DE102008052222A1

DE102008052222A1 - Antennen Duplexer mit hoher GPS-Unterdrückung

Info

Publication number: DE102008052222A1
Application number: DE200810052222
Authority: DE
Inventors: Helmut Klamm; Peter Selmeier
Original assignee: Epcos AG
Current assignee: SnapTrack Inc
Priority date: 2008-10-17
Filing date: 2008-10-17
Publication date: 2010-04-22
Anticipated expiration: 2028-10-18
Also published as: JP2012506185A; WO2010043687A1; JP5847583B2; JP6309930B2; US20110248794A1; DE102008052222B4; JP2016028505A; US8981872B2

Abstract

Es wird ein Antennen Duplexer beschrieben, der ein Sendefilter, das in einem Sendefrequenzband arbeitet, und einen Sendefilterausgang aufweist, ein Empfangsfilter, das in einem Empfangsfrequenzband arbeitet und das einen Empfangsfilterausgang aufweist, einen Antennenanschluss, der mit dem Sendefilterausgang verschaltet ist, und ein Anpasselement, das zwischen Antennenanschluss und Empfangsfiltereingang verschaltet ist, umfasst. Die Verschalung aus Sendefilter, Empfangsfilter und Anpasselement dämpft Sendesignale in einem Frequenzband, dessen Frequenzen f im Intervall 0.50 * f0 0 liegen, wobei f0 die Mittenfrequenz des Empfangsfrequenzbands ist.

Description

Die Erfindung betrifft einen Antennen Duplexer mit hoher Unterdrückung im GPS-Frequenzband.
Duplexer, welche beispielsweise in tragbaren Kommunikationsgeräten Verwendung finden, haben zum einen die Aufgabe, Sendesignale aus Sendepfaden an einen Antennenanschluss weiterzuleiten, ohne, dass sie in für Empfangssignale vorgesehene Empfangspfade mit empfindlichen rauscharmen Verstärkern geleitet werden. Hieraus leitet sich ab, dass Duplexer eine hohe Leistungsfestigkeit des Sendepfades bei Sendefrequenzen und idealerweise eine niedrige Einfügedämpfung im Passband aufweisen müssen, da sich nur dann ein geringer Stromverbrauch des Kommunikationsgerätes erreichen lässt. Zum Schutz des Empfangspfades vor den hohen Pegeln des Sendesignals, ist eine hohe Unterdrückung des Sendepfades bei Empfangsfrequenzen gefordert.
Ebenso sollen Duplexer Empfangssignale von einem Antennenanschluss möglichst ohne weitere Dämpfung in einen Empfangspfad leiten, um auch bei niedrigen Pegeln des Nutzsignals eine hohe Sensitivität das Empfangspfades zu gewährleisten. Hierzu ist auch für das Empfangsfilter eine niedrige Einfügedämpfung eine notwendige Voraussetzung.
Ferner soll ein Antennen Duplexer verhindern, dass es durch die Abstrahlung von Sendeleistung in unerwünschten Frequenzbereichen zu Störungen entweder in fremden Funksystemen kommt, oder dass Störungen im eigenen Gerät bei Frequenzen erzeugt werden, bei denen Signale mit sehr niedrigen Pegeln empfangen werden sollen, wie z. B. GPS. Um dies zu erreichen, wird eine hohe Unterdrückung des Sendepfades in den relevanten Frequenzbereichen (z. B. GPS, WLAN, Harmonische des Sendesignals) gefordert.
Entsprechend sollen Duplexer also idealerweise eine niedrige Einfügedämpfung in jeweiligen Passbändern bei hoher Unterdrückung in den übrigen Frequenzbereichen aufweisen. Im Mobilfunkbereich werden aufgrund der in einer sehr kleinen Bauform bereitgestellten Filtercharakteristik bevorzugt SAW- oder BAW-Duplexer (SAW = surface acoustic wave, BAW = bulk acoustic wave) verwendet.
Eine Duplexerschaltung ist z. B. aus der Druckschrift US 7,053,731 B2 bekannt.
Für Antennen Duplexer in Mobilfunkbänder im 2 GHz Bereich (z. B. Band I, II, III, IV oder VII) gestaltet sich die gleichzeitige Erfüllung aller oben aufgeführten Anforderungen schwieriger als im 1 GHz Bereich.
Für SAW Bauelemente scheidet die alleinige Verwendung einer DMS-Filterstrukur (Double Mode SAW), die zu niedrigen Einfügedämpfungen und hohen breitbandigen Unterdrückungen auch fern ab der Passbandfrequenzen führt, für das Sendefilter aus, da DMS-Strukturen insbesondere im 2 GHz Bereich nicht die erforderliche Leistungsfestigkeit aufweisen. Daher werden für den Sendefilter sog. „Ladder-Type” Strukturen eingesetzt.
Für BAW ist die Verwendung von sog. Coupled Resonator Strukturen extrem prozessaufwendig und daher wird aktuell auch die Ladder-Type Struktur eingesetzt.
Die Anwendung der Ladder-Type Struktur für das Sendefilter hat jedoch grundsätzlich den Nachteil, dass damit das Sendefilter bei dem geforderten Niveau für die Einfügedämpfung eine unzureichende breitbandige Unterdrückung aufweist.
Die bei hohen Frequenzen zunehmenden dissipativen Verluste erschweren zudem die Realisierung kleiner Einfügedämpfungen. Die bei Ladder-Type Strukturen bekannten Maßnahmen zur Reduzierung der Einfügedämpfung sind zum einen die Senkung des Kapazitätsverhältnisses von Parallel- zu Serienresonatoren und zum anderen die Reduzierung der Anzahl der verwendeten Ladder-Type Grundglieder. Beide Maßnahmen jedoch führen zu einer Reduzierung des breitbandigen Unterdrückungsniveaus, was also konträr zur Anforderung für das Sendefilter ist. Würde man die obigen Maßnahmen im umgekehrten Sinne dazu nutzen, um die geforderte Unterdrückung zu erreichen, wird die Einfügedämpfung erhöht und die Bandbreite und Steilheit im Bandpassfilter reduziert.
Für schmalbandige Selektionsanforderungen oberhalb des Sendebandes kann eine zusätzliche Unterdrückung durch Maßnahmen wie die Verschiebung von Polstellen oberhalb des Sendebands – wie in der Druckschrift DE 199 32 649 A1 beschrieben – erreicht werden.
Für schmalbandige Selektionsanforderungen weit unterhalb des Sendebandes sind die Möglichkeiten aber sehr eingeschränkt. Der GPS Frequenzbereich (1574–1577 MHz) liegt aber gerade für einen 2 GHz Duplexer unterhalb des eigenen Sendebandes.
Eine bisher bekannte Maßnahme zur Steigerung der Unterdrückung außerhalb der Passbandfrequenzen von Duplexschaltungen, insbesondere von Duplexerschaltungen, die für die Verwendung bei Mittenfrequenzen im Bereich 2 GHz vorgesehen sind und eine starke Unterdrückung der Sendesignale bei GPS-Frequenzen aufweisen sollen, beruht beispielsweise darauf, akustische Pole unterhalb der Passbandfrequenzen gezielt bei GPS-Frequenzen zu positionieren. Ein Nachteil ist, dass dafür ein zusätzliches Reaktanzelement, typischerweise eine Induktivität, benötigt wird. Diese Induktivität ist umso größer zu wählen, je weiter die akustische Polstelle vom Passband entfernt zu liegen kommen soll. Ein weiterer Nachteil ist, dass die Unterdrückung in dem Frequenzbereich zwischen dem Passband und der Frequenz des akustischen Pols deutlich abnimmt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen Antennen Duplexer anzugeben, der gegenüber bekannten Duplexer Schaltungen eine verringerte Einfügedämpfung im Sendeband und gleichzeitig in übrigen Frequenzbereichen eine erhöhte Unterdrückung, insbesondere von Sendesignalen im GPS-Band, aufweist. Insbesondere soll durch die vorliegende Erfindung ein Duplexer mit einer Empfangsfrequenz > 2000 MHz angegeben werden, der im Sendeband eine Einfügedämpfung < 2 dB und dessen Sendefilter eine Unterdrückung im GPS-Band von > 40 dB aufweist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Antennen Duplexer nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Der Antennen Duplexer gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst ein Sendefilter, das in einem Sendefrequenzband arbeitet und das einen Sendefilterausgang aufweist, ein Empfangsfilter, das in einem Empfangsfrequenzband arbeitet und das einen Empfangsfiltereingang aufweist, einen Antennenan schluss, der mit dem Sendefilterausgang verschaltet ist, und ein Anpasselement, das zwischen Antennenanschluss und Empfangsfiltereingang verschaltet ist. Die Verschaltung aus Sendefilter, Empfangsfilter und Anpasselement dämpft Sendesignale in einem Frequenzband, dessen Frequenzen f im Intervall 0.50·f₀ <= f <= 0.75·f₀ liegen, wobei f₀, die Mittenfrequenz des Empfangsfrequenzbandes, höher als 2000 MHz ist.
Als Anpasselement kommt jede Schaltung in Frage, die sowohl die Impedanz des Empfangsfilters im Bereich seiner Passbandfrequenz wieder auf die vom Duplexer geforderte Antennenimpedanz (üblicherweise 50 Ohm) abbildet, als auch die Impedanz des Empfangsfilters im Bereich der Frequenz des Sendefilters in den Leerlauf transformiert. Zusätzlich soll das Anpasselement die Impedanz des Empfangsfilters im Bereich zwischen 50 und 75 Prozent der Mittenfrequenz des Empfangsfrequenzbandes in den Kurzschluss transformieren, so dass das Sendefilter im Bereich zwischen 50 und 75 Prozent der Mittenfrequenz des Empfangsfrequenzbandes eine Dämpfung von mindestens 40 dB erfährt.
In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung umfasst das Anpasselement eine so genannte λ/4-Leitung, mit der die oben genannten Aufgaben erfüllt werden. Unter einer λ/4-Leitung versteht man einen Leiterabschnitt, dessen geometrische Länge einem Viertel der Wellenlänge λ einer elektromagnetischen Welle einer gewünschten Arbeitsfrequenz f₀ entspricht. Wellenlänge und Arbeitsfrequenz hängen über die Ausbreitungsgeschwindigkeit c der Welle auf der Leitung wie folgt zusammen:
Mit c₀ = Lichtgeschwindigkeit im Vakuum, μ_r = relative Permeabilitätszahl und ε_r = relative Dielektrizitätszahl des die Leitung umgebenden Isolators.
In einer weiteren besonders vorteilhaften Ausgestaltung des Anpasselements umfasst das Anpasselement eine Verschaltung aus kapazitiven, induktiven oder resistiven Reaktanzelementen. Die oben genannten drei Funktionen können zum Beispiel durch Anpassnetzwerke erfüllt werden, wie sie in den 2B bis 2G abgebildet sind, nämlich als Pi- oder T-Schaltungen mit zwischen Antennenanschluss und Empfangsfilter verschalteten induktiven Elementen und mit in Parallelzweigen mit Masse verschalteten kapazitiven Elementen. Ebenso ist es auch möglich, dass kapazitive Elemente zwischen Antennenanschluss und Empfangsfilter verschaltet sind und diese über induktive Elemente in Parallelzweigen mit Masse verschaltet sind.
Vorteilhafterweise umfassen Sendefilter oder Empfangsfilter Bandpassfilterschaltungen aus SAW-Bauelementen. Solche SAW-Bauelemente bestehen aus einem piezoelektrischen Substrat, auf dem Interdigitalwandler in Form von metallischen Strukturen angeordnet sind. SAW-Bauelemente eignen sich insbesondere für die Verwendung in mobilen Kommunikationsgeräten, da sie als passive Elemente keine zusätzliche Stromversorgung benötigen und viele Freiheitsgrade bieten, um den Verlauf der frequenzabhängigen Einfügedämpfung zu verändern. Dadurch weisen entsprechend ausgelegte SAW-Bauelemente sehr gute Filtereigenschaften auf.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung eines Sende- oder Empfangsfilters, besteht darin, Grundglieder aus SAW-Serien- und SAW-Parallelresonatoren zu einem Ladder-Type Filter zu verschalten. Dabei sind alle Serienresonatoren der einzelnen Grund glieder in Serie miteinander verschaltet, während die Parallelresonatoren der einzelnen Grundglieder zwischen den entsprechenden Serienresonatoren und Masse verschaltet sind. Ladder-Type Filter zeichnen sich durch eine hohe Leistungsfestigkeit aus. Dadurch eignen sie sich besonders für die Verschaltung in Sendepfaden zwischen Leistungsverstärker und Antenne. Außerdem bietet es sich an, antennenseitig auch im Empfangsfilter zumindest ein Grundglied einer Laddertype Struktur zu verschalten, da diese Position am ehesten der vollen Leistung des Sendesignalpfads ausgesetzt ist. Insbesondere ein Parallelresonator kann Sendesignale, die das Empfangsfilter nicht passieren dürfen, über Masse ableiten.
Bei den für den Mobilfunk freigegebenen Frequenzen größer 2 GHz ergibt sich durch den vom Substratmaterial definierten Kopplungskoeffizient k:
eine Bandbreite für Bandpassfilter, die bei einzelnen Anwendungsfällen wie z. B. WCDMA Band VII deutlich größer ist als die in der Anwendung notwendige. Dabei ist f_r die Resonanzfrequenz und f_a die Antiresonanzfrequenz eines SAW-Resonators. Im Falle einer geforderten hohen Nahselektion sind ohne zusätzliche Maßnahmen die Bandbreiten zu groß und die Flankensteilheiten zu gering.
Es erweist sich, dass steile Flanken der Einfügedämpfung bzw. Bandpasscharakteristik in vorteilhaften Ausgestaltungen erreicht werden können, wenn auf dem piezoelektrischen Substrat zusätzliche elektrisch kapazitive aber akustisch inaktive Elemente, z. B. in Form von Interdigitalstrukturen, angeord net werden, die zu den parallelen oder seriellen Resonatoren parallel verschaltet sind. Um eine akustische Wirkung solcher Strukturen zu vermeiden, bietet es sich an, diese bezüglich einer Kristallstruktur des Substrats so ausgerichtet anzuordnen, dass der elektroakustische Kopplungskoeffizient k möglichst gering ist. Das heißt, dass diese Interdigitalstrukturen mit dem Substrat kaum elektroakustisch Wechselwirken. Ihre Wechselwirkung mit der übrigen Ladder-Type Filterstruktur beschränkt sich also praktisch auf ihre rein elektrisch-kapazitiven Eigenschaften. Durch die zusätzlichen inaktiven Strukturen, wird der effektive Frequenzabstand von f_r und f_a des jeweiligen aktiven Resonatorelements reduziert.
Dabei bewirken solch akustisch inaktive Interdigitalstrukturen, die zu den Serienresonatoren parallel geschaltet sind, eine Verbesserung der Steilheit der rechten Flanke und akustisch inaktive Interdigitalstrukturen, die zu den Parallelresonatoren parallel geschaltet sind, bewirken eine Verbesserung der entsprechenden linken Flanke in der Passbandcharakteristik. Entsprechend der üblichen Konvention, wonach Sendefilter frequenzmäßig unterhalb von Empfangsfiltern positioniert werden, ist durch diese Methode eine Verbesserung der rechten Flanke des Sendebands und der linken Flanke des Empfangsbands möglich. Dieses Konzept ist jedoch nicht von solchen Konventionen abhängig, sondern ermöglicht allgemein eine Verbesserung der Steilheit von oberen und unteren Flanken.
Eine weitere Ausgestaltung besteht darin, Interdigitalwandler mit einer Wichtung zu versehen. Wichtungen können darin bestehen, beispielsweise den Überlapp benachbarter Finger der Interdigitalwandler entsprechend einer geeigneten Funktion in Abhängigkeit von der Position in Longitudinalrichtung zu va riieren. Dadurch wird die Form des Passbands optimiert. Andere optionale Wichtungsmöglichkeiten bestehen in einer sog. Weglasswichtung, bei der die Fingeranzahl anregender Finger in bestimmten Regionen entlang der Longitudinalrichtung entsprechend einer Wichtungsfunktion reduziert ist. Alternativ ist es auch möglich, entsprechend positionsabhängig die Fingerbreite zu erhöhen. Mit diesen Variationsmöglichkeiten ergeben sich zusätzliche Freiheitsgrade zur Anpassung der Einfügedämpfung.
Besteht für das Empfangsfilter eines Duplexers Anforderungen nach sehr hoher Unterdrückung nicht nur im Bereich des Sendebandes, sondern darüber hinaus auch in einem größeren Frequenzbereich, so ergibt sich eine günstige Ausgestaltung durch die Verschaltung von DMS-Filterstrukturen innerhalb des Empfangsfilters. Da die Anforderungen hinsichtlich der Leistungsfestigkeit gegenüber dem Sendefilter im Empfangsfilter wesentlich geringer sind, ist der Einsatz einer DMS-Struktur möglich. Zudem bietet die Verwendung einer DMS-Struktur die Möglichkeit einer Impedanztransformation und der Realisierung eines symmetrischen Filterausgangs.
Eine weitere Ausgestaltung besteht darin, als akustische Resonatoren in Bandpassfiltern BAW-Elemente zu verschalten.
Durch den Trend zu immer stärker ausgeprägter Miniaturisierung besteht eine vorteilhafte Ausgestaltung darin, mehrere Masseanschlüsse von Sende- oder Empfangsfiltern mit gemeinsam verwendeten Masseanschlusspads, welche als metallisierte Flächen auf dem Chip strukturiert sind, zu verschalten. Solche metallisierte Flächen sind üblicherweise im Vergleich zu Interdigitalstrukturen großflächig auf dem Substrat angeordnet. Eine reduzierte Gesamtzahl an Masseanschlusspads spart somit Platz auf dem Chip und entsprechend Kosten bei der Herstellung.
Ein solcher Chip, der eine oder mehrere Filterschaltungen, z. B. als strukturierte Interdigitalwandler auf einem piezoelektrischen Substrat angeordnete oder schichtweise auf einem elektrisch isolierenden Substrat aufgebrachte BAW-Resonatoren, umfasst, kann in gewünschter Weise auf einem Trägersubstrat aus HTCC (High Temperature Cofired Ceramics), LTCC (Low Temperature Cofired Ceramics) oder Laminat angeordnet und verschaltet sein. Das Trägersubstrat umfasst dann in vorteilhaften Ausgestaltungen mehrere Schichten, zwischen denen bzw. auf denen reaktive Elemente wie z. B. resistive, induktive oder kapazitive Elemente oder andere Schaltungselemente wie λ/4-Leitungen in Form von strukturierten Metallisierungen angeordnet sind. Solche reaktive Elemente können durch Durchkontaktierungen miteinander verschaltet sein.
Bei immer höheren Frequenzen nimmt die elektromagnetische Wellenlänge im Chip oder im Trägersubstrat immer weiter ab, so dass das Anpasselement in einer vorteilhaften Ausgestaltung zumindest teilweise auf der Chipoberfläche ausgeführt sein kann.
Insbesondere bei Anpassnetzwerken mit einer Kapazität unmittelbar am Empfangsfiltereingang lässt sich diese Kapazität vorteilhaft auf dem Chip realisieren. So können entweder elektrisch kapazitive, aber akustisch inaktive Elemente in Form von z. B. Interdigitalstrukturen angeordnet werden oder es werden akustisch wirksame Elemente entsprechend dimensioniert, so dass sie zwei Funktionen gleichzeitig erfüllen können.
Im Falle einer λ/4-Leitung kann die teilweise Ausführung auf dem Chip z. B. durch eine strukturierte Leiterbahn erfolgen. Zusätzlich können einzelne Schaltungselemente des Anpasselements in Form von strukturierten Metallisierungen in einem mehrschichtigen Trägersubstrat integriert sein.
Vorzugsweise findet der Antennen Duplexer Verwendung in Frequenzbändern, deren Mittenfrequenz f₀ des Empfangsfrequenzbandes bei Frequenzen höher als 2000 MHz liegen. Bei der gegenwärtigen Frequenzkonvention, zum Beispiel bei einigen WCDMA-Bändern, liegt dann das Frequenzintervall 0.50·f₀ <= f <= 0.75·f₀ im Bereich oberhalb von 1000 MHz. Insbesondere ist der Frequenzbereich des GPS-Bands von dem genannten Intervall abgedeckt. Bei diesen Frequenzen können λ/4-Leitungen als Anpasselement oder auch Teile des Anpassnetzwerks in Form von reaktiven Elementen „on-chip” integriert sein: Besteht das Anpasselement beispielsweise aus LC-Kreisen, so ist es möglich, einige oder alle der kapazitiven oder induktiven Elemente dieser Schaltkreise auf der Chipoberfläche zu strukturieren.
Vorzugsweise ist die Einfügedämpfung im Sendefrequenzband geringer als 2 dB bei gleichzeitiger Dämpfung von Sendesignalen in einem Frequenzintervall zwischen 1400 und 1700 MHz durch das Anpasselement in Verbindung mit dem Sendefilter und dem Empfangsfilter.
Das Sendefilter umfasst vorzugsweise ein erstes Bandpassfilter mit einem ersten Passband und das Empfangsfilter umfasst vorzugsweise ein zweites Bandpassfilter mit einem zweiten Passband. Es existieren derzeit folgende besonders bevorzugt verwendete Frequenzbänder (des WCDMA-Systems):

– Das erste Passband liegt zwischen 1710 und 1755 MHz und das zweite Passband zwischen 2110 und 2155 MHz (Band IV) oder
– das erste Passband liegt zwischen 1710 und 1770 MHz und das zweite Passband zwischen 2110 und 2170 MHz (Band X) oder
– das erste Passband zwischen 1900 und 1920 MHz und das zweite Passband zwischen 2600 und 2620 MHz (Band XV) oder
– das erste Passband zwischen 1920 und 1980 MHz z und das zweite Passband zwischen 2110 und 2170 MHz (Band I) oder
– das erste Passband zwischen 2010 und 2025 MHz und das zweite Passband zwischen 2585 und 2600 MHz (Band XVI) oder
– das erste Passband zwischen 2500 und 2570 MHz und das zweite Passband zwischen 2620 und 2690 MHz (Band VII).

Ganz allgemein eignet sich die Duplexer Schaltung für alle WCDMA-Bänder zwischen 1710 MHz und 2690 MHz.
Im Fall des WCDMA-Bands VII werden insbesondere störende Sendesignale beim GPS-Frequenzband unterdrückt.
Besonders bevorzugt ist es, wenn die Duplexschaltung aus Anpasselement, Sendefilter und Empfangsfilter Sendesignale in einem Frequenzintervall zwischen 1574 und 1577 MHz um mindestens 50 dB dämpft. Dieses Frequenzintervall entspricht derzeit dem GPS-Band. Entsprechend findet ein derartiger Antennen Duplexer Anwendung in einem mobilen Kommunikationsgerät mit einem GPS-Empfänger zur Positionsbestimmung.
Im Folgenden wird der Antennen Duplexer anhand von Ausführungsbeispielen und zugehörigen schematischen Figuren näher erläutert.
Es zeigen:
1 eine mögliche Ausgestaltung des Antennen Duplexers mit Antennenanschluss, Empfangsfilter mit Empfangsfiltereingang, Sendefilter mit Sendefilterausgang, Antennenanschluss und Anpasselement,
2A eine λ/4-Leitung,
2B bis 2G Verschaltungen aus kapazitiven, induktiven und resistiven Elementen,
3A die Anordnung einer Interdigitalstruktur auf einem piezoelektrischen Substrat,
3B den schichtweisen Aufbau eines BAW-Resonators auf einem Chip,
4 eine Ladder-Type ähnliche Filterschaltung mit akustisch inaktiven Parallelresonatoren,
5 zeigt eine Durchlasskurve eines Sendefilters eines Antennen Duplexers.
1 zeigt eine mögliche Ausgestaltung des Antennen Duplexers AD. Zwischen einem Sendefilterausgang SFA und einem Empfangsfiltereingang EFE ist ein Anpasselement AE verschaltet. Zwischen dem Sendefilterausgang SFA und dem Anpasselement AE ist eine Signalleitung mit einem Antennenanschluss AA verschaltet, der elektrisch leitend mit einer Antenne AN verbunden ist. Sowohl Sendefilter SF als auch Empfangsfilter EF bestehen aus Bandpassfiltern BPF, die jeweils eine Ladder-Type Filterstruktur LF umfassen. Das Empfangsfilter EF umfasst ausgangsseitig zusätzlich ein DMS-Filter DMS. Im Empfangsfilter EF ist das eingangsseitig erste Element ein Parallel resonator PR, der den Empfangsfiltereingang EFE mit Masse M verschaltet. Im Sendefilter SF ist verdeutlicht, wie zwei verschiedene Parallelresonatoren mit einem gemeinsamen Massepad MAP verschaltet sind, welches elektrisch leitend mit Masse verbunden ist. Dieses Massepad MAP ist auf dem piezoelektrischen Substrat angeordnet, wodurch die Gesamtzahl an Massepads auf dem Substrat reduziert und Platz eingespart ist.
2A zeigt eine so genannte λ/4-Leitung L4. Darunter versteht man einen Leiterabschnitt, dessen geometrische Länge einem Viertel der Wellenlänge einer elektromagnetischen Welle einer gewünschten Arbeitsfrequenz entspricht. Eine λ/4-Leitung kann lang gestreckt angeordnet sein, eine λ/4-Leitung kann aber auch beispielsweise mäanderförmig auf einer Oberfläche strukturiert oder als elektrisch verbundene Streifen in unterschiedlichen Lagen eines Mehrlagensubstrats angeordnet sein.
2B zeigt eine mögliche Verschaltung VE aus kapazitiven und induktiven Elementen. Sie umfasst in einer sog. „Pi”-Schaltung ein induktives Element IE, das zwischen Antennenanschluss AA und Empfangsfilter EF verschaltet ist. Zusätzlich ist das induktive Element an beiden Elektroden über jeweils ein kapazitives Element KE mit Masse verschaltet. Eine solche Verschaltung kann neben einer Verschaltung, die eine λ/4-Leitung umfasst, als Anpasselement AE dienen.
2C zeigt eine weitere mögliche Verschaltung VE aus kapazitiven und induktiven Elementen, die als Anpasselement dienen kann. Sie umfasst wiederum in einer Pi-Schaltung ein kapazitives Element KE, das zwischen Antennenanschluss AA und Empfangsfiltereingang EFE verschaltet ist. Zusätzlich ist das kapazitive Element KE an beiden Elektroden über jeweils ein induktives Element IE mit Masse verschaltet.
2D zeigt eine weitere mögliche Verschaltung aus kapazitiven und induktiven Elementen, die als Anpasselement dienen kann. Sie umfasst in einer sog. „T”-Schaltung zwei in Reihe zwischen Antennenanschluss (AA) und Empfangsfiltereingang (EFE) verschaltete induktive Elemente IE. Zusätzlich ist der Verbindungspunkt der induktiven Elemente IE über ein kapazitives Element KE, welches den parallelen Zweig der T-Schaltung darstellt, mit Masse verbunden.
2E zeigt eine weitere mögliche Verschaltung aus kapazitiven und induktiven Elementen, die als Anpasselement dienen kann. Sie umfasst in einer T-Schaltung zwei in Reihe zwischen Antennenanschluss (AA) und Empfangsfiltereingang EFE verschaltete kapazitive Elemente KE. Zusätzlich ist der Verbindungspunkt der kapazitiven Elemente KE über ein induktives Element IE, welches den parallelen Zweig der T-Schaltung darstellt, mit Masse verschaltet.
2F zeigt eine weitere mögliche Verschaltung VE aus kapazitiven und induktiven Elementen, die als Anpasselement dienen kann. Sie basiert auf einer Verschaltung wie in 2B abgebildet. Das dort zwischen Empfangsfilter und Masse verschaltete kapazitive Element KE ist jedoch als akustisch aktives oder akustisch inaktives Element als Interdigitalstruktur PR auf dem Chip realisiert.
2G zeigt eine weitere mögliche Verschaltung aus kapazitiven und induktiven Elementen, die als Anpasselement dienen kann. Sie basiert auf einer Verschaltung wie in 2E abgebildet. Das dort mit dem Empfangsfiltereingang verbundene ka pazitive Element KE ist jedoch als akustisch aktives oder akustisch inaktives Element als Interdigitalstruktur SR auf dem Chip realisiert.
3A stellt symbolisch die Anordnung einer Interdigitalstruktur IDS auf einem piezoelektrischen Substrat PSu dar. Eine Interdigitalstruktur IDS umfasst Elektrodenkämme, deren Elektrodenfinger EFI kammartig ineinander greifen. Je nach Ausrichtung der Elektrodenfinger EFI auf dem Substrat können im piezoelektrischen Substrat akustische Oberflächenwellenschwingungen angeregt werden, die sich entlang der Oberfläche des piezoelektrischen Substrats PSu orthogonal zu den Elektrodenfingern EFI ausbreiten.
3B zeigt einen prinzipiellen Aufbau eines BAW-Resonators BR im Querschnitt. Auf einem Trägersubstrat TS sind Elektroden EL angeordnet, zwischen denen eine piezoelektrische Schicht PS angeordnet ist. Werden die beiden Elektroden mit einer HF-Wechselspannung beaufschlagt, erzeugen sie je nach Dicke der piezoelektrischen Schicht akustische Volumenschwingungen in dieser.
4 zeigt eine Ladder-Type Filterschaltung LF mit zwei zusätzlichen akustisch inaktiven Resonatoren AIR. Piezoelektrische Substrate sind am allgemeinen kristallin und weisen eine Anisotropie entsprechend ihrer Kristallachsen auf. Es gibt Richtungen im Kristall bzw. auf der Kristalloberfläche entlang derer akustische Wellen sich bevorzugt durch Interdigitalstrukturen anregen lassen und Richtungen, entlang derer akustische Wellen sich praktisch nicht anregen lassen. Akustisch inaktive Resonatoren AIR werden erhalten, indem entsprechende Interdigitalstrukturen nach letzteren Richtungen ausgerichtet werden. Dies ist in 4 durch die um 45 Grad gedrehte Darstellung der Resonatoren symbolisiert. Es handelt sich hier und bei den übrigen Figuren um Schemazeichnungen, bei denen weder die Winkel noch die Abmessungen korrekt dargestellt sein müssen.
5 zeigt eine Durchlasskurve eines Tx-Filters in einem erfindungsgemäßen Antennen Duplexer, das für das WCDMA-Band VII ausgelegt ist. Der Pfeil A weist auf die besonders gute Dämpfung im GPS-Band hin, die im dargestellten Beispiel mit ca. 60 dB weit unterhalb der Spezifikation (siehe Pfeil B) liegt.
Ein Antennen Duplexer ist nicht auf eine der beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Variationen, welche noch weitere Schaltungselemente, z. B. zusätzliche Resonatoren, LC-Kreise oder andere Verschaltungen aus resistiven, kapazitiven oder induktiven Elementen, umfassen, stellen ebenso erfindungsgemäße Ausführungsbeispiele dar.

AA: Antennenanschluss
AD: Antennen Duplexer
AE: Anpasselement
AIR: akustisch inaktiver Resonator
AN: Antenne
BPF: Bandpassfilterschaltung
BR: BAW-Resonator
DMS: DMS-Filter
EF: Empfangsfilter
EFE: Empfangsfiltereingang
EFI: Elektrodenfinger
EL: Elektrode
IDS: Interdigitalstruktur
IE: induktives Element
KE: kapazitives Element
L4: λ/4-Leitung
LF: Ladder-Type Filterschaltung
M: Masse
MAP: Masseanschlusspad
PR: Parallelresonator
PS: Piezoelektrische Schicht
PSu: Piezoelektrisches Substrat
SF: Sendefilter
SFA: Sendefilterausgang
SR: Serienresonator
TS: Trägersubstrat
VE: Verschaltung aus kapazitiven, resistiven und induktiven Elementen

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- US 7053731 B2 [0006]
- DE 19932649 A1 [0012]

Claims

Antennen Duplexer (AD), umfassend – ein in einem Sendefrequenzband arbeitendes Sendefilter (SF) mit einem Sendefilterausgang (SFA), – ein in einem Empfangsfrequenzband arbeitendes Empfangsfilter (EF) mit einem Empfangsfiltereingang (EFE), – einen Antennenanschluss (AA), der mit dem Sendefilterausgang (SFA) verschaltet ist, und – ein Anpasselement (AE), das zwischen Antennenanschluss (AA) und Empfangsfiltereingang (EFE) verschaltet ist, wobei das Anpasselement (AE) zusammen mit dem Sendefilter (SF) und dem Empfangsfilter (EF) Sendesignale um mindestens 40 dB in einem Frequenzband dämpft, dessen Frequenzen f im Intervall 0.50·f₀ <= f <= 0.75·f₀ liegen, wobei f₀, die Mittenfrequenz des Empfangsfrequenzbands, höher als 2000 MHz ist.
Antennen Duplexer nach Anspruch 1, bei dem das Anpasselement (AE) eine λ/4-Leitung (L4) umfasst.
Antennen Duplexer nach Anspruch 1, bei dem das Anpasselement (AE) eine Verschaltung (VE) aus kapazitiven (KE), induktiven (IE) oder resistiven Reaktanzelementen umfasst.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Sendefilter (SF) oder das Empfangsfilter (EF) eine Bandpassfilterschaltung (BPF) aus SAW Bauelementen umfasst, die auf einem piezoelektrischen Substrat (PSu) ausgebildet sind.
Antennen Duplexer nach Anspruch 4, der eine Ladder-Type Filterschaltung (LF) umfasst.
Antennen Duplexer nach Anspruch 5, dessen Ladder-Type Filterschaltung (LF) zusätzliche Interdigital-Strukturen (IDS, AIR) umfasst, die jeweils parallel zu einem Serienresonator (SR) verschaltet sind, und deren Elektrodenfinger (EFI) eine Ausrichtung auf dem piezoelektrischen Substrat (PSu) aufweisen, die einen verschwindenden elektroakustischen Kopplungskoeffizienten bewirkt.
Antennen Duplexer nach Anspruch 5 oder 6, dessen Ladder-Type Filterschaltung (LF) zusätzliche Interdigital-Strukturen (IDS, AIR) umfasst, die jeweils parallel zu einem Parallelresonator (PR) verschaltet sind, und deren Elektrodenfinger (EFI) eine Ausrichtung auf dem piezoelektrischen Substrat (PSu) aufweisen, die einen verschwindenden elektroakustischen Kopplungskoeffizienten bewirkt.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 4 bis 7, der einen gewichteten Interdigitalwandler aufweist.
Antennen Duplexer nach Anspruch 8, wobei ein Serienresonator einen gewichteten Interdigitalwandler aufweist.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dessen Empfangsfilter (EF) ein DMS-Filter (DMS) umfasst.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Sendefilter (SF) oder das Empfangsfilter (EF) eine Bandpassfilterschaltung (BPF) aus BAW-Bauelementen umfasst.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dessen Filter (EF, SF) mehrere Masseanschlüsse aufweisen, die mit einem gemeinsam verwendeten Masseanschlusspad (MAP) verschaltet sind.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dessen Filterschaltungen in einem oder mehreren Chips ausgeführt sind, die auf einem HTCC-, LTCC- oder Laminat Trägersubstrat (TS) angeordnet und verschaltet sind.
Antennen Duplexer nach Anspruch 13, bei dem das Anpasselement (AE) zumindest teilweise in den Chips integriert ist.
Antennen Duplexer nach Anspruch 13, bei dem das Trägersubstrat (TS) mehrere Schichten umfasst, in denen das Anpasselement (AE) zumindest teilweise integriert ist.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 15, bei dem das Empfangsfrequenzband bei Frequenzen höher als 2000 MHZ liegt.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 16, – bei dem die Einfügedämpfung im Sendefrequenzband geringer als 2 dB ist und – bei dem das Anpasselement (AE) zusammen mit dem Sendefilter (SF) und dem Empfangsfilter (EF) Sendesignale in einem Frequenzintervall zwischen 1400 und 1700 MHz um mindestens 45 dB dämpft.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei dem – das Sendefilter (SF) ein erstes Bandpassfilter mit einem ersten Passband aufweist, und – das Empfangsfilter (EF) ein zweites Bandpassfilter mit einem zweiten Passband aufweist.
Antennen Duplexer nach Anspruch 18, bei dem das erste Passband zwischen 1710 und 1755 MHz und das zweite Passband zwischen 2110 und 2155 MHz liegt.
Antennen Duplexer nach Anspruch 18, bei dem das erste Passband zwischen 1710 und 1770 MHz und das zweite Passband zwischen 2110 und 2170 MHz liegt.
Antennen Duplexer nach Anspruch 18, bei dem das erste Passband zwischen 1900 und 1920 MHz und das zweite Passband zwischen 2600 und 2620 MHz liegt.
Antennen Duplexer nach Anspruch 18, bei dem das erste Passband zwischen 1920 und 1980 MHz und das zweite Passband zwischen 2110 und 2170 MHz liegt.
Antennen Duplexer nach Anspruch 18, bei dem das erste Passband zwischen 2010 und 2025 MHz und das zweite Passband zwischen 2585 und 2600 MHz liegt.
Antennen Duplexer nach Anspruch 18, bei dem das erste Passband zwischen 2500 und 2570 MHz und das zweite Passband zwischen 2620 und 2690 MHz liegt.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 24, bei dem das Anpasselement (AE) zusammen mit dem Sendefilter (SF) und dem Empfangsfilter (EF) Sendesignale in einem Frequenzintervall zwischen 1574 und 1577 MHz um mindestens 50 dB dämpft.
Antennen Duplexer nach einem der Ansprüche 1 bis 25 zur Verwendung in einem mobilen Kommunikationsgerät mit einem GPS-Empfänger.
Antennen Duplexer nach Anspruch 3, bei dem das Anpasselement (AE) zumindest eine Pi- oder T-Schaltung aus kapazitiven (KE), induktiven (IE) oder resistiven Elementen umfasst.
Antennen Duplexer nach Anspruch 27, bei dem das Anpasselement (AE) eine akustisch aktive oder inaktive Interdigitalstruktur (IDS) auf einem piezoelektrischen Chip umfasst.