DE69838694T2

DE69838694T2 - SAW-Filter mit SAW-Zwischenstufenanpassungsresonator

Info

Publication number: DE69838694T2
Application number: DE69838694T
Authority: DE
Inventors: Hok Huor 7-12 Toranomon 1-chome Ou; Naoto 7-12 Toranomon 1-chome Inose
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Intellectual Ventures Holding 81 LLC
Priority date: 1997-04-23
Filing date: 1998-02-19
Publication date: 2008-10-30
Anticipated expiration: 2018-02-20
Also published as: KR19980079838A; DE69838694D1; TW406468B; CN1197329A; KR100323270B1; JP3576350B2; EP0874457A2; JPH10303695A; EP0874457A3; EP0874457B1; CN1185791C; US5963113A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Oberflächenwellenfilter und insbesondere ein Verbessern der Übertragungscharakteristiken eines Oberflächenwellenfilters vom Resonatortyp.
Oberflächenwellen-(hierin nachfolgend SAW)-Vorrichtungen haben im Allgemeinen einen Interdigitalwandler (IDT), der eine akustische Oberflächenwelle auf einem piezoelektrischen Substrat erregt. Der Interdigitalwandler kann entwickelt sein, um der SAW-Vorrichtung verschiedene Charakteristiken und Funktionen zu geben, wobei die Filterfunktion unter den wichtigsten ist. In der Vergangenheit waren SAW-Filter, bei welchen sich akustische Oberflächenwellen zwischen zwei oder mehreren Interdigitalwandlern ausbreiten, vorherrschend, aber eine neuere Forschung hat sich auf SAW-Filter vom Resonatortyp konzentriert.
Ein SAW-Resonator hat einen einzigen Interdigitalwandler und kann Reflektoren haben, um akustische Oberflächenwellen davon abzuhalten, aus dem Interdigitalwandler zu entweichen. Die Impedanzcharakteristiken eines SAW-Resonators sind sehr ähnlich den Impedanzcharakteristiken eines Spulen-Kondensator-(LC-)Resonators, so dass ein SAW-Filter mit SAW-Resonatoren durch klassische Entwicklungsverfahren für elektrische Filter entwickelt werden kann. Insbesondere können auf diese Weise mehrstufige SAW-Filter entwickelt werden. Ein einfaches Beispiel ist ein zweistufiges SAW-Filter mit einer π- oder einer T-Konfiguration.
In der Vergangenheit ist jedoch eine Impedanzanpassung zwischen den unterschiedlichen Stufen mehrstufiger SAW-Filter nicht adäquat berücksichtigt worden. Es scheint, dass dies der Grund von bestimmten Problemen gewesen ist, die oft in den Übertragungscharakteristiken von SAW-Filtern gesehen werden und die Einsetzbarkeit von solchen Filtern beschränkt haben. Weitere Details werden nachfolgend angegeben werden.
Eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht im Verbessern der Übertragungscharakteristiken eines SAW-Filters vom Resonatortyp.
Eine spezifischere Aufgabe besteht im Reduzieren eines Einfügungsverlusts am Niederfrequenzende des Durchlassbandes.
Eine weitere Aufgabe besteht im Reduzieren von Reflexionsverlustanomalien am Niederfrequenzende des Durchlassbands.
Eine weitere Aufgabe besteht im Erhöhen einer Dämpfung im oberen Stoppband eines SAW-Filters vom Resonatortyp.
Eine noch weitere Aufgabe besteht im Erhöhen der Breite des oberen Stoppbands.
Gemäß der Erfindung wird ein SAW-Filter vom Resonatortyp gemäß dem Anspruch 1 und ein SAW-Filter vom Resonatortyp gemäß dem Anspruch 3 zur Verfügung gestellt.
Das erfundene SAW-Filter vom Resonatortyp hat eine Vielzahl von SAW-Resonatoren mit jeweiligen auf einem piezoelektrischen Substrat ausgebildeten Interdigitalwandlern, die in einer Kettenschaltung bzw. einem Leiternetzwerk gekoppelt sind. Das Leiternetzwerk hat wenigstens einen π-Typ-Abschnitt mit einer ersten Leiterstufe und einer zweiten Leiterstufe, die gemeinsam durch wenigstens einen SAW-Resonator eines seriellen Arms und wenigstens zwei SAW-Resonatoren eines Nebenarms ausgebildet sind.
Der π-Typ-Abschnitt weist auch einen Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator auf, der in Reihe zu dem SAW-Resonator des seriellen Arms gekoppelt ist. Der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator hat einen Interdigitalwandler mit einem Elektrodenfingerabstand, der im Wesentlichen gleich dem Elektrodenfingerabstand des Interdigitalwandlers des SAW-Resonators des seriellen Arms ist. Der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator reduziert eine Impedanzfehlanpassung zwischen der ersten und der zweiten Leiterstufe des π-Typ-Abschnitts.
Wenn die Interdigitalwandler in dem Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator und dem SAW-Resonator des seriellen Arms genau denselben Elektrodenfingerabstand haben, können diese zwei SAW-Resonatoren in einen einzigen SAW-Resonator kombiniert werden.
Wenn die Elektrodenfingerabstände nicht genau dieselben sind, sollte der Interdigitalwandler in dem Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator einen schmaleren Elektrodenfingerabstand als die Interdigitalwandler in dem SAW-Resonator des seriellen Arms haben, so dass die Resonanzfrequenz und die Antiresonanzfrequenz des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators höher als die Resonanzfrequenz und die Antiresonanzfrequenz des SAW-Resonators des seriellen Arms sind.
Der π-Typ-Abschnitt kann eine Vielzahl von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren haben, die gemeinsam eine Impedanzfehlanpassung zwischen der ersten und der zweiten Leiterstufe des π-Typ-Abschnitts reduzieren. In diesem Fall haben die Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren vorzugsweise Interdigitalwandler mit unterschiedlichen Elektrodenfingerabständen, die alle schmaler als der Elektrodenfingerabstand beim SAW-Resonator des seriellen Arms sind.
Durch Reduzieren einer Impedanzfehlanpassung zwischen der ersten und der zweiten Leiterstufe des π-Typ-Abschnitts verbessert der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator oder verbessern die Resonatoren die Übertragungscharakteristiken des SAW-Filters, und zwar insbesondere in Bezug auf einen Einfügungsverlust und einen Reflexionsverlust am Niederfrequenzende des Durchlassbands.
Wenn der Elektrodenfingerabstand in dem Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator oder den Resonatoren schmaler als der Elektrodenfingerabstand in dem SAW-Resonator des seriellen Arms ist, wird oder werden ein oder mehrere zusätzliche Dämpfungspole im oberen Stoppband des SAW-Filter erzeugt, was die Dämpfung und die Breite des oberen Stoppbands erhöht.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den beigefügten Zeichnungen gilt:
1 zeigt eine Draufsicht auf einen SAW-Resonator;
2A, 2B und 2C zeigen das Reflektorsymbol und zwei Typen von Reflektoren, die in 1 verwendet werden können;
3 ist ein elektrisches Ersatzschaltbild des SAW-Resonators in 1;
4 stellt die Reaktanzcharakteristik des Ersatzschaltbilds in 3 dar;
5A und 5B zeigen zwei Einzelstufen-Resonatortyp-Filter mit einer Leiterschaltungskonfiguration;
6 zeigt Recktanz- und Verlustcharakteristiken der Filter in den 5A und 5B;
7 zeigt ein herkömmliches Vierstufen-Resonatortyp-Filter mit einer Leiterkonfiguration bzw. Kettenkonfiguration;
8 zeigt ein weiteres herkömmliches Vierstufen-Resonator-Filter mit einer Leiterkonfiguration;
9 zeigt einen SAW-Resonator einer Apertur W;
10 zeigt zwei SAW-Resonatoren einer Apertur W, die in Reihe gekoppelt sind;
11 zeigt einen kombinierten SAW-Resonator äquivalent zu zwei SAW-Resonatoren in 10;
12 zeigt zwei SAW-Resonatoren einer Apertur, die parallel gekoppelt sind;
13 zeigt einen kombinierten SAW-Resonator äquivalent zu den zwei SAW-Resonatoren in 12;
14 stellt Verlustcharakteristiken eines herkömmlichen Resonatortyp-SAW-Filters mit der in 8 gezeigten Konfiguration dar;
15 stellt ein Zweistufen-Resonatortyp-SAW-Filter mit einer T-Typ-Konfiguration dar;
16 stellt ein Zweistufen-Resonatortyp-SAW-Filter mit einer π-Typ-Konfiguration dar;
17 stellt ein elektrisches Netzwerk mit zwei Anschlüssen dar, das mit einer charakteristischen Impedanz Z₀ abgeschlossen ist;
18 stellt ein hintereinandergeschaltetes Paar von elektrischen Netzwerken mit zwei Anschlüssen dar;
19 zeigt ein hintereinandergeschaltetes Paar von elektrischen Netzwerken mit zwei Anschlüssen mit einer Impedanz Zm, die zu Anpassungszwecken eingefügt ist, was ein Grundkonzept der vorliegenden Erfindung darstellt;
20 ist ein schematisches Diagramm eines Zweistufen-Resonatortyp-SAW-Filters, das ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
21 stellt Verlustcharakteristiken des SAW-Filters in 20 dar;
22 ist ein schematisches Diagramm eines Dreistufen-Resonatortyp-SAW-Filters, das eine Variation des ersten Ausführungsbeispiels darstellt;
23 ist ein schematisches Diagramm eines Zweistufen-Resonatortyp-SAW-Filters, das ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
24 stellt Verlustcharakteristiken des SAW-Filters in 23 dar;
25 ist ein schematisches Diagramm eines Zweistufen-Resonatortyp-SAW-Filters, das ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt; und
26 stellt Verlustcharakteristiken des SAW-Filters in 25 dar.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nach einer weiteren Beschreibung des Standes der Technik und der Probleme, auf die die Erfindung gerichtet ist, unter Bezugnahme auf die beigefügten illustrativen Zeichnungen beschrieben werden.
1 zeigt einen SAW-Resonator 10 mit einem piezoelektrischen Substrat 11, das aus beispielsweise Lithiumtantalat (LiTaO₃), Lithiumniobat (LiNbO₃) oder kristallinem Quarz hergestellt. Ein Metallfilm ist auf dem piezoelektrischen Substrat 11 abgelagert und gemustert, um einen Eingangsanschluss 12, einen Ausgangsanschluss 13, einen Interdigitalwandler 14 mit einer Vielzahl von Elektrodenfingern 14a und einem Paar von Reflektoren 15-1 und 15-2 auszubilden, die auf beiden Seiten des Interdigitalwandlers 14 angeordnet sind. Die Reflektoren 15-1 und 15-2 können weggelassen werden, wenn sie nicht benötigt werden.
Das allgemeine Symbol für einen Reflektor, das in 2A separat dargestellt ist, kann verschiedene Typen von Reflektoren bezeichnen; die zwei Haupttypen sind in den 2B und 2C gezeigt. Der Reflektor in 2B hat beispielsweise fünfzig bis einhundert Elektrodenfinger 15a, die miteinander verbunden sind, so dass der gesamte Reflektor kurzgeschlossen ist. Der Reflektor in 2C ist genauso, außer dass die Elektrodenfinger 15a vollständig voneinander getrennt sind; die Elektrodenfinger sind im Leerlauf. Beide Typen von Reflektoren beeinflussen SAW-Filtercharakteristiken auf im Wesentlichen dieselbe Weise.
Wenn sie vorhanden sind, können die Reflektoren 15-1 und 15-2 in verschiedenen Abständen von dem Interdigitalwandler 14 platziert sein, um eine erwünschte Impedanz zu erhalten. Die allgemeine Praxis besteht im derartigen Platzieren der Reflektoren, dass der Abstand zwischen den Mittenlinien der Elektrode 14a, die an einem Ende des Interdigitalwandlers 14 angeordnet ist, und des Elektrodenfingers 15a, der am benachbarten Ende des Reflektors angeordnet ist, im Wesentlichen eine Hälfte der Wellenlänge der akustischen Oberflächenwelle ist, die durch den Interdigitalwandler 14 erregt wird.
Der Interdigitalwandler 14 und die Reflektoren 15-1 und 15-2 werden in demselben Herstellungsverarbeitungsschritt ausgebildet, so dass sie dieselbe Filmdicke haben, und sind aus demselben Material hergestellt. Die Filmdicke ist typischerweise von einigen hundert Angström bis zu einigen tausend Angström. Das Filmmaterial ist für gewöhnlich Aluminium oder eine Legierung mit Aluminium als seine Hauptkomponente, aber Filme aus Gold oder Titan oder aus einer Legierung mit einem von diesen Materialien als Hauptkomponente werden auch verwendet.
3 zeigt ein LC-Ersetzschaltbild, das allgemein dafür verwendet wird, die Charakteristiken des SAW-Resonators 10 zu approximieren. Die Schaltung weist eine Spule L, einen Kondensator c₁ und einen Widerstand r auf, die in Reihe geschaltet sind, und einen weiteren Kondensator C₀, der parallel zu den Elementen L, c₁ und r geschaltet ist. Diese Schaltung hat die in 4 gezeigte Reaktanzcharakteristik, bei welcher eine Frequenz (in Hertz) auf der horizontalen Achse angezeigt ist und eine Recktanz (in Ohm) auf der vertikalen Achse angezeigt ist. Fr ist die Resonanzfrequenz, bei welcher die Schaltung als Gesamtes eine sehr niedrige Impedanz hat. Fa ist die Antiresonanzfrequenz, bei welcher die Impedanz sehr hoch ist. Die Entwicklung elektrischer Filter aus Elementen mit diesem Typ von Reaktanzcharakteristik ist ein gut eingeführter Stand der Technik.
Die 5A und 5B zeigen zwei Basis-Filterkonfigurationen, die Resonatoren vom obigen Typ verwenden. Beide Filter sind Einzelstufen-Leiternetzwerke 20 mit Eingangsanschlüssen 21-1 und 22-1, Ausgangsanschlüssen 21-2 und r, einem Nebenarm-Resonator 23 und einem Resonator des seriellen Arms 24. Die Eingangsimpedanz des Filters in 5A ist gleich der Ausgangsimpedanz des Filters in 5B und die Ausgangsimpedanz des Filters in 5A ist gleich der Eingangsimpedanz des Filters in 5B. Diese Impedanzgleichheiten sind signifikant, wenn Filterabschnitte mit den in den 5A und 5B gezeigten Konfigurationen hintereinandergeschaltet werden, um ein mehrstufiges Filter auszubilden.
Wenn die Antiresonanzfrequenz des Nebenarm-Resonators 23 im Wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz des Resonators des seriellen Arms 24 ist, arbeitet das in 5A oder 5B gezeigte Einzelstufen-Leiternetzwerk als Bandpassfilter. Dieser Zustand führt auch zu einer guten Impedanzanpassung zwischen den Eingangsanschlüssen 21-1 und 22-1 und den Ausgangsanschlüssen 21-2 und 22-2.
6 zeigt die Reaktanzcharakteristiken der Resonatoren 23 und 24 und die Verlustcharakteristiken des Leiternetzwerks 20 in den 5A und 5B, wenn dieser Zustand erfüllt ist. Eine Frequenz (in Hertz) ist auf der horizontalen Achse gezeigt, eine Recktanz (in Ohm) am oberen Teil der vertikalen Achse und ein Verlust (in Dezibel) am unteren Teil der vertikalen Achse. Im oberen Teil der Kurve bezeichnet Xp die Reaktanzcharakteristik des Nebenarm-Resonators 23 und bezeichnet Xs die Reaktanzcharakteristik des Resonators des seriellen Arms 24. Der schwarze Stern bezeichnet die Resonanzfrequenz des Nebenarm-Resonators 23. Der schwarze Punkt bezeichnet die Antiresonanzfrequenz des Nebenarm-Resonators 23, die auch die Resonanzfrequenz des Resonators des seriellen Arms 24 ist. Der weiße Stern bezeichnet die Antiresonanzfrequenz des Resonators des seriellen Arms 24. Im unteren Teil der Kurve ist die mit weißen Punkten verzierte Kurve 25 die Einfügungsverlustcharakteristik und ist die nicht verzierte Kurve 26 die Reflexionsverlustcharakteristik. Die Einfügungsverlustcharakteristik 25 ist diejenige eines Bandpassfilters mit einem Durchlassband, das sich oberhalb und unterhalb der Resonanzfrequenz des Resonators des seriellen Arms 24 ausdehnt.
Wenn die Anzahl von Stufen im Leiternetzwerk erhöht wird, erhöht sich die Dämpfung in dem oberen und dem unteren Stoppband, erhöht sich aber auch der Einfügungsverlust im Durchlassband. Die Anzahl von Stufen wird demgemäß durch die geforderten Filtercharakteristiken bestimmt. Wenn die Anzahl von Stufen größer wird, wird die Anzahl von Resonatoren 23 und 24 proportional größer.
7 zeigt einen vorläufigen Aufbau eines herkömmlichen Vierstufen-Resonatortyp-Leiterfilters. Dieser Aufbau schaltet vier Leiterstufen 20-n von dem in den 5A und 5B gezeigten Typ hintereinander, wobei jede Stufe 20-n einen Nebenarm-Resonator 23-n und einen Resonator des seriellen Arms 24-n aufweist (n = 1, 2, 3, 4). Wie es gezeigt ist, erfordert der Aufbau acht Resonatoren.
Um eine Signalreflexion zwischen Stufen zu verhindern, sind die Stufen so angeordnet, dass Anschlüsse mit gleicher Impedanz miteinander verbunden sind. Als Ergebnis sind Nebenarm-Resonatoren 23-2 und 23-3 an derselben Stelle in dem Leiternetzwerk parallelgeschaltet. Gleichermaßen sind Resonatoren des seriellen Arms 24-1 und 24-2 an derselben Stelle in Reihe geschaltet; gleichermaßen sind Resonatoren 24-3 und 24-4 an derselben Stelle in Reihe gekoppelt.
Zwei benachbarte Resonatoren, die in Reihe oder parallel geschaltet sind, können allgemein in einen einzigen Resonator kombiniert werden, der im Wesentlichen dieselben Impedanzcharakteristiken wie die serielle oder parallele Schaltung hat, die aus den zwei Resonatoren gebildet ist. Solche Kombinationen vereinfachen das Filter in 7 zu der in 8 gezeigten Konfiguration, die nur fünf Resonatoren hat. Der Resonator 24-12 in 8 ist äquivalent zu der Kombination aus Reso natoren 24-1 und 24-2 in 7; der Resonator 24-34 in 8 ist äquivalent zu der Kombination aus Resonatoren 24-3 und 24-4 in 7; der Resonator 23-23 in 8 ist äquivalent zu der Kombination von Resonatoren 23-2 und 23-3 in 7; und Resonatoren 23-1 und 23-4 in 8 sind dieselben wie Resonatoren 23-1 und 23-4 in 7.
Wenn SAW-Resonatoren verwendet werden, können zwei Resonatoren durch die folgende Technik in einen kombiniert werden.
9 zeigt einen einzelnen herkömmlichen SAW-Resonator 10A mit einem Eingangsanschluss 12, einem Ausgangsanschluss 13 und einem Interdigitalwandler 14 mit Elektrodenfingern 14a. Reflektoren können vorhanden sein, aber sie sind weggelassen worden, um die Zeichnung zu vereinfachen. Der Parameter W ist die Breite des Interdigitalteils der Elektrodenfinger 14a, die sich auf die Apertur des Interdigitalwandlers 14 bezieht. Der Parameter λ, der gleich einem Zweifachen der Beabstandung zwischen den Mittenlinien benachbarter Elektrodenfinger ist, ist die Wellenlänge der akustischen Oberflächenwelle, die durch den Interdigitalwandler 14 erregt wird.
Wenn zwei von diesen SAW-Resonatoren 10A-1 und 10A-2 in Reihe geschaltet sind, wie es in 10 gezeigt ist, können sie in einen einzigen SAW-Resonator 10A-12 mit einer Hälfte der Apertur (W/2) kombiniert werden, wie es in 11 gezeigt ist. Wenn dieselben zwei SAW-Resonatoren 10A-1 und 10A-2 parallel geschaltet sind, wie es in 12 gezeigt ist, können sie in einen einzigen SAW-Resonator 10A-12 mit einem Zweifachen der Apertur (2W) kombiniert werden, wie es in 13 gezeigt ist.
Diese Technik wirkt deshalb, weil die Impedanzcharakteristiken der SAW-Resonatoren 10A und 10B durch die statische Kapazität ihrer Elektrodenfinger 14a beherrscht werden. Wenn zwei Kondensatoren mit gleicher Kapazität C in Reihe geschaltet sind, ist ihre kombinierte Kapazität C/2, während dann, wenn sie parallelgeschaltet sind, ihre kombinierte Kapazität 2C ist. Gleichermaßen hat der SAW-Resonator 10A-12 in 11 eine Hälfte der statischen Kapazität des SAW-Resonators 10A in 9, während der SAW-Resonator 10A-12 in 13 ein Zweifaches der statischen Kapazität des SAW-Resonators 10A in 9 hat.
Diese Technik zum Kombinieren von SAW-Resonatoren ist nicht genau, aber es ist experimentell bestätigt worden, dass der SAW-Resonator in 11 im Wesentlichen dieselbe Impedanzcharakteristik wie die zwei SAW-Resonatoren in 10 hat und dass der SAW-Resonator in 13 im Wesentlichen dieselbe Impedanzcharakteristik bzw. Impedanzkennlinie wie die zwei SAW-Resonatoren in 12 hat.
Dem Vierstufen-Leiterfilter in 8, das nur fünf SAW-Resonatoren verwendet, können demgemäß Impedanzkennlinien und Übertragungskennlinien zugeteilt werden, die im Wesentlichen identisch zu denjenigen des größeren Vierstufen-Filters in 7 sind. Allgemein ist die Anzahl von SAW-Resonatoren, die in einem Resonatortyp-SAW-Filter erforderlich ist, grob gleich der Anzahl von Leiterstufen. Es gilt auch, dass die Stoppbanddämpfung sich im Wesentlichen proportional zu der Anzahl von Leiterstufen erhöht, so dass dann, wenn die erwünschten Filtercharakteristiken bestimmt worden sind, die Anzahl von Stufen auch bestimmt ist, wie es früher angegeben ist.
14 stellt die Übertragungscharakteristiken (Einfügungsverlust und Reflexionsverlust) eines Resonatortyp-SAW-Filters mit der in 8 gezeigten Leiterkonfiguration dar. Die horizontale Achse zeigt die Frequenz an, die vertikale Achse zeigt einen Verlust in Dezibel an, die Einfügungsverlustcharakteristik ist durch eine Kurve 27 angezeigt und die Reflexionsverlustcharakteristik ist durch eine Kurve 28 angezeigt. Die Problembereiche sind ein Bereich A1, wo die Einfügungsverlustcharakteristik um einen asymmetrischen plötzlichen Rückgang verschlechtert ist, und ein Bereich A2, wo die Reflexionsverlustcharakteristik um einen unerwünschten Anstieg nach oben verschlechtert ist. Beide Probleme zeigen einen unerwünschten Verlust aufgrund einer Impedanzfehlanpassung zwischen Stufen an.
Obwohl die Problembereiche auf das Niederfrequenzende des Durchlassbands begrenzt sind, bedeutet dies nicht, dass sie ignoriert werden können. Einfügungsverlustcharakteristiken sind allgemein in Bezug auf den maximalen Einfügungsverlust im Durchlassband spezifiziert, so dass ein hoher Verlust am Niederfrequenzende nicht durch einen niedrigen Verlust am Hochfrequenzende versetzt bzw. ausgeglichen werden kann. Je weniger Variation oder Welligkeit es in der Einfügungsverlustcharakteristik über dem gesamten Durchlassband gibt, umso besser ist es.
Die Einfügungsverlustproblem im Bereich A1 kann wie folgt analysiert werden.
Wenn ein Resonatortyp-SAW-Filter nur eine Leiterstufe hat, wie in den 5A und 5B, ist die Einfügungsverlustcharakteristik nahezu symmetrisch, wie es in 6 gezeigt ist, aber dann, wenn mehr Stufen hinzugefügt sind, beginnt die Einfügungsverlustkurve sich an dem Niederfrequenzende unter einem Winkel nach unten zu neigen, der mit größer werdender Anzahl von Stufen anwachsend steil wird. Der Grund für das Problem scheint daher in der Kopplung zwischen Stufen zu liegen.
Experimente und Simulationen schlagen weiterhin vor, dass das Problem aus dem Auftreten eines π-Typ-Abschnitts im Leiternetzwerk entsteht. Die Einfügungsverlustcharakteristik eines Zweistufen-Filters wird verschlechtert, wenn das Leiternetzwerk eine π-Typ-Konfiguration hat, wird aber nicht verschlechtert, wenn das Leiternetzwerk eine T-Typ-Konfiguration hat. Ein Leiternetzwerk mit drei oder mehr Stufen enthält immer einen π-Typ-Abschnitt und zeigt immer eine Verschlechterung der Einfügungsverlustcharakteristik am Niederfrequenzende des Durchlassbands.
15 zeigt ein Zweistufen-Leiternetzwerk vom T-Typ mit drei SAW-Resonator 23-00, 24-01 und 24-02. Die zwei SAW-Resonatoren des seriellen Arms 24-01 und 24-02 haben dieselbe Konfiguration, wobei beide äquivalent zu irgendeinem der Resonatoren 24-1, 24-2, 24-3 und 24-4 in 7 sind. Der Nebenarm-SAW-Resonator 23-00 ist äquivalent zu der Kombination der zwei Resonatoren 23-2 und 23-3 in 7 oder zu dem Resonator 23-23 in 8.
16 zeigt ein Zweistufen-Leiternetzwerk vom π-Typ mit drei SAW-Resonatoren 23-01, 23-02 und 24-00. Die zwei Nebenarm-SAW-Resonatoren 23-01 und 23-02 haben dieselbe Konfiguration, wobei beide äquivalent zu den Resonatoren 23-1, 23-2, 23-3 und 23-4 in 7 sind. Der SAW-Resonator des seriellen Arms 24-00 ist äquivalent zu der Kombination aus den zwei Resonatoren 24-1 und 24-2 (oder 24-3 und 24-4) in 7 oder zu dem Resonator 24-12 oder (24-34) in 8.
Ein Vergleich der 15 und 16 schlägt vor, dass der Grund für eine Verschlechterung bezüglich der Einfügungsverlustcharakteristik an der Stelle liegt, bei welcher die linken und rechten Seiten eines π-Typ-Netzwerks miteinander verbunden sind, nämlich bei dem SAW-Resonator des seriellen Arms 24-00 in 16.
Im Allgemeinen sollten dann, wenn beliebige elektrische Netzwerke mit zwei Anschlüssen miteinander verbunden werden, um den Verlust aufgrund einer Zwischenstufenreflexion zu minimieren und um einen Einfügungsverlust zu reduzieren, die Impedanzwerte der zwei Netzwerke, wie sie von den miteinander verbundenen Anschlüssen aus gesehen werden, wechselseitig konjugiert sein. Bei der Entwicklung herkömmlicher Resonatortyp-SAW-Filter ist dieser Punkt jedoch allgemein übersehen worden. Anschlüsse mit gleichen Impedanzwerten sind miteinander verbunden worden, um eine Zwischenstufenreflexion zu reduzieren, was eine Praxis ist, die theoretisch nicht richtig ist.
17 zeigt ein beliebiges elektrisches Netzwerk mit zwei Anschlüssen 30 mit Eingangsanschlüssen 31-1 und 32-1 und Ausgangsanschlüssen 31-2 und 32-2. Die Eingangsanschlüsse 31-1 und 32-1 sind mit einer charakteristischen Impedanz Z₀ abgeschlossen. Die von den Ausgangsanschlüssen 31-2 und 32-2 aus gesehene Impedanz Z kann als R + jX ausgedrückt werden, wobei R ein Widerstand ist, X eine Recktanz ist und j eine komplexe Zahl gleich der Quadratwurzel von minus Eins ist.
18 zeigt ein Paar von elektrischen Netzwerken mit zwei Anschlüssen 30, die auf die Art eines herkömmlichen Resonatortyp-SAW-Filters hintereinandergeschaltet sind, in dem einfach ihre Ausgangsanschlüsse 31-2 und 32-2 miteinander verbunden sind. Wie es aus den miteinander verbundenen Anschlüssen 31-2 und 32-2 zu sehen ist, haben beide Netzwerke 30 dieselbe Impedanz (R + jX), so dass ihre Impedanzen nicht wechselseitig konjugiert sind und ein Fehlanpassungsverlust unvermeidbar ist.
Gemäß einer Verbindungstheorie sollte dann, wenn die Impedanz von einem elektrischen Netzwerk mit zwei Anschlüssen 30, wie es von den Anschlüssen 31-2 und 32-2 zu sehen ist, R + jX ist, das andere elektrische Netzwerk mit zwei Anschlüssen die konjugierte Impedanz R – jX haben. Wenn diese Bedingung einer konjugierten Impedanzanpassung erfüllt ist, werden sich die Reaktanzkomponenten der zwei Impedanzen auslöschen und wird ein Fehlanpassungsverlust minimiert werden.
19 zeigt eine Art zum Erfüllen dieser Bedingung, wenn beide elektrische Netzwerke mit zwei Anschlüssen 30 dieselbe Impedanz R + jX haben, wie es von ihren Ausgangsanschlüssen 31-2 und 32-2 aus zu sehen ist. Eine Impedanz Zm ist in Reihe zu den zwei Ausgangsanschlüssen 31-2 gekoppelt. Zm ist eine reine Recktanz mit einem Impedanzwert von –2jX. Die von jedem Paar von Ausgangsanschlüssen 31-2 und 32-2 aus gesehene Impedanz ist demgemäß R – jX in der Richtung, die in Richtung zu Zm schaut, und R + jX in der entgegengesetzten Richtung. Dies ist der Ansatz, der bei der vorliegenden Erfindung genommen ist.
Der ideale Wert von Zm ist –2jX, aber in der Praxis kann der Fehlanpassungsverlust durch irgendeinen Wert von Zm reduziert werden, der vernünftig nahe an –2jX ist. Das Problem in 18 besteht darin, dass das hintereinandergeschaltete Netzwerk ein Zweifaches der Recktanz (2jX) von jedem der elektrischen Netzwerke mit zwei Anschlüssen 30 individuell angenommen hat (jX). Irgendein Wert von Zr in 19, der diese Recktanz von 2jX auf einen kleineren Wert reduziert, wird das Problem abschwächen.
Erstes Ausführungsbeispiel
Nimmt man Bezug auf 20, ist ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung ein Zweistufen-Resonatortyp-SAW-Filter mit einer π-Typ-Leiternetzwerkkonfiguration. Die erste Leiterstufe 40-1 hat Eingangsanschlüsse 41-11 und 42-11, Ausgangsanschlüsse 41-12 und 42-12, einen Nebenarm-SAW-Resonator 43-1, der zwischen den Eingangsanschlüssen 41-11 und 42-11 gekoppelt ist, und einen SAW-Resonator eines seriellen Arms 44-1, der zwischen den Anschlüssen 41-11 und 41-12 gekoppelt ist. Die zweite Leiterstufe 40-2 hat Eingangsanschlüsse 41-21 und 42-21, Ausgangsanschlüsse 41-22 und 42-22, einen Nebenarm-SAW-Resonator 43-2, der zwischen den Ausgangsanschlüssen 41-22 und 42-22 gekoppelt ist, und einen SAW-Resonator eines seriellen Arms 44-2, der zwischen den Anschlüssen 41-21 und 41-22 gekoppelt ist. Die SAW-Resonatoren 43-1, 43-2, 44-1 und 44-2 sind gleich dem in 1 oder in 9 gezeigten herkömmlichen SAW-Resonator. Die zwei Nebenarm-SAW-Resonatoren 43-1 und 43-2 sind identisch zueinander und haben gleiche Impedanzwerte. Gleichermaßen sind die zwei SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1 und 44-2 identisch zueinander und haben gleiche Impedanzwerte.
Ein neues Merkmal des ersten Ausführungsbeispiels besteht darin, dass ein Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 in Reihe zu den Anschlüssen 41-12 und 41-21 gekoppelt ist. Der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 reduziert den Fehlanpassungsverlust zwischen den zwei Leiterstufen durch Reduzie ren der kombinierten Recktanz der zwei hintereinandergeschalteten Leiterstufen 40-1 und 40-2, wie es in 19 erklärt ist.
Wenn die Eingangsanschlüsse 41-11 und 42-11 der ersten Stufe und die Ausgangsanschlüsse 41-22 und 42-22 der zweiten Stufe mit einer charakteristischen Impedanz Z₀ abgeschlossen sind, ist die Impedanz der ersten Leiterstufe 40-1, wie es von den Anschlüssen 41-12 und 42-12 aus zu sehen ist, genau gleich der Impedanz der zweiten Leiterstufe 40-2, wie sie von den Anschlüssen 41-21 und 42-21 aus zu sehen ist, und zwar mit einem sehr hohen induktiven Reaktanzwert im Niederfrequenzteil des Durchlassbands. Im übrigen Durchlassband kann die Recktanz induktiv sein oder kann sie kapazitiv sein, wird aber ihr Absolutwert um mehr als einen Faktor von Zehn kleiner als der Absolutwert der Recktanz am Niederfrequenzende des Durchlassbands sein. Dies ist der Grund dafür, warum dann, wenn die erste Leiterstufe 40-1 und die zweite Leiterstufe 40-2 auf die herkömmliche Weise miteinander verbunden wurden, eine Verschlechterung der Einfügungsverlustcharakteristik nahe dem Niederfrequenzende des Durchlassbands und nicht in anderen Teilen auftreten würde.
Der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 sollte demgemäß eine Impedanz mit einer kapazitiven Reaktanzkomponente im Niederfrequenzteil des Durchlassbandes haben, wobei der Absolutwert der Recktanz im Wesentlichen gleich der Summe der Absolutwerte der Recktanzen der zwei Stufen 40-1 und 40-2 in diesem Teil des Durchlassbandes ist. In anderen Teilen des Durchlassbandes sollte der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 eine Recktanz mit einem kleineren Absolutwert haben. Die Widerstandskomponente der Impedanz des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 51 sollte so klein wie möglich sein.
Es ist nicht einfach, ein herkömmliches Impedanzelement zu finden, das diese Bedingungen erfüllt. Sie könnten möglicherweise durch eine Kombination von unterschiedlichen Impedanzelementen erfüllt werden, aber die resultierende Konfiguration würde groß, komplex und unpraktisch sein. Beim Studieren der Impedanzkennlinien bzw. Impedanzcharakteristiken der SAW-Resonatoren 44-1 (oder 44-2) und 43-1 (oder 43-2) hat jedoch der Erfinder herausgefunden, dass nahe dem Niederfrequenzende des Durchlassbandes des Filters die Recktanz kapazitiv ist und dass dann, wenn bestimmte Schritte unternommen werden, ein SAW-Resonator gleich einem der SAW-Resonatoren 44-1, 44-2, 43-1 und 43-2 als der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 verwendet werden kann.
Der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 ist vorzugsweise gleich dem SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 (oder 44-2). Wenn der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 im Wesentlichen dieselben Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen wie die SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 und 44-2 haben, kann er in Reihe zu diesen SAW-Resonatoren 44-1 und 44-2 eingefügt werden, ohne irgendwelche großen unerwünschten Effekte an den Übertragungscharakteristiken des Filters zu haben. Bei der nachfolgenden Beschreibung wird die Konfiguration des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 51 demgemäß auf der Konfiguration des SAW-Resonators 44-1 basieren. Insbesondere wird der Interdigitalwandler im Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 dieselbe Anzahl von Elektrodenfingern, mit demselben Abstand, wie der Interdigitalwandler in dem SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 haben.
In der folgenden Beschreibung wird sich der Ausdruck "Abstand" immer auf einen Elektrodenfingerabstand beziehen.
Wie es oben erklärt ist, führt eine Berücksichtigung der Reaktanzkomponenten der ersten und der zweiten Leiterstufe 40-1 und 40-2 im Niederfrequenzteil des Durch-lassbands zu dem Schluss, dass die Impedanz des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 51 äquivalent zu der Summe der Impedanzen der zwei SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1 und 44-2 sein sollte; das bedeutet, dass der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 äquivalent zu der seriellen Kombination aus den zwei SAW-Resonatoren 44-1 und 44-2 sein sollte. Da diese zwei SAW-Resonatoren 44-1 und 44-2 identisch sind, sollte der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 äquivalent zu zwei Kopien des SAW-Resonators des seriellen Arms 44-1 in Reihe geschaltet sein. Die oben beschriebene Technik zum Kombinieren von SAW-Resonatoren zeigt an, dass dann, wenn der SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 einen Interdigitalwandler mit einer Apertur W₁ hat, der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 im Wesentlichen identisch zum SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 sein sollte, außer dass die Apertur seines Interdigitalwandlers W₁/2 sein sollte.
Da die Elektrodenfinger in den zwei SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1 und 44-2 und dem Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 alle denselben Abstand haben, sind weitere Kombinationen dieser Resonatoren möglich. Beispielsweise können der SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 und der Zwi schenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 in einen einzigen SAW-Resonator kombiniert werden, oder können alle drei SAW-Resonatoren 44-1, 44-2 und 51 in einem einzigen SAW-Resonator kombiniert werden. Wenn alle drei Resonatoren 44-1, 44-2 und 51 in einen einzigen SAW-Resonator kombiniert werden, kann jedoch der resultierende SAW-Resonator nicht genau die erwünschten Impedanzcharakteristiken haben, so dass eine gewisse Einstellung der Anzahl von Elektrodenfingern oder der Apertur nötig sein kann.
Als nächstes wird der Betrieb des ersten Ausführungsbeispiels beschrieben werden.
Wenn ein Hochfrequenzsignal an Eingangsanschlüssen 41-11 und 42-11 in 20 empfangen wird, werden Spannungsunterschiede zwischen Elektrodenfingern in den Interdigitalwandlern von allen SAW-Resonatoren 43-1, 43-2, 44-1, 44-2 und 51 erzeugt und werden akustische Oberflächenwellen erregt, was dazu führt, dass diese SAW-Resonatoren 43-1, 43-2, 44-1, 44-2 und 51 Impedanzcharakteristiken zeigen, die gleich denjenigen eines Kristallresonators oder eines herkömmlichen LC-Resonators sind. Das gesamte Leiternetzwerk mit diesen SAW-Resonatoren zeigt die Charakteristiken eines Bandpassfilters an.
Der neue Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51, der in Reihe zu der ersten Leiterstufe 40-1 und der zweiten Leiterstufe 40-2 angeordnet ist, korrigiert die Übertragungscharakteristik in dem Niederfrequenzteil des Durchlassbandes, um dadurch die Differenz zwischen den maximalen und minimalen Werten der Einfügungsverlustcharakteristik im Durchlassband zu reduzieren. Das Ergebnis ist eine flachere Durchlassbandcharakteristik mit einem einheitlicheren Einfügungsverlust. Signale mit Frequenzen innerhalb des Durchlassbandes werden mit im Wesentlichen einheitlicher Intensität an den Ausgangsanschlüssen 41-22 und 42-22 ausgegeben, während Signale mit Frequenzen außerhalb des Durchlassbandes an den Eingangsanschlüssen 41-11 und 42-11 reflektiert werden und nicht an den Eingangsanschlüssen 41-22 und 42-22 ausgegeben werden.
21 zeigt den Effekt des ersten Ausführungsbeispiels. Die horizontale und die vertikale Achse zeigen jeweils eine Frequenz in Hertz und einen Verlust in Dezibel an. Eine Kurve 45 ist die Einfügungsverlustcharakteristik; eine Kurve 46 ist die Reflexionsverlustcharakteristik. Wenn die Bereiche B1 und B2 mit den entsprechenden Bereichen A1 und A2 in 14 verglichen werden, wird es offensichtlich, dass die Einfügungsverlustcharakteristik des ersten Ausführungsbeispiels im Bereich B1 nicht verschlechtert ist, wie es die herkömmliche Charakteristik im Bereich A1 war, und dass die Reflexionsverlustcharakteristik im Bereich B2 stark verbessert worden ist. Dies zeigt gute Impedanzanpassungsbedingungen zwischen den zwei Stufen des Filters an.
Die verbesserte Einfügungsverlustcharakteristik im Niederfrequenzteil des Durchlassbandes reduziert die Durchlassbandwelligkeit und verbessert den Einfüge-Nennverlust des Filters. Gegenwärtig werden dielektrische Filter, trotz ihres Gewichts, ihrer Größe und der Kosten, bei Mobiltelefonlagen, wie beispielsweise Auto-Mobiltelefonanlagen und Anlagen mit tragbaren Telefonen, insbesondere in den Antennenduplexerschaltungen dieser Telefonanlagen, verwendet. Die Verbesserung bezüglich der Übertragungscharakteristiken, die durch das erste Ausführungsbeispiel erreicht werden, sollte die Verwendung von SAW-Filtern in allen Teilen dieser Mobiltelefonanlagen ermöglichen, was ihre Größe und ihre Kosten merklich reduziert und ihre Leistungsfähigkeit verbessert. Die verbesserten Übertragungscharakteristiken machen das erste Ausführungsbeispiel auch für eine Vielfalt von anderen Anwendungen geeignet, bei welchen herkömmliche SAW-Filter nicht auf einfache Weise verwendet werden können.
22 zeigt eine Variation des ersten Ausführungsbeispiels mit drei anstelle von zwei Stufen.
Die erste Leiterstufe 40-1 weist Anschlüsse 41-11, 42-11, 41-21 und 42-21, einen Nebenarm-SAW-Resonator 43-1 und einen SAW-Resonator eines seriellen Arms 44-1 auf. Die zweite Leiterstufe 40-2 weist Anschlüsse 41-21, 42-21, 41-22 und 42-22, einen Nebenarm-SAW-Resonator 43-2 und einen SAW-Resonator eines seriellen Arms 44-2 auf. Die dritte Leiterstufe 40-3 weist Anschlüsse 41-31, 42-31, 41-32 und 42-32, einen Nebenarm-SAW-Resonator 43-3 und einen SAW-Resonator eines seriellen Arms 44-3 auf. Die drei Nebenarm-SAW-Resonatoren 43-1, 43-2 und 43-3 haben identische Abstände und identische Impedanzcharakteristiken. Die SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1, 44-2 und 44-3 haben gleichermaßen identische Abstände und identische Impedanzcharakteristiken. Alle drei SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1, 44-2 und 44-2 haben dieselbe Apertur W₁.
Die Nebenarm-SAW-Resonatoren 43-1 und 43-2 können in einen einzigen SAW-Resonator durch die in den 12 und 13 gezeigte Technik kombiniert werden und die SAW-Resonator 44-2 und 44-3 können durch die in den 10 und 11 gezeigte Technik in einen einzigen SAW-Resonator kombiniert werden, aber, um die Beschreibung zu vereinfachen, werden diese Kombinationen hier nicht durchgeführt.
Die zweite und die dritte Leiterstufe 40-2 und 40-3 bilden einen π-Typ-Abschnitt in dem Leiternetzwerk, um die Impedanzfehlanpassung, die zwischen Anschlüssen 41-22 und 42-22 und Anschlüssen 41-31 und 42-31 auftritt, zu korrigieren, und ein Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 52 ist zwischen den Anschlüssen 41-22 und 41-31 gekoppelt. Dieser SAW-Resonator 52 hat denselben Abstand wie die SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1, 44-2 und 44-3. Wenn die Anzahl von Elektrodenfingern auch dieselbe ist, kann die Apertur wie folgt bestimmt werden.
Wenn die Anschlüsse 41-11 und 42-11 mit einer charakteristischen Impedanz Z₀ abgeschlossen werden, kann die Impedanz des Teils der Filterschaltung zur linken der Anschlüsse 41-22 und 42-22 mit der ersten und der zweiten Stufe 40-1 und 40-2, wie es von diesen zwei Anschlüssen 41-22 und 42-22 aus gesehen wird, als Z₁ (= R₁ + jX_i) ausgedrückt werden. Wenn die Anschlüsse 41-32 und 42-32 mit einer charakteristischen Impedanz Z₀ abgeschlossen sind, kann die Impedanz des Teils des Filters zur Rechten der Anschlüsse 41-31 und 42-31 mit der dritten Stufe 40-3, wie es von diesen zwei Anschlüssen 41-31 und 42-31 aus gesehen wird, als Z₂ (= R2 + jX₂) ausgedrückt werden.
Um den Fehlanpassungsverlust zu minimieren, sollte der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 52 eine so kleine resistive Impedanzkomponente wie möglich im Durchlassband haben, und seine Recktanz sollte im Wesentlichen gleich –j(X_i + X₂) sein. Unter der Vorgabe, dass der SAW-Resonator 52 dieselbe Anzahl von Elektrodenfingern wie der SAW-Resonator 44-1 hat, sollte die Apertur des SAW-Resonators 52 im Wesentlich gleich W₁ × X₂/(X₁ + X₂) sein. Diese Formel ist aus dem statischen Kapazitätsverhältnis der Interdigitalwandler der SAW-Resonatoren 44-1 und 52 abgeleitet, welches das inverse ihres Aperturverhältnisses ist.
Wenn das SAW-Filter drei Stufen oder mehr hat, kann es mehr als einen π-Typ-Abschnitt geben, und wird eine Korrektur des Fehlanpassungsverlustes, der in den seriellen Armen dieser π-Typ-Abschnitte auftritt, komplexer. Die Komplexität kann jedoch durch Aufteilen der gesamten Filterschaltung in kleinere Teile reduziert werden, ohne irgendeinen der π-Typ-Abschnitte aufzuteilen, wobei jeder kleinere Teil genau zwei oder drei Stufen hat. Wenn Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren zu den Zweistufen- und Dreistufenteilen hinzugefügt werden, in welchen ein π-Typ-Abschnitt auftritt, was jeden solchen Teil separat wie in 20 oder 22 behandelt, werden die Übertragungscharakteristiken des gesamten SAW-Filters verbessert werden. Das erste Ausführungsbeispiel kann demgemäß auf irgendein Resonatortyp-SAW-Filter mit einer Leiternetzwerkkonfiguration angewendet werden.
Zweites Ausführungsbeispiel
Nimmt man Bezug auf 23, ist das zweite Ausführungsbeispiel ein Zweistufen-SAW-Filter mit einer ersten Leiterstufe 40-1 und einer zweiten Leiterstufe 40-2 identisch zu den entsprechenden Stufen beim ersten Ausführungsbeispiel. Dieselben Bezugszeichen wie in 20 werden für diese Stufen verwendet. Die Konfiguration des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 53 unterscheidet sich jedoch von der Konfiguration des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 51 beim ersten Ausführungsbeispiel.
Wie beim ersten Ausführungsbeispiel ist der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 53 in Bezug auf den SAW-Resonator des seriellen Arms 44-1 entwickelt. Der Unterschied besteht darin, dass der Abstand der Elektrodenfinger etwas schmaler im SAW-Resonator 53 als im SAW-Resonator 44-1 ist. Dieser Unterschied verschiebt die Resonanzfrequenz und die Antiresonanzfrequenz des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 53 in Richtung zu der Hochfrequenzrichtung, und zwar vorzugsweise um ein Ausmaß, das größer als ein Megahertz (1 MHz) ist, aber kleiner als einhundert Megahertz (100 MHz).
Aufgrund des unterschiedlichen Abstands kann der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 53 nicht durch die in den 10 und 11 dargestellte Technik mit den SAW-Resonatoren des seriellen Arms 44-1 und 44-2 kombiniert werden.
Das zweite Ausführungsbeispiel arbeitet auf dieselbe Weise wie das erste Ausführungsbeispiel. Das Verschieben der Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 53 nach oben ändert die Reaktanzkomponente der Impedanz dieses SAW-Resonators 53 im Niederfrequenzteilabschnitt des Durchlassbands des SAW-Resonators, aber Experimente haben gezeigt, dass dann, wenn die Verschiebung weniger als einhundert Megahertz ist, die Änderung bezüglich der Reaktanzkomponente nicht groß ist. Darüber hinaus erhöht die Änderung die Reaktanzkomponente, welche eine kapazitive Reaktanzkomponente ist. Das zweite Ausführungsbeispiel kann demgemäß wenigstens so effektiv wie das erste Ausführungsbeispiel beim Reduzieren eines Zwischenstufenfehlanpassungsverlusts und beim Verbessern von Übertragungscharakteristiken im Niederfrequenzteil des Durchlassbandes sein.
Zusätzlich erzeugt die Hochfrequenzverschiebung der Antiresonanzfrequenz des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 53 einen Dämpfungspol im oberen Stoppband bei einer Frequenz gleich dieser Antiresonanzfrequenz, um dadurch die Dämpfungsleistungsfähigkeit des Filters im oberen Stoppband zu verbessern.
Die Einfügungsverlust-Reflexionsverlustcharakteristiken des zweiten Ausführungsbeispiels sind in 24 dargestellt, die auf der horizontalen Achse die Frequenz in Hertz und auf der vertikalen Achse den Verlust in Dezibel zeigt. Die Einfügungsverlustcharakteristik 47 und die Reflexionsverlustcharakteristik 48 haben im Wesentlichen dieselbe Form wie beim ersten Ausführungsbeisplel an dem Niederfrequenzende des Durchlassbandes (Bereiche C1 und C2 sollten mit den Bereichen B1 und B2 in 21 verglichen werden). Die Übertragungscharakteristiken des ersten und des zweiten Ausführungsbeispiels sind im gesamten Durchlassband sehr ähnlich. Im oberen Stoppband zeigt jedoch das zweite Ausführungsbeispiel aufgrund des zusätzlichen Dämpfungspols einen merklich größeren Einfügungsverlust oder eine Dämpfung in dem Bereich C3.
Das zweite Ausführungsbeispiel ist wie das erste Ausführungsbeispiel bei Mobiltelefonanlagen anwendbar, aber die erhöhte Dämpfungsleistungsfähigkeit im oberen Stoppband macht das zweite Ausführungsbeispiel bei vielen Arten von Telekommunikationsgeräten und anderen Geräten anwendbar, bei welchen dieser Typ einer starken Nachbarbanddämpfung erforderlich ist.
Das in 23 gezeigte SAW-Filter ist ein Zweistufen-Filter, aber das zweite Ausführungsbeispiel kann zur Verwendung bei SAW-Filtern mit drei oder mehr Stufen durch Einfügen eines Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 53 in jedem π-Typ-Abschnitt des Leiternetzwerks angepasst werden, wie es beim ersten Ausführungsbeispiel erklärt ist. Der Abstand in jedem Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 53 sollte im Vergleich mit dem ersten Ausführungsbeispiel reduziert werden, um die Impedanzcharakteristiken der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren 53 in der Hochfrequenzrichtung zu verschieben.
Drittes Ausführungsbeispiel
Nimmt man Bezug auf 25, ist das dritte Ausführungsbeispiel ein Zweistufen-SAW-Filter mit einer π-Typ-Netzwerkkonfiguration mit einer ersten Stufe 40-1 und einer zweiten Stufe 40-2 identisch zu den entsprechenden Stufen beim zweiten Ausführungsbeispiel, die mit denselben Bezugszeichen wie in 23 gezeigt sind, die aber zwei Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren 54 und 55 haben. Die SAW-Resonatoren 54 und 55 werden durch Aufteilen des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators 53 des zweiten Ausführungsbeispiels in zwei SAW-Resonatoren mit einer kombinierten statischen Kapazität, die im Wesentlichen gleich der statischen Kapazität von diesem SAW-Resonator 53 ist, erhalten.
Das Aufteilen kann auf verschiedene Arten durchgeführt werden, aber der Einfachheit halber werden in der folgenden Beschreibung die SAW-Resonatoren 54 und 55 beide auf der Konfiguration des SAW-Resonators des seriellen Arms 44-1 basieren. Die kombinierte Impedanz der SAW-Resonatoren 54 und 55 ist äquivalent zu der Impedanz von zwei Kopien des SAW-Resonators 44-1, die in Reihe gekoppelt sind, und ist im Wesentlichen gleich der Impedanz des SAW-Resonators 53 in 23. Der Elektrodenfingerabstand ist in dem SAW-Resonator 54 etwas schmaler als in dem SAW-Resonator 44-1, was die Impedanzcharakteristik des SAW-Resonators 54 in die Hochfrequenzrichtung verschiebt. Der Abstand im SAW-Resonator 55 ist etwas schmaler als der Abstand im SAW-Resonator 54, was die Impedanzcharakteristik des SAW-Resonators 55 noch weiter in der Hochfrequenzrichtung verschiebt.
Der SAW-Resonator 53 ist demgemäß in zwei SAW-Resonatoren 54 und 55 mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen und unterschiedlichen Antiresonanzfrequenzen aufgeteilt. Im Vergleich mit dem SAW-Resonator 44-1 sind die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen des SAW-Resonators 54 vorzugsweise um mehrere zehn Megahertz nach oben verschoben. Im Vergleich mit dem SAW-Resonator 54 sind die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen des SAW-Resonators 55 vorzugsweise um einige Megahertz nach oben verschoben.
Das dritte Ausführungsbeispiel arbeitet auf dieselbe Weise wie das erste und das zweite Ausführungsbeispiel. Ein Verschieben der Impedanzcharakteristiken der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren 54 und 55 in der Hochfrequenzrichtung hat einen geringen Effekt auf die Reaktanzkomponente ihrer Charakteristiken. Beim Reduzieren eines Fehlanpassungsverlustes zwischen Stufen haben diese zwei SAW-Resonatoren 54 und 55 im Wesentlichen denselben Effekt wie der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 51 beim ersten Ausführungsbeispiel und der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 53 beim zweiten Ausführungsbeispiel.
Dieser Effekt kann in Bereichen D1 und D2 in 26 gesehen werden, die die Einfügungsverlustcharakteristik 49 und die Reflexionsverlustcharakteristik 50 des dritten Ausführungsbeispiels zeigt. Die horizontale und die vertikale Achse stellen jeweils eine Frequenz in Hertz und einen Verlust in Dezibel dar.
Im oberen Stoppband werden zwei neue Dämpfungspole erzeugt, und zwar einer bei der Antiresonanzfrequenz des SAW-Resonators 54 und ein anderer bei der Antiresonanzfrequenz des SAW-Resonators 55. Demgemäß wird eine Dämpfung im oberen Stoppband gegenüber dem ersten Ausführungsbeispiel stark verbessert und wird sie auch gegenüber dem zweiten Ausführungsbeispiel signifikant verbessert, wie es im Bereich D3 in 26 gezeigt ist. Die Breite des oberen Stoppbands wird auch erhöht; das bedeutet, dass der Frequenzbereich, über welchem eine bestimmte minimale Dämpfung erreicht wird, vergrößert wird.
Das dritte Ausführungsbeispiel hat demgemäß exzellente Übertragungscharakteristiken zur Verwendung in Mobiltelefonanlagen und die Lokalisierung des Durchlassbands kann zur Verwendung bei vielen anderen Typen von Telekommunikationsgeräten eingestellt werden.
Das dritte Ausführungsbeispiel kann auch zur Verwendung in SAW-Filtern mit drei oder mehr Stufen durch Einfügen von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren 54 und 55 mit reduzierten und wechselseitig unterschiedlichen Abständen in jedem π-Typ-Abschnitt des Leiternetzwerks angepasst werden, wie es beim ersten Ausführungsbeispiel erklärt ist.
Als weitere Variation des dritten Ausführungsbeispiels kann der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator 53 des zweiten Ausführungsbeispiels in drei Zwischen stufenanpassungs-SAW-Resonatoren oder mehrere aufgeteilt werden, die in Reihe geschaltet sind. Die gesamte serielle statische Kapazität dieser Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren sollte im Wesentlichen gleich der statischen Kapazität des SAW-Resonators 53 beim zweiten Ausführungsbeispiel bleiben. Jeder Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator sollte einen anderen Abstand haben, so dass die Impedanzcharakteristiken der SAW-Resonatoren um unterschiedliche Ausmaße nach oben verschoben sind, wobei die größte Verschiebung noch bevorzugter geringer als einhundert Megahertz ist. Jeder Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator wird dann einen Dämpfungspol bei einer anderen Frequenz im oberen Stoppband erzeugen; die erzeugte Anzahl von Polen wird gleich der Anzahl von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren sein. Auf diese Weise kann das obere Stoppband weiter ausgeweitet werden und kann die Tiefe der Dämpfung im oberen Stoppband weiter erhöht werden.
Wie es oben aufgezeigt ist, können die in den Zeichnungen gezeigten Ausführungsbeispiele durch Erhöhen der Anzahl von Stufen und durch Aufteilen oder Kombinieren benachbarter SAW-Resonatoren modifiziert werden. Fachleute auf dem Gebiet werden erkennen, dass weitere Variationen innerhalb des nachfolgend beanspruchten Schutzumfangs möglich sind.

Claims

Resonatortyp-SAW-Filter mit einer Vielzahl von SAW-Resonatoren mit Interdigitalwandlern, die auf einem einzigen piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind, wobei die SAW-Resonatoren in einer Leiternetzwerkkonfiguration gekoppelt sind, die wenigstens einen π-Typ-Abschnitt mit einer ersten Leiterstufe (40-1) und einer zweiten Leiterstufe (40-2) hat, wobei jede der Leiterstufen durch einen SAW-Resonator eines seriellen Arms (44-1, 44-2) und einen Nebenarm-SAW-Resonator (43-1, 43-2) ausgebildet ist, wobei die Resonatoren des seriellen Arms (44-1, 44-2) im Wesentlichen dieselben Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen haben, gekennzeichnet durch: einen Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator (51) mit einer Impedanz, die in Reihe zwischen den Impedanzen der SAW-Resonatoren des seriellen Arms (44-1, 44-2) gekoppelt ist, und mit im Wesentlichen denselben Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen wie Resonatoren des seriellen Arms, wobei der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator auch einen Interdigitalwandler hat, wobei der Interdigitalwandler des Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonators und der Interdigitalwandler des SAW-Resonators des seriellen Arms dieselben Elektrodenfingerabstände haben, so dass der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator eine Impedanzfehlanpassung zwischen der ersten Leiterstufe und der zweiten Leiterstufe des π-Typ-Abschnitts reduziert.
Resonatortyp-SAW-Filter nach Anspruch 1, wobei der Resonator des seriellen Arms für die erste und/oder die zweite Leiterstufe auch den Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator (51) zur Verfügung stellt.
Resonatortyp-SAW-Filter mit einer Vielzahl von SAW-Resonatoren mit jeweiligen Interdigitalwandlern, die auf einem einzigen piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind, wobei die SAW-Resonatoren in einer Leiternetzwerkkonfiguration mit wenigstens einem π-Typ-Abschnitt mit einer ersten Leiterstufe (40-1) und einer zweiten Leiterstufe (40-2) gekoppelt sind, wobei jede der Leiterstufen durch einen SAW-Resonator eines seriellen Arms (44-1, 44-2) und einen Nebenarm-SAW-Resonator (43-1, 43-2) ausgebildet ist, wobei der SAW- Resonator des seriellen Arms der ersten Leiterstufe eine erste Resonanzfrequenz und eine erste Antiresonanzfrequenz hat, wobei der Interdigitalwandler in dem SAW-Resonator des seriellen Arms der ersten Leiterstufe einen ersten Elektrodenfingerabstand hat, gekennzeichnet durch: einen Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator (53), der in Reihe zu den SAW-Resonatoren des seriellen Arms (44-1, 44-2) gekoppelt ist, wobei der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator eine zweite Resonanzfrequenz und eine zweite Antiresonanzfrequenz hat, wobei der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator einen Interdigitalwandler mit einem zweiten Elektrodenfingerabstand hat, der kleiner als der erste Elektrodenfingerabstand ist, wobei die Resonanzfrequenz um einen ersten Betrag höher als die erste Resonanzfrequenz ist und wobei die zweite Antiresonanzfrequenz um einen zweiten Betrag höher als die erste Antiresonanzfrequenz ist, der im Wesentlichen gleich dem ersten Betrag ist, wodurch der Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonator eine Impedanzfehlanpassung zwischen der ersten Leiterstufe und der zweiten Leiterstufe des π-Typ-Abschnitts reduziert.
Resonatortyp-SAW-Filter nach Anspruch 3, wobei der erste Betrag und der zweite Betrag beide größer als ein Megahertz sind, aber kleiner als einhundert Megahertz sind.
Resonatortyp-SAW-Filter nach Anspruch 3, wobei der π-Typ-Abschnitt eine Vielzahl von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren (54, 55) nach Anspruch 4 hat, wobei die Interdigitalwandler der Vielzahl von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren unterschiedliche Elektrodenfingerabstände haben, die alle kleiner als der erste Elektrodenfingerabstand sind, wobei die unterschiedlichen Elektrodenfingerabstände veranlassen, dass die Resonanzfrequenzen der Vielzahl von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren um unterschiedliche dritte Beträge höher als die erste Resonanzfrequenz sind und die Antiresonanzfrequenzen der Vielzahl von Zwischenstufenanpassungs-SAW-Resonatoren um unterschiedliche vierte Beträge höher als die erste Antiresonanzfrequenz sind, die im Wesentlichen gleich den jeweiligen dritten Beträgen sind.
Resonatortyp-SAW-Filter nach Anspruch 5, wobei die dritten Beträge und die vierten Beträge alle größer als ein Megahertz sind, aber kleiner als einhundert Megahertz sind.