JPH10303695A - 弾性表面波フィルタ - Google Patents
弾性表面波フィルタInfo
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低挿入損失で、帯域外減衰量の高いＳＡＷフ
ィルタを提供する。 【解決手段】 １段目はしご型回路４０−１と２段目は
しご型回路４０−２との間に、２個の直列アームＳＡＷ
共振子４４−１に相当するインピーダンスを持つ段間整
合用ＳＡＷ共振子５１を設けている。共振子５１は、通
過帯域低域側の伝送特性を補い、リップルの小さい挿入
損失特性を実現する。これにより、出力端子４１−２
２，４２−２２より通過帯域に周波数の合う信号だけが
安定な強度で出力され、通過帯域外の周波数の信号が入
力端子４１−１１，４２−１１において反射され、出力
端子４１−２２，４２−２２から出力されない。
ィルタを提供する。 【解決手段】 １段目はしご型回路４０−１と２段目は
しご型回路４０−２との間に、２個の直列アームＳＡＷ
共振子４４−１に相当するインピーダンスを持つ段間整
合用ＳＡＷ共振子５１を設けている。共振子５１は、通
過帯域低域側の伝送特性を補い、リップルの小さい挿入
損失特性を実現する。これにより、出力端子４１−２
２，４２−２２より通過帯域に周波数の合う信号だけが
安定な強度で出力され、通過帯域外の周波数の信号が入
力端子４１−１１，４２−１１において反射され、出力
端子４１−２２，４２−２２から出力されない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自動車電話器、携
帯電話器、通信機器等の種々の回路に用いられる共振器
型の弾性表面波（Surface Acoustic Wave 、以下「ＳＡ
Ｗ」という）フィルタ、特にこの共振器型のＳＡＷフィ
ルタの伝送特性改善に関するものである。
帯電話器、通信機器等の種々の回路に用いられる共振器
型の弾性表面波（Surface Acoustic Wave 、以下「ＳＡ
Ｗ」という）フィルタ、特にこの共振器型のＳＡＷフィ
ルタの伝送特性改善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的にＳＡＷ装置は、ＳＡＷを励振す
るためのすだれ状トランスデューサ（Interdigital Tra
nsducer 、以下「ＩＤＴ」という）を有し、このＩＤＴ
を加工することによってＳＡＷ装置にいろいろな特性や
機能を持たせることができる。従来、ＳＡＷ装置といえ
ば主にＳＡＷフィルタを指すことが多く、そしてこのＳ
ＡＷフィルタの中では多電極型ＳＡＷフィルタが主役で
ある。近年、多電極型ＳＡＷフィルタの他に、共振器型
ＳＡＷフィルタの研究開発も盛んになり、ＳＡＷフィル
タと言えば必ずしも多電極型ＳＡＷフィルタを意味しな
くなってきた。共振器型ＳＡＷフィルタは、古典的な電
気フィルタの設計方法に基づき、ＳＡＷ共振子を用いて
構成されるフィルタである。ＳＡＷ共振子の本体はＩＤ
Ｔであり、場合によってはこのＩＤＴの左右に反射器を
設け、これらのＩＤＴ及び反射器が圧電基板上に形成さ
れる。反射器もＩＤＴと同様にすだれ状電極指で構成さ
れ、全電極指が電気的に短絡される場合もあれば、解放
される場合もある。反射器は、主にＩＤＴの励振したＳ
ＡＷが該ＩＤＴの左右に漏洩するので、これを音響的に
反射するための装置である。反射器の構成にはいろいろ
あるが、基本的には２種類あり、全電極指が電気的に短
絡されたものと、解放されたものとがあり、これらはＳ
ＡＷ共振子の特性への影響がほとんど同じである。
るためのすだれ状トランスデューサ（Interdigital Tra
nsducer 、以下「ＩＤＴ」という）を有し、このＩＤＴ
を加工することによってＳＡＷ装置にいろいろな特性や
機能を持たせることができる。従来、ＳＡＷ装置といえ
ば主にＳＡＷフィルタを指すことが多く、そしてこのＳ
ＡＷフィルタの中では多電極型ＳＡＷフィルタが主役で
ある。近年、多電極型ＳＡＷフィルタの他に、共振器型
ＳＡＷフィルタの研究開発も盛んになり、ＳＡＷフィル
タと言えば必ずしも多電極型ＳＡＷフィルタを意味しな
くなってきた。共振器型ＳＡＷフィルタは、古典的な電
気フィルタの設計方法に基づき、ＳＡＷ共振子を用いて
構成されるフィルタである。ＳＡＷ共振子の本体はＩＤ
Ｔであり、場合によってはこのＩＤＴの左右に反射器を
設け、これらのＩＤＴ及び反射器が圧電基板上に形成さ
れる。反射器もＩＤＴと同様にすだれ状電極指で構成さ
れ、全電極指が電気的に短絡される場合もあれば、解放
される場合もある。反射器は、主にＩＤＴの励振したＳ
ＡＷが該ＩＤＴの左右に漏洩するので、これを音響的に
反射するための装置である。反射器の構成にはいろいろ
あるが、基本的には２種類あり、全電極指が電気的に短
絡されたものと、解放されたものとがあり、これらはＳ
ＡＷ共振子の特性への影響がほとんど同じである。
【０００３】ＳＡＷ共振子のインピーダンス特性は、Ｌ
Ｃ共振器のインピーダンス特性に極めて類似しているた
め、従来の古典的な電気フィルタの設計方法が適用でき
る。図５は、従来のＳＡＷ共振子の一構成例を示す平面
図である。図５のＳＡＷ共振子１０は、例えばＬｉＴａ
Ｏ3 、ＬｉＮｂＯ3 、水晶等のような圧電基板１１を有
し、この圧電基板１１上に、入力端子１２、出力端子１
３、及び複数本の電極指１４ａを有するＩＤＴ１４が形
成されると共に、このＩＤＴ１４の両側に反射器１５−
１，１５−２が形成されている。反射器１５−１，１５
−２は、これを必要としない場合には除去される。図６
（ａ）〜（ｃ）は図５に示されたＳＡＷ共振用反射器の
平面図であり、同図（ａ）は略図、同図（ｂ）は短絡
型、及び同図（ｃ）は解放型の構成例である。
Ｃ共振器のインピーダンス特性に極めて類似しているた
め、従来の古典的な電気フィルタの設計方法が適用でき
る。図５は、従来のＳＡＷ共振子の一構成例を示す平面
図である。図５のＳＡＷ共振子１０は、例えばＬｉＴａ
Ｏ3 、ＬｉＮｂＯ3 、水晶等のような圧電基板１１を有
し、この圧電基板１１上に、入力端子１２、出力端子１
３、及び複数本の電極指１４ａを有するＩＤＴ１４が形
成されると共に、このＩＤＴ１４の両側に反射器１５−
１，１５−２が形成されている。反射器１５−１，１５
−２は、これを必要としない場合には除去される。図６
（ａ）〜（ｃ）は図５に示されたＳＡＷ共振用反射器の
平面図であり、同図（ａ）は略図、同図（ｂ）は短絡
型、及び同図（ｃ）は解放型の構成例である。
【０００４】反射器１５−１，１５−２には一般的に、
全電極指１５ａが電気的に短絡された状態の短絡型と、
全電極指１５ａが解放された状態の解放型とがある。反
射器１５−１，１５−２の電極指１５ａの本数は、例え
ば５０本〜１００本程度が適当である。また、反射器１
５−１，１５−２の配置は、所望のインピーダンスを得
るためにいろいろあるが、ＩＤＴ１４に一番隣接してい
る反射器１５−１，１５−２の電極指中心と該反射器１
５−１，１５−２に隣接しているＩＤＴ１４の一番外側
の電極指中心の距離が、励振するＳＡＷの半波長前後に
することが一般的である。製造過程において、例えば、
ＩＤＴ１４と反射器１５−１，１５−２とは同時に形成
されるので、膜厚及び材質が同じである。目安として、
膜厚は数百Åから数千Åまで、材質は純ＡｌまたはＡｌ
を主材料とする合金が一般的であるが、場合によって純
Ａｕ、純Ｔｉまたはこれらの金属を主材料とする合金が
用いられる場合もある。
全電極指１５ａが電気的に短絡された状態の短絡型と、
全電極指１５ａが解放された状態の解放型とがある。反
射器１５−１，１５−２の電極指１５ａの本数は、例え
ば５０本〜１００本程度が適当である。また、反射器１
５−１，１５−２の配置は、所望のインピーダンスを得
るためにいろいろあるが、ＩＤＴ１４に一番隣接してい
る反射器１５−１，１５−２の電極指中心と該反射器１
５−１，１５−２に隣接しているＩＤＴ１４の一番外側
の電極指中心の距離が、励振するＳＡＷの半波長前後に
することが一般的である。製造過程において、例えば、
ＩＤＴ１４と反射器１５−１，１５−２とは同時に形成
されるので、膜厚及び材質が同じである。目安として、
膜厚は数百Åから数千Åまで、材質は純ＡｌまたはＡｌ
を主材料とする合金が一般的であるが、場合によって純
Ａｕ、純Ｔｉまたはこれらの金属を主材料とする合金が
用いられる場合もある。
【０００５】このように構成されるＳＡＷ共振子１０
は、ＬＣ共振器とよく似たリアクタンス特性を示すた
め、その等価回路を近似的に表されることが多い。図７
（ａ），（ｂ）は、図５に示すＳＡＷ共振子１０の等価
回路とリアクタンス特性を示す図である。図７（ａ）の
等価回路では、インダクタＬ、キャパシタｃ1 及び抵抗
ｒが直列に接続され、これらと並列にキャパシタＣ0 が
接続されている。このリアクタンス特性が図７（ｂ）に
示されている。このようなリアクタンス特性の素子で電
気フィルタを設計する方法は、古くから知られている。
次に、（１）共振子で帯域フィルタを構成する方法、及
び（２）ＳＡＷ共振子の合成方法について説明する。
は、ＬＣ共振器とよく似たリアクタンス特性を示すた
め、その等価回路を近似的に表されることが多い。図７
（ａ），（ｂ）は、図５に示すＳＡＷ共振子１０の等価
回路とリアクタンス特性を示す図である。図７（ａ）の
等価回路では、インダクタＬ、キャパシタｃ1 及び抵抗
ｒが直列に接続され、これらと並列にキャパシタＣ0 が
接続されている。このリアクタンス特性が図７（ｂ）に
示されている。このようなリアクタンス特性の素子で電
気フィルタを設計する方法は、古くから知られている。
次に、（１）共振子で帯域フィルタを構成する方法、及
び（２）ＳＡＷ共振子の合成方法について説明する。
【０００６】（１） 共振子で帯域フィルタを構成する
方法 共振子で構成するフィルタの基本回路は、はしご型回路
であり、この例を図８（ａ），（ｂ）に示す。図８
（ａ），（ｂ）は、一般的な１段はしご型回路の二通り
の例を示す構成図である。図８の（ａ）と（ｂ）は対称
で、（ａ）の左の端子２１−１，２２−１からみたイン
ピーダンスは、（ｂ）の右の端子２１−１，２２−１か
らみたインピーダンスに等しく、（ａ）の右の端子２１
−２，２２−２からみたインピーダンスは、（ｂ）の左
の端子２１−２，２２−２からみたインピーダンスに等
しい。共振子でフィルタを構成するときは、はしご型回
路間のインピーダンスを考えながら、図８の（ａ）また
は（ｂ）を選択する。
方法 共振子で構成するフィルタの基本回路は、はしご型回路
であり、この例を図８（ａ），（ｂ）に示す。図８
（ａ），（ｂ）は、一般的な１段はしご型回路の二通り
の例を示す構成図である。図８の（ａ）と（ｂ）は対称
で、（ａ）の左の端子２１−１，２２−１からみたイン
ピーダンスは、（ｂ）の右の端子２１−１，２２−１か
らみたインピーダンスに等しく、（ａ）の右の端子２１
−２，２２−２からみたインピーダンスは、（ｂ）の左
の端子２１−２，２２−２からみたインピーダンスに等
しい。共振子でフィルタを構成するときは、はしご型回
路間のインピーダンスを考えながら、図８の（ａ）また
は（ｂ）を選択する。
【０００７】図８のはしご型回路２０は、並列アーム
（ａｒｍ、腕）共振子２３と、直列アーム共振子２４と
で構成されている。並列アーム共振子２３の反共振周波
数と直列アーム共振子２４の共振周波数が非常に接近ま
たは一致すれば、系全体の入力端子２１−１，２２−１
と出力端子２１−２，２２−２における整合状態が極め
て良好で、帯域フィルタの特性が得られる。図９は、図
８に示す１段はしご型回路２０の挿入損失特性の説明図
である。図９の（ａ）は、図８の共振子２３，２４のリ
アクタンス特性を示している。ＸｐとＸｓはそれぞれ共
振子２３と２４のリアクタンス特性である。共振周波数
と反共振周波数は、図９に示されている通りである。結
果的に、図８に示される１段はしご型回路２０の挿入損
失特性は、図９の（ｂ）のような特性になる。この特性
は帯域フィルタの挿入損失特性で、はしご型回路２０の
段数を増やすことにより、通過帯域の挿入損失と帯域外
の左右の減衰量が増加する。従って、フィルタの構成に
必要な段数は、フィルタの特性の条件によって決まる。
しかし、フィルタを構成するはしご型回路２０の段数が
増加すると、共振子２３，２４の数もこれに比例して増
加する。
（ａｒｍ、腕）共振子２３と、直列アーム共振子２４と
で構成されている。並列アーム共振子２３の反共振周波
数と直列アーム共振子２４の共振周波数が非常に接近ま
たは一致すれば、系全体の入力端子２１−１，２２−１
と出力端子２１−２，２２−２における整合状態が極め
て良好で、帯域フィルタの特性が得られる。図９は、図
８に示す１段はしご型回路２０の挿入損失特性の説明図
である。図９の（ａ）は、図８の共振子２３，２４のリ
アクタンス特性を示している。ＸｐとＸｓはそれぞれ共
振子２３と２４のリアクタンス特性である。共振周波数
と反共振周波数は、図９に示されている通りである。結
果的に、図８に示される１段はしご型回路２０の挿入損
失特性は、図９の（ｂ）のような特性になる。この特性
は帯域フィルタの挿入損失特性で、はしご型回路２０の
段数を増やすことにより、通過帯域の挿入損失と帯域外
の左右の減衰量が増加する。従って、フィルタの構成に
必要な段数は、フィルタの特性の条件によって決まる。
しかし、フィルタを構成するはしご型回路２０の段数が
増加すると、共振子２３，２４の数もこれに比例して増
加する。
【０００８】図１０は、従来の共振子合成前の４段はし
ご型回路で構成される共振器型フィルタの例を示す構成
図である。この共振器型フィルタでは、図８の１段はし
ご型回路２０が縦続的に４段（２０−１〜２０−４）接
続されている。但し、各段間の信号の相互反射を考慮し
て、縦続接続するときにインピーダンスの等しい端子同
士で接続させる。結果的に、直列アームにおいて２組の
２個直列接続共振子系、及び並列アームにおいて１組の
２個並列接続共振子系ができる。各段のはしご型回路２
０−１〜２０−４に２個の共振子２３−１，２４−１〜
２３−４，２４−４があるので、合計８個の共振子が必
要になってくるが、一般的に直列に接続する２個の共振
子または並列に接続する２個の共振子は、１個の共振子
に合成することが可能である。この合成共振子は、前記
２個の共振子系とほぼ同じインピーダンス特性を持って
いることが特徴である。例えば、１段目はしご型回路２
０−１の共振子２４−１と２段目はしご型回路２０−２
の共振子２４−２、及び３段目はしご型回路２０−３の
共振子２４−３と４段目はしご型回路２０−４の共振子
２４−４は、それぞれ直列に接続し、２段目はしご型回
路２０−２の共振子２３−２と３段目はしご型回路２０
−３の共振子２３−３は並列に接続する。ここで、それ
ぞれの共振子系を合成すると、図１０の４段はしご型フ
ィルタの構成が、図１１に示されるようになる。
ご型回路で構成される共振器型フィルタの例を示す構成
図である。この共振器型フィルタでは、図８の１段はし
ご型回路２０が縦続的に４段（２０−１〜２０−４）接
続されている。但し、各段間の信号の相互反射を考慮し
て、縦続接続するときにインピーダンスの等しい端子同
士で接続させる。結果的に、直列アームにおいて２組の
２個直列接続共振子系、及び並列アームにおいて１組の
２個並列接続共振子系ができる。各段のはしご型回路２
０−１〜２０−４に２個の共振子２３−１，２４−１〜
２３−４，２４−４があるので、合計８個の共振子が必
要になってくるが、一般的に直列に接続する２個の共振
子または並列に接続する２個の共振子は、１個の共振子
に合成することが可能である。この合成共振子は、前記
２個の共振子系とほぼ同じインピーダンス特性を持って
いることが特徴である。例えば、１段目はしご型回路２
０−１の共振子２４−１と２段目はしご型回路２０−２
の共振子２４−２、及び３段目はしご型回路２０−３の
共振子２４−３と４段目はしご型回路２０−４の共振子
２４−４は、それぞれ直列に接続し、２段目はしご型回
路２０−２の共振子２３−２と３段目はしご型回路２０
−３の共振子２３−３は並列に接続する。ここで、それ
ぞれの共振子系を合成すると、図１０の４段はしご型フ
ィルタの構成が、図１１に示されるようになる。
【０００９】図１１は、図１０の共振子合成後の４段は
しご型回路で構成される共振器型フィルタを示す構成図
である。図１０の共振器型フィルタでは、合計８個の共
振子２３−１，２４−１〜２３−４，２４−４が必要な
のに、共振子合成を行うことによって図１１に示される
ように、５個の共振子２３−１，２３−２３，２３−
４，２４−１２，２４−３４で同じ伝送特性及びインピ
ーダンス特性の共振器型フィルタを得ることができる。
図１１の共振子２４−１２は図１０の共振子２４−１と
２４−２の直列合成共振子、共振子２４−３４は図１０
の共振子２４−３と２４−４の直列合成共振子、さらに
共振子２３−２３は図１０の共振子２３−２と２３−３
の並列合成共振子である。
しご型回路で構成される共振器型フィルタを示す構成図
である。図１０の共振器型フィルタでは、合計８個の共
振子２３−１，２４−１〜２３−４，２４−４が必要な
のに、共振子合成を行うことによって図１１に示される
ように、５個の共振子２３−１，２３−２３，２３−
４，２４−１２，２４−３４で同じ伝送特性及びインピ
ーダンス特性の共振器型フィルタを得ることができる。
図１１の共振子２４−１２は図１０の共振子２４−１と
２４−２の直列合成共振子、共振子２４−３４は図１０
の共振子２４−３と２４−４の直列合成共振子、さらに
共振子２３−２３は図１０の共振子２３−２と２３−３
の並列合成共振子である。
【００１０】（２） ＳＡＷ共振子の合成方法 図１０のはしご型回路２０−１〜２０−４を構成する共
振子２３−１，２４−１，…がＳＡＷ共振子であれば、
その合成方法は図１２（ａ）〜（ｃ）に示されている通
りである。図１２（ａ）〜（ｃ）は従来のＳＡＷ共振子
の合成方法を説明する図であり、同図（ａ）は単体のＳ
ＡＷ共振子、同図（ｂ）は直列接続ＳＡＷ共振子とその
合成後のＳＡＷ共振子、及び同図（ｃ）は並列接続ＳＡ
Ｗ共振子とその合成後のＳＡＷ共振子を示す図である。
図１２（ａ）に示すように、従来の単体ＳＡＷ共振子１
０Ａは、入力端子１２及び出力端子１３を有し、これら
は複数の電極指１４ａを有するＩＤＴ１４に接続されて
いる。このＳＡＷ共振子１０Ａでは反射器を省略してい
るが、この反射器はあっても差しつかえない。ＷはＩＤ
Ｔ１４の交差長、λは励振するＳＡＷの波長であってＩ
ＤＴ１４のピッチの２倍に等しい。
振子２３−１，２４−１，…がＳＡＷ共振子であれば、
その合成方法は図１２（ａ）〜（ｃ）に示されている通
りである。図１２（ａ）〜（ｃ）は従来のＳＡＷ共振子
の合成方法を説明する図であり、同図（ａ）は単体のＳ
ＡＷ共振子、同図（ｂ）は直列接続ＳＡＷ共振子とその
合成後のＳＡＷ共振子、及び同図（ｃ）は並列接続ＳＡ
Ｗ共振子とその合成後のＳＡＷ共振子を示す図である。
図１２（ａ）に示すように、従来の単体ＳＡＷ共振子１
０Ａは、入力端子１２及び出力端子１３を有し、これら
は複数の電極指１４ａを有するＩＤＴ１４に接続されて
いる。このＳＡＷ共振子１０Ａでは反射器を省略してい
るが、この反射器はあっても差しつかえない。ＷはＩＤ
Ｔ１４の交差長、λは励振するＳＡＷの波長であってＩ
ＤＴ１４のピッチの２倍に等しい。
【００１１】例えば、図１２（ａ）〜（ｃ）に示すよう
に、２個のＳＡＷ共振子１０Ａ−１，１０Ａ−２を合成
するとき、同一構成の２個の直列接続ＳＡＷ共振子１０
Ａ−１，１０Ａ−２を１個のＳＡＷ共振子１０Ａ−１２
に合成すると、後者の交差長が前者の単体の交差長Ｗの
半分になる。同一構成の２個の並列接続ＳＡＷ共振子１
０Ａ−１，１０Ａ−２を１個のＳＡＷ共振子１０Ａ−１
２に合成すると、後者の交差長が前者の単体の交差長Ｗ
の２倍になる。合成方法は、各ＳＡＷ共振子１０Ａ−
１，１０Ａ−２のインピーダンスを実質的に支配してい
る電極指１４ａの静電容量の合成を基本にしている。即
ち、直列合成の場合では、直列接続させる同じ静電容量
Ｃの２個の素子系は静電容量Ｃ／２の素子と等価である
ので、合成後のＳＡＷ共振子１０Ａ−１２の交差長が合
成前の単体ＳＡＷ共振子１０Ａ−１，１０Ａ−２の交差
長Ｗの半分になる。並列合成の場合では、並列接続させ
る同じ静電容量Ｃの２個の素子系は静電容量２Ｃの素子
と等価であるので、合成後のＳＡＷ共振子１０Ａ−１２
の交差長が合成前の単体ＳＡＷ共振子１０Ａ−１，１０
Ａ−２の交差長Ｗの２倍になる。この合成方法は厳密な
方法ではないが、実験的にはそれぞれの場合の合成ＳＡ
Ｗ共振子１０Ａ−１２のインピーダンス特性は、合成前
の直列接続ＳＡＷ共振子系または並列接続ＳＡＷ共振子
系のインピーダンス特性とほぼ同じであることを確認し
た。
に、２個のＳＡＷ共振子１０Ａ−１，１０Ａ−２を合成
するとき、同一構成の２個の直列接続ＳＡＷ共振子１０
Ａ−１，１０Ａ−２を１個のＳＡＷ共振子１０Ａ−１２
に合成すると、後者の交差長が前者の単体の交差長Ｗの
半分になる。同一構成の２個の並列接続ＳＡＷ共振子１
０Ａ−１，１０Ａ−２を１個のＳＡＷ共振子１０Ａ−１
２に合成すると、後者の交差長が前者の単体の交差長Ｗ
の２倍になる。合成方法は、各ＳＡＷ共振子１０Ａ−
１，１０Ａ−２のインピーダンスを実質的に支配してい
る電極指１４ａの静電容量の合成を基本にしている。即
ち、直列合成の場合では、直列接続させる同じ静電容量
Ｃの２個の素子系は静電容量Ｃ／２の素子と等価である
ので、合成後のＳＡＷ共振子１０Ａ−１２の交差長が合
成前の単体ＳＡＷ共振子１０Ａ−１，１０Ａ−２の交差
長Ｗの半分になる。並列合成の場合では、並列接続させ
る同じ静電容量Ｃの２個の素子系は静電容量２Ｃの素子
と等価であるので、合成後のＳＡＷ共振子１０Ａ−１２
の交差長が合成前の単体ＳＡＷ共振子１０Ａ−１，１０
Ａ−２の交差長Ｗの２倍になる。この合成方法は厳密な
方法ではないが、実験的にはそれぞれの場合の合成ＳＡ
Ｗ共振子１０Ａ−１２のインピーダンス特性は、合成前
の直列接続ＳＡＷ共振子系または並列接続ＳＡＷ共振子
系のインピーダンス特性とほぼ同じであることを確認し
た。
【００１２】このようにして共振器系フィルタの共振子
を合成していく。例えば、４段はしご型回路で構成され
る共振器型ＳＡＷフィルタの場合では８個のＳＡＷ共振
子を必要とするが、５個のＳＡＷ共振子で同じ伝送特性
とインピーダンス特性の共振器型ＳＡＷフィルタを構成
することが可能である。即ち、用いられるＳＡＷ共振子
の数はほぼ段数と同じである。また、帯域外減衰量はほ
ぼはしご型回路の段数に比例して増加するので、所望の
フィルタの特性が決まれば、その段数もほぼ決まる。
を合成していく。例えば、４段はしご型回路で構成され
る共振器型ＳＡＷフィルタの場合では８個のＳＡＷ共振
子を必要とするが、５個のＳＡＷ共振子で同じ伝送特性
とインピーダンス特性の共振器型ＳＡＷフィルタを構成
することが可能である。即ち、用いられるＳＡＷ共振子
の数はほぼ段数と同じである。また、帯域外減衰量はほ
ぼはしご型回路の段数に比例して増加するので、所望の
フィルタの特性が決まれば、その段数もほぼ決まる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
共振器型ＳＡＷフィルタでは、次のような課題があっ
た。図１３は、図１１の共振器型ＳＡＷフィルタの伝送
特性（挿入損失特性と反射損失特性）を示す図である。
図１３のＡ１は、通過帯域低域側における挿入損失特性
の劣化部分、及びＡ２はその反射損失特性の劣化部分で
ある。この図から明らかなように、通過帯域低域側の特
性が傾いていることがわかる。これと同時に、同じ帯域
で反射損失特性が異常に盛り上がり、不整合損失が高い
ことが示されている。この不整合損失の原因は、段間接
続によるインピーダンス不整合である。挿入損失は通過
帯域において損失の大きい値を指す場合が一般的なの
で、特性の通過帯域の低域が傾いているため、フィルタ
の評価が悪くなってしまう。即ち、このような場合で
は、通過帯域の高域において損失が低くても、フィルタ
は低損失と評価されない。そのため、通過帯域の挿入損
失特性の変動が少なければ少ないほど、望ましいわけで
ある。
共振器型ＳＡＷフィルタでは、次のような課題があっ
た。図１３は、図１１の共振器型ＳＡＷフィルタの伝送
特性（挿入損失特性と反射損失特性）を示す図である。
図１３のＡ１は、通過帯域低域側における挿入損失特性
の劣化部分、及びＡ２はその反射損失特性の劣化部分で
ある。この図から明らかなように、通過帯域低域側の特
性が傾いていることがわかる。これと同時に、同じ帯域
で反射損失特性が異常に盛り上がり、不整合損失が高い
ことが示されている。この不整合損失の原因は、段間接
続によるインピーダンス不整合である。挿入損失は通過
帯域において損失の大きい値を指す場合が一般的なの
で、特性の通過帯域の低域が傾いているため、フィルタ
の評価が悪くなってしまう。即ち、このような場合で
は、通過帯域の高域において損失が低くても、フィルタ
は低損失と評価されない。そのため、通過帯域の挿入損
失特性の変動が少なければ少ないほど、望ましいわけで
ある。
【００１４】共振器型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性Ａ
１の劣化の原因は、次のように説明できる。はしご型回
路２０が１段のときフィルタの挿入損失特性はほぼ全体
的に対称であるが、段数が図１１のように２段か３段以
上になると通過帯域低域側の挿入損失特性が低域の方に
傾き始め、段数が多くなるとその勾配も急になる。その
ため、通過帯域低域の挿入損失特性が傾く原因は、段間
接続にあると考えられる。さらに、シミュレーションと
実験で確認したところ、フィルタのはしご型回路中にπ
型回路が形成されると、通過帯域低域が傾き始めること
がわかった。即ち、段数が３段以上になると、はしご型
回路中には必ずπ型回路が形成されるから、段数が３段
以上になれば上述したような通過帯域の挿入損失特性の
失劣化が必ず発生する。しかし、段数が２段のとき、構
成の仕方によってはしご型回路がＴ型になったり、π型
になったりするので、Ｔ型回路の場合では上述したよう
な通過帯域の挿入損失特性の劣化はないが、π型回路に
なると挿入損失特性の劣化が現われる。
１の劣化の原因は、次のように説明できる。はしご型回
路２０が１段のときフィルタの挿入損失特性はほぼ全体
的に対称であるが、段数が図１１のように２段か３段以
上になると通過帯域低域側の挿入損失特性が低域の方に
傾き始め、段数が多くなるとその勾配も急になる。その
ため、通過帯域低域の挿入損失特性が傾く原因は、段間
接続にあると考えられる。さらに、シミュレーションと
実験で確認したところ、フィルタのはしご型回路中にπ
型回路が形成されると、通過帯域低域が傾き始めること
がわかった。即ち、段数が３段以上になると、はしご型
回路中には必ずπ型回路が形成されるから、段数が３段
以上になれば上述したような通過帯域の挿入損失特性の
失劣化が必ず発生する。しかし、段数が２段のとき、構
成の仕方によってはしご型回路がＴ型になったり、π型
になったりするので、Ｔ型回路の場合では上述したよう
な通過帯域の挿入損失特性の劣化はないが、π型回路に
なると挿入損失特性の劣化が現われる。
【００１５】ここで、Ｔ型回路とπ型回路との相違点を
はっきりさせるために、図１４（ａ），（ｂ）を用いて
さらに説明する。図１４（ａ），（ｂ）は従来の２段は
しご型回路の構成図であり、同図（ａ）はＴ型回路、及
び同図（ｂ）はπ型回路の構成図である。図１４（ａ）
のＴ型回路は、３個のＳＡＷ共振子２３−００，２４−
０１，２４−０２で構成されている。ＳＡＷ共振子２４
−０１と２４−０２は同一構成のＳＡＷ共振子で、図１
０のＳＡＷ共振子２４−１，２４−２，２４−３，２４
−４に相当している。ＳＡＷ共振子２３−００は、図１
０のＳＡＷ共振子２３−２と２３−３の並列合成ＳＡＷ
共振子、または図１１のＳＡＷ共振子２３−２３に相当
する。図１４（ｂ）のπ型回路は、３個のＳＡＷ共振子
２３−０１，２３−０２，２４−００で構成されてい
る。ＳＡＷ共振子２３−０１と２３−０２は同一構成の
ＳＡＷ共振子で、図１０のＳＡＷ共振子２３−１，２３
−２，２３−３，２３−４に相当している。ＳＡＷ共振
子２４−００は、図１０のＳＡＷ共振子２４−１と２４
−２、あるいは２４−３と２４−４の直列合成ＳＡＷ共
振子、または図１１のＳＡＷ共振子２４−１２か２４−
３４に相当する。
はっきりさせるために、図１４（ａ），（ｂ）を用いて
さらに説明する。図１４（ａ），（ｂ）は従来の２段は
しご型回路の構成図であり、同図（ａ）はＴ型回路、及
び同図（ｂ）はπ型回路の構成図である。図１４（ａ）
のＴ型回路は、３個のＳＡＷ共振子２３−００，２４−
０１，２４−０２で構成されている。ＳＡＷ共振子２４
−０１と２４−０２は同一構成のＳＡＷ共振子で、図１
０のＳＡＷ共振子２４−１，２４−２，２４−３，２４
−４に相当している。ＳＡＷ共振子２３−００は、図１
０のＳＡＷ共振子２３−２と２３−３の並列合成ＳＡＷ
共振子、または図１１のＳＡＷ共振子２３−２３に相当
する。図１４（ｂ）のπ型回路は、３個のＳＡＷ共振子
２３−０１，２３−０２，２４−００で構成されてい
る。ＳＡＷ共振子２３−０１と２３−０２は同一構成の
ＳＡＷ共振子で、図１０のＳＡＷ共振子２３−１，２３
−２，２３−３，２３−４に相当している。ＳＡＷ共振
子２４−００は、図１０のＳＡＷ共振子２４−１と２４
−２、あるいは２４−３と２４−４の直列合成ＳＡＷ共
振子、または図１１のＳＡＷ共振子２４−１２か２４−
３４に相当する。
【００１６】この図１４（ａ）のＴ型回路と（ｂ）のπ
型回路の構成を考慮すれば、上述した挿入損失特性の劣
化原因は、π型回路の直列アームＳＡＷ共振子２４−０
０の接続にあると思われる。一般的に、任意の二端子対
電気回路網を接続するとき、段間反射及び挿入損失を抑
制するためには、接続する端子からみたそれぞれの電気
回路網のインピーダンスの値が互いに共役でなければな
らない。しかし、従来、共振器型ＳＡＷフィルタのはし
ご型回路を構成するとき、その点を考慮していないこと
が現状で、単なる各段間の信号の相互反射を考慮してイ
ンピーダンスの等しい端子同士で接続させるだけであっ
た。本発明は、従来技術が持つこのような課題を解決
し、低挿入損失で、帯域外減衰量の高い共振器型ＳＡＷ
フィルタを提供することを目的とする。
型回路の構成を考慮すれば、上述した挿入損失特性の劣
化原因は、π型回路の直列アームＳＡＷ共振子２４−０
０の接続にあると思われる。一般的に、任意の二端子対
電気回路網を接続するとき、段間反射及び挿入損失を抑
制するためには、接続する端子からみたそれぞれの電気
回路網のインピーダンスの値が互いに共役でなければな
らない。しかし、従来、共振器型ＳＡＷフィルタのはし
ご型回路を構成するとき、その点を考慮していないこと
が現状で、単なる各段間の信号の相互反射を考慮してイ
ンピーダンスの等しい端子同士で接続させるだけであっ
た。本発明は、従来技術が持つこのような課題を解決
し、低挿入損失で、帯域外減衰量の高い共振器型ＳＡＷ
フィルタを提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】図１５（ａ）〜（ｃ）は
本発明の接続方法の原理説明図であり、同図（ａ）は任
意の二端子対電気回路網、同図（ｂ）は従来のはしご型
フィルタ内の段間の接続方法、及び同図（ｃ）は本発明
のフィルタ段間の接続方法を示す図である。図１５
（ａ）の二端子対電気回路網３０には、入力端子３１−
１，３２−１と出力端子３１−２，３２−２が設けられ
ている。入力端子３１−１，３２−１を特性インピーダ
ンスＺ0 で終端すると、出力端子３１−２，３２−２か
らみたインピーダンスは、一般的にＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）で
表すことができる。図１５（ｂ）では、２個の電気回路
網３０を、従来の共振器型ＳＡＷフィルタの接続方法で
何の対策も講じずに、ただ出力端子３１−２，３２−２
同士で接続させている。出力端子３１−２，３２−２か
らみた両方の電気回路網３０のインピーダンスは同じＺ
（＝Ｒ＋ｊＸ）なので、この接続方法では、両電気回路
網３０間にある出力端子３１−２，３２−２において不
整合損失の発生を避けられない。従来の接続理論によれ
ば、出力端子３１−２，３２−２からみた一方の電気回
路網３０のインピーダンスがＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）であれ
ば、他方の電気回路網３０のインピーダンスはＺの共役
インピーダンス（＝Ｒ−ｊＸ）でなければならない。こ
のような条件で接続させると、それぞれの電気回路網３
０のインピーダンスのリアクタンス分が打ち消し合い、
不整合損失が最小限に抑制される。
本発明の接続方法の原理説明図であり、同図（ａ）は任
意の二端子対電気回路網、同図（ｂ）は従来のはしご型
フィルタ内の段間の接続方法、及び同図（ｃ）は本発明
のフィルタ段間の接続方法を示す図である。図１５
（ａ）の二端子対電気回路網３０には、入力端子３１−
１，３２−１と出力端子３１−２，３２−２が設けられ
ている。入力端子３１−１，３２−１を特性インピーダ
ンスＺ0 で終端すると、出力端子３１−２，３２−２か
らみたインピーダンスは、一般的にＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）で
表すことができる。図１５（ｂ）では、２個の電気回路
網３０を、従来の共振器型ＳＡＷフィルタの接続方法で
何の対策も講じずに、ただ出力端子３１−２，３２−２
同士で接続させている。出力端子３１−２，３２−２か
らみた両方の電気回路網３０のインピーダンスは同じＺ
（＝Ｒ＋ｊＸ）なので、この接続方法では、両電気回路
網３０間にある出力端子３１−２，３２−２において不
整合損失の発生を避けられない。従来の接続理論によれ
ば、出力端子３１−２，３２−２からみた一方の電気回
路網３０のインピーダンスがＺ（＝Ｒ＋ｊＸ）であれ
ば、他方の電気回路網３０のインピーダンスはＺの共役
インピーダンス（＝Ｒ−ｊＸ）でなければならない。こ
のような条件で接続させると、それぞれの電気回路網３
０のインピーダンスのリアクタンス分が打ち消し合い、
不整合損失が最小限に抑制される。
【００１８】出力端子３１−２，３２−２からみた両方
の電気回路網３０のインピーダンスが同じＺ（＝Ｒ＋ｊ
Ｘ）の場合、従来の接続理論の条件を満たすためには、
両方の電気回路網３０のインピーダンスのリアクタンス
分を打ち消す目的で、例えば両方の電気回路網３０の出
力端子３１−２，３２−２間に純リアクタンス分しか持
たないインピーダンスＺｍ（＝−２ｊＸ）を直列に接続
させればよい。図１５（ｃ）では、図１５（ｂ）の電気
回路網３０の接続方法を従来の接続理論の条件を満たせ
るような接続方法を示している。このようにインピーダ
ンスＺｍを直列に加えることにより、両電気回路網３０
間に従来の接続理論の条件が満たされるので、両電気回
路網３０における不整合損失が最小限に抑制されること
になる。しかし、インピーダンスＺｍの値を−２ｊＸに
することは、あくまでも理想的な場合であり、実用的に
はインピーダンスＺｍの値は、出力端子３１−２，３２
−２における両方の電気回路網３０のインピーダンスの
リアクタンス分を小さく抑制できるような値であればよ
い。
の電気回路網３０のインピーダンスが同じＺ（＝Ｒ＋ｊ
Ｘ）の場合、従来の接続理論の条件を満たすためには、
両方の電気回路網３０のインピーダンスのリアクタンス
分を打ち消す目的で、例えば両方の電気回路網３０の出
力端子３１−２，３２−２間に純リアクタンス分しか持
たないインピーダンスＺｍ（＝−２ｊＸ）を直列に接続
させればよい。図１５（ｃ）では、図１５（ｂ）の電気
回路網３０の接続方法を従来の接続理論の条件を満たせ
るような接続方法を示している。このようにインピーダ
ンスＺｍを直列に加えることにより、両電気回路網３０
間に従来の接続理論の条件が満たされるので、両電気回
路網３０における不整合損失が最小限に抑制されること
になる。しかし、インピーダンスＺｍの値を−２ｊＸに
することは、あくまでも理想的な場合であり、実用的に
はインピーダンスＺｍの値は、出力端子３１−２，３２
−２における両方の電気回路網３０のインピーダンスの
リアクタンス分を小さく抑制できるような値であればよ
い。
【００１９】本発明では、図１５（ｃ）に示す接続原理
を採用し、以下のように構成することにより、共振器型
ＳＡＷフィルタの挿入損失特性を改善している。本発明
のうちの請求項１に係る発明では、ＩＤＴでそれぞれ形
成された直列アームＳＡＷ共振子と並列アームＳＡＷ共
振子によって構成されるはしご型回路を２段以上備え、
前記２段以上のはしご型回路によって１つ以上のπ型回
路が形成される形で、それらのはしご型回路が縦続接続
されて同一の圧電基板上に形成される共振器型ＳＡＷフ
ィルタであって、前記π型回路の直列アームＳＡＷ共振
子と同一ピッチのＩＤＴを有する段間整合用ＳＡＷ共振
子を、該π型回路の直列アームＳＡＷ共振子と直列に接
続している。このような構成を採用したことにより、例
えば、従来の接続方法で加算して大きくなった各段のイ
ンピーダンスのリアクタンス分が小さく抑制され、従来
の接続方法で発生した段間不整合損失が抑制される。
を採用し、以下のように構成することにより、共振器型
ＳＡＷフィルタの挿入損失特性を改善している。本発明
のうちの請求項１に係る発明では、ＩＤＴでそれぞれ形
成された直列アームＳＡＷ共振子と並列アームＳＡＷ共
振子によって構成されるはしご型回路を２段以上備え、
前記２段以上のはしご型回路によって１つ以上のπ型回
路が形成される形で、それらのはしご型回路が縦続接続
されて同一の圧電基板上に形成される共振器型ＳＡＷフ
ィルタであって、前記π型回路の直列アームＳＡＷ共振
子と同一ピッチのＩＤＴを有する段間整合用ＳＡＷ共振
子を、該π型回路の直列アームＳＡＷ共振子と直列に接
続している。このような構成を採用したことにより、例
えば、従来の接続方法で加算して大きくなった各段のイ
ンピーダンスのリアクタンス分が小さく抑制され、従来
の接続方法で発生した段間不整合損失が抑制される。
【００２０】請求項２に係る発明では、請求項１の共振
器型ＳＡＷフィルタにおいて、前記段間整合用ＳＡＷ共
振子のＩＤＴのピッチを、前記π型回路における直列ア
ームＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチより狭くし、共振周
波数と反共振周波数をさらに数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高
域に移動させる構成にしている。このような構成を採用
したことにより、例えば、従来の接続方法で発生した段
間不整合損失が抑制されると共に、挿入損失特性の通過
帯域外の高域に１個の減衰極が発生し、帯域外高域側の
減衰量が増える。請求項３に係る発明では、請求項１の
共振器型ＳＡＷフィルタにおいて、前記段間整合用ＳＡ
Ｗ共振子を複数の直列ＳＡＷ共振子に分解し、これらの
分解した直列ＳＡＷ共振子系の静電容量を、分解前の段
間整合用ＳＡＷ共振子の静電容量とほぼ同一にし、該分
解された各々の直列ＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチを、
それぞれ前記π型回路における直列アームＳＡＷ共振子
のＩＤＴのピッチより狭くしながら異なる値にし、該分
解された直列ＳＡＷ共振子の共振周波数と反共振周波数
を、数ＭＨｚから数十ＭＨｚを基準にして、さらに高域
に移動させる構成にしている。
器型ＳＡＷフィルタにおいて、前記段間整合用ＳＡＷ共
振子のＩＤＴのピッチを、前記π型回路における直列ア
ームＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチより狭くし、共振周
波数と反共振周波数をさらに数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高
域に移動させる構成にしている。このような構成を採用
したことにより、例えば、従来の接続方法で発生した段
間不整合損失が抑制されると共に、挿入損失特性の通過
帯域外の高域に１個の減衰極が発生し、帯域外高域側の
減衰量が増える。請求項３に係る発明では、請求項１の
共振器型ＳＡＷフィルタにおいて、前記段間整合用ＳＡ
Ｗ共振子を複数の直列ＳＡＷ共振子に分解し、これらの
分解した直列ＳＡＷ共振子系の静電容量を、分解前の段
間整合用ＳＡＷ共振子の静電容量とほぼ同一にし、該分
解された各々の直列ＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチを、
それぞれ前記π型回路における直列アームＳＡＷ共振子
のＩＤＴのピッチより狭くしながら異なる値にし、該分
解された直列ＳＡＷ共振子の共振周波数と反共振周波数
を、数ＭＨｚから数十ＭＨｚを基準にして、さらに高域
に移動させる構成にしている。
【００２１】このような構成を採用したことにより、例
えば、従来の接続方法で発生した段間不整合損失が抑制
されると共に、挿入損失特性の通過帯域外の高域に複数
の減衰極が発生し、帯域外高域側の減衰量が増える。請
求項４に係る発明では、請求項１の共振器型ＳＡＷフィ
ルタにおいて、前記π型回路の直列アームＳＡＷ共振子
と同一ピッチのＩＤＴを有する段間整合用ＳＡＷ共振子
と、これに直列に接続される該直列アームＳＡＷ共振子
とを合成して、ＳＡＷ共振子の数を減らす構成にしてい
る。このような構成を採用したことにより、例えば、従
来の接続方法で発生した段間不整合損失が抑制される。
えば、従来の接続方法で発生した段間不整合損失が抑制
されると共に、挿入損失特性の通過帯域外の高域に複数
の減衰極が発生し、帯域外高域側の減衰量が増える。請
求項４に係る発明では、請求項１の共振器型ＳＡＷフィ
ルタにおいて、前記π型回路の直列アームＳＡＷ共振子
と同一ピッチのＩＤＴを有する段間整合用ＳＡＷ共振子
と、これに直列に接続される該直列アームＳＡＷ共振子
とを合成して、ＳＡＷ共振子の数を減らす構成にしてい
る。このような構成を採用したことにより、例えば、従
来の接続方法で発生した段間不整合損失が抑制される。
【００２２】
【発明の実施の形態】第１の実施形態 本発明の第１の実施形態を示す共振器型ＳＡＷフィルタ
の（１）構成、（２）動作、（３）効果、（４）利用形
態、（５）第１の変形例、及び（６）第２の変形例を以
下説明する。 （１） 構成 図１（ａ），（ｂ）は本発明の第１の実施形態を示す共
振器型ＳＡＷフィルタの説明図であり、同図（ａ）はπ
型回路になっている２段はしご型回路で構成される共振
器型ＳＡＷフィルタの構成図、及び同図（ｂ）はその共
振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性図である。なお、図１
では本実施形態を理解し易くするために、フィルタを構
成するはしご型回路の段数を２段のπ型回路としている
が、段数がこれ以上多くなっても基本的な考え方は同じ
なので問題はない。３段以上の共振器型ＳＡＷフィルタ
については、（５），（６）の変形例で説明する。
の（１）構成、（２）動作、（３）効果、（４）利用形
態、（５）第１の変形例、及び（６）第２の変形例を以
下説明する。 （１） 構成 図１（ａ），（ｂ）は本発明の第１の実施形態を示す共
振器型ＳＡＷフィルタの説明図であり、同図（ａ）はπ
型回路になっている２段はしご型回路で構成される共振
器型ＳＡＷフィルタの構成図、及び同図（ｂ）はその共
振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性図である。なお、図１
では本実施形態を理解し易くするために、フィルタを構
成するはしご型回路の段数を２段のπ型回路としている
が、段数がこれ以上多くなっても基本的な考え方は同じ
なので問題はない。３段以上の共振器型ＳＡＷフィルタ
については、（５），（６）の変形例で説明する。
【００２３】図１（ａ）に示すように、本実施形態の共
振器型ＳＡＷフィルタは、２段はしご型回路４０−１，
４０−２で構成されている。１段目はしご型回路４０−
１は、入力端子４１−１１，４２−１１及び出力端子４
１−１２，４２−１２を有し、該端子４１−１１と４２
−１１との間に並列アームＳＡＷ共振子４３−１が接続
され、さらに該端子４１−１１と４１−１２との間に直
列アームＳＡＷ共振子４４−１が接続されている。２段
目はしご型回路４０−２は、入力端子４１−２１，４２
−２１及び出力端子４１−２２，４２−２２を有し、該
端子４１−２２と４２−２２との間に並列アームＳＡＷ
共振子４３−２が接続され、さらに該端子４１−２１と
４１−２２との間に直列アームＳＡＷ共振子４４−２が
接続されている。各ＳＡＷ共振子４３−１，４３−２，
４４−２は、例えば、従来の図５あるいは図１２（ａ）
と同一の構成である。このうち、ＳＡＷ共振子４３−１
と４３−２は全く同じ素子なので、インピーダンスが等
しい。同様に、ＳＡＷ共振子４４−１と４４−２も全く
同じ素子なので、インピーダンスが等しい。
振器型ＳＡＷフィルタは、２段はしご型回路４０−１，
４０−２で構成されている。１段目はしご型回路４０−
１は、入力端子４１−１１，４２−１１及び出力端子４
１−１２，４２−１２を有し、該端子４１−１１と４２
−１１との間に並列アームＳＡＷ共振子４３−１が接続
され、さらに該端子４１−１１と４１−１２との間に直
列アームＳＡＷ共振子４４−１が接続されている。２段
目はしご型回路４０−２は、入力端子４１−２１，４２
−２１及び出力端子４１−２２，４２−２２を有し、該
端子４１−２２と４２−２２との間に並列アームＳＡＷ
共振子４３−２が接続され、さらに該端子４１−２１と
４１−２２との間に直列アームＳＡＷ共振子４４−２が
接続されている。各ＳＡＷ共振子４３−１，４３−２，
４４−２は、例えば、従来の図５あるいは図１２（ａ）
と同一の構成である。このうち、ＳＡＷ共振子４３−１
と４３−２は全く同じ素子なので、インピーダンスが等
しい。同様に、ＳＡＷ共振子４４−１と４４−２も全く
同じ素子なので、インピーダンスが等しい。
【００２４】前記原理説明で述べたように、従来の共振
器型ＳＡＷフィルタでは、端子４１−１２，４２−１２
と端子４１−２１，４２−２１とを直接接続するように
なっているが、端子４１−１２，４２−１２と端子４１
−２１，４２−２１からみた１段目と２段目のはしご型
回路４０−１，４０−２のインピーダンスが全く等し
く、両者を接続するとインピーダンスのリアクタンス分
が増加し、接続端子４１−１２，４２−１２，４１−２
１，４２−２１における不整合損失が増大し、フィルタ
の挿入損失特性の劣化を招くことになる。そこで、本実
施形態では、加算して増大するリアクタンス分を抑制す
るために、端子４１−１２と４１−２１との間に、不整
合損失抑制用つまり段間整合用の２端子素子５１を直列
に接続している。なお、実際の２端子素子５１の配置
は、必ずしもＳＡＷ共振子４４−１と４４−２の間でな
くてもよい。
器型ＳＡＷフィルタでは、端子４１−１２，４２−１２
と端子４１−２１，４２−２１とを直接接続するように
なっているが、端子４１−１２，４２−１２と端子４１
−２１，４２−２１からみた１段目と２段目のはしご型
回路４０−１，４０−２のインピーダンスが全く等し
く、両者を接続するとインピーダンスのリアクタンス分
が増加し、接続端子４１−１２，４２−１２，４１−２
１，４２−２１における不整合損失が増大し、フィルタ
の挿入損失特性の劣化を招くことになる。そこで、本実
施形態では、加算して増大するリアクタンス分を抑制す
るために、端子４１−１２と４１−２１との間に、不整
合損失抑制用つまり段間整合用の２端子素子５１を直列
に接続している。なお、実際の２端子素子５１の配置
は、必ずしもＳＡＷ共振子４４−１と４４−２の間でな
くてもよい。
【００２５】１段目はしご型回路４０−１の端子４１−
１１，４２−１１と２段目はしご型回路４０−２の端子
４１−２２，４２−２２を特性インピーダンスＺ0 で終
端すると、端子４１−１２，４２−１２と端子４１−２
１，４２−２１からみた１段目と２段目のはしご型回路
４０−１，４０−２のインピーダンスが全く等しく、そ
のリアクタンス分は通過帯域低域側においてかなり高い
値の誘導性特性を示す。これに対し、通過帯域低域以外
の通過帯域では、そのリアクタンス分が誘導性になった
りあるいは容量性になったりするが、その絶対値は通過
帯域低域側のリアクタンスの絶対値と比べてかなり小さ
く、数１０分の１以下である。そのため、従来の接続方
法では、既に高くなった１段目と２段目のはしご型回路
の通過帯域低域側のインピーダンスのリアクタンス分が
加算するので、接続端子における不整合損失がますます
大きくなってしまうわけである。それ故、この不整合損
失を抑制するために、本実施形態の２端子素子５１で
は、通過帯域低域側においてインピーダンスのリアクタ
ンス分が容量性特性を持ち、その絶対値が前記加算した
リアクタンス分と同程度で、通過帯域低域以外の通過帯
域ではそのリアクタンス分の絶対値が小さければよい。
また、通過帯域において２端子素子５１のインピーダン
スの抵抗分は、低ければ低いほど理想的である。
１１，４２−１１と２段目はしご型回路４０−２の端子
４１−２２，４２−２２を特性インピーダンスＺ0 で終
端すると、端子４１−１２，４２−１２と端子４１−２
１，４２−２１からみた１段目と２段目のはしご型回路
４０−１，４０−２のインピーダンスが全く等しく、そ
のリアクタンス分は通過帯域低域側においてかなり高い
値の誘導性特性を示す。これに対し、通過帯域低域以外
の通過帯域では、そのリアクタンス分が誘導性になった
りあるいは容量性になったりするが、その絶対値は通過
帯域低域側のリアクタンスの絶対値と比べてかなり小さ
く、数１０分の１以下である。そのため、従来の接続方
法では、既に高くなった１段目と２段目のはしご型回路
の通過帯域低域側のインピーダンスのリアクタンス分が
加算するので、接続端子における不整合損失がますます
大きくなってしまうわけである。それ故、この不整合損
失を抑制するために、本実施形態の２端子素子５１で
は、通過帯域低域側においてインピーダンスのリアクタ
ンス分が容量性特性を持ち、その絶対値が前記加算した
リアクタンス分と同程度で、通過帯域低域以外の通過帯
域ではそのリアクタンス分の絶対値が小さければよい。
また、通過帯域において２端子素子５１のインピーダン
スの抵抗分は、低ければ低いほど理想的である。
【００２６】前記条件を全て満たすような２端子素子５
１をみつけることは、かなり困難である。また、いろい
ろな素子を用いて構成できても、寸法が大きくなり、回
路構成も複雑で実用的ではない。しかし、本実施形態の
回路構成に用いられるＳＡＷ共振子４４−１（または４
４−２）とＳＡＷ共振子４３−１（または４３−２）の
インピーダンス特性を調べてみると、フィルタの通過帯
域低域側において、リアクタンス分が容量性特性を示し
ており、工夫次第でＳＡＷ共振子４４−１と４３−１を
素子５１として利用することができることがわかった。
さらに、ＳＡＷ共振子４４−１と４３−１のリアクタン
ス特性を比較してみると、ＳＡＷ共振子４４−１の方が
その利用に最も適するので、素子５１の構成はＳＡＷ共
振子４４−１の構成を基本にする。ＳＡＷ共振子４４−
１は、フィルタの直列アーム共振子であり、フィルタの
通過帯域中心付近に共振周波数を持ち、通過帯域高域の
すぐ外側に反共振周波数を持つ。２端子素子５１がフィ
ルタの直列アームＳＡＷ共振子４４−１，４４−２と直
列に接続されるので、該直列アームＳＡＷ共振子４４−
１とほぼ同じ共振周波数と反共振周波数を持てばフィル
タ特性に不要な悪影響を及ぼさず、フィルタ通過帯域低
域側の不整合損失だけを抑制する。しかし、もし２端子
素子５１がフィルタの並列アームＳＡＷ共振子４３−１
とほぼ同じ共振周波数と反共振周波数を持てば、フィル
タ通過帯域低域側の不整合損失が抑制されても、フィル
タ通過帯域高域側が２端子素子５１の反共振周波数の悪
影響を受け、劣化してしまう。そこで、本実施形態では
フィルタの直列アームＳＡＷ共振子４４−１の構成を、
２端子素子５１の基本構成に採用している。
１をみつけることは、かなり困難である。また、いろい
ろな素子を用いて構成できても、寸法が大きくなり、回
路構成も複雑で実用的ではない。しかし、本実施形態の
回路構成に用いられるＳＡＷ共振子４４−１（または４
４−２）とＳＡＷ共振子４３−１（または４３−２）の
インピーダンス特性を調べてみると、フィルタの通過帯
域低域側において、リアクタンス分が容量性特性を示し
ており、工夫次第でＳＡＷ共振子４４−１と４３−１を
素子５１として利用することができることがわかった。
さらに、ＳＡＷ共振子４４−１と４３−１のリアクタン
ス特性を比較してみると、ＳＡＷ共振子４４−１の方が
その利用に最も適するので、素子５１の構成はＳＡＷ共
振子４４−１の構成を基本にする。ＳＡＷ共振子４４−
１は、フィルタの直列アーム共振子であり、フィルタの
通過帯域中心付近に共振周波数を持ち、通過帯域高域の
すぐ外側に反共振周波数を持つ。２端子素子５１がフィ
ルタの直列アームＳＡＷ共振子４４−１，４４−２と直
列に接続されるので、該直列アームＳＡＷ共振子４４−
１とほぼ同じ共振周波数と反共振周波数を持てばフィル
タ特性に不要な悪影響を及ぼさず、フィルタ通過帯域低
域側の不整合損失だけを抑制する。しかし、もし２端子
素子５１がフィルタの並列アームＳＡＷ共振子４３−１
とほぼ同じ共振周波数と反共振周波数を持てば、フィル
タ通過帯域低域側の不整合損失が抑制されても、フィル
タ通過帯域高域側が２端子素子５１の反共振周波数の悪
影響を受け、劣化してしまう。そこで、本実施形態では
フィルタの直列アームＳＡＷ共振子４４−１の構成を、
２端子素子５１の基本構成に採用している。
【００２７】本実施形態では、フィルタの通過帯域低域
側におけるフィルタの１段目と２段目のはしご型回路４
０−１，４０−２のリアクタンス分を考慮して、２端子
素子５１を２個の直列アームＳＡＷ共振子４４−１に相
当するインピーダンスを持つＳＡＷ共振子にする。その
ため、２個の直列アームＳＡＷ共振子４４−１を２端子
素子５１として用いてもよい。この場合、直列アームＳ
ＡＷ共振子４４−１，４４−２及び２端子素子５１のＩ
ＤＴのピッチは同じなので、図１２に示されたＳＡＷ共
振子の合成方法を用いて合成してもよく、しなくてもよ
い。但し、合成を行う場合、例えば本実施形態では、最
初にあったＳＡＷ共振子４４−１，４４−２に加えて段
間整合用のＳＡＷ共振子からなる２端子素子５１がある
ので、全部１個のＳＡＷ共振子に合成すると、多少のイ
ンピーダンスのずれが生じることがあるから、合成後の
ＳＡＷ共振子の対数や交差長を調整する必要がある。ま
た、２端子素子５１は２個の直列アームＳＡＷ共振子４
４−１に相当するＳＡＷ共振子なので、図１２の合成方
法によると、対数を共振子４４−１と同じようにすれ
ば、交差長は共振子４４−１の交差長の半分になる。従
って、例えば共振子４４−１の交差長をＷ１とすれば、
２端子素子５１の交差長はＷ１／２になる。
側におけるフィルタの１段目と２段目のはしご型回路４
０−１，４０−２のリアクタンス分を考慮して、２端子
素子５１を２個の直列アームＳＡＷ共振子４４−１に相
当するインピーダンスを持つＳＡＷ共振子にする。その
ため、２個の直列アームＳＡＷ共振子４４−１を２端子
素子５１として用いてもよい。この場合、直列アームＳ
ＡＷ共振子４４−１，４４−２及び２端子素子５１のＩ
ＤＴのピッチは同じなので、図１２に示されたＳＡＷ共
振子の合成方法を用いて合成してもよく、しなくてもよ
い。但し、合成を行う場合、例えば本実施形態では、最
初にあったＳＡＷ共振子４４−１，４４−２に加えて段
間整合用のＳＡＷ共振子からなる２端子素子５１がある
ので、全部１個のＳＡＷ共振子に合成すると、多少のイ
ンピーダンスのずれが生じることがあるから、合成後の
ＳＡＷ共振子の対数や交差長を調整する必要がある。ま
た、２端子素子５１は２個の直列アームＳＡＷ共振子４
４−１に相当するＳＡＷ共振子なので、図１２の合成方
法によると、対数を共振子４４−１と同じようにすれ
ば、交差長は共振子４４−１の交差長の半分になる。従
って、例えば共振子４４−１の交差長をＷ１とすれば、
２端子素子５１の交差長はＷ１／２になる。
【００２８】（２） 動作 図１（ａ）の共振器型ＳＡＷフィルタでは、従来と同様
に、入力端子４１−１１，４２−１１より高周波信号が
入力されると、フィルタを構成する全てのＳＡＷ共振子
４３−１，４３−２，４４−１，４４−２及び２端子素
子５１のＩＤＴの電極指間に電圧差が生じ、ＳＡＷが励
振される。ＳＡＷが励振することにより、ＳＡＷ共振子
４３−１，４３−２，４４−１，４４−２及び２端子素
子５１が、水晶共振子あるいは従来のＬＣ共振子のよう
なインピーダンス特性を表し、ＳＡＷ共振子系全体が帯
域フィルタの特性を表すことになる。この際、本実施形
態で導入したはしご型回路段間の２端子素子５１は、通
過帯域低域側の伝送特性を補い、リップル（通過帯域の
挿入損失の最大値と最小値の差）の小さい挿入損失特性
を実現する。この結果、出力端子４１−２２，４２−２
２より通過帯域に周波数の合う信号だけが安定な強度で
出力され、通過帯域外の周波数の信号が入力端子４１−
１１，４２−１１において反射され、該出力端子４１−
２２，４２−２２から出力されない。
に、入力端子４１−１１，４２−１１より高周波信号が
入力されると、フィルタを構成する全てのＳＡＷ共振子
４３−１，４３−２，４４−１，４４−２及び２端子素
子５１のＩＤＴの電極指間に電圧差が生じ、ＳＡＷが励
振される。ＳＡＷが励振することにより、ＳＡＷ共振子
４３−１，４３−２，４４−１，４４−２及び２端子素
子５１が、水晶共振子あるいは従来のＬＣ共振子のよう
なインピーダンス特性を表し、ＳＡＷ共振子系全体が帯
域フィルタの特性を表すことになる。この際、本実施形
態で導入したはしご型回路段間の２端子素子５１は、通
過帯域低域側の伝送特性を補い、リップル（通過帯域の
挿入損失の最大値と最小値の差）の小さい挿入損失特性
を実現する。この結果、出力端子４１−２２，４２−２
２より通過帯域に周波数の合う信号だけが安定な強度で
出力され、通過帯域外の周波数の信号が入力端子４１−
１１，４２−１１において反射され、該出力端子４１−
２２，４２−２２から出力されない。
【００２９】（３） 効果 本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタの効果が、図１
（ｂ）の伝送特性に示されている。この図１（ｂ）にお
いて、Ｂ１は通過帯域低域側において改善した挿入損失
特性の部分、及びＢ２はその反射損失特性の部分であ
る。従来の段間接続方法で常に劣化する通過帯域低域側
の挿入損失特性は、図１（ｂ）から明らかなように劣化
しなくなってくる。これと同時に、通過帯域低域側の反
射損失特性も大きく下がり、段間接続の整合状態が良好
であることが明らかである。通過帯域低域側の挿入損失
特性が改善されたことによって特性のリップルも小さく
なり、フィルタの挿入損失の評価もよくなる。現在、自
動車電話器及び携帯電話器等に使われているフィルタの
中にはまだ誘電体フィルタが使われているが、このよう
に共振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性を大きく改善でき
たことで、自動車電話器及び携帯電話器等に使われるフ
ィルタが全てＳＡＷフィルタになり、これらの自動車電
話器及び携帯電話器等の小型化、高性能化及び低価格化
を飛躍的に推進する効果もある。
（ｂ）の伝送特性に示されている。この図１（ｂ）にお
いて、Ｂ１は通過帯域低域側において改善した挿入損失
特性の部分、及びＢ２はその反射損失特性の部分であ
る。従来の段間接続方法で常に劣化する通過帯域低域側
の挿入損失特性は、図１（ｂ）から明らかなように劣化
しなくなってくる。これと同時に、通過帯域低域側の反
射損失特性も大きく下がり、段間接続の整合状態が良好
であることが明らかである。通過帯域低域側の挿入損失
特性が改善されたことによって特性のリップルも小さく
なり、フィルタの挿入損失の評価もよくなる。現在、自
動車電話器及び携帯電話器等に使われているフィルタの
中にはまだ誘電体フィルタが使われているが、このよう
に共振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性を大きく改善でき
たことで、自動車電話器及び携帯電話器等に使われるフ
ィルタが全てＳＡＷフィルタになり、これらの自動車電
話器及び携帯電話器等の小型化、高性能化及び低価格化
を飛躍的に推進する効果もある。
【００３０】（４） 利用形態 本実施形態のように挿入損失特性が改善された共振器型
ＳＡＷフィルタは、従来のものと比べて利用し易く、応
用範囲も広くなる。一般的に、共振器型ＳＡＷフィルタ
は、例えば自動車電話器及び携帯電話器等において段間
フィルタとして使われるが、共用器用フィルタとしてま
だ利用できない。しかし、本実施形態の共振器型ＳＡＷ
フィルタは、低損失だけでなく、低リップルでもあるの
で、共用器用フィルタ等としても十分利用できる。即
ち、現在、自動車電話器及び携帯電話器等において共用
器用フィルタとして誘電体フィルタが使われているが、
本実施形態の効果により、自動車電話器及び携帯電話器
等に使われるフィルタが全てＳＡＷフィルタになること
が期待される。
ＳＡＷフィルタは、従来のものと比べて利用し易く、応
用範囲も広くなる。一般的に、共振器型ＳＡＷフィルタ
は、例えば自動車電話器及び携帯電話器等において段間
フィルタとして使われるが、共用器用フィルタとしてま
だ利用できない。しかし、本実施形態の共振器型ＳＡＷ
フィルタは、低損失だけでなく、低リップルでもあるの
で、共用器用フィルタ等としても十分利用できる。即
ち、現在、自動車電話器及び携帯電話器等において共用
器用フィルタとして誘電体フィルタが使われているが、
本実施形態の効果により、自動車電話器及び携帯電話器
等に使われるフィルタが全てＳＡＷフィルタになること
が期待される。
【００３１】（５） 第１の変形例 図２は、図１（ａ）の第１の変形例を示すもので、本実
施形態の共振器型ＳＡＷフィルタを図１（ａ）の２段は
しご型回路から３段はしご型回路に拡張した構成図であ
る。この共振器型ＳＡＷフィルタは、３段のはしご型回
路４０−１〜４０−３が縦続接続されて構成されてい
る。１段目はしご型回路４０−１は、端子４１−１１，
４２−１１と端子４１−２１，４２−２１を有し、これ
らの端子間に並列アームＳＡＷ共振子４３−１及び直列
アームＳＡＷ共振子４４−１が接続されている。２段目
はしご型回路４０−２は、端子４１−２１，４２−２１
と端子４１−２２，４２−２２を有し、これらの端子間
に並列アームＳＡＷ共振子４３−２及び直列アームＳＡ
Ｗ共振子４４−２が接続されている。３段目はしご型回
路４０−３は、端子４１−３１，４２−３１と端子４１
−３２，４２−３２を有し、これらの端子間に並列アー
ムＳＡＷ共振子４３−３及び直列アームＳＡＷ共振子４
４−３が接続されている。各段の並列アームＳＡＷ共振
子４３−１，４３−２，４３−３はそれぞれ同じインピ
ーダンス特性を持つ。各段の直列アームＳＡＷ共振子４
４−１，４４−２，４４−３も、それぞれ同じインピー
ダンス特性を持つ。なお、共振子４３−１と４３−２、
及び共振子４４−２と４４−３を、それぞれ図１２に示
すように並列合成及び直列合成を行っても差しつかえな
いが、説明の簡単化を図るため、合成しないでおく。
施形態の共振器型ＳＡＷフィルタを図１（ａ）の２段は
しご型回路から３段はしご型回路に拡張した構成図であ
る。この共振器型ＳＡＷフィルタは、３段のはしご型回
路４０−１〜４０−３が縦続接続されて構成されてい
る。１段目はしご型回路４０−１は、端子４１−１１，
４２−１１と端子４１−２１，４２−２１を有し、これ
らの端子間に並列アームＳＡＷ共振子４３−１及び直列
アームＳＡＷ共振子４４−１が接続されている。２段目
はしご型回路４０−２は、端子４１−２１，４２−２１
と端子４１−２２，４２−２２を有し、これらの端子間
に並列アームＳＡＷ共振子４３−２及び直列アームＳＡ
Ｗ共振子４４−２が接続されている。３段目はしご型回
路４０−３は、端子４１−３１，４２−３１と端子４１
−３２，４２−３２を有し、これらの端子間に並列アー
ムＳＡＷ共振子４３−３及び直列アームＳＡＷ共振子４
４−３が接続されている。各段の並列アームＳＡＷ共振
子４３−１，４３−２，４３−３はそれぞれ同じインピ
ーダンス特性を持つ。各段の直列アームＳＡＷ共振子４
４−１，４４−２，４４−３も、それぞれ同じインピー
ダンス特性を持つ。なお、共振子４３−１と４３−２、
及び共振子４４−２と４４−３を、それぞれ図１２に示
すように並列合成及び直列合成を行っても差しつかえな
いが、説明の簡単化を図るため、合成しないでおく。
【００３２】２段目と３段目のはしご型回路４０−２，
４０−３がπ型回路を構成するので、端子４１−２２，
４２−２２と端子４１−３１，４２−３１との間に発生
するインピーダンス不整合損失を抑制するために、本変
形例では端子４１−２２と４１−３１の間に段間整合用
ＳＡＷ共振子５２を縦続接続している。ＳＡＷ共振子５
２は、フィルタの直列アームＳＡＷ共振子４１−１と同
じＩＤＴのピッチを持つが、対数及び交差長は次のよう
に求める。端子４１−１１，４２−１１を特性インピー
ダンスＺ0 で終端すると、端子４１−２２，４２−２２
からみた回路（直列に接続している１段目と２段目のは
しご型回路４０−１，４０−２）の左側のインピーダン
スをＺ１（＝Ｒ１＋ｊＸ１）とし、端子４１−３２，４
２−３２を特性インピーダンスＺ0 で終端すると、端子
４１−３１，４２−３１からみた回路（３段目のはしご
型回路４０−３）の右側のインピーダンスをＺ２（＝Ｒ
２＋ｊＸ２）とする。上記発明の原理説明で述べたよう
に、不整合損失を最小限に抑制するために、段間整合用
ＳＡＷ共振子５２のインピーダンスはフィルタの通過帯
域において抵抗分をほぼ持たず（またはゼロ）、リアク
タンス分がほぼ−ｊ（Ｘ１＋Ｘ２）に等しければよい。
ここで、ＳＡＷ共振子５２のＩＤＴの対数をＳＡＷ共振
子４４−１と同じようにすると、リアクタンス分が−ｊ
（Ｘ１＋Ｘ２）になる交差長は、例えばＳＡＷ共振子４
４−１の交差長をＷ１とすれば、ほぼＷ１×Ｘ２／（Ｘ
１＋Ｘ２）になる。この交差長の式は、次のように導き
出される。
４０−３がπ型回路を構成するので、端子４１−２２，
４２−２２と端子４１−３１，４２−３１との間に発生
するインピーダンス不整合損失を抑制するために、本変
形例では端子４１−２２と４１−３１の間に段間整合用
ＳＡＷ共振子５２を縦続接続している。ＳＡＷ共振子５
２は、フィルタの直列アームＳＡＷ共振子４１−１と同
じＩＤＴのピッチを持つが、対数及び交差長は次のよう
に求める。端子４１−１１，４２−１１を特性インピー
ダンスＺ0 で終端すると、端子４１−２２，４２−２２
からみた回路（直列に接続している１段目と２段目のは
しご型回路４０−１，４０−２）の左側のインピーダン
スをＺ１（＝Ｒ１＋ｊＸ１）とし、端子４１−３２，４
２−３２を特性インピーダンスＺ0 で終端すると、端子
４１−３１，４２−３１からみた回路（３段目のはしご
型回路４０−３）の右側のインピーダンスをＺ２（＝Ｒ
２＋ｊＸ２）とする。上記発明の原理説明で述べたよう
に、不整合損失を最小限に抑制するために、段間整合用
ＳＡＷ共振子５２のインピーダンスはフィルタの通過帯
域において抵抗分をほぼ持たず（またはゼロ）、リアク
タンス分がほぼ−ｊ（Ｘ１＋Ｘ２）に等しければよい。
ここで、ＳＡＷ共振子５２のＩＤＴの対数をＳＡＷ共振
子４４−１と同じようにすると、リアクタンス分が−ｊ
（Ｘ１＋Ｘ２）になる交差長は、例えばＳＡＷ共振子４
４−１の交差長をＷ１とすれば、ほぼＷ１×Ｘ２／（Ｘ
１＋Ｘ２）になる。この交差長の式は、次のように導き
出される。
【００３３】本変形例の説明に用いたインピーダンスＺ
２（＝Ｒ２＋ｊＸ２）は、回路の構成からみれば前記第
１の実施形態の説明に用いたインピーダンスＺ（＝Ｒ＋
ｊＸ）に相当し、−２ｊＸ（＝−２ｊＸ２）なるリアク
タンス分を得るために対数はＳＡＷ共振子４４−１の対
数と同じくして、交差長はＳＡＷ共振子４４−１の交差
長Ｗ１の半分にしたＳＡＷ共振子を用いた。また、ＳＡ
Ｗ共振子のＩＤＴの静電容量は交差長に比例し、リアク
タンスはＩＤＴの静電容量に反比例するから、−ｊ（Ｘ
１＋Ｘ２）なるリアクタンス分を得るためには対数をＳ
ＡＷ共振子４４−１の対数と同じくすればよく、容易に
段間調整用ＳＡＷ共振子５２の交差長を導出できる。こ
のような本変形例の共振器型ＳＡＷフィルタは、上記第
１の実施形態の動作、効果及び利用形態とほぼ同様であ
る。
２（＝Ｒ２＋ｊＸ２）は、回路の構成からみれば前記第
１の実施形態の説明に用いたインピーダンスＺ（＝Ｒ＋
ｊＸ）に相当し、−２ｊＸ（＝−２ｊＸ２）なるリアク
タンス分を得るために対数はＳＡＷ共振子４４−１の対
数と同じくして、交差長はＳＡＷ共振子４４−１の交差
長Ｗ１の半分にしたＳＡＷ共振子を用いた。また、ＳＡ
Ｗ共振子のＩＤＴの静電容量は交差長に比例し、リアク
タンスはＩＤＴの静電容量に反比例するから、−ｊ（Ｘ
１＋Ｘ２）なるリアクタンス分を得るためには対数をＳ
ＡＷ共振子４４−１の対数と同じくすればよく、容易に
段間調整用ＳＡＷ共振子５２の交差長を導出できる。こ
のような本変形例の共振器型ＳＡＷフィルタは、上記第
１の実施形態の動作、効果及び利用形態とほぼ同様であ
る。
【００３４】（６） 第２の変形例 共振器型ＳＡＷフィルタのはしご型回路の段数が３段以
上になると、回路には必ず１つ以上のπ型回路が形成さ
れるので、このπ型回路の直列アームに発生する不整合
損失を抑制する作業は、段数が多くなるに連れて複雑に
なってくる。しかし、共振器型ＳＡＷフィルタのはしご
型回路の段数が４段以上になっても、必ず回路の有する
全てのπ型回路を分解させずに複数の２段と３段のπ型
回路を有するはしご型回路に分けることができる。そし
て、π型回路を有する各々の２段はしご型回路と３段は
しご型回路に上記第１の実施形態及び第１の変形例で実
施したπ型回路の直列アームにおける不整合損失抑制対
策と同じようなやり方で上記対策を施せば、結果的に共
振器型ＳＡＷフィルタの通過帯域低域側の伝送特性劣化
を改善できる。従って、上記第１の実施形態は、どのよ
うな共振器型ＳＡＷフィルタにも適用できる。
上になると、回路には必ず１つ以上のπ型回路が形成さ
れるので、このπ型回路の直列アームに発生する不整合
損失を抑制する作業は、段数が多くなるに連れて複雑に
なってくる。しかし、共振器型ＳＡＷフィルタのはしご
型回路の段数が４段以上になっても、必ず回路の有する
全てのπ型回路を分解させずに複数の２段と３段のπ型
回路を有するはしご型回路に分けることができる。そし
て、π型回路を有する各々の２段はしご型回路と３段は
しご型回路に上記第１の実施形態及び第１の変形例で実
施したπ型回路の直列アームにおける不整合損失抑制対
策と同じようなやり方で上記対策を施せば、結果的に共
振器型ＳＡＷフィルタの通過帯域低域側の伝送特性劣化
を改善できる。従って、上記第１の実施形態は、どのよ
うな共振器型ＳＡＷフィルタにも適用できる。
【００３５】第２の実施形態 図３（ａ），（ｂ）は本発明の第２の実施形態を示す共
振器型ＳＡＷフィルタの説明図であり、同図（ａ）はπ
型回路になっている２段はしご型回路で構成される共振
器型ＳＡＷフィルタの構成図、及び同図（ｂ）はこの共
振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性図である。以下、この
図３（ａ），（ｂ）を参照しつつ、本実施形態の（１）
構成、（２）動作、（３）効果、（４）利用形態、及び
（５）変形例を説明する。
振器型ＳＡＷフィルタの説明図であり、同図（ａ）はπ
型回路になっている２段はしご型回路で構成される共振
器型ＳＡＷフィルタの構成図、及び同図（ｂ）はこの共
振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性図である。以下、この
図３（ａ），（ｂ）を参照しつつ、本実施形態の（１）
構成、（２）動作、（３）効果、（４）利用形態、及び
（５）変形例を説明する。
【００３６】（１） 構成 図３（ａ）に示すように、本実施形態の共振器型ＳＡＷ
フィルタは、図１（ａ）と同一の１段目はしご型回路４
０−１と２段目はしご型回路４０−２とを有し、これら
の回路４０−１，４０−２間を接続する図１（ａ）の２
端子素子５１に代え、これと構成の異なる段間整合用Ｓ
ＡＷ共振子５３を設けた点のみが第１の実施形態と異な
っている。ＳＡＷ共振子５３の構成及び選択の仕方は、
図１（ａ）の２端子素子５１と基本的に同じである。即
ち、ＳＡＷ共振子５３は、２個の直列アームＳＡＷ共振
子４４−１に相当するインピーダンスを持つＳＡＷ共振
子である。そのため、２個の直列アームＳＡＷ共振子４
４−１をＳＡＷ共振子５３として用いてもよい。しか
し、本実施形態では、ＳＡＷ共振子５３のＩＤＴのピッ
チをＳＡＷ共振子４４−１のＩＤＴのピッチよりわずか
に狭く設計することで、該ＳＡＷ共振子５３の共振周波
数と反共振周波数をさらに高域の方に移動させるように
している。これが、第１の実施形態との重要な相違点で
ある。また、ＳＡＷ共振子５３のＩＤＴのピッチとＳＡ
Ｗ共振子４４−１のＩＤＴのピッチとが異なるから、第
１の実施形態の２端子素子５１とＳＡＷ共振子４４−１
のように、図１２に示したＳＡＷ共振子の合成方法を用
いることができない。
フィルタは、図１（ａ）と同一の１段目はしご型回路４
０−１と２段目はしご型回路４０−２とを有し、これら
の回路４０−１，４０−２間を接続する図１（ａ）の２
端子素子５１に代え、これと構成の異なる段間整合用Ｓ
ＡＷ共振子５３を設けた点のみが第１の実施形態と異な
っている。ＳＡＷ共振子５３の構成及び選択の仕方は、
図１（ａ）の２端子素子５１と基本的に同じである。即
ち、ＳＡＷ共振子５３は、２個の直列アームＳＡＷ共振
子４４−１に相当するインピーダンスを持つＳＡＷ共振
子である。そのため、２個の直列アームＳＡＷ共振子４
４−１をＳＡＷ共振子５３として用いてもよい。しか
し、本実施形態では、ＳＡＷ共振子５３のＩＤＴのピッ
チをＳＡＷ共振子４４−１のＩＤＴのピッチよりわずか
に狭く設計することで、該ＳＡＷ共振子５３の共振周波
数と反共振周波数をさらに高域の方に移動させるように
している。これが、第１の実施形態との重要な相違点で
ある。また、ＳＡＷ共振子５３のＩＤＴのピッチとＳＡ
Ｗ共振子４４−１のＩＤＴのピッチとが異なるから、第
１の実施形態の２端子素子５１とＳＡＷ共振子４４−１
のように、図１２に示したＳＡＷ共振子の合成方法を用
いることができない。
【００３７】（２） 動作 本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタは、第１の実施形
態の共振器型ＳＡＷフィルタと同一の動作を行う。 （３） 効果 本実施形態では、ＳＡＷ共振子５３のＩＤＴのピッチを
ＳＡＷ共振子４４−１のＩＤＴのピッチよりわずかに狭
く設計し、該ＳＡＷ共振子５３の共振周波数と反共振周
波数を数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高域の方に移動させる。
このようにＳＡＷ共振子５３のインピーダンス特性が高
域の方に移動することで、共振器型ＳＡＷフィルタの通
過帯域低域側におけるＳＡＷ共振子５３のインピーダン
スのリアクタンス分の変動も生じるが、数十ＭＨｚ以内
の高域移動ならそれほど変動しないことを実験的に確認
した。ちなみに、このような高域移動で容量性であるＳ
ＡＷ共振子５３のインピーダンスのリアクタンス分は、
増加する方向に変動する。しかし、前記のようなインピ
ーダンス特性の変動があっても、ＳＡＷ共振子５３は、
第１の実施形態の段間整合用２端子素子５１と同じよう
に段間不整合損失を抑制できる。それに、共振周波数と
反共振周波数が高域に移動することで、共振器型ＳＡＷ
フィルタの挿入損失特性の帯域外高域側にＳＡＷ共振子
５３の反共振周波数と同じ周波数において１個の減衰極
が発生するので、高域減衰量が増加するという効果が得
られる。
態の共振器型ＳＡＷフィルタと同一の動作を行う。 （３） 効果 本実施形態では、ＳＡＷ共振子５３のＩＤＴのピッチを
ＳＡＷ共振子４４−１のＩＤＴのピッチよりわずかに狭
く設計し、該ＳＡＷ共振子５３の共振周波数と反共振周
波数を数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高域の方に移動させる。
このようにＳＡＷ共振子５３のインピーダンス特性が高
域の方に移動することで、共振器型ＳＡＷフィルタの通
過帯域低域側におけるＳＡＷ共振子５３のインピーダン
スのリアクタンス分の変動も生じるが、数十ＭＨｚ以内
の高域移動ならそれほど変動しないことを実験的に確認
した。ちなみに、このような高域移動で容量性であるＳ
ＡＷ共振子５３のインピーダンスのリアクタンス分は、
増加する方向に変動する。しかし、前記のようなインピ
ーダンス特性の変動があっても、ＳＡＷ共振子５３は、
第１の実施形態の段間整合用２端子素子５１と同じよう
に段間不整合損失を抑制できる。それに、共振周波数と
反共振周波数が高域に移動することで、共振器型ＳＡＷ
フィルタの挿入損失特性の帯域外高域側にＳＡＷ共振子
５３の反共振周波数と同じ周波数において１個の減衰極
が発生するので、高域減衰量が増加するという効果が得
られる。
【００３８】本実施形態の効果を示す図３（ｂ）の伝送
特性において、Ｃ１は通過帯域低域側において改善した
挿入損失特性の部分、Ｃ２はその反射損失特性の部分、
Ｃ３は帯域外高域に発生する減衰極である。この図から
明らかなように、第１の実施形態の場合と同様に、従来
の段間接続方法で常に劣化する通過帯域低域側の挿入損
失特性が劣化しなくなり、通過帯域低域側の反射損失特
性も大きく下がる。しかも、帯域外高域に発生する減衰
極Ｃ３により、本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタの
挿入損失特性の高域減衰量の増加が明らかである。 （４） 利用形態 本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタでは、挿入損失特
性の通過帯域の特性が改善されたばかりでなく、高域に
１個の減衰極を設け、高域減衰量の増加を実現できたこ
とで、本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタは第１の実
施形態の共振器型ＳＡＷフィルタより優れた伝送特性を
持つ。よって、第１の実施形態の共振器型ＳＡＷフィル
タのように自動車電話器及び携帯電話器等の中に用いた
り、さらに周波数帯域の調整で様々な通信機器等にも利
用できる。
特性において、Ｃ１は通過帯域低域側において改善した
挿入損失特性の部分、Ｃ２はその反射損失特性の部分、
Ｃ３は帯域外高域に発生する減衰極である。この図から
明らかなように、第１の実施形態の場合と同様に、従来
の段間接続方法で常に劣化する通過帯域低域側の挿入損
失特性が劣化しなくなり、通過帯域低域側の反射損失特
性も大きく下がる。しかも、帯域外高域に発生する減衰
極Ｃ３により、本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタの
挿入損失特性の高域減衰量の増加が明らかである。 （４） 利用形態 本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタでは、挿入損失特
性の通過帯域の特性が改善されたばかりでなく、高域に
１個の減衰極を設け、高域減衰量の増加を実現できたこ
とで、本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタは第１の実
施形態の共振器型ＳＡＷフィルタより優れた伝送特性を
持つ。よって、第１の実施形態の共振器型ＳＡＷフィル
タのように自動車電話器及び携帯電話器等の中に用いた
り、さらに周波数帯域の調整で様々な通信機器等にも利
用できる。
【００３９】（５） 変形例 本実施形態では、π型回路なる２段はしご型回路の共振
器型ＳＡＷ共振子の場合しか説明しなかったが、第１の
実施形態と同様に、段数が２段あるいはこれ以上に増え
ても、第１の実施形態の第１及び第２の変形例で説明し
たような段間不整合損失抑制対策を本実施形態にも適用
できる。但し、この場合も段間調整に用いるＳＡＷ共振
子は、本実施形態の図３（ａ）のＳＡＷ共振子５３と同
様に、インピーダンス特性が高域に移動させられるもの
である。第３の実施形態 図４（ａ），（ｂ）は本発明の第３の実施形態を示す共
振器型ＳＡＷフィルタの説明図であり、同図（ａ）はπ
型回路になっている２段はしご型回路で構成される共振
器型ＳＡＷフィルタの構成図、及び同図（ｂ）はこの共
振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性図である。この図を参
照しつつ、本実施形態の（１）構成、（２）動作、
（３）効果、（４）利用形態、及び（５）変形例を説明
する。
器型ＳＡＷ共振子の場合しか説明しなかったが、第１の
実施形態と同様に、段数が２段あるいはこれ以上に増え
ても、第１の実施形態の第１及び第２の変形例で説明し
たような段間不整合損失抑制対策を本実施形態にも適用
できる。但し、この場合も段間調整に用いるＳＡＷ共振
子は、本実施形態の図３（ａ）のＳＡＷ共振子５３と同
様に、インピーダンス特性が高域に移動させられるもの
である。第３の実施形態 図４（ａ），（ｂ）は本発明の第３の実施形態を示す共
振器型ＳＡＷフィルタの説明図であり、同図（ａ）はπ
型回路になっている２段はしご型回路で構成される共振
器型ＳＡＷフィルタの構成図、及び同図（ｂ）はこの共
振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性図である。この図を参
照しつつ、本実施形態の（１）構成、（２）動作、
（３）効果、（４）利用形態、及び（５）変形例を説明
する。
【００４０】（１） 構成 図４（ａ）に示すように、本実施形態の共振器型ＳＡＷ
フィルタは、第２の実施形態の図３（ａ）と同様な２段
はしご型回路４０−１，４０−２を有し、これらの回路
４０−１，４０−２間に、図３（ａ）のＳＡＷ共振子５
３に代えて、直列に接続した段間整合用のＳＡＷ共振子
５４，５５を設けた点のみが第２の実施形態と異なって
いる。ＳＡＷ共振子５４と５５は、図３（ａ）のＳＡＷ
共振子５３を分解して得られたものである。分解の仕方
はいろいろ考えられるが、分解後のＳＡＷ共振子５４と
５５の直列合成静電容量はＳＡＷ共振子５３とほぼ同じ
程度にすることが基本である。ここでは、説明を簡単に
するために、ＳＡＷ共振子５４と５５はそれぞれ直列ア
ームＳＡＷ共振子４４−１と同じ構成にする。そのた
め、直列に接続しているＳＡＷ共振子５４と５５の合成
インピーダンスは、２個の直列アームＳＡＷ共振子４４
−１に相当し、図３（ａ）のＳＡＷ共振子５３のインピ
ーダンスとほぼ同じである。但し、ここでは、例えばＳ
ＡＷ共振子５４を図３（ａ）のＳＡＷ共振子５３と同じ
ようにＩＤＴのピッチを狭くし、インピーダンス特性を
高域に数十ＭＨｚ移動させ、さらにＳＡＷ共振子５５も
同じようにさらにＩＤＴのピッチを狭くし、インピーダ
ンス特性をＳＡＷ共振子５４よりさらに高域に移動させ
ている。このように、本実施形態と第２の実施形態の共
振器型ＳＡＷフィルタの相違点は、１個の段間整合用Ｓ
ＡＷ共振子５３を、周波数帯域の異なった２個の直列に
接続したＳＡＷ共振子５４と５５に分解したことであ
る。
フィルタは、第２の実施形態の図３（ａ）と同様な２段
はしご型回路４０−１，４０−２を有し、これらの回路
４０−１，４０−２間に、図３（ａ）のＳＡＷ共振子５
３に代えて、直列に接続した段間整合用のＳＡＷ共振子
５４，５５を設けた点のみが第２の実施形態と異なって
いる。ＳＡＷ共振子５４と５５は、図３（ａ）のＳＡＷ
共振子５３を分解して得られたものである。分解の仕方
はいろいろ考えられるが、分解後のＳＡＷ共振子５４と
５５の直列合成静電容量はＳＡＷ共振子５３とほぼ同じ
程度にすることが基本である。ここでは、説明を簡単に
するために、ＳＡＷ共振子５４と５５はそれぞれ直列ア
ームＳＡＷ共振子４４−１と同じ構成にする。そのた
め、直列に接続しているＳＡＷ共振子５４と５５の合成
インピーダンスは、２個の直列アームＳＡＷ共振子４４
−１に相当し、図３（ａ）のＳＡＷ共振子５３のインピ
ーダンスとほぼ同じである。但し、ここでは、例えばＳ
ＡＷ共振子５４を図３（ａ）のＳＡＷ共振子５３と同じ
ようにＩＤＴのピッチを狭くし、インピーダンス特性を
高域に数十ＭＨｚ移動させ、さらにＳＡＷ共振子５５も
同じようにさらにＩＤＴのピッチを狭くし、インピーダ
ンス特性をＳＡＷ共振子５４よりさらに高域に移動させ
ている。このように、本実施形態と第２の実施形態の共
振器型ＳＡＷフィルタの相違点は、１個の段間整合用Ｓ
ＡＷ共振子５３を、周波数帯域の異なった２個の直列に
接続したＳＡＷ共振子５４と５５に分解したことであ
る。
【００４１】（２） 動作 本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタは、第１の実施形
態の共振器型ＳＡＷフィルタと同様の動作を行う。 （３） 効果 本実施形態では、ＳＡＷ共振子５４のＩＤＴのピッチを
ＳＡＷ共振子４４−１のＩＤＴのピッチよりわずかに狭
く設計し、該ＳＡＷ共振子５４の共振周波数と反共振周
波数を数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高域の方に移動させてい
る。さらに、ＳＡＷ共振子５５のＩＤＴのピッチをＳＡ
Ｗ共振子５４のＩＤＴのピッチよりさらに狭くし、その
共振周波数と反共振周波数を該ＳＡＷ共振子５４よりさ
らに数ＭＨｚ高域の方に移動させている。そのため、第
２の実施形態の効果で説明したように、このようなイン
ピーダンス特性の高域への移動によるインピーダンスの
リアクタンス分の変動はほとんどない。
態の共振器型ＳＡＷフィルタと同様の動作を行う。 （３） 効果 本実施形態では、ＳＡＷ共振子５４のＩＤＴのピッチを
ＳＡＷ共振子４４−１のＩＤＴのピッチよりわずかに狭
く設計し、該ＳＡＷ共振子５４の共振周波数と反共振周
波数を数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高域の方に移動させてい
る。さらに、ＳＡＷ共振子５５のＩＤＴのピッチをＳＡ
Ｗ共振子５４のＩＤＴのピッチよりさらに狭くし、その
共振周波数と反共振周波数を該ＳＡＷ共振子５４よりさ
らに数ＭＨｚ高域の方に移動させている。そのため、第
２の実施形態の効果で説明したように、このようなイン
ピーダンス特性の高域への移動によるインピーダンスの
リアクタンス分の変動はほとんどない。
【００４２】しかし、前記のようなインピーダンス特性
の変動があっても、直列接続しているＳＡＷ共振子５４
と５５は第１の実施形態の段間整合用の２端子素子５１
または第２の実施形態の段間整合用ＳＡＷ共振子５３と
同じように、段間不整合損失を抑制できる。それに、共
振周波数と反共振周波数が高域に移動することで、共振
器型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性の帯域外高域側にＳ
ＡＷ共振子５４と５５の反共振周波数と同じ周波数にお
いて１個ずつの減衰極が発生するので、高域減衰量が増
加するという効果が得られる。本実施形態の効果を示す
図４（ｂ）の伝送特性において、Ｄ１は通過帯域低域側
において改善した挿入損失特性の部分、Ｄ２はその反射
損失特性の部分、Ｄ３は帯域外高域に発生する２個の減
衰極である。この図に示すように、第１及び第２の実施
形態の場合と同じように、従来の段間接続方法で常に劣
化する通過帯域低域側の挿入損失特性が劣化しなくな
り、通過帯域低域側の反射損失特性も大きく下がる。し
かも、２個の減衰極Ｄ３の発生で、本実施形態の共振器
型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性の高域減衰量は、第２
の実施形態の挿入損失特性の高域減衰量よりさらに増加
し、その減衰帯域も広くなる。
の変動があっても、直列接続しているＳＡＷ共振子５４
と５５は第１の実施形態の段間整合用の２端子素子５１
または第２の実施形態の段間整合用ＳＡＷ共振子５３と
同じように、段間不整合損失を抑制できる。それに、共
振周波数と反共振周波数が高域に移動することで、共振
器型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性の帯域外高域側にＳ
ＡＷ共振子５４と５５の反共振周波数と同じ周波数にお
いて１個ずつの減衰極が発生するので、高域減衰量が増
加するという効果が得られる。本実施形態の効果を示す
図４（ｂ）の伝送特性において、Ｄ１は通過帯域低域側
において改善した挿入損失特性の部分、Ｄ２はその反射
損失特性の部分、Ｄ３は帯域外高域に発生する２個の減
衰極である。この図に示すように、第１及び第２の実施
形態の場合と同じように、従来の段間接続方法で常に劣
化する通過帯域低域側の挿入損失特性が劣化しなくな
り、通過帯域低域側の反射損失特性も大きく下がる。し
かも、２個の減衰極Ｄ３の発生で、本実施形態の共振器
型ＳＡＷフィルタの挿入損失特性の高域減衰量は、第２
の実施形態の挿入損失特性の高域減衰量よりさらに増加
し、その減衰帯域も広くなる。
【００４３】（４） 利用形態 本実施形態では、挿入損失特性の通過帯域の特性が改善
されたばかりでなく、高域に２個の減衰極Ｄ３を設け、
高域減衰量の増加及び高域減衰帯域の拡大を実現できた
ことで、本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタは第１及
び第２の実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタより優れた
伝送特性を持つことになる。よって、第１及び第２の実
施形態の共振器型ＳＡＷフィルタのように自動車電話器
及び携帯電話器等の中に用いられ、さらに周波数帯域の
調整で様々な通信機器等にも利用できる。
されたばかりでなく、高域に２個の減衰極Ｄ３を設け、
高域減衰量の増加及び高域減衰帯域の拡大を実現できた
ことで、本実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタは第１及
び第２の実施形態の共振器型ＳＡＷフィルタより優れた
伝送特性を持つことになる。よって、第１及び第２の実
施形態の共振器型ＳＡＷフィルタのように自動車電話器
及び携帯電話器等の中に用いられ、さらに周波数帯域の
調整で様々な通信機器等にも利用できる。
【００４４】（５） 変形例 本実施形態では、π型回路なる２段はしご型回路４０−
１，４０−２の共振器型ＳＡＷ共振子の場合しか説明し
なかったが、第１及び第２の実施形態と同様に、段数が
３段あるいはこれ以上に増えても、第１の実施形態の第
１及び第２の変形例で説明したような段間不整合損失抑
制対策を本実施形態にも適用できる。但し、この場合も
段間整合に用いるＳＡＷ共振子は本実施形態のＳＡＷ共
振子５４と５５と同様に、インピーダンス特性が高域に
移動させられるものである。また、本実施形態の特徴
は、第２の実施形態の段間整合用ＳＡＷ共振子５３を周
波数帯域の異なった２個の直列に接続したＳＡＷ共振子
５４と５５に分解することである。しかし、直列合成静
電容量をほぼ一定に維持できれば、必ずしもＳＡＷ共振
子５３を２個の直列接続ＳＡＷ共振子５４，５５にでな
く、３個以上の直列接続ＳＡＷ共振子に分解してもよ
い。但し、３個以上に分解する場合、各々のＳＡＷ共振
子のインピーダンス特性は少しずつ高域に移動させら
れ、周波数の移動幅が一番広くても十数ＭＨｚ程度が望
ましい。そうすると、共振器型ＳＡＷフィルタの挿入損
失特性の帯域外高域側に段間調整用の各々のＳＡＷ共振
子の反共振周波数と同じ周波数において１個ずつの減衰
極が発生するので、この減衰極が段間整合用ＳＡＷ共振
子の数と同じになる。結果的に、高域減衰量もさらに増
加し、減衰帯域もさらに広くなる。
１，４０−２の共振器型ＳＡＷ共振子の場合しか説明し
なかったが、第１及び第２の実施形態と同様に、段数が
３段あるいはこれ以上に増えても、第１の実施形態の第
１及び第２の変形例で説明したような段間不整合損失抑
制対策を本実施形態にも適用できる。但し、この場合も
段間整合に用いるＳＡＷ共振子は本実施形態のＳＡＷ共
振子５４と５５と同様に、インピーダンス特性が高域に
移動させられるものである。また、本実施形態の特徴
は、第２の実施形態の段間整合用ＳＡＷ共振子５３を周
波数帯域の異なった２個の直列に接続したＳＡＷ共振子
５４と５５に分解することである。しかし、直列合成静
電容量をほぼ一定に維持できれば、必ずしもＳＡＷ共振
子５３を２個の直列接続ＳＡＷ共振子５４，５５にでな
く、３個以上の直列接続ＳＡＷ共振子に分解してもよ
い。但し、３個以上に分解する場合、各々のＳＡＷ共振
子のインピーダンス特性は少しずつ高域に移動させら
れ、周波数の移動幅が一番広くても十数ＭＨｚ程度が望
ましい。そうすると、共振器型ＳＡＷフィルタの挿入損
失特性の帯域外高域側に段間調整用の各々のＳＡＷ共振
子の反共振周波数と同じ周波数において１個ずつの減衰
極が発生するので、この減衰極が段間整合用ＳＡＷ共振
子の数と同じになる。結果的に、高域減衰量もさらに増
加し、減衰帯域もさらに広くなる。
【００４５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のう
ちの請求項１に係る発明では、同一圧電基板上にＳＡＷ
フィルタの構成に必要な直列アームと並列アーム用の複
数のＳＡＷ共振子を作成し、これらのＳＡＷ共振子を用
いて２段以上のはしご型回路を構成し、前記はしご型回
路に１つ以上のπ型回路が形成される場合において、前
記π型回路の直列アームＳＡＷ共振子と同じピッチのＩ
ＤＴの段間整合用ＳＡＷ共振子を設け、これを前記各π
型回路の前記直列アームＳＡＷ共振子と直列に接続して
いる。そのため、例えば、従来の接続方法で加算して大
きくなった各段のインピーダンスのリアクタンス分を小
さく抑制し、従来の接続方法で発生した段間不整合損失
を抑制できる。請求項２に係る発明では、請求項１の段
間調整用ＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチを、ＳＡＷフィ
ルタの構成に必要な直列アーム用ＳＡＷ共振子のＩＤＴ
のピッチより狭くし、共振周波数と反共振周波数をさら
に数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高域に移動させている。その
ため、例えば、従来の接続方法で発生した段間不整合損
失を抑制でき、同時に挿入損失特性の通過帯域外の高域
に１個の減衰極を発生させ、帯域外高域側の減衰量を増
加できる。
ちの請求項１に係る発明では、同一圧電基板上にＳＡＷ
フィルタの構成に必要な直列アームと並列アーム用の複
数のＳＡＷ共振子を作成し、これらのＳＡＷ共振子を用
いて２段以上のはしご型回路を構成し、前記はしご型回
路に１つ以上のπ型回路が形成される場合において、前
記π型回路の直列アームＳＡＷ共振子と同じピッチのＩ
ＤＴの段間整合用ＳＡＷ共振子を設け、これを前記各π
型回路の前記直列アームＳＡＷ共振子と直列に接続して
いる。そのため、例えば、従来の接続方法で加算して大
きくなった各段のインピーダンスのリアクタンス分を小
さく抑制し、従来の接続方法で発生した段間不整合損失
を抑制できる。請求項２に係る発明では、請求項１の段
間調整用ＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチを、ＳＡＷフィ
ルタの構成に必要な直列アーム用ＳＡＷ共振子のＩＤＴ
のピッチより狭くし、共振周波数と反共振周波数をさら
に数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高域に移動させている。その
ため、例えば、従来の接続方法で発生した段間不整合損
失を抑制でき、同時に挿入損失特性の通過帯域外の高域
に１個の減衰極を発生させ、帯域外高域側の減衰量を増
加できる。
【００４６】請求項３に係る発明では、請求項１の段間
調整用ＳＡＷ共振子を複数の直列ＳＡＷ共振子に分解
し、この直列ＳＡＷ共振子系の静電容量をほぼ分解前の
ＳＡＷ共振子の静電容量と同じにし、分解で得られた各
々のＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチをそれぞれＳＡＷフ
ィルタの構成に必要な直列アーム用ＳＡＷ共振子のＩＤ
Ｔのピッチより狭くしながら異なった値にし、これらの
新しいＳＡＷ共振子の共振周波数と反共振周波数を請求
項２の発明よりもさらに高域に移動させるようにしてい
る。そのため、例えば、従来の接続方法で発生した段間
不整合損失を抑制でき、これと同時に挿入損失特性の通
過帯域外の高域に複数の減衰極を発生させ、帯域外高域
側の減衰量をより増加できる。請求項４に係る発明で
は、請求項１の段間調整用ＳＡＷ共振子と直列に接続し
ているＳＡＷフィルタの構成に必要な直列アーム用ＳＡ
Ｗ共振子のＩＤＴのピッチが同一なので、ＳＡＷ共振子
の数を減らすためにできるだけこれらのＳＡＷ共振子を
合成するようにしている。そのため、従来の接続方法で
発生した段間不整合損失を抑制できる。
調整用ＳＡＷ共振子を複数の直列ＳＡＷ共振子に分解
し、この直列ＳＡＷ共振子系の静電容量をほぼ分解前の
ＳＡＷ共振子の静電容量と同じにし、分解で得られた各
々のＳＡＷ共振子のＩＤＴのピッチをそれぞれＳＡＷフ
ィルタの構成に必要な直列アーム用ＳＡＷ共振子のＩＤ
Ｔのピッチより狭くしながら異なった値にし、これらの
新しいＳＡＷ共振子の共振周波数と反共振周波数を請求
項２の発明よりもさらに高域に移動させるようにしてい
る。そのため、例えば、従来の接続方法で発生した段間
不整合損失を抑制でき、これと同時に挿入損失特性の通
過帯域外の高域に複数の減衰極を発生させ、帯域外高域
側の減衰量をより増加できる。請求項４に係る発明で
は、請求項１の段間調整用ＳＡＷ共振子と直列に接続し
ているＳＡＷフィルタの構成に必要な直列アーム用ＳＡ
Ｗ共振子のＩＤＴのピッチが同一なので、ＳＡＷ共振子
の数を減らすためにできるだけこれらのＳＡＷ共振子を
合成するようにしている。そのため、従来の接続方法で
発生した段間不整合損失を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す共振器型ＳＡＷ
フィルタの説明図である。
フィルタの説明図である。
【図２】図１（ａ）の第１の変形例を示す共振器型ＳＡ
Ｗフィルタの構成図である。
Ｗフィルタの構成図である。
【図３】本発明の第２の実施形態を示す共振器型ＳＡＷ
フィルタの説明図である。
フィルタの説明図である。
【図４】本発明の第３の実施形態を示す共振器型ＳＡＷ
フィルタの説明図である。
フィルタの説明図である。
【図５】従来のＳＡＷ共振子の平面図である。
【図６】図５のＳＡＷ共振用反射器の平面図である。
【図７】図５のＳＡＷ共振子の等価回路とリアクタンス
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図８】一般的な１段はしご型回路の構成図である。
【図９】図８の１段はしご型回路の挿入損失特性の説明
図である。
図である。
【図１０】従来の共振子合成前の４段はしご型回路で構
成される共振器型フィルタの構成図である。
成される共振器型フィルタの構成図である。
【図１１】図１０の共振子合成後の４段はしご型回路で
構成される共振器型フィルタの構成図である。
構成される共振器型フィルタの構成図である。
【図１２】従来のＳＡＷ共振子の合成方法の説明図であ
る。
る。
【図１３】図１１の共振器型ＳＡＷフィルタの伝送特性
図である。
図である。
【図１４】従来の２段はしご型回路の構成図である。
【図１５】本発明の接続方法の原理説明図である。
１０，１０Ａ，１０Ａ−１，１０Ａ−２，１０Ａ−１２
ＳＡＷ共振子 １１
圧電基板 １４
ＩＤＴ １４ａ，１５ａ
電極指 １５−１，１５−２
反射器 ４０−１，４０−２，４０−３
はしご型回路 ４３−１，４３−２，４３−３
並列アームＳＡＷ共振子 ４４−１，４４−２，４４−３
直列アームＳＡＷ共振子 ５１
段間整合用２端子素子 ５２，５３，５４，５５
段間整合用ＳＡＷ共振子
ＳＡＷ共振子 １１
圧電基板 １４
ＩＤＴ １４ａ，１５ａ
電極指 １５−１，１５−２
反射器 ４０−１，４０−２，４０−３
はしご型回路 ４３−１，４３−２，４３−３
並列アームＳＡＷ共振子 ４４−１，４４−２，４４−３
直列アームＳＡＷ共振子 ５１
段間整合用２端子素子 ５２，５３，５４，５５
段間整合用ＳＡＷ共振子
Claims (4)
- 【請求項１】 すだれ状トランスデューサでそれぞれ形
成された直列アーム弾性表面波共振子と並列アーム弾性
表面波共振子によって構成されるはしご型回路を２段以
上備え、 前記２段以上のはしご型回路によって１つ以上のπ型回
路が形成される形で、そのはしご型回路が縦続接続され
て同一の圧電基板上に形成される弾性表面波フィルタで
あって、 前記π型回路の直列アーム弾性表面波共振子と同一ピッ
チのすだれ状トランスデューサを有する段間整合用弾性
表面波共振子を、該π型回路の直列アーム弾性表面波共
振子と直列に接続したことを特徴とする弾性表面波フィ
ルタ。 - 【請求項２】 請求項１記載の弾性表面波フィルタにお
いて、 前記段間整合用弾性表面波共振子のトランスデューサの
ピッチを、前記π型回路における直列アーム弾性表面波
共振子のトランスデューサのピッチより狭くし、共振周
波数と反共振周波数をさらに数ＭＨｚから数十ＭＨｚ高
域に移動させる構成にしたことを特徴とする弾性表面波
フィルタ。 - 【請求項３】 請求項１記載の弾性表面波フィルタにお
いて、 前記段間整合用弾性表面波共振子を複数の直列弾性表面
波共振子に分解し、これらの分解した直列弾性表面波共
振子系の静電容量を、分解前の段間整合用弾性表面波共
振子の静電容量とほぼ同一にし、該分解された各々の直
列弾性表面波共振子のトランスデューサのピッチを、そ
れぞれ前記π型回路における直列アーム弾性表面波共振
子のトランスデューサのピッチより狭くしながら異なる
値にし、該分解された直列弾性表面波共振子の共振周波
数と反共振周波数を、数ＭＨｚから数十ＭＨｚを基準に
して、さらに高域に移動させる構成にしたことを特徴と
する弾性表面波フィルタ。 - 【請求項４】 請求項１記載の弾性表面波フィルタにお
いて、 前記π型回路の直列アーム弾性表面波共振子と同一ピッ
チのトランスデューサを有する段間整合用弾性表面波共
振子と、これに直列に接続される該直列アーム弾性表面
波共振子とを合成して、弾性表面波共振子の数を減らす
構成にしたことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10611297A JP3576350B2 (ja) | 1997-04-23 | 1997-04-23 | 弾性表面波フィルタ |
| DE69838694T DE69838694T2 (de) | 1997-04-23 | 1998-02-19 | SAW-Filter mit SAW-Zwischenstufenanpassungsresonator |
| EP98301230A EP0874457B1 (en) | 1997-04-23 | 1998-02-19 | SAW filter with inter-stage matching SAW resonator |
| TW087102605A TW406468B (en) | 1997-04-23 | 1998-02-24 | Surface-acoustic-wave filter |
| US09/030,284 US5963113A (en) | 1997-04-23 | 1998-02-25 | Saw ladder filter with inter-stage matching saw resonator |
| KR1019980006938A KR100323270B1 (ko) | 1997-04-23 | 1998-03-03 | 단간정합용탄성표면파공진기를구비하는탄성표면파필터 |
| CNB981073204A CN1185791C (zh) | 1997-04-23 | 1998-04-22 | 具有级间匹配saw谐振器的saw滤波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10611297A JP3576350B2 (ja) | 1997-04-23 | 1997-04-23 | 弾性表面波フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10303695A true JPH10303695A (ja) | 1998-11-13 |
| JP3576350B2 JP3576350B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=14425392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10611297A Expired - Fee Related JP3576350B2 (ja) | 1997-04-23 | 1997-04-23 | 弾性表面波フィルタ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5963113A (ja) |
| EP (1) | EP0874457B1 (ja) |
| JP (1) | JP3576350B2 (ja) |
| KR (1) | KR100323270B1 (ja) |
| CN (1) | CN1185791C (ja) |
| DE (1) | DE69838694T2 (ja) |
| TW (1) | TW406468B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003096533A1 (fr) * | 2002-05-14 | 2003-11-20 | Tdk Corporation | Element elastique a ondes de surface, dispositif elastique a ondes de surface et filtre ramifie |
| KR100460216B1 (ko) * | 2002-04-23 | 2004-12-08 | 학교법인 인하학원 | 브래그 반사층 구조와 멤브레인 구조의 스택결정필터의변형된 등가회로 구성 방법 |
| US10090824B2 (en) | 2013-12-03 | 2018-10-02 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Filter apparatus |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19730710C2 (de) * | 1997-07-17 | 2002-12-05 | Epcos Ag | Oberflächenwellenakustikfilter mit verbesserter Flankensteilheit |
| JPH11340774A (ja) * | 1998-05-26 | 1999-12-10 | Murata Mfg Co Ltd | 弾性表面波フィルタ |
| EP1296454B1 (en) * | 2001-09-25 | 2013-05-22 | TDK Corporation | SAW element and SAW device |
| JP2003249811A (ja) * | 2001-12-20 | 2003-09-05 | Murata Mfg Co Ltd | 複共振アンテナ装置 |
| JP4056762B2 (ja) * | 2002-02-25 | 2008-03-05 | 富士通メディアデバイス株式会社 | 弾性表面波装置 |
| JP3896907B2 (ja) | 2002-06-19 | 2007-03-22 | 株式会社村田製作所 | 弾性表面波フィルタ、分波器、通信機 |
| JP2005045475A (ja) * | 2003-07-28 | 2005-02-17 | Murata Mfg Co Ltd | 弾性表面波装置、通信機 |
| JP4668178B2 (ja) * | 2004-04-28 | 2011-04-13 | パナソニック株式会社 | 弾性表面波共振子 |
| US20080116993A1 (en) * | 2005-02-28 | 2008-05-22 | Takehiko Yamakawa | Piezoelectric Filter, and Duplexer and Communications Apparatus Using the Same |
| KR100732672B1 (ko) | 2006-06-23 | 2007-06-27 | (주)파트론 | 이동통신 단말기의 인쇄회로기판 |
| KR100777451B1 (ko) * | 2006-10-31 | 2007-11-21 | 삼성전자주식회사 | 박막 벌크 음향 공진기 필터 및 듀플렉서 |
| DE102009032840B4 (de) * | 2009-07-13 | 2015-02-05 | Epcos Ag | SAW-Filterschaltung mit verbesserter ESD-Festigkeit |
| CN102638238A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-08-15 | 南京航空航天大学 | 电容耦合集总参数双频带通滤波器 |
| CN102638239A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-08-15 | 南京航空航天大学 | 电容耦合集总参数三频带通滤波器 |
| CN102694519A (zh) * | 2012-04-28 | 2012-09-26 | 南京航空航天大学 | 集总参数三频阻抗匹配网络 |
| US8964898B2 (en) * | 2012-09-14 | 2015-02-24 | Northrop Grumman Systems Corporation | Multi-function receiver with switched channelizer having high dynamic range active microwave filters using carbon nanotube electronics |
| US9325294B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-04-26 | Resonant Inc. | Microwave acoustic wave filters |
| WO2016158094A1 (ja) * | 2015-04-01 | 2016-10-06 | 株式会社村田製作所 | デュプレクサ |
| CN105680821A (zh) * | 2015-12-25 | 2016-06-15 | 北京长峰微电科技有限公司 | 一种高频高功率窄带低损耗滤波器 |
| KR20190122493A (ko) * | 2018-04-20 | 2019-10-30 | 삼성전기주식회사 | 하이 패스 필터 |
| CN109818595A (zh) * | 2018-12-13 | 2019-05-28 | 天津大学 | 一种带阻滤波器及通信设备 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2800905B2 (ja) * | 1991-10-28 | 1998-09-21 | 富士通株式会社 | 弾性表面波フィルタ |
| JP2986036B2 (ja) * | 1992-08-19 | 1999-12-06 | 富士通株式会社 | 弾性表面波フィルタ |
| JPH0786871A (ja) * | 1993-09-09 | 1995-03-31 | Sanyo Electric Co Ltd | 弾性表面波高周波フィルタ |
| JP3424971B2 (ja) * | 1994-01-20 | 2003-07-07 | 松下電器産業株式会社 | 弾性表面波フィルタ |
| US5471178A (en) * | 1994-02-03 | 1995-11-28 | Motorola, Inc. | Ladder filter and method for producing conjugately matched impedance |
| GB2296614B (en) * | 1994-12-23 | 1999-09-15 | Advanced Saw Prod Sa | Saw filter |
-
1997
- 1997-04-23 JP JP10611297A patent/JP3576350B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-02-19 DE DE69838694T patent/DE69838694T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-02-19 EP EP98301230A patent/EP0874457B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-02-24 TW TW087102605A patent/TW406468B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-02-25 US US09/030,284 patent/US5963113A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-03 KR KR1019980006938A patent/KR100323270B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-04-22 CN CNB981073204A patent/CN1185791C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100460216B1 (ko) * | 2002-04-23 | 2004-12-08 | 학교법인 인하학원 | 브래그 반사층 구조와 멤브레인 구조의 스택결정필터의변형된 등가회로 구성 방법 |
| WO2003096533A1 (fr) * | 2002-05-14 | 2003-11-20 | Tdk Corporation | Element elastique a ondes de surface, dispositif elastique a ondes de surface et filtre ramifie |
| JPWO2003096533A1 (ja) * | 2002-05-14 | 2005-09-15 | Tdk株式会社 | 弾性表面波素子、弾性表面波装置及び分波器 |
| US10090824B2 (en) | 2013-12-03 | 2018-10-02 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Filter apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0874457A2 (en) | 1998-10-28 |
| EP0874457B1 (en) | 2007-11-14 |
| CN1197329A (zh) | 1998-10-28 |
| KR19980079838A (ko) | 1998-11-25 |
| DE69838694T2 (de) | 2008-10-30 |
| KR100323270B1 (ko) | 2002-03-08 |
| EP0874457A3 (en) | 1999-05-12 |
| US5963113A (en) | 1999-10-05 |
| JP3576350B2 (ja) | 2004-10-13 |
| TW406468B (en) | 2000-09-21 |
| CN1185791C (zh) | 2005-01-19 |
| DE69838694D1 (de) | 2007-12-27 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040126 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040203 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040707 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090716 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090716 Year of fee payment: 5 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| S202 | Request for registration of non-exclusive licence |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R315201 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| R360 | Written notification for declining of transfer of rights |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R360 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S202 | Request for registration of non-exclusive licence |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R315201 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110716 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110716 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110716 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130716 Year of fee payment: 9 |
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