WO2007048376A1 - Saw filter mit breitbandiger bandsperre - Google Patents

Saw filter mit breitbandiger bandsperre Download PDF

Info

Publication number
WO2007048376A1
WO2007048376A1 PCT/DE2006/001798 DE2006001798W WO2007048376A1 WO 2007048376 A1 WO2007048376 A1 WO 2007048376A1 DE 2006001798 W DE2006001798 W DE 2006001798W WO 2007048376 A1 WO2007048376 A1 WO 2007048376A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
parallel
band
filter
filter according
finger
Prior art date
Application number
PCT/DE2006/001798
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Bauer
Matthias Jungkunz
Original Assignee
Epcos Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Epcos Ag filed Critical Epcos Ag
Priority to US12/091,077 priority Critical patent/US7876179B2/en
Priority to JP2008536922A priority patent/JP5294868B2/ja
Publication of WO2007048376A1 publication Critical patent/WO2007048376A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6406—Filters characterised by a particular frequency characteristic
    • H03H9/6409—SAW notch filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6489—Compensation of undesirable effects
    • H03H9/6493—Side lobe suppression

Definitions

  • Band stop filters are needed to suppress unwanted frequency bands. Such filters may e.g. be advantageously used when at two adjacent frequency bands of a wireless transmission standard one of the two should be hidden, in addition to the desired receiving band even more frequency ranges undamped to pass the filter.
  • the passband of the filter should ideally have at least the bandwidth of the system to be received and produce there only a small insertion loss.
  • such a filter should have a high attenuation and ideally have a fast transition from the passband to the stop band, ie a steep edge of the passband.
  • notch filters and bandstop filters with a low stop band width are known, which are essentially based on an interconnection of impedance elements.
  • Such interconnections of impedance elements may for example consist of a Ladder Type arrangement with SAW resonators, which are then arranged in series or in parallel branches.
  • a complex matching network is required in order to realize a passband with a reasonable bandwidth at all.
  • the object of the present invention is therefore to specify a band-stop filter which eliminates at least one of the stated problems.
  • a bandstop filter which is realized on a piezoelectric substrate and consists of a series of SAW impedance elements arranged thereon.
  • the arrangement comprises at least one series branch and a plurality of parallel branches parallel thereto, at least one series resonator being arranged in the at least one series branch and at least one parallel impedance element comprising an interdigital converter in the parallel branches.
  • Decisive for the blocking effect of the band-stop filter is the ratio of the finger periods of the frequency of the respective impedance elements determining interdigital transducer.
  • the average finger period in the interdigital transducer of the at least one series resonator is chosen to be greater than the average finger period in the interdigital transducer of the parallel impedance elements.
  • the resonant frequency corresponding to the finger period in the interdigital transducers of the parallel impedance elements is higher than the resonant frequency of the series resonators.
  • a stop band with a width of 2% to more than 5% relative to the center frequency of the stop band.
  • a suitable choice of finger periods a steep edge between the stopband and the passband of the band-stop filter can also be obtained.
  • a suitable ratio of the finger period P 3 of the series resonator to the finger period P p of the parallel impedance element is between 1.03 and 1.10.
  • Each parallel impedance element may have a different from the other parallel impedance elements finger period, just as each series resonator may have a different finger period, wherein for each conceivable pair, each formed from a parallel impedance element and a series resonator, preferably that said ratio the finger periods is observed.
  • the parallel impedance elements are designed as pure interdigital transducers without reflectors. This reduces the chip area requirement on the surface of the piezoelectric substrate without increasing the insertion loss in the passband. In parallel, costs for the substrate material can be saved, due to the reduced size of the component. As a further advantage of this embodiment, it results that the power resistance of the band-stop filter is improved. It turns out, namely, that in a parallel impedance element consisting of only one interdigital transducer, a homogeneous local power distribution over the length of the interdigital transducer is obtained which has no local peaks. This therefore leads to a uniform load over the length of the transducer.
  • the parallel impedance elements designed as pure interdigital transducers so that they have a constant metallization strength as well as constant finger widths and finger spacings over the length of the transducer.
  • Homogeneous implementation of the interdigital transducer results in the local resonances otherwise occurring at locations of inhomogeneities, which in turn would lead to a local power increase at the location of the inhomogeneity.
  • a synchronous resonator comprises a homogeneous interdigital transducer, which is delimited on both sides by a respective reflector, in which the finger width, finger period and metallization strength of the interdigital transducer continue. Also, the distance between the interdigital transducer and the reflector corresponds to a finger period, so that overall an extremely homogeneous metallization structure is realized in the synchronous resonator.
  • a cascaded interdigital transducer consists of a plurality of partial transducers connected in series with one another, which are preferably arranged closely adjacent to one another transversely.
  • n partial transducers divide the total aperture of the cascaded interdigital transducer.
  • the cascading is made uniform, and the n partial transducers are identical. In such an embodiment, only the nth part of the total voltage is applied to each partial converter, wherein the number n is at least two and can reach 5 or more.
  • a disadvantage of the cascading is that in order to achieve a constant total impedance compared to the uncoded interdigital transducer, the area of the transducer must be increased by a factor of n 2 . This is achieved by extending the partial transducers or by widening the total aperture compared to an uncascaded one.
  • the degree of cascading is therefore chosen to be as high as required for the desired power rating to minimize the area required for the band rejection filter.
  • the parallel impedance elements in the pass band of the band-stop filter essentially act as static capacitances. Since this would lead to an unfavorable position of the filter in the Smith chart, this effect is advantageously compensated by external matching elements and so the filter adapted again.
  • Parallel-Induktivitä- suitable parallel to the parallel branches the series branches or parallel to input and output are switched.
  • the bandstop filter according to the invention also has the advantage that, compared with a ladder type bandpass filter, a significantly higher bandwidth can be achieved in the passband, which can be substantially greater than the pole zero pitch of the parallel impedance elements or series resonators used. Because the resonance of the parallel impedance elements is significantly above the passband, only slightly acoustic waves are excited by these in the passband. As a result, with a parallel impedance element designed as a pure interdigital transducer in the passband, an insertion loss which is only slightly impaired with a resonator equipped with reflectors is obtained. Different, however, in the series resonators, all of which have reflectors to reduce the insertion loss. To adapt the band rejection filter, the matching elements can be inserted at different locations of the ladder type arrangement. In one embodiment, a good match is achieved by two parallel inductors, which are provided at the input and output of the band rejection filter in a grounded parallel branch.
  • At least three parallel branches are provided with a parallel impedance element arranged in each case, one of the inductances being provided parallel to one of the middle parallel impedance elements in a parallel branch connected to ground.
  • the number of parallel impedance elements exceeds that of the series resonators.
  • the passband and stopband can be located directly next to one another.
  • the slope of the flank between the passage and the stopband must increase with decreasing distance. It can also be improved if a capacitor is switched parallel to one or more series resonators.
  • This can advantageously be realized in addition to the impedance elements on the surface of the substrate as a metallization structure.
  • the capacitance can be implemented, for example, in the form of adjacent metallized areas or better as an interdigital structure. It is advantageous to form the interdigital structure as a pure capacitance which does not generate losses in the form of radiated acoustic surface waves.
  • either the finger period can be chosen to be much smaller than that of the interdigital transducers used in the band elimination filter.
  • the interdigital structure rotated on the surface of the substrate relative to the series resonators so as to be arranged in a crystal direction in which surface acoustic waves are not or only weakly excited.
  • this is possible, for example, with a rotation of the interdigital structure by 90 ° in relation to the interdigital transducer of a series resonator.
  • a further improved property spectrum is obtained when the band elimination filter is connected in series with a bandpass filter.
  • a combined filter element which has both a blocking region and a passband bounded on both sides by an edge.
  • This combination element can operate in a desired pass band of given bandwidth with minimum insertion loss and at the same time attenuate a second high-barrier band in a stop band immediately adjacent to higher frequencies.
  • the bandpass filter is designed as a ladder type arrangement of series and parallel resonators for such a filter combination. Further advantages are achieved if bandpass filters and bandstop filters are arranged on the same substrate. With regard to their finger periods and thus their center frequencies, both filters are adapted to each other so that the right edge of the passband coincides with the left edge of the stopband. This achieves an optimum edge and a minimum distance between passband and stopband. For this reason, all the SAW impedance elements of the two filters have similar finger periods, which can be performed without noticeable performance losses with the same metallization. This also succeeds in the production of bandpass filters and notch filters on a substrate in a common manufacturing process without additional steps.
  • FIG. 1 shows a band stop filter with matching elements in the equivalent circuit diagram
  • FIG. 2 shows the metallization structure of the filter shown in FIG. 1
  • FIG. 3 shows a further metallization structure for the bandstop filter of FIG. 1
  • FIG. 4 shows an equivalent circuit diagram of another band-stop filter with inductive and capacitive matching elements
  • FIG. 5 shows the metallization structure of a filter with capacitive matching elements realized on the substrate
  • FIG. 6 shows a cascaded interdigital transducer
  • FIG. 7 shows the transmission curve of the filter shown in FIG. 1,
  • FIG. 8a shows the local power distribution at the first parallel resonator of a band rejection filter
  • FIG. 8b shows the maximum power density at the first parallel resonator
  • FIG. 9 a shows the maximum power density over the frequency at the first parallel resonator of a known band-stop filter
  • FIG. 9b shows the local power distribution on the same resonator
  • FIG. 10a shows the maximum power density at the first parallel impedance element on a bandstop filter according to FIG. 3,
  • FIG. 10b shows the local power distribution on the same parallel impedance element
  • FIG. 11 shows the interconnection of a band rejection filter with a bandpass filter as an equivalent circuit diagram
  • FIG. 12 shows the transmission curve of the arrangement according to FIG. 11.
  • Figure 1 shows the equivalent circuit diagram of a possible embodiment of a band rejection filter.
  • This is formed as a reactance filter ladder type structure and includes a serial branch, in which two series resonators RSL and RS2 are arranged. Parallel to the series branch, three parallel branches are provided, in each of which a parallel impedance element RP1 to RP3 is arranged.
  • the parallel impedance elements comprise at least one interdigital transducer with a finger period P p which is smaller than the average finger period P s of the series resonators RS or their interdigital transducers.
  • the filter comprises two parallel connected to the series branch matching elements AEI which are connected at the input IN and the output OUT as parallel inductances to ground.
  • FIG. 2 shows a possible metallization structure with which the bandstop filter shown in Figure 1 can be realized on a piezoelectric substrate.
  • the series resonators RS1, RS2 are designed as one-port resonators.
  • the parallel impedance elements RP1, RP2, RP3 are designed as synchronous resonators (referred to here as parallel resonators) which, like the series resonators, each comprise an interdigital transducer which is arranged between two reflectors.
  • the finger widths and spacings in the reflectors and in the interdigital transducer of the synchronous parallel resonator are the same and also correspond to the finger period P p as the distance of the interdigital transducer to the reflector.
  • the inductive adaptation elements AEI additionally illustrated in FIG. 1 can be implemented externally.
  • FIG. 3 shows a further possible metallization structure for a band stop filter according to the invention, in which the parallel impedance elements RP are embodied as a mere interdigital structure
  • FIG. 4 shows the equivalent circuit diagram for a further embodiment of a band rejection filter in which, starting from the band rejection filter illustrated in FIG. 1, two additional matching elements AEC are additionally provided which each comprise capacitors AEC1, AEC2 connected in parallel with the series resonators. With these additional matching elements AEC, the right flank of the passband can be made steeper.
  • FIG. 5 shows a metallization for the band rejection filter shown in FIG. 4, in which the capacitive matching elements AEC are designed as a metallization structure on the piezoelectric substrate and are designed here in the form of an interdigital transducer.
  • the finger period in the capacitive matching elements AEC is selected smaller than in the series resonator and therefore also smaller than in the parallel impedance element.
  • the interdigital transducer is rotated by 90 ° with respect to the series resonator.
  • Figure 6 shows a cascaded interdigital transducer, which can be used both as a parallel impedance element, as well as in a series resonator together with reflectors.
  • the cascaded interdigital transducer comprises two series-connected partial transducers TW1 and TW2, which are arranged transversely next to one another and can have a common middle busbar.
  • the cascading is symmetrical, so that the subapertures AP1, AP2 are the same size.
  • the two partial tracks are preferably acoustically antiphased exaggerated.
  • the cascaded interdigital transducer can also be converted, for example, by folding one of the partial tracks into an interdigital transducer with in-phase partial tracks.
  • FIG. 7 shows the superimposed transmission curves for two bandstop filters, which are designed in accordance with the equivalent circuit diagram of FIG. 1 and executed with metallizations as shown in FIG. 2 and FIG. 3, respectively. It can be seen that both filters have almost identical transmission curves and differ only slightly in the stopband range. This shows that the embodiments with parallel impedance elements with and without reflectors are practically equivalent, so that the design without reflectors is almost always preferred because of the space gain that can be achieved on the surface of the substrate.
  • FIG. 7 further shows that the relative bandwidth of the
  • Transmittance range based on its center frequency more than 5% and here even 20%.
  • the transition from the very wide passband with a low insertion loss of no more than +/- 2 dB to the stop band takes place with a steep slope that drops within less than 20 MHz.
  • the center frequency of the band-stop filter is around 900 MHz here.
  • FIGS. 8a and 8b illustrate the high power resistance that can be achieved with a bandstop filter designed according to FIGS. 1 and 2.
  • FIG. 8a shows the power distribution at the first parallel impedance element at a fixed frequency of here 903.5 MHz.
  • the power distribution is determined over the length of the parallel impedance element designed as a synchronous resonator and is represented for each individual transducer finger in the form of a vertical line on the X axis, the X axis representing the longitudinal dimension of the parallel resonator.
  • the power distribution is extremely homogeneous and drops towards the reflector at the end of the interdigital transducer. This homogeneous power distribution ensures that all fingers are evenly powered, so that at no point does it come to a load peak that would be susceptible to damage to the metallization structure.
  • FIG. 8b shows how the maximum maximum power density determined at the first parallel resonator varies over the frequency. It turns out that the parallel resonators are loaded according to their function exclusively in the stopband, wherein the maximum power density in the stopband also on the frequency relatively evenly distributed on the parallel resonators (here on the first parallel resonator) acts.
  • FIG. 9a shows that an asynchronous parallel resonator in the stop band at approximately 903.5 MHz has a narrow-band power increase whose power density is above the mean value by a factor of approximately 4. This means that a band-stop filter loaded with this frequency has a greatly reduced lifetime.
  • it shows the superiority with regard to the power compatibility of a band-stop filter designed according to the invention with synchronous resonators as parallel impedance elements.
  • FIG. 9b again shows, for clarification, the power distribution, determined over the length of the first parallel resonator, of an asynchronously designed parallel resonator. It can be seen that here the power is no longer distributed homogeneously over the length of the parallel resonator, but that in the transition between the interdigital transducer and reflector power peaks occur, which are due to there forming resonances. From this it is clear that such a resonator is significantly reduced in its power compatibility compared to a synchronous resonator.
  • FIG. 10a shows the power density in the first parallel impedance element RP1 of a band-stop filter designed according to FIG. 3 with parallel impedance elements designed as homogeneous interdigital transducers.
  • FIG. 10b shows the power distribution simulated at the example frequency of 903.5 MHz over the length of the first parallel impedance element designed as a homogeneous interdigital transducer. Again, it shows that the power is evenly distributed over the interdigital transducer and no power increase occurs.
  • the filter has three parallel impedance elements which are each designed as homogeneous interdigital transducers without reflectors.
  • two series resonators are arranged, which are designed as asynchronous resonators.
  • the filter is deposited on a lithium tantalate substrate having a metallization structure, e.g. made of AlCuAl.
  • the total metal layer thickness is about 330 nm.
  • the metallization ratio is set to 0.65.
  • Each reflector of the series resonators contains about 34 reflector fingers.
  • an inductive matching element AEE with an inductance of about 6 nH is connected in parallel to the series branch.
  • FIG. 11 shows, as an equivalent circuit diagram, the connection of a conventional bandpass filter BPF with a bandstop filter BSF according to the invention, with which new advantageous properties are achieved.
  • the bandpass filter is designed as a ladder type structure with three series resonators and three parallel resonators.
  • the band stop filter may be formed, for example, as shown in Figure 1, 2, 3 or 5.
  • Capacitive matching elements can be switched to the substrate surface, inductive matching elements as external elements parallel to the series branch to ground.
  • Both filters BPF and BSF can be realized on a common piezoelectric substrate, for example on a common lithium tantalate chip.
  • the parallel impedance elements of bandpass filter and bandstop filter can be realized within a common ladder-type structure and arbitrarily arranged in a random arrangement. All parallel impedance elements of the two filter types can be formed without reflectors as homogeneous Interdigitalwand- ler, which are preferably cascaded.
  • the series impedance elements are designed as resonators with reflectors, which may also have cascaded interdigital transducers. The series resonators are formed asynchronously with different finger periods in the interdigital transducer and in the reflector.
  • the distance between reflectors and interdigital transducers in the series resonators can be regular and correspond to one finger period, wherein the distances are defined in each case from finger center to finger center.
  • a reduced power density and thus a higher power compatibility of the overall filter is obtained in the series resonator.
  • the bandpass filter can also be realized as a DMS filter (dual or double mode SAW). It can be implemented as a single-ended / balanced DMS filter and thus has an integrated BALUN function (balanced / unbalanced).
  • the DMS filter can be realized on the same substrate as the ladder type SAW filter, but preferably on a separate substrate.
  • the invention has been explained only with reference to a few embodiments and is not limited to these.
  • the number, arrangement and cascading of the series and parallel impedance elements can be varied as desired. The same variation is possible with respect to the number of fingers, the apertures and the spread of the finger period over all the impedance elements of a branch (parallel branch or serial branch).
  • Band-stop filters according to the invention are suitable, for example, for use in future mobile communication terminals in order to decouple an antenna designed for the digital television standard DVB-H from the TX band of the nearby GSM 800 standard or to protect the television signal from interfering signals from this TX band. Furthermore, it is possible to use band stop filters according to the invention in receivers for the digital TV standard DVB-T in order to filter out the TX band of GSM mobile radio devices there as well.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

Es wird ein Bandsperrfilter vorgeschlagen, welches eine Ladder Type-Struktur mit zumindest einem Serienresonator in einem Serienzweig und mehreren Parallelzweigen mit jeweils einem darin angeordneten Parallel-Impedanzelement aufweist, wobei die mittlere Fingerperiode des Interdigitalwandlers vom zumindest einem Serienresonator größer ist als die mittlere Fingerperiode der Interdigitalwandler der Parallel-Impedanzelemente.

Description

SAW Filter mit breitbandiger Bandsperre
Bandsperrfilter werden benötigt, um unerwünschte Frequenzbänder zu unterdrücken. Solche Filter können z.B. vorteilhaft eingesetzt werden, wenn bei zwei nahe beieinander liegenden Frequenzbändern eines drahtlosen Übertragungsstandards eines der beiden ausgeblendet werden soll, wobei neben dem gewünschten Empfangsband noch weitere Frequenzbereiche ungedämpft das Filter passieren können sollen. Der Durchlassbereich des Filters sollte im Idealfall mindestens die Bandbreite des zu empfangenden Systems aufweisen und dort eine nur geringe Einfügedämpfung erzeugen. Im Sperrbereich sollte so ein Filter eine hohe Dämpfung aufweisen und im Idealfall einen schnellen Übergang vom Durchlassbereich zum Bandsperrbereich, also eine steile Flanke des Durchlassbereiches besitzen.
Es sind verschiedene Notchfilter und Bandsperrfilter mit geringer Sperrbandbreite bekannt, die im Wesentlichen auf einer Verschaltung von Impedanzelementen beruhen. Solche Verschaltungen von Impedanzelementen können beispielsweise aus einer Ladder Type Anordnung mit SAW Resonatoren bestehen, die dann in Serien- oder in Parallelzweigen angeordnet sind. Zumeist ist ein aufwendiges Anpassnetzwerk erforderlich, um überhaupt einen Durchlassbereich mit vernünftiger Bandbreite zu realisieren.
Ein weiteres Problem, das bei SAW Bandsperrfiltern auftreten kann, ist die mangelnde Leistungsfestigkeit, die zum Verschleiß von Elektrodenstrukturen und damit zum vorzeitigen Ausfall der entsprechenden Filterbauelemente führt. _ 9 _
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Bandsperrfilter anzugeben, welches zumindest eines der genannten Probleme beseitigt.
Es wird ein Bandsperrfilter angegeben, welches auf einem piezoelektrischen Substrat realisiert ist und aus einer Reihe darauf angeordneter SAW-Impedanzelemente besteht. Die Anordnung umfasst zumindest einen Serienzweig und mehrere dazu parallele Parallelzweige, wobei in dem zumindest einen Serienzweig zumindest ein Serienresonator und in den Parallelzweigen jeweils zumindest ein einen Interdigitalwandler umfassendes Parallel-Impedanzelement angeordnet sind. Maßgeblich für die Sperrwirkung des Bandsperrfilters ist das Verhältnis der Fingerperioden der die Frequenz der jeweiligen Impedanzelemente bestimmenden Interdigitalwandler. Die mittlere Fingerperiode im Interdigitalwandler des zumindest einen Serienresonators ist dabei größer gewählt als die mittlere Fingerperiode im Interdigitalwandler der Parallel-Impedanzelemente . Damit ist die der Fingerperiode entsprechende Resonanzfrequenz in den Interdigitalwandlern der Parallel-Impedanzelemente höher als die Resonanzfrequenz der Serienresonatoren.
Mit einer solchen Anordnung gelingt es, ein Sperrband mit einer Breite von 2 % bis mehr als 5 % relativ zur Mittenfrequenz des Sperrbandes zu erzielen. Bei geeigneter Wahl der Fingerperioden kann auch eine steile Flanke zwischen dem Sperrband und dem Durchlassbereich des Bandsperrfilters erhalten werden. Ein geeignetes Verhältnis der Fingerperiode P3 des Serienresonators zur Fingerperiode Pp des Parallel- Impedanzelements liegt zwischen 1,03 und 1,10. mit einer solchen Auswahl wird erreicht, dass die Antiresonanz der Parallel-Impedanzelemente die rechte Flanke der Bandsperre bildet, während die linke Flanke der Bandsperre im Wesentlichen von der Antiresonanz der Serienresonatoren gebildet wird.
Vorteilhaft ist es dabei, mehrere Parallel-Impedanzelemente in einer entsprechenden Anzahl von Parallelzweigen vorzusehen und auch im Serienzweig eine Mehrzahl von Serienresonatoren anzuordnen. Jedes Parallel-Impedanzelement kann dabei eine von den anderen Parallel-Impedanzelementen verschiedene Fingerperiode aufweisen, ebenso wie jeder Serienresonator eine andere Fingerperiode aufweisen kann, wobei für jedes denkbare Paar, gebildet aus jeweils einem Parallel-Impedanzelement und einem Serienresonator gilt, dass vorzugsweise das genannte Verhältnis der Fingerperioden eingehalten wird. Je größer der Unterschied in der Fingerperiode gewählt wird, desto größer wird die Bandbreite der Bandsperre.
Beim erfindungsgemäßen Bandsperrfilter ist es möglich, die Parallel-Impedanzelemente als reine Interdigitalwandler ohne Reflektoren auszuführen. Dadurch wird der Chipflächenbedarf auf der Oberfläche des piezoelektrischen Substrats verringert, ohne dass dabei die Einfügedämpfung im Durchlassbereich ansteigt. Parallel dazu können auch Kosten für das Substratmaterial eingespart werden, bedingt durch die verringerte Bauelementgröße. Als weiterer Vorteil dieser Ausführung ergibt sich, dass die Leistungsfestigkeit des Bandsperrfilters verbessert wird. Es zeigt sich nämlich, dass in einem nur aus einem Interdigitalwandler bestehenden Parallel-Impedanzelement eine homogene lokale Leistungsverteilung über die Länge des Interdigitalwandlers erhalten wird, die keine lokale Spitzen aufweist. Dies führt daher zu einer gleichmäßigen Belastung über die Länge des Wandlers. Gegenüber einer ungleichmäßigen, Spitzen aufweisenden Leistungsverteilung bei herkömmlichen Parallel-Impedanzelementen, die üblicherweise als Resonatoren ausgeführt sind, wird bei der vorgeschlagenen Ausgestaltung die maximal im Parallel-Impedanzelement auftretende Leistungsdichte deutlich reduziert. Dies erhöht die Lebensdauer und damit die Zuverlässigkeit des Bauelements und erlaubt darüber hinaus die Beaufschlagung des Filters mit einer höheren Leistung gegenüber bekannten, als Impedanznetzwerk ausgeführten Bandsperrfiltern.
Weiterhin ist es vorteilhaft, die als reine Interdigitalwand- ler ausgebildeten Parallel-Impedanzelemente homogen auszuführen, sodass sie über die Länge des Wandlers gesehen eine konstante Metallisierungsstärke sowie gleichbleibende Fingerbreiten und Fingerabstände aufweisen. Eine homogene Ausführung des Interdigitalwandlers führt dazu, dass die andernfalls an Stellen von Inhomogenitäten lokale Resonanzen auftreten, die wiederum zu einer lokalen Leistungsüberhöhung am Ort der Inhomogenität führen würden.
Daneben gelingt es auch auf andere Weise, Parallel-Impedanzelemente mit minimierter maximaler lokaler Leistungsdichte zu realisieren, wenn die Parallel-Impedanzelemente als SAW- Resonatoren ausgeführt sind, die einen synchronen Aufbau aufweisen. Ein synchroner Resonator umfasst einen homogenen In- terdigitalwandler, der beidseitig von je einem Reflektor begrenzt ist, in dem sich Fingerbreite, Fingerperiode und Metallisierungsstärke des Interdigitalwandlers fortsetzt. Auch der Abstand zwischen Interdigitalwandler und Reflektor entspricht einer Fingerperiode, sodass insgesamt eine äußerst homogene Metallisierungsstruktur im synchronen Resonator realisiert ist. Auch mit einem solchen synchronen Resonator wird eine äußerst homogene Leistungsverteilung über die Länge des Resonators erzielt, wobei die Leistungsbelastung am Übergang vom Interdigitalwandler zum Reflektor auftritt. Dagegen kann gezeigt werden, dass bei einem deutlich asynchronen Resonator, der beispielsweise einen von der Fingerperiode abweichenden Abstand zwischen Reflektor und Interdigitalwandler aufweist, an genau diesem Übergang Leistungsüberhöhungen auftreten, die auf zusätzliche lokale Resonanzen zurückgeführt werden können.
Für eine weitere bezüglich der Leistungsfestigkeit verbesserte Variante eines Bandsperrfilters wird vorgeschlagen, die Parallel-Impedanzelemente als kaskadierte Interdigitalwandler auszuführen oder als Resonatoren, die solche kaskadierte Interdigitalwandler aufweisen. Ein kaskadierter Interdigitalwandler besteht aus mehreren seriell miteinander verschalteten Teilwandlern, die vorzugsweise eng benachbart transversal nebeneinander angeordnet sind. In einem kaskadierten Wandler teilen sich also n Teilwandler die Gesamtapertur des kaskadierten Interdigitalwandlers . Durch diese Serienverschaltung wird außerdem eine Spannungsteilung erhalten, sodass jeder Teilwandler gegenüber einem nicht kaskadierten Wandler nun mit einer geringeren Spannung beaufschlagt ist.
Vorzugsweise wird die Kaskadierung gleichmäßig vorgenommen, und die n Teilwandler identisch ausgebildet. In einer solchen Ausgestaltung liegt an jedem Teilwandler nur der n-te Teil der Gesamtspannung an, wobei die Anzahl n zumindest zwei beträgt und 5 oder mehr erreichen kann. Nachteilig an der Kaskadierung ist, dass zum Erzielen einer gleichbleibenden Gesamtimpedanz gegenüber dem unkaskadierten Interdigitalwandler die Fläche des Wandlers um den Faktor n2 erhöht werden muss. Dies gelingt über eine Verlängerung der Teilwandler bzw. durch eine Verbreiterung der Gesamtapertur gegenüber einem unkaskadierten. Ein zweifach kaskadierter Interdigitalwandler (n=2) erfordert eine vierfache Fläche bei gleichblei- bender Impedanz gegenüber einem nichtkaskadierten Wandler. Die akustische Leistungsdichte wird dadurch um einen Faktor 4 verringert. Der Grad der Kaskadierung wird daher nur so hoch gewählt, wie für die gewünschte Leistungsfestigkeit erforderlich, um den Flächenbedarf für das Bandsperrfilter zu minimieren .
Aufgrund der vom Serienresonator relativ stark abweichenden Fingerperiode wirken die Parallel-Impedanzelemente im Durchlassbereich des Bandsperrfilters im Wesentlichen als statische Kapazitäten. Da dies zu einer ungünstigen Lage des Filters im Smith-Diagramm führen würde, wird dieser Effekt vorteilhaft durch externe Anpasselemente ausgeglichen und so das Filter wieder angepasst. Dazu sind z.B. Parallel-Induktivitä- ten geeignet die parallel zu den Parallelzweigen, den Serienzweigen oder parallel zu Ein- und Ausgang geschaltet werden.
Das erfindungsgemäße Bandsperrfilter hat darüber hinaus den Vorteil, dass gegenüber einem Ladder Type Bandpassfilter eine wesentlich höhere Bandbreite im Durchlassbereich erzielt werden kann, die wesentlich größer als der Pol-Nullstellenab- stand der verwendeten Parallel-Impedanzelemente bzw. Serienresonatoren sein kann. Weil die Resonanz der Parallel- Impedanzelemente deutlich oberhalb des Durchlassbereichs liegt, werden von diesen im Durchlassbereich nur geringfügig akustische Wellen angeregt. Dies führt dazu, dass mit einem als reinem Interdigitalwandler ausgeführten Parallel- Impedanzelement im Durchlassbereich eine gegen einen mit Reflektoren ausgestatteten Resonator nur geringfügig verschlechterte Einfügedämpfung erhalten wird. Anders dagegen in den Serienresonatoren, die sämtlich Reflektoren zur Verringerung der Einfügedämpfung aufweisen. Zur Anpassung des Bandsperrfilters können die Anpasselemente an unterschiedlichen Orten der Ladder Typ Anordnung eingefügt werden. In einer Ausführung wird eine gute Anpassung durch zwei Parallel-Induktivitäten erreicht, die am Ein- und Ausgang des Bandsperrfilters in einem gegen Masse geschalteten Parallelzweig vorgesehen sind.
In einer weiteren Ausführung werden zumindest drei Parallelzweige mit einem jeweils darin angeordneten Parallel- Impedanzelement vorgesehen, wobei eine der Induktivitäten parallel zu einem der mittleren Parallel-Impedanzelemente in einem gegen Masse geschalteten Parallelzweig vorgesehen ist.
In einer Ausführung übersteigt die Anzahl der Parallel- Impedanzelemente diejenige der Serienresonatoren. Möglich ist es jedoch auch, das Bandsperrfilter am Ein- und Ausgang mit zumindest je einem Serienresonator zu verschalten.
Im Bandsperrfilter können Durchlassbereich und Sperrbereich unmittelbar nebeneinander liegen. Die Steilheit der Flanke zwischen Durchlass und Sperrbereich muss sich mit abnehmendem Abstand erhöhen. Sie lässt sich zusätzlich verbessern, wenn parallel zu einem oder mehreren Serienresonatoren eine Kapazität geschaltet wird. Diese kann vorteilhaft neben den Impedanzelementen auf der Oberfläche des Substrats als Metallisierungsstruktur realisiert werden. Die Kapazität kann beispielsweise in Form von benachbarten metallisierten Flächen oder besser als Interdigitalstruktur ausgeführt werden. Vorteilhaft ist es, die Interdigitalstruktur als reine Kapazität auszubilden, die keine Verluste in Form von abgestrahlten a- kustischen Oberflächen wellen erzeugt. Dazu kann entweder die Fingerperiode deutlich kleiner gewählt werden, als die der im Bandsperrfilter verwendeten Interdigitalwandler . Möglich ist es auch, die Interdigitalstruktur auf der Oberfläche des Substrats relativ zu den Serienresonatoren gedreht auszuführen, sodass sie in einer Kristallrichtung angeordnet sind, in der akustische Oberflächenwellen nicht oder nur schwach angeregt werden. Bei Lithiumtantalat als Substratmaterial gelingt dies z.B. mit einer Drehung der Interdigitalstruktur um 90° gegenüber dem Interdigitalwandler eines Serienresonators.
Ein weiter verbessertes Eigenschaftsspektrum wird erhalten, wenn das Bandsperrfilter mit einem Bandpassfilter in Serie geschaltet wird. Auf diese Weise erhält man ein kombiniertes Filterelement, welches sowohl einen Sperrbereich als auch einen beidseitig von einer Flanke begrenzten Durchlassbereich aufweist. Dieses Kombinationselement kann in einem gewünschten Durchlassbereich gegebener Bandbreite mit minimaler Einfügedämpfung arbeiten und dabei gleichzeitig in einem unmittelbar hin zu höheren Frequenzen angrenzenden Sperrbereich ein zweites Band mit hoher Sperrwirkung dämpfen.
Vorteilhaft wird für eine solche Filterkombination auch das Bandpassfilter als Ladder Type Anordnung von Serien- und Parallelresonatoren ausgeführt. Weitere Vorteile werden erzielt, wenn Bandpassfilter und Bandsperrfilter auf dem gleichen Substrat angeordnet sind. Bezüglich ihrer Fingerperioden und damit ihrer Mittenfrequenzen sind beide Filter so an einander angepasst, dass die rechte Flanke des Durchlassbereichs mit der linken Flanke des Sperrbereichs zusammenfällt. Damit wird eine optimale Flanke und ein minimaler Abstand zwischen Durchlassbereich und Sperrbereich erzielt. Aus diesem Grund weisen auch sämtliche SAW-Impedanzelemente der beiden Filter ähnliche Fingerperioden auf, die ohne spürbare Performanceverluste mit der gleichem Metallisierung ausgeführt werden können. Damit gelingt auch die Herstellung von Bandpassfilter und Bandsperrfilter auf einem Substrat in einem gemeinsamen Herstellungsprozess ohne zusätzliche Schritte.
Für eine solche Kombination ist es außerdem nicht erforderlich, Bandpassfilter und Bandsperrfilter zu trennen. Vielmehr ist es möglich, die Kombination in einer einzigen Ladder Type Anordnung zu realisieren. Dabei können sogar die Serienresonatoren unverändert bleiben. Diese werden dann zum einen mit Parallel-Impedanzelementen, verschaltet, deren Freguenzlagen einmal wie vorgeschlagen zum Bandsperrfilter passend ausgeführt sind. Zum Anderen werden Parallel-Impedanzelemente vorgesehen, deren Fingerperiode für ein Bandpassfilter passend ausgeführt sind. Dort liegt die Anti-Resonanz des Parallel- Impedanzelements ungefähr bei der Resonanz des Serienresonators . Die Fingerperiode von Parallel-Impedanzelement und Serienresonator unterscheidet sich im Bandpassfilter daher nur um einen Wert, der ungefähr dem Pol-Nullstellenabstand des jeweiligen Resonators entspricht. Dieser wiederum ist vom Substratmaterial und von der Metallisierung abhängig.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen und den dazugehörigen Figuren näher erläutert. Diese sind rein schematisch und nicht maßstabsgetreu ausgeführt, sodass den Figuren weder relative noch absolute Maßangaben entnommen werden können.
Es zeigen:
Figur 1 ein Bandsperrfilter mit Anpasselementen im Ersatzschaltbild,
Figur 2 die Metallisierungsstruktur des in Figur 1 gezeigten Filters, Figur 3 eine weitere Metallisierungsstruktur für das Bandsperrfilter von Figur 1,
Figur 4 ein Ersatzschaltbild eines weiteren Bandsperrfilters mit induktiven und kapazitiven Anpasselementen,
Figur 5 die Metallisierungsstruktur eines Filters mit auf dem Substrat realisierten kapazitiven Anpasselementen,
Figur 6 einen kaskadierten Interdigitalwandler,
Figur 7 die Durchlasskurve des in Figur 1 gezeigten Filters,
Figur 8a die lokale Leistungsverteilung am ersten Parallel- Resonator eines Bandsperrfilters,
Figur 8b die maximale Leistungsdichte am ersten Parallel- Resonator,
Figur 9a die maximale Leistungsdichte über die Frequenz am ersten Parallel-Resonator eines bekannten Bandsperrfilters,
Figur 9b die lokale Leistungsverteilung am selben Resonator,
Figur 10a die maximale Leistungsdichte am ersten Parallel- Impedanzelement an einem Bandsperrfilter gemäß Figur 3,
Figur 10b die lokale Leistungsverteilung an dem selben Parallel-Impedanzelement ,
Figur 11 die Verschaltung eines Bandsperrfilters mit einem Bandpassfilter als Ersatzschaltbild, und Figur 12 die Durchlasskurve der Anordnung gemäß Figur 11.
Figur 1 zeigt das Ersatzschaltbild einer möglichen Ausgestaltung eines Bandsperrfilters. Dieses ist als Reaktanzfilter in Ladder Type Struktur ausgebildet und umfasst einen seriellen Zweig, in dem zwei Serienresonatoren RSl und RS2 angeordnet sind. Parallel zum Serienzweig sind drei Parallelzweige vorgesehen, in denen jeweils ein Parallel-Impedanzelement RPl bis RP3 angeordnet ist. Die Parallel-Impedanzelemente umfassen zumindest einen Interdigitalwandler mit einer Fingerperiode Pp, die kleiner ist als die mittlere Fingerperiode Ps der Serienresonatoren RS bzw. deren Interdigitalwandler. Des weiteren umfasst das Filter zwei parallel zum Serienzweig geschaltete Anpasselemente AEI die am Eingang IN und am Ausgang OUT als parallele Induktivitäten gegen Masse geschaltet sind.
Figur 2 zeigt eine mögliche Metallisierungsstruktur, mit der das in Figur 1 dargestellte Bandsperrfilter auf einem piezoelektrischen Substrat verwirklicht werden kann. Die Serienresonatoren RSl, RS2 sind als Eintor-Resonatoren ausgebildet. Die Parallel-Impedanzelemente RPl, RP2, RP3 sind als synchrone Resonatoren (hier als Parallel-Resonator bezeichnet) ausgebildet, die wie die Serienresonatoren jeweils einen Interdigitalwandler umfassen, der zwischen zwei Reflektoren angeordnet ist. Dabei sind die Fingerbreiten und -Abstände in den Reflektoren und im Interdigitalwandler des synchronen Paral- lel-Resonators gleich und entsprechen ebenso der Fingerperiode Pp wie der Abstand des Interdigitalwandlers zum Reflektor. Die in Figur 1 zusätzlich dargestellten induktiven Anpassungselemente AEI können extern realisiert sein. Figur 3 zeigt eine weitere mögliche Metallisierungsstruktur für ein erfindungsgemäßes Bandsperrfilter, bei dem die Paral- lel-Impedanzelemente RP als bloße Interdigitalstruktur ohne Reflektoren ausgeführt sind.
Figur 4 zeigt das Ersatzschaltbild für eine weitere Ausführung eines Bandsperrfilters, bei dem ausgehend von dem in Figur 1 dargestellten Bandsperrfilter zusätzlich noch zwei Anpasselemente AEC vorgesehen sind, die jeweils parallel zu den Serienresonatoren geschaltete Kapazitäten AECl, AEC2 umfassen. Mit diesen zusätzlichen Anpasselementen AEC lässt sich die rechte Flanke des Durchlassbereichs steiler gestalten.
Figur 5 zeigt eine Metallisierung für das in Figur 4 dargestellte Bandsperrfilter, bei dem die kapazitiven Anpasselemente AEC als Metallisierungsstruktur auf dem piezoelektrischen Substrat ausgebildet sind und hier in Form eines Inter- digitalwandlers ausgeführt sind. Zur Vermeidung einer Wechselwirkung mit Serienresonator oder Parallel-Impedanzelement ist die Fingerperiode in den kapazitiven Anpasselementen AEC kleiner gewählt als im Serienresonator und daher auch kleiner als im Parallel-Impedanzelement. Außerdem ist der Interdigi- talwandler um 90° gegenüber dem Serienresonator verdreht.
Figur 6 zeigt einen kaskadierten Interdigitalwandler, der sowohl als Parallel-Impedanzelement, als auch in einem Serienresonator zusammen mit Reflektoren einsetzbar ist. Der kaska- dierte Interdigitalwandler umfasst zwei in Serie geschaltete Teilwandler TWl und TW2, die transversal nebeneinander angeordnet sind und eine gemeinsame mittlere Stromschiene aufweisen können. Vorzugsweise ist die Kaskadierung symmetrisch, sodass die Teilaperturen APl, AP2 gleich groß sind. Die beiden Teilspuren werden vorzugsweise akustisch gegenphasig be- trieben. Der kaskadierte Interdigitalwandler kann aber auch z.B. durch Umklappen einer der Teilspuren in einen Interdigitalwandler mit gleichphasig betreibbaren Teilspuren überführt werden.
Figur 7 zeigt die übereinander gelegten Durchlasskurven für zwei Bandsperrfilter, die gemäß dem Ersatzschaltbild von Figur 1 ausgebildet und mit Metallisierungen wie in Figur 2 bzw. Figur 3 dargestellt ausgeführt sind. Man sieht, dass beide Filter nahezu identische Durchlasskurven aufweisen und lediglich im Sperrbereich minimal voneinander abweichen. Dies zeigt, dass die Ausführungen mit Parallel-Impedanzelementen mit und ohne Reflektoren praktisch gleichwertig sind, sodass die Ausführung ohne Reflektoren wegen des damit erzielbaren Platzgewinns auf der Oberfläche des Substrats nahezu immer bevorzugt ist.
Figur 7 zeigt weiterhin, dass die relative Bandbreite des
I
Durchlassbereichs bezogen auf seine Mittenfrequenz mehr als 5% und hier sogar 20% beträgt. Der Übergang vom sehr breiten Durchlassbereich mit einer geringen Einfügedämpfung von maximal +/- 2 dB zum Sperrband verläuft mit einer steilen Flanke, die innerhalb weniger als 20 MHz abfällt. (Die Mittenfrequenz der Bandsperre liegt hier bei ca. 900 MHz.) Dies zeigt, dass das Bandsperrfilter hervorragend zum Sperren eines Sperrbandes in enger Nachbarschaft zu einem Nutzband eingesetzt werden kann.
Die Darstellungen in Figur 8a und 8b verdeutlichen die hohe Leistungsfestigkeit, die mit einem gemäß den Figuren 1 und 2 ausgeführten Bandsperrfilter erzielt werden kann. Figur 8a zeigt die Leistungsverteilung am ersten Parallel- Impedanzelement bei einer fixen Frequenz von hier 903,5 MHz. Die Leistungsverteilung ist über die Länge des als synchroner Resonator ausgebildeten Parallel-Impedanzelement bestimmt und für jeden einzelnen Wandlerfinger in Form einer vertikal auf der X-Achse stehenden Linie dargestellt, wobei die X-Achse die Längendimension des Parallel-Resonators darstellt. Es zeigt sich, dass die Leistungsverteilung äußerst homogen ist und am Ende des Interdigitalwandlers zum Reflektor hin abfällt. Diese homogene Leistungsverteilung gewährleistet, dass alle Finger gleichmäßig mit Leistung beaufschlagt sind, so- dass es an keiner Stelle zu einer Belastungsspitze kommt, die anfällig für eine Beschädigung der Metallisierungsstruktur wäre .
Während die Leistungsverteilung gemäß Figur 8a bei einer fixen Frequenz bestimmt ist, zeigt die Figur 8b, wie die maximale am ersten Parallel-Resonator bestimmte maximale Leistungsdichte über die Frequenz variiert. Es zeigt sich, dass die Parallel-Resonatoren ihrer Funktion entsprechend ausschließlich im Sperrband belastet sind, wobei die maximale Leistungsdichte im Sperrband auch über die Frequenz relativ gleichmäßig verteilt auf die Parallel-Resonatoren (hier auf den ersten Parallel-Resonator) einwirkt.
Im Vergleich dazu ist in Figur 9a die Leistungsverteilung für ein ähnliches Bandsperrfilter dargestellt, bei dem die in Figur 8a als synchrone Resonatoren ausgebildeten Parallel- Impedanzelemente hier durch asynchrone Resonatoren ersetzt sind. Dazu werden homogene Interdigitalwandler und homogene Reflektoren verwendet, wobei die Fingerperiode im Reflektor jedoch 1 % kleiner ist als im Wandler und wobei der Wandler- Reflektorabstand (gemessen an den Fingerkanten) im Vergleich zur Fingerperiode des Interdigitalwandlers um 12 % reduziert ist. Aus der Leistungsverteilung gemäß Figur 9a zeigt sich, dass ein asynchroner paralleler Resonator im Sperrband bei ca. 903,5 MHz eine schmalbandige Leistungsüberhöhung aufweist, deren Leistungsdichte um einen Faktor von ca. 4 über dem mittleren Wert liegt. Dies bedeutet, dass ein mit dieser Frequenz belastetes Bandsperrfilter eine stark reduzierte Lebensdauer aufweist. Gleichzeitig zeigt es die Überlegenheit bezüglich der Leistungsverträglichkeit eines erfindungsgemäß mit synchronen Resonatoren als Parallel-Impedanzelemente ausgebildeten Bandsperrfilters.
Figur 9b zeigt noch einmal zur Verdeutlichung die über die Länge des ersten Parallel-Resonators bestimmte Leistungsverteilung eines asynchron ausgebildeten Parallel-Resonators. Man erkennt, dass hier die Leistung nicht mehr homogen über die Länge des Parallel-Resonators verteilt ist, sondern dass im Übergang zwischen Interdigitalwandler und Reflektor Leistungsüberhöhungen auftreten, die auf dort sich ausbildende Resonanzen zurückzuführen sind. Auch hieraus wird klar, dass ein solcher Resonator in seiner Leistungsverträglichkeit deutlich reduziert ist gegenüber einem synchronen Resonator.
Figur 10a zeigt die Leistungsdichte im ersten Parallelimpedanzelement RPl eines gemäß Figur 3 ausgebildeten Bandsperrfilters mit als homogene Interdigitalwandler ausgebildeten Parallel-Impedanzelementen . Hier zeigt sich fast noch stärker als bei der Ausführung mit synchronen Resonatoren, dass die über die Frequenz bestimmte maximale Leistungsdichte am ersten Parallel-Impedanzelement über die Frequenz äußerst gleichmäßig ist. Dies bedeutet, dass im Sperrband keine übermäßige Leistungsüberhöhung auftritt, die zu einer Belastung des Bandsperrfilters führen könnte. Figur 10b zeigt die bei der Beispiel-Frequenz von 903,5 MHz simulierte Leistungsverteilung über die Länge des ersten der als homogene Interdigitalwandler ausgebildeten Parallel- Impedanzelemente . Auch hier zeigt sich, dass die Leistung gleichmäßig über den Interdigitalwandler verteilt ist und keine Leistungsüberhöhung stattfindet.
Im Folgenden wird beispielhaft ein erfindungsgemäßes Bandsperrfilter genauer beschrieben. Das Filter weist wie in Figur 1 angegeben drei Parallel-Impedanzelemente auf, die jeweils als homogene Interdigitalwandler ohne Reflektoren ausgeführt sind. Im seriellen Zweig sind zwei Serienresonatoren angeordnet, die als asynchrone Resonatoren ausgebildet sind. Das Filter wird auf einem Lithiumtantalat Substrat mit einer Metallisierungsstruktur z.B. aus AlCuAl ausgeführt. Die Gesamtmetallschichtdicke beträgt ca. 330 nm. Das Metallisierungsverhältnis wird auf 0,65 eingestellt. Jeder Reflektor der Serienresonatoren enthält ca. 34 Reflektorfinger. Am Ein- und Ausgang des Filters ist jeweils ein induktives Anpasselement AEE mit einer Induktivität von ca. 6 nH parallel zum Serienzweig geschaltet.
Die folgende Tabelle gibt für jedes Impedanzelement (Serienresonator bzw. Parallel-Impedanzelement) die Fingerzahl, die Apertur, die Periode, die Kaskadierung und das Verhältnis zwischen den Fingerperioden von Reflektor und Wandler in den Serienresonatoren an:
Figure imgf000018_0001
Mit diesen Werten wird die in Figur 3 schematisch dargestellte Metallisierungsstruktur realisiert, mit der die in Figur 7 dargestellte Durchlasskurve erhalten wird.
Mit einer wie in Figur 5 mit zusätzlichen kapazitiven Anpasselementen AEC ausgebildeten Ausführung kann dem gegenüber eine weiter verbesserte Flanke zwischen Sperrbereich und Durchlassbereich erzielt werden.
Figur 11 zeigt als Ersatzschaltbild die Verschaltung eines herkömmlichen Bandpassfilters BPF mit einem erfindungsgemäßen Bandsperrfilter BSF, mit der neue vorteilhafte Eigenschaften erreicht werden. Das Bandpassfilter ist als Ladder Type Struktur mit drei Serienresonatoren und drei Parallelresonatoren ausgebildet.
Das Bandsperrfilter kann beispielsweise wie in Figur 1, 2, 3 oder 5 dargestellt ausgebildet werden. Kapazitive Anpasselemente können auf der Substratoberfläche, induktive Anpasselemente als externe Elemente parallel zum Serienzweig gegen Masse geschaltet werden. Beide Filter BPF und BSF können auf einem gemeinsamen piezoelektrischen Substrat, beispielsweise auf einem gemeinsamen Lithiumtantalatchip realisiert sein.
Mit dieser Verschaltung wird die in Figur 12 dargestellte Durchlasskurve erhalten, die überraschend vorteilhafter Weise die Eigenschaften der beiden Filter kombiniert. Neben einem scharf begrenzten Durchlassbereich, der nun zusätzlich eine steile linke Flanke aufweist, ist ein breiter Bandsperrbereich ausgebildet, der gegenüber dem reinen Bandsperrfilter eine noch höhere Selektion von ca. 45 dB aufweist. Passband und Sperrbereich weisen jeweils eine Bandbreite von ca. 5 % auf .
In einer Abwandlung der in Figur 11 dargestellten Struktur können die Parallel-Impedanzelemente von Bandpassfilter und Bandsperrfilter innerhalb einer gemeinsamen Ladder Type Struktur und beliebig durcheinander angeordnet realisiert sein. Sämtliche Parallel-Impedanzelemente der beiden Filtertypen können ohne Reflektoren als homogene Interdigitalwand- ler ausgebildet sein, die vorzugsweise kaskadiert sind. Die Serienimpedanzelemente sind als Resonatoren mit Reflektoren ausgeführt, die ebenfalls kaskadierte Interdigitalwandler aufweisen können. Die Serienresonatoren sind dabei asynchron mit unterschiedlichen Fingerperioden im Interdigitalwandler und im Reflektor ausgebildet. Der Abstand zwischen Reflektoren und Interdigitalwandler in den Serienresonatoren kann regelmäßig sein und einer Fingerperiode entsprechen, wobei die Abstände jeweils von Fingermitte zu Fingermitte definiert ist. Damit wird auch im Serienresonator eine erniedrigte Leistungsdichte und damit eine höhere Leistungsverträglichkeit des Gesamtfilters erhalten. Möglich ist es jedoch auch, in den Serienresonatoren davon abweichende Abstände zwischen Interdigitalwandlern und Reflektoren zu realisieren.
Das Bandpassfilter (BPF) kann aber auch als DMS Filter (Dual oder Double Mode SAW) verwirklicht sein. Es kann als Single ended/balanced DMS Filter verwirklicht sein und so eine integrierte BALUN Funktion (Balanced/Unbalanced) aufweisen. Das DMS Filter kann auf dem gleichen Substrat wie das ladder type SAW Filter realisiert sein, vorzugsweise aber auf einem davon getrennten Substrat. Die Erfindung wurde nur anhand weniger Ausführungsbeispiele erläutert und ist nicht auf diese beschränkt. Insbesondere Anzahl, Anordnung und Kaskadierung der Serien- und Parallel- Impedanzelemente kann beliebig variiert werden. Die gleiche Variation ist bezüglich der Anzahl der Finger, der Aperturen und die Streuung der Fingerperiode über sämtliche Impedanzelemente eines Zweiges (Parallelzweig oder serieller Zweig) möglich. Erfindungsgemäße Bandsperrfilter sind beispielsweise zum Einsatz in zukünftigen Endgeräten der mobilen Kommunikation geeignet, um eine für den digitalen Fernsehstandard DVB- H ausgelegte Antenne von dem TX-Band des nahegelegenen GSM 800 Standards abzukoppeln bzw. das Fernsehsignal vor Störsignalen aus diesem TX-Band zu schützen. Weiterhin ist es möglich, erfindungsgemäße Bandsperrfilter in Empfängern für den digitalen TV-Standard DVB-T einzusetzen um auch dort das TX- Band von GSM Mobilfunkgeräten auszufiltern .
Bezugszeichenliste
BSF Bandsperrfilter
BPF Bandpassfilter
RS Serienimpedanzelement, insbesondere Serienresonator
RP Parallelimpedanzelement, insbesondere Parallelwandler oder Parallelresonator
AEI, AEC Anpassungselemente
AEI Parallelinduktivität
AEC Parallelkapazität
P Fingerabstand = Fingerperiode
TW (kaskadierte) Teilwandler
IN Eingang
OUT Ausgang
AP Apertur

Claims

Patentansprüche
1. Bandsperrfilter mit einem piezoelektrischen Substrat und darauf angeordneten SAW-Impedanzelementen,
- bei dem zumindest ein Serienzweig und mehrere dazu elektrisch parallel geschaltete Parallelzweige vorgesehen sind,
- bei dem im zumindest einen Serienzweig zumindest ein Serienresonator (RS) und in den Parallelzweigen jeweils zumindest ein einen Interdigitalwandler umfassendes Parallel-Impedanzelement (RP) angeordnet sind,
- bei dem die mittlere Fingerperiode Ps des zumindest einen Serienresonators größer ist als die mittlere Fingerperiode Pp der Parallel-Impedanzelemente .
2. Bandsperrfilter nach Anspruch 1, bei dem die Verhältnisse der Fingerperioden P3 der Serienresonatoren (RS) zu den Fingerperioden Pp der Parallel- Impedanzelemente (RP) zwischen 1,03 und 1.10 eingestellt sind.
3. Bandsperrfilter nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Bandsperre eine relative Bandbreite von 2,0 bis 5,5% aufweist.
4. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Parallel-Impedanzelemente (RP) als reine Interdigitalwandler ohne Reflektoren ausgeführt sind.
5. Bandsperrfilter nach Anspruch 4, bei dem im Parallel-Impedanzelement (RP) Fingerbreiten und Fingerabstände variieren, wobei die maximale Variation der jeweiligen Größe von einem Elektrodenfinger zum direkt benachbarten Elektrodenfinger 0,05% beträgt.
6. Bandsperrfilter nach Anspruch 4, bei dem die als reine Interdigitalwandler ausgebildeten Pa- rallel-Impedanzelemente (RP) homogen sind und konstante Metallisierungshöhe, konstante Fingerbreiten und konstante Fingerabstände aufweisen.
7. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Parallel-Impedanzelemente (RP) als synchrone Resonatoren ausgebildet sind mit über die Resonatorlänge gleich bleibender Fingerbreite, Fingerperiode Pp und Metallisierungshöhe, bei dem der Reflektor/Interdigitalwandlerabstand der Fingerperiode Pp des Interdigitalwandlers entspricht.
8. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem die Parallel-Impedanzelemente (RP) jeweils kaskadier- te Interdigitalwandler (TW) aufweisen.
9. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem die Anzahl der Parallel-Impedanzelemente (RP) größer ist als die Anzahl der Serienresonatoren (RS) .
10. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem induktive Anpasselemente (AEI) parallel zum Parallelzweig geschaltet sind.
11. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei dem kapazitive Anpasselemente (AEC) parallel zum Serienzweig geschaltet sind.
12. Bandsperrfilter nach Anspruch 10 oder 11, bei dem am Ein- und am Ausgang (IN; OUT) des Bandsperrfilters (BSF) je eine Induktivität (AEIIN, AEIOUT) in einem gegen Masse geschalteten Parallelzweig vorgesehen ist.
13. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 10 bis 12, bei dem zumindest drei in je einem Parallelzweig angeordnete Parallel-Impedanzelemente (RP) vorgesehen sind, bei dem parallel zu einem der mittleren Parallel- Impedanzelemente eine Induktivität (AEI) in einem gegen Masse geschalteten Parallelzweig vorgesehen ist.
14. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 10 bis 13, bei dem parallel zu einem Serienresonator (RS) eine Kapazität als paralleles Anpasselement (AEC) vorgesehen ist.
15. Bandsperrfilter nach Anspruch 14, bei dem die Kapazität (RS) auf dem piezoelektrischen Substrat als Interdigitalstruktur ausgebildet ist, deren Fingerperiode deutlich kleiner als die Fingerperiode des zumindest einen Serienresonators (RS) ist, oder bei dem die Interdigitalstruktur so verdreht gegen den Serienresonator auf einem Substrat angeordnet ist, dass sie auf dem Substrat keine akustische Oberflächenwelle erzeugen kann.
16. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 8 bis 15, bei dem die als kaskadierte Interdigitalwandler ausgebildeten Parallel-Impedanzelemente n in Serie geschaltete Teilwandler (TW) umfassen, die in transversaler Richtung nebeneinander angeordnet sind, jeweils gleiche Apertur (AP) aufweisen und eine Fingeranschlussfolge aufweisen, die in zwei transversal direkt benachbarten Teilwandlern der selben Kaskade einen Phasenversatz der akustischen Welle von λ/2 erzeugen, wobei 2 < n.
17. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 16, bei dem das Bandsperrfilter (BSF) mit einem Bandpassfilter
(BPF) in Serie geschaltet ist.
18. Bandsperrfilter nach Anspruch 17, bei dem das Bandpassfilter (BPF) ein auf demselben Substrat verwirklichtes und aus SAW Resonatoren aufgebautes Ladder Type Filter ist.
19. Bandsperrfilter nach Anspruch 17, bei dem das Bandpassfilter (BPF) als DMS Filter verwirklicht ist .
20. Bandsperrfilter nach Anspruch 19, bei dem das Bandpassfilter (BPF) als Single ended/balanced DMS Filter verwirklicht ist.
21. Bandsperrfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 20, bei dem zusätzlich zu den Parallel-Impedanzelementen (RP) in zumindest einem weiteren Parallelzweig jeweils ein Parallelresonator angeordnet ist, der zusammen mit dem zumindest einen Serienresonator ein Bandpassfilter (BPF) ausbildet, wobei die Fingerperiode des zumindest einen Parallelresonators größer ist als die Fingerperiode P3 des Serienresonators (RS).
22. Verwendung eines Bandsperrfilters nach einem der Ansprüche 1 bis 21 in einem drahtlosen Kommunikationsendgerät für den Mobilfunk, das zusätzlich zum Empfang in einem Video- und/oder Audiodaten übertragenden Frequenzband ausgelegt ist, zur Sperre eines Mobilfunkfrequenzbands, das einem Video- und/oder Audiodaten übertragenden Frequenzband direkt benachbart ist.
23. Verwendung eines Bandsperrfilters nach einem der Ansprüche 1 bis 21 in einer Antenne für ein Audio- und/oder Videoempfangsgerät zur Sperre eines Mobilfunkfrequenzbands, das dem Audio- und Videoübertragungsband direkt benachbart ist.
PCT/DE2006/001798 2005-10-28 2006-10-12 Saw filter mit breitbandiger bandsperre WO2007048376A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/091,077 US7876179B2 (en) 2005-10-28 2006-10-12 Saw filter comprising a broadband band-stop filter
JP2008536922A JP5294868B2 (ja) 2005-10-28 2006-10-12 広帯域の帯域阻止を行うｓａｗフィルタ

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005051852.4 2005-10-28
DE102005051852.4A DE102005051852B4 (de) 2005-10-28 2005-10-28 SAW Filter mit breitbandiger Bandsperre

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007048376A1 true WO2007048376A1 (de) 2007-05-03

Family

ID=37497455

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2006/001798 WO2007048376A1 (de) 2005-10-28 2006-10-12 Saw filter mit breitbandiger bandsperre

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7876179B2 (de)
JP (1) JP5294868B2 (de)
DE (1) DE102005051852B4 (de)
WO (1) WO2007048376A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102008052222A1 (de) * 2008-10-17 2010-04-22 Epcos Ag Antennen Duplexer mit hoher GPS-Unterdrückung
US9203375B2 (en) 2010-10-20 2015-12-01 Epcos Ag Band rejection filter comprising a serial connection of at least two pi-elements

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102006022580B4 (de) 2006-05-15 2014-10-09 Epcos Ag Elektrisches Bauelement
DE102008045346B4 (de) 2008-09-01 2018-06-07 Snaptrack Inc. Duplexer und Verfahren zum Erhöhen der Isolation zwischen zwei Filtern
JP5377223B2 (ja) * 2009-10-28 2013-12-25 京セラクリスタルデバイス株式会社 弾性表面波フィルタ
JP5356194B2 (ja) * 2009-11-30 2013-12-04 太陽誘電株式会社 フィルタ、分波器、通信モジュール
JP5310855B2 (ja) 2009-12-01 2013-10-09 株式会社村田製作所 アンテナマッチング装置、アンテナ装置及び移動体通信端末
JP5901101B2 (ja) 2010-02-25 2016-04-06 太陽誘電株式会社 フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置
DE112011100580B4 (de) * 2010-05-13 2017-02-09 Murata Manufacturing Co., Ltd. Vorrichtung für elastische Wellen
JP6268612B2 (ja) * 2013-02-21 2018-01-31 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電子機器
KR101922825B1 (ko) * 2015-01-07 2018-11-27 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치
US10707905B2 (en) * 2015-06-23 2020-07-07 Skyworks Solutions, Inc. Wideband multiplexer for radio-frequency applications
FR3039708B1 (fr) * 2015-07-31 2019-08-09 Senseor Resonateur a ondes elastiques de surface simple port sur substrat a forte permittivite
CN108713290B (zh) * 2016-02-29 2022-04-15 株式会社村田制作所 带阻滤波器以及复合滤波器
JP6654935B2 (ja) 2016-03-08 2020-02-26 日本電波工業株式会社 ノッチフィルタ
DE102016112993B4 (de) * 2016-07-14 2018-06-28 Snaptrack, Inc. Notchfilter sowie dieses umfassende Extraktoranordnung
CN109690944B (zh) * 2016-09-07 2023-02-28 株式会社村田制作所 弹性波滤波器装置以及复合滤波器装置
DE102018102832B4 (de) * 2018-02-08 2023-01-05 RF360 Europe GmbH Filterschaltung mit einem Notchfilter
DE102019121866A1 (de) * 2019-08-14 2021-02-18 RF360 Europe GmbH SAW-Resonator-Kaskade
CN114553184A (zh) * 2022-02-16 2022-05-27 北京超材信息科技有限公司 一种梯形声表面波滤波器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4910481A (en) * 1988-03-07 1990-03-20 Kokusai Denki Kabushiki Kaisha Branching filter
JPH09167937A (ja) * 1995-12-18 1997-06-24 Oki Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
US5854579A (en) * 1997-08-25 1998-12-29 Motorola Inc. Saw filter using low-pass configuration and method of providing the same
DE10057848A1 (de) * 2000-11-22 2002-05-23 Epcos Ag Reaktanzfilter mit verbesserter Leistungsverträglichkeit
WO2003069777A1 (en) * 2002-02-12 2003-08-21 Nortel Networks Limited Band reject filters
US20040248614A1 (en) * 2003-06-09 2004-12-09 Nokia Corporation Transmitter filter arrangement for multiband mobile phone

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4126837A (en) * 1974-07-01 1978-11-21 Nippon Telegraph And Telephone Public Corporation Impedance element and band-rejection filter using the same
US4577168A (en) * 1984-12-03 1986-03-18 R. F. Monolithics, Inc. Notch filter
US4803499A (en) * 1986-02-27 1989-02-07 Soartec Corp Moveable ink jet thermal printing head
JPS63132515A (ja) * 1986-11-25 1988-06-04 Hitachi Ltd 弾性表面波複合フイルタ
JPH03129914A (ja) * 1989-10-16 1991-06-03 Hitachi Ltd 弾性表面波共振器複合型フィルタ
JPH03125525U (de) * 1990-03-30 1991-12-18
JPH0522074A (ja) * 1991-07-11 1993-01-29 Hitachi Ltd 弾性表面波共振器と弾性表面波共振器複合形フイルタならびに無線送受信機
JP3191473B2 (ja) * 1993-03-09 2001-07-23 三菱電機株式会社 弾性表面波フィルタ
JP3229072B2 (ja) * 1993-06-14 2001-11-12 株式会社日立製作所 弾性表面波装置
JPH08250391A (ja) * 1995-03-10 1996-09-27 Nikon Corp 位置検出用マーク及び位置検出方法
JP3310132B2 (ja) * 1995-04-27 2002-07-29 株式会社日立製作所 弾性表面波装置及びそれを用いたアンテナ分波器
JPH1065489A (ja) 1996-08-13 1998-03-06 Hitachi Ltd 弾性表面波素子を用いたフィルタおよび該フィルタを用いたアンテナ分波器
JP2003332882A (ja) * 1998-11-13 2003-11-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
JP3419339B2 (ja) * 1999-03-11 2003-06-23 株式会社村田製作所 弾性表面波フィルタ、デュプレクサ、通信機装置
JP2001044792A (ja) * 1999-07-30 2001-02-16 Kyocera Corp 弾性表面波装置及びその帯域周波数調整方法
US6426683B1 (en) * 1999-11-09 2002-07-30 Motorola, Inc. Integrated filter with improved I/O matching and method of fabrication
DE10009511A1 (de) * 2000-02-29 2001-08-30 Epcos Ag Transversalmoden-gekoppeltes Resonatorfilter mit verringertem Platzbedarf
US6570470B2 (en) * 2000-06-30 2003-05-27 Kyocera Corporation Surface acoustic wave ladder filter utilizing parallel resonators with different resonant frequencies
JP2002232264A (ja) * 2000-11-30 2002-08-16 Kyocera Corp 弾性表面波フィルタ
DE10111959B4 (de) 2001-03-13 2014-11-20 Epcos Ag Mit akustischen Wellen arbeitende Wandlerstruktur
JP3509773B2 (ja) * 2001-04-26 2004-03-22 株式会社村田製作所 弾性表面波装置、通信装置
DE20111459U1 (de) * 2001-07-10 2001-09-27 Hofman, Ernst-Hugo, 35716 Dietzhölztal Vorrichtung für Leitern oder ähnliche Gestelle
DE10135871B4 (de) * 2001-07-24 2012-10-25 Epcos Ag Wandler für Oberflächenwellen mit verbesserter Unterdrückung störender Anregung
JP2003198317A (ja) * 2001-12-21 2003-07-11 Fujitsu Media Device Kk 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ
US6924715B2 (en) * 2002-02-12 2005-08-02 Nortel Networks Limited Band reject filters
US6879224B2 (en) * 2002-09-12 2005-04-12 Agilent Technologies, Inc. Integrated filter and impedance matching network
JP2005260833A (ja) * 2004-03-15 2005-09-22 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ
US7446629B2 (en) * 2004-08-04 2008-11-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Antenna duplexer, and RF module and communication apparatus using the same
JP2008109413A (ja) * 2006-10-25 2008-05-08 Fujitsu Media Device Kk 弾性波デバイスおよびフィルタ

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4910481A (en) * 1988-03-07 1990-03-20 Kokusai Denki Kabushiki Kaisha Branching filter
JPH09167937A (ja) * 1995-12-18 1997-06-24 Oki Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
US5854579A (en) * 1997-08-25 1998-12-29 Motorola Inc. Saw filter using low-pass configuration and method of providing the same
DE10057848A1 (de) * 2000-11-22 2002-05-23 Epcos Ag Reaktanzfilter mit verbesserter Leistungsverträglichkeit
WO2003069777A1 (en) * 2002-02-12 2003-08-21 Nortel Networks Limited Band reject filters
US20040248614A1 (en) * 2003-06-09 2004-12-09 Nokia Corporation Transmitter filter arrangement for multiband mobile phone

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102008052222A1 (de) * 2008-10-17 2010-04-22 Epcos Ag Antennen Duplexer mit hoher GPS-Unterdrückung
US8981872B2 (en) 2008-10-17 2015-03-17 Epcos Ag Antenna duplexer with high GPS suppression
DE102008052222B4 (de) 2008-10-17 2019-01-10 Snaptrack, Inc. Antennen Duplexer mit hoher GPS-Unterdrückung
US9203375B2 (en) 2010-10-20 2015-12-01 Epcos Ag Band rejection filter comprising a serial connection of at least two pi-elements

Also Published As

Publication number Publication date
JP2009514275A (ja) 2009-04-02
US7876179B2 (en) 2011-01-25
US20080258983A1 (en) 2008-10-23
DE102005051852A1 (de) 2007-05-03
DE102005051852B4 (de) 2021-05-20
JP5294868B2 (ja) 2013-09-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102005051852B4 (de) SAW Filter mit breitbandiger Bandsperre
DE69412424T2 (de) Akustisches Oberflächenwellenfilter
EP1196991B1 (de) Saw-filter des reaktanzfiltertyps mit verbesserter sperrbereichsunterdrückung und verfahren zur optimierung der sperrbereichsunterdrückung
DE69323163T2 (de) Akustischer Oberflächenwellenfilter und mobiles Kommunikationssystem mit solchem Filter
DE3751858T2 (de) Akustische Oberflächenwellenresonatoren kombinierendes Filter
DE69506138T2 (de) Akustisches Oberflächenwellenfilter
EP3189590B1 (de) Filter mit verbesserter linearität
DE102015116223B4 (de) SAW-Filter mit unterdrückter Scher-Mode
WO2008145659A1 (de) Multiband-filter
DE102013100286B3 (de) Breitbandiges Filter in Abzweigtechnik
DE69838694T2 (de) SAW-Filter mit SAW-Zwischenstufenanpassungsresonator
WO2000025423A1 (de) Oberflächenwellenanordnung mit zumindest zwei oberflächenwellen-strukturen
DE102010048965B4 (de) Bandsperrfilter mit einer Serienverschaltung von zumindest zwei pi-Gliedern
DE102009011639A1 (de) Reaktanzfilter mit steiler Flanke
DE112010001174T5 (de) Abzweigfilter für elastische Wellen
DE102015116224B4 (de) SAW-Filter mit zusätzlichem Pol
DE102009009484B4 (de) Zweikanal-SAW Filter
DE102010046794A1 (de) Mit akustischen Wellen arbeitendes Filter mit verringerten Nichtlinearitäten und Verfahren zur Herstellung
DE10134987A1 (de) Reaktanzfilter mit verbesserter Flankensteilheit
DE102014118000A1 (de) Anordnung mit einem DMS Filter und steiler rechter Flanke
DE102015107231B4 (de) Kaskadierter Resonator
DE10057848A1 (de) Reaktanzfilter mit verbesserter Leistungsverträglichkeit
WO2017036673A1 (de) Saw filter
DE102016106185A1 (de) Breitbandiges SAW-Filter
DE102018111428A1 (de) Hochfrequenz-Multiplexer

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2008536922

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12091077

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06805415

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1