrum (⎕-Markierung) miteinander überlagert werden, die stehende Welle am unteren Ende des Stoppbandes, die durch die durchgezogene Linie dargestellt ist, in Phase mit der Antriebskraftverteilung, die durch die unterbrochene Linie dargestellt ist, so dass die stehende Welle stark angeregt wird.
Wie oben erläutert, werden gemäß der herkömmlichen längsgekoppelten Mehrmoden SAW-Filter, die den normalen IDT verwenden, eine Resonanzfrequenz (f1) der niedrigsten Ordnung am unteren Ende des Stoppbandes, die stark angeregt wird, und eine Resonanzfrequenz (fn) in einem longitudinalen Resonanzmodus höherer Ordnung verwendet, um einen Filter aufzubauen. Es ist bereits durch Experimente und Simulation bestätigt worden, dass der longitudinale Resonanzmodus höherer Ordnung seine niedrigste Ordnung in der Nähe des unteren Endes des Stoppbandes aufweist und bei einer niedrigeren Frequenz angeregt wird, wenn die Mode eine höhere Ordnung erhält.
9(a) und 9(b) zeigen schematisch die Filtereigenschaften des Doppelmoden SAW Filters, der die Resonanzfrequenzen f1, f3 verwendet, und eine Beziehung zwischen dem Reflexionskoeffizienten für die IDT-Elektroden und einem Reflexionskoeffizienten Γ für die Reflektoren Ref. Um den Abstand der Reflektoren größer einzustellen als den Abstand der IDTs, wird die Mittenfrequenz des Reflexionskoeffizienten für die Reflektoren kleiner eingestellt als die Mittenfrequenz der IDTs.
1(a) ist eine Draufsicht zur Veranschaulichung eines Beispiels einer IDT-Elektrodenstruktur, die mit der vorliegenden Erfindung in Beziehung steht. Diese weist ein Layout mit einer Wiederholung einer Mehrzahl von Einheitssegmenten auf, die auf einem piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind, wobei jedes Segment folgendes aufweist: einen ersten Elektrodenfinger 1 mit der Breite W1, einen zweiten Elektrodenfinger 2 mit einer Breite W2, der auf der rechten Seite des ersten Elektrodenfingers 1 mit einem Lückenabstand g1 angeordnet ist; einen dritten Elektrodenfinger 3 mit der Breite W3, der auf der rechten Seite des zweiten Elektrodenfingers 2 mit einem Lückenabstand g2 angeordnet ist; und einen Zwischenraum (g3)/2, der auf beiden Stirnseiten des ersten Elektrodenfingers bzw. des dritten Elektrodenfingers angeordnet ist. Anders ausgedrückt, ein Einheitssegment, das durch drei Elektrodenfinger pro eine Wellenlänge λ aufgebaut ist, wird wiederholt auf dem piezoelektrischen Substrat angeordnet.
Weiter sind die Breite W1 des ersten Elektrodenfingers 1 und die Breite W3 des dritten Elektrodenfingers 3 zueinander gleich eingestellt. Der Lückenabstand g1 zwischen dem ersten Elektrodenfinger 1 und dem zweiten Elektrodenfinger 2 und der Lückenabstand g2 zwi schen dem zweiten Elektrodenfinger 2 und dem dritten Elektrodenfinger 3 werden zueinander gleich eingestellt. Weiter werden die Elektrodenfinger 1 und 3 zum Antreiben auf eine Phase eingestellt, die der Phase des Elektrodenfingers 2 entgegengesetzt ist.
1(b) ist eine Querschnittansicht längs A-A in 1(a). Diese zeigt ein elektrisches Oberflächenpotential in einem bestimmten Moment, in dem eine Hochfrequenzspannung an die Kammelektroden zum Betreiben der IDT-Elektroden angelegt wird. Man erhält so einen Reflexionskoeffizienten Γ1 (Reflexionsvektor) pro Einheitssegment der IDT-Elektroden mit drei Elektrodenfingern pro eine Wellenlänge λ. Man erhält die Reflexionsvektoren für ein optionales Segment der IDT-Elektroden, die in 2(a) gezeigt sind, das heißt, man erhält Reflexionsvektoren E1 bis E6 von den sechs Flächen E1 bis E6 jeweils an beiden Enden der Elektroden 1 bis 3. In diesem Fall wird angenommen, dass E1 bis E6 sowohl die Kantenfläche als auch einen Reflexionsvektor von dieser Kante darstellen. Wie in 2(b) gezeigt, erhält man dann sechs Reflexionsvektoren E1 bis E6, die in 2(b) gezeigt sind. In diesem Fall wird zum Vergleich mit 7 die Mitte des zweiten Elektrodenfingers 2 als Referenz für die Reflexion verwendet. Ein kombinierter Vektor aus den Reflexionsvektoren E1 bis E6 wird zu einem Reflexionsvektor Γ1, wie in 2(b) gezeigt.
Der Reflexionsvektor Γ1 zeigt eine Phase π/2 in der Mitte des Elektrodenfingers 2, anders als der Reflexionsvektor Γ2 der normalen IDT-Elektrode, die in 7(b) gezeigt ist. Demzufolge unterscheiden sich beide Phasen um π. Da die Phasendrehung einer Oberflächenwelle eine Rücklaufperiode einschließt, wird die räumliche Position des Reflexionszentrums eine Position, die um λ/4 von der Mitte des Elektrodenfingers 2 räumlich beabstandet ist. Anders ausgedrückt, nach der erfindungsgemäßen ID7-Elektrode ergeben sich Verteilungen für stehende Wellen in den Frequenzen am oberen bzw. unteren Ende des Stoppbands so, wie es in 3 gezeigt ist. In 3 steht eine durchgezogene Linie für eine stehende Welle mit der Frequenz am unteren Ende des Stoppbandes und eine gepunktet-gestrichelte Linie steht für eine stehende Welle mit der Frequenz am oberen Ende des Stoppbandes.
Wie aus dem Vergleich mit 8 klar wird, da das Reflexionszentrum um λ/4 gegenüber dem Anregungszentrum abgewichen ist, ist auch die Verteilung jeder stehenden Welle um λ/4 abgewichen. Als Ergebnis ist die Lagebeziehung von Anti-Knoten und Knoten jeder stehenden Welle bezüglich der Antriebskraftverteilung in 3 gegenüber dem in 8 gezeigten Muster verschoben.
Andererseits wird eine minimale Abmessungskomponente bei Entwicklung der in 1(b) gezeigten Verteilung des elektrischen Oberflächenpotentials in eine Fourierreihe zu einer antreibenden Kraft, wie es oben erläutert wurde. Eine Antriebskraftverteilung, die man durch diese Berechnung erhält, wird zu einer Sinuswelle, wie sie durch die unterbrochene Linie in 3 dargestellt wird. Wie aus 3 klar wird, ist das Anregungszentrum (O-Markierung) in der Mitte des zweiten Elektrodenfingers positioniert, und das Reflexionszentrum (⎕-Markierung) erhält eine Position, die um λ/4 von der Mitte des zweiten Elektrodenfingers 2 abweicht.
Da der Anti-Knoten der stehenden Welle mit der Frequenz am oberen Ende des Stoppbandes, die durch die gepunktet-gestrichelte Linie dargestellt wird, mit dem Anregungszentrum zusammenfällt, wird demzufolge die Frequenz am oberen Ende des Stoppbandes stark angeregt. Andererseits fällt der Knoten der stehenden Welle mit der Frequenz am unteren Ende des Stoppbandes, die durch die durchgezogene Linie dargestellt wird, mit dem Anregungszentrum zusammen, und dies deutet an, dass die stehende Welle in einer infiniten periodischen Struktur nicht angeregt wird.
Bei der eigentlichen finiten Struktur wird jedoch die stehende Welle am unteren Ende des Stoppbandes, die durch die durchgezogene Linie dargestellt wird, angeregt, obwohl sie schwächer ist als die stehende Welle am oberen Ende des Stoppbandes, die durch die gepunktet-gestrichelte Linie dargestellt wird. Wenn die erfindungsgemäße IDT-Elektrodenstruktur verwendet wird, wird die stehende Welle am oberen Ende des Stoppbandes stark angeregt. Aufgrund eines Simulationsergebnisses erscheint die longitudinale Resonanzmode höherer Ordnung mit der Frequenz am oberen Ende des Stoppbandes mit einer höheren Frequenz, da die Ordnung höher ist. Es ist daher möglich, einen längsgekoppelten Mehrmoden-SAW-Filter durch Verwenden einer Mehrzahl von der niedrigsten längsgekoppelten Resonanzmode und einer längsgekoppelten Resonanzmode höherer Ordnung aufzubauen.
4 zeigt die Frequenzeigenschaften eines längsgekoppelten Moden-SAW-Filters, der dadurch aufgebaut ist, dass er auf einem piezoelektrischen Substrat drei erfindungsgemäße IDT-Elektroden aufweist, die dicht aneinander längs der Ausbreitungsrichtung einer Oberflächenwelle angeordnet sind, wobei Reflektoren auf beiden Seiten der IDT-Elektroden aufgebracht sind.
Die Parameter des Filters mit den in 4 gezeigten Eigenschaften sind folgende. Während positive und negative Elektrodenfinger ein Paar in dem in 5(b) gezeigten normalen Filter bilden, entsprechen die drei Elektrodenfinger (pro eine Wellenlänge λ) in den erfindungsgemäßen IDT-Elektroden dem einen Paar beim normalen Filter. Der Abstand L_R der Reflektoren ist konstant für beide, dem in 5(b) gezeigten Filter und dem Filter, der die in 4 gezeigten Frequenzeigenschaften aufweist. Das Verhältnis des Abstandes der IDTs zum Abstand der Reflektoren L_t/L_R wird im Falle eines Filters mit den in 4 gezeigten Frequenzeigenschaften auf 1.015 eingestellt. Alle anderen Parameter des Filters mit den in 4 gezeigten Frequenzeigenschaften sind dieselben wie die des in 5(b) gezeigten Filters. Bei der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Breite W2 des zweiten Elektrodenfingers kleiner eingestellt als die Breite W1 des ersten Elektrodenfingers oder die Breite W3 des dritten Elektrodenfingers (W1 = W3), d. h. W1 = W3 > W2.
Da das Durchgangsband gemäß der vorliegenden Erfindung durch Einsetzen einer Mehrzahl von Resonanzmoden auf der Hochpass-Seite des durch die IDT-Elektroden gebildeten Stoppbandes gebildet wird, wird der Formfaktor auf der Hochpass-Seite in der Nähe des Durchgangsbereichs wesentlich verbessert, anders als beim herkömmlichen Filter, der in 5(b) gezeigt ist.
Auf der Tiefpass-Seite in der Nähe des Durchgangsbandes scheinen die Absenkeigenschaften für den Abschwächungspegel dieselben zu sein wie die Absenkeigenschaften für den Abschwächungspegel auf der Hochpass-Seite in der Nähe des Durchgangsbandes beim herkömmlichen Mehrmoden-SAW-Filter.
Wie oben beschrieben, wenn die Position des Reflexionszentrums um π/2 abweicht, d. h. wenn die Phase des kombinierten Reflexionsvektors um π geändert wird, wobei das Anre gungszentrum nicht verändert wird, sind die Aufgaben des oberen Endes und des unteren Endes des durch die normalen IDT-Elektroden hervorgebrachten Stoppbandes den Aufgaben des oberen Endes und des unteren Endes des durch die erfindungsgemäßen IDT-Elektroden hervorgebrachten Stoppbandes entgegengesetzt. Anders ausgedrückt, es ist möglich, einen Filter oder Resonator mit Hochfrequenzeigenschaften zu realisieren, die ein Ersatz für die Eigenschaften zwischen der oberen Endfrequenz und der unteren Endfrequenz des Stoppbandes der normalen IDT-Elektroden sind.
Wenn die erfindungsgemäßen IDT-Elektroden für den längsgekoppelten Mehrmoden-SAW-Filter verwendet werden, ist es möglich, einen Filter zu realisieren, der für das Absenken des Abschwächungspegels sorgt, der bis jetzt auf der Hochpass-Seite in der Nähe des Durchgangsbandes erzeugt wurde.
Wenn es einen Bedarf für einen Filter gibt, der einen hohen Abschwächungspegel auf der Hochpass-Seite in der Nähe des Durchgangsbandes erfordert, kann die Verwendung der erfindungsgemäßen IDT-Elektroden demzufolge den erforderlichen Eigenschaften ohne Kaskadenstruktur entsprechen, wie es bei der herkömmlichen Technik der Fall war. Es ist weiter auch möglich, den hohen Einkopplungsverlust aufgrund der herkömmlichen Kaskadenverbindung durch einen längsgekoppelten Mehrmoden-SAW-Filter unter Verwendung der erfindungsgemäßen IDT-Elektroden zu beheben.
Wenn der längsgekoppelte Mehrmoden-SAW-Filter unter Verwendung der erfindungsgemäßen IDT-Elektroden und der längsgekoppelte Mehrmoden-SAW Filter unter Verwendung der herkömmlichen normalen IDT-Elektroden in Kaskade verbunden werden, ist es weiter möglich, einen Filter mit einem guten Formfaktor und scharfen Grenzeigenschaften an beiden Umgebungen der Durchgangsbänder zu realisieren. Ein zusammengesetzter Filter mit dem oben beschriebenen Aufbau garantiert, anders als der Leiter-Filter, eine hinreichende Abschwächung bei einer Frequenz in einem Abstand von der Mittenfrequenz.
Die Erläuterung der oben beschriebenen Sinuswelle und der Frequenzeigenschaften der stehenden Welle an den oberen und unteren Enden des Stoppbandes betrifft eine Kombination eines piezoelektrischen Substrats und Elektrodenmaterialien derart, dass die Mitte der Elekt rodenfinger und das Reflexionszentrum in den normalen IDT-Elektroden zusammenfallen (d. h. die Phase des Reflexionskoeffizienten wird –π/2 in der Mitte des Elektrodenfingers).
Im Falle einer Kombination der Elektrode aus Aluminium und 128° Y-Schnitt Xpropagierendem LiNbO₃ bildet sich auch im Falle der normalen IDT-Elektroden das Reflexionszentrum zum Beispiel an einer Position mit einem Abstand von λ/4 von der Mitte der Elektrodenfinger entfernt aus, d. h. in der Mitte des Zwischenraumes, wenn die Elektrodenfilmdicke etwa bei 3.5% λ oder darüber liegt. In diesem Fall ändert sich der Betrieb nur am oberen Ende und am unteren Ende des Stoppbandes bei den normalen IDT-Elektroden und den hier vorgeschlagenen Reflexionsumkehrelektroden. Die komplementäre Beziehung und der Wert der Verwendung beider Elektrodentypen bleiben unverändert.
Mit der oben beschriebenen Struktur liefert ein längsgekoppelte Mehrmoden-SAW-Filter unter Verwendung der erfindungsgemäßen IDT-Elektroden einen zufriedenstellenden Formfaktor auf der Hochpass-Seite in der Nähe des Durchgangsbandes. Weiter ist es durch eine Kaskadenverbindung des längsgekoppelten Mehrmoden-SAW-Filters unter Verwendung der normalen IDTs und des längsgekoppelten Mehrmoden-SAW-Filters, der unter Verwendung der erfindungsgemäßen IDT-Elektroden aufgebaut ist, möglich, einen Filter mit wesentlich verbessertem Formfaktor in der Nähe des Durchgangsbandes auszubilden. Dies hat bemerkenswerte Auswirkungen beim Herstellen des SAW-Filters.

Claims

Akustischer Oberflächenwellenwandler vom Rückreflexionstyp, umfassend: eine Mehrzahl von Einheitssegmenten, die auf einem piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind, wobei jedes Segment folgendes umfasst: einen ersten Elektrodenfinger (1) mit einer Breite W1; einen zweiten Elektrodenfinger (2), der eine Breite W2 aufweist und neben dem ersten Elektrodenfinger mit einem Lückenabstand g1 angeordnet ist, wobei der Lückenabstand g1 der Abstand zwischen den nebeneinanderliegenden Seiten der ersten und zweiten Elektrodenfinger (1; 2) ist; einen dritten Elektrodenfinger (2) mit einer Breite W3, der neben dem zweiten Elektrodenfinger mit einem Lückenabstand g2 angeordnet ist, wobei der Lückenabstand g2 der Abstand zwischen nebeneinanderliegenden Seiten der zweiten und dritten Elektrodenfinger (2; 3) ist; und einen Zwischenraum von (g3)/2, der neben dem ersten Elektrodenfinger auf einer dem Lückenabstand g1 gegenüberliegenden Seite angeordnet ist; einem Zwischenraum von (g3)/2, der neben dem dritten Elektrodenfinger und gegenüber dem Lückenabstand g2 angeordnet ist; wobei der Zwischenraum von g3 der Abstand zwischen dem dritten Elektrodenfinger (3) eines Einheitssegments und dem ersten Elektrodenfinger (1) eines anderen Einheitssegments ist, das neben dem einen Einheitssegment angeordnet ist; und wobei die ersten und dritten Elektrodenfinger (1; 3) jeweils durch ein phasengleiches Wechselstromsignal betrieben werden, und der zweite Elektrodenfinger (2) durch ein Wechselstromsignal betrieben wird, das sich im Bezug auf das an die ersten und dritten Elektrodenfinger (1; 3) angelegte Wechselstromsignal in einer entgegengesetzten Phase befindet, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite W1 des ersten Elektrodenfingers und die Breite W3 des dritten Elektrodenfingers zu einander gleich eingestellt sind, der Lü ckenabstand g1 und der Lückenbstand g2 zu einander gleich eingestellt sind und gilt: W1 = W3 > W2, g1 = g2 > 3.
In Längsrichtung gekoppelter Mehrmoden-SAW-Filter, der eine Mehrzahl von akustischen Oberflächenwellenwandlern vom Rückreflexionstyp nach Anspruch 1 umfasst, die eng nebeneinander längs einer Ausbreitungsrichtung einer akustischen Oberflächenwelle angeordnet sind, wobei zu beiden Seiten Reflektoren angeordnet sind.
In Längsrichtung gekoppelter Mehrmoden-SAW-Filter nach Anspruch 2, bei dem das Verhältnis eines Abstands (Lt) der akustischen Oberflächenwellenwandler zum Abstand der Reflektoren (Lr) auf größer als 1 eingestellt ist.
Akustischer Oberflächenwellenwandler vom Rückreflexionstyp nach Anspruch 1, bei dem die Breite jedes Segments die Wellenlänge λ der anzuregenden Oberflächenwelle ist, wobei ein Reflexionskombinationsvektor (Γ1) pro Einheitssegment sich in einem Zentrum der Anregung um etwa 180 Grad von einem Reflexionskombinationsvektor (Γ2) in einem Zentrum der Anregung eines normalen Interdigitalwandlers unterscheidet, der auf demselben piezoelektrischen Substrat angeordnet ist und Segmente mit zwei Elektrodenfingern gleicher Breite aufweist, wobei jedes Segment der beiden Elektrodenfinger des normalen Interdigitalwandlers mit einer periodischen Länge von λ/2 angeordnet ist.