DE69838561T2

DE69838561T2 - Funkgerät

Info

Publication number: DE69838561T2
Application number: DE69838561T
Authority: DE
Inventors: Shoji Minato-ku Otaka; Hiroshi Minato-ku Tsurumi; Hiroshi Minato-ku Yoshida; Syuichi Minato-ku Sekine; Hiroyuki Minato-ku Kayano; Tadahiko Minato-ku Maeda
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1997-03-14
Filing date: 1998-03-13
Publication date: 2008-07-10
Anticipated expiration: 2018-03-14
Also published as: EP0865165A2; CA2231891C; EP1635467A3; CA2231891A1; US6339711B1; JP3475037B2; US20070111673A1; US20050042994A1; US20020032009A1; CN1198615A; JPH10256930A; EP1635467B1; EP0865165B1; DE69834361D1; US7184738B2; EP0865165A3; DE69838561D1; DE69834361T2; EP1635467A2; US6816712B2

Description

GEGENSTAND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Funkvorrichtung wie etwa eine tragbare Funktelefonvorrichtung.
In den letzten Jahren ist eine wachsende Anzahl von tragbaren Funktelefonvorrichtungen (hierin nachfolgend als tragbare Telefonvorrichtungen bezeichnet) verwendet worden. Außerdem sind tragbare Telefonvorrichtungen, die klein sind und eine hohe Leistungsfähigkeit haben, mit Nachdruck entwickelt worden.
Aktuelle Entwicklungstrends tragbarer Telefonvorrichtungen sind zum Beispiel geringe Größe zwecks guter Tragbarkeit, niedriger Stromverbrauch zwecks langer Betriebsdauer und hohe Linearität zwecks hoher Beständigkeit gegen störende Wellen.
Zur Zeit werden Studien zur Lösung von Problemen, die zur Bewältigung solcher Merkmale erforderlich sind, durchgeführt.
Als nächstes werden Probleme der heutigen tragbaren Telefonvorrichtungen in folgender Reihenfolge beschrieben: ein Empfangsabschnitt, ein Frequenzgenerator (nämlich ein lokaler Oszillator), ein Sendeabschnitt und eine Antenne.
Zuerst werden Probleme des Empfangsabschnitts beschrieben.
Der Empfangsabschnitt hat zwei Probleme. Als erstes Problem ist der Stromverbrauch der tragbaren Telefonvorrichtung groß. Das zweite Problem besteht darin, wenn ein Signal empfangen wird, dass ein Gleichstromoffset auftritt, was dazu führt, dass sich die Empfangscharakteristik der tragbaren Telefonvorrichtung verschlechtert.
Da die Empfangscharakteristik der tragbaren Telefonvorrichtung immer die erforderliche Leistungsfähigkeit erfüllen soll, ist die Empfangscharakteristik so ausgelegt, dass die tragbare Telefonvorrichtung in der schlechtesten Funkwellenumgebung richtig arbeitet. Ein Beispiel für die schlechteste Funkwellenumgebung ist eine Situation, in der ein unnötiges Signal, das als wechselseitige Modulationscharakteristik definiert ist, oder eine Selektivität benachbarter Kanäle vorhanden ist. Mit anderen Worten, wenn in einem Systemband ein unnötiges Signal außer einem erforderlichen Signal vorhanden ist, dann ist der Pegel des unnötigen Signals der Maximalwert, durch den eine erwünschte Bitfehlerrate, die im System definiert ist, erfüllt wird.
Allgemein muss, um den Standardwert des Systems in der schlechtesten Funkwellenumgebung zu erfüllen, die Funkvorrichtung unter den schlechtesten Bedingungen richtig arbeiten. Folglich arbeitet die tragbare Telefonvorrichtung in einer anderen als der schlechtesten Funkwellenumgebung mit der Leistungsfähigkeit, die die schlechteste Bedingung erfüllt. Um den Standard im Fall der schlechtesten Funkwellenumgebung zu erfüllen, muss der Empfangsabschnitt der tragbaren Telefonvorrichtung Linearität haben. Mit anderen Worten, die Verzerrung des Empfangsabschnitts muss verringert werden, so dass der Standard erfüllt wird. Dieses Problem betrifft Ströme, die in Schaltungsblöcken des Empfangsabschnitts (wie etwa einem rauscharmen Verstärker und einem Frequenzumsetzer) fließen.
Allgemein muss, um die Linearität einer Schaltung zu verbessern, ihr Betriebsstrom erhöht werden. Dadurch nimmt der Stromverbrauch der tragbaren Telefonvorrichtung, der die schlechteste Funkwellenumgebung berücksichtigt, übermäßig zu. Das liegt daran, dass sich die tragbare Telefonvorrichtung nicht immer in der schlechtesten Funkwellenumgebung befindet. Mit anderen Worten, die tragbare Telefonvorrichtung arbeitet normalerweise in anderen als der schlechtesten Funkwellenumgebung.
Als nächstes folgt das zweite Problem des Empfangsabschnitts (nämlich, dass wenn ein Signal empfangen wird, ein Gleichstromoffset bewirkt, dass sich die Empfangscharakteristik verschlechtert).
Allgemein überschneidet sich in einer aktiven Schaltung, wie etwa einem Frequenzumsetzer, einem Niederfrequenzfilter oder einem Niederfrequenzverstärker, die im Empfangsabschnitt der tragbaren Telefonvorrichtung verwendet wird, ihr Ausgangssignal mit einem erwünschten Signal, wodurch eine Gleichstromkomponente erzeugt wird. Eine solche Gleichstromkomponente wird durch einen "Eigenmischbetrieb" erzeugt.
Als einfachste Methode zur Beseitigung der Gleichstromkomponente kann ein Wechselstrom-Kopplungskondensator mit der Ausgangsstufe der aktiven Schaltung verbunden werden. In diesem Fall wird ein Teil der erwünschten Signalkomponente gelöscht. Mit anderen Worten, eine Einkerbung tritt auf.
Folglich kann eine Träger-Rausch-(C/N-)Kennlinie für ein FSK-Signal mit einem hohen Modulationsindex, dessen erwünschte Signalkomponente in der Nähe des Gleichstrombereichs klein ist, verbessert werden.
Eine Methode zur Beseitigung eines Gleichstromoffsets unter Verwendung eines Wechselstrom-Kopplungskondensators ist vorgeschlagen worden. Diese Methode kann für ein zweiwertiges FSK-Signal mit einem hohen Modulationsindex für Funkrufempfänger effektiv verwendet werden. Da eine Signalkomponente in der Nähe des Gleichstrombereichs klein ist, dämpft der Wechselstrom-Kopplungskondensator eine Signalkomponente nicht sehr.
Jedoch können in einem FSK-Signal und einem vierwertigen FSK-Signal, die in den letzten Jahren für die Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung verwendet worden sind und niedrige Modulationsindizes haben, das zweite Problem nicht praktisch gelöst werden, da es viele Signalkomponenten in der Nähe des Gleichstrombereichs gibt.
Ein solcher Gleichstromoffset, der im Empfangsabschnitt auftritt, hat ein Problem im Überlagerungssystem. Dieses Problem ist viel schwerwiegender im Direktumsetzungssystem, das in den letzten Jahren auf dem Gebiet der Mobilkommunikation verwendet worden ist. Das Problem des Gleichstromoffsets im Direktumsetzungssystem hat andere Merkmale als das Problem im Überlagerungssystem. Als nächstes werden die Merkmale des Problems im Direktumsetzungssystem beschrieben.
Im Direktumsetzungssystem werden ein externes Funksignal (RF-Signal) und ein lokales Signal mit der gleichen Frequenz an einen Mischer gesendet, um dadurch ein RF-Signal direkt in ein Basisbandsignal umzuwandeln.
Wenn der Mischer mathematisch ideal ist, ist die Trennung zwischen allen Anschlüssen unendlich. Folglich tritt ein Signal, das an einen bestimmten Anschluss angelegt wird, nicht an anderen Anschlüssen auf.
Da ein in einer tragbaren Telefonvorrichtung des Direktumsetzungstyps verwendeter Mischer jedoch keine unendliche Trennung hat, wird von der Antenne ein lokales Signal der tragbaren Telefonvorrichtung ausgestrahlt. Das lokale Signal, das von der Antenne ausgestrahlt wird, wird durch einen externen Reflektor reflektiert. Das reflektierte Signal wird durch die Antenne empfangen und dann an den Mischer gesendet. Da die Frequenz des Signals, das von der Antenne an den Mischer gesendet wird, gleich der Frequenz des lokalen Signals ist, bewirkt eine Multiplikationsoperation als Mischfunktion, dass am Basisband-Ausgangsanschluss eine Gleichstromkomponente (nämlich ein Gleichstromoffset) auftritt. Da sich der Gleichstromoffset in Abhängigkeit vom Betrag der Reflexion des lokalen Signals (nämlich eines Reflektors in der Nähe der Antenne) ändert, beeinflusst dieser Gleichstromoffset die Empfangscharakteristik nachteiliger als ein Gleichstromoffset der tragbaren Telefonvorrichtung und ein Gleichstromoffset eines aktiven Bauelements.
Da die tragbare Telefonvorrichtung des Direktumsetzungstyps klein ist, trägt der Benutzer sie in der Hand, Tasche oder Hosentasche, und dadurch ändert sich die Situation eines externen Reflektors von Mal zu Mal. Folglich ändert sich, da sich der Betrag der Reflexion eines lokalen Signals von Mal zu Mal ändert, auch der Gleichstromoffset von Mal zu Mal. Da der Gleichstromoffset nicht unterdrückt werden kann, verschlechtert sich die Empfangsempfindlichkeit.
Um den Gleichstromoffset zu kompensieren, kann ein Kondensator in einer nachgeschalteten Schaltung angeordnet werden. Da die Kapazität des Kondensators konstant ist, beeinträchtigt ein zeitabhängiges Einschwingverhalten des Gleichstromoffsets eine Empfangsfehlerrate sehr stark.
Folglich kann der herkömmliche Empfangsabschnitt nicht die beiden Probleme in bezug auf den niedrigen Stromverbrauch und die Verbesserung der Empfangscharakteristik lösen. Insbesondere sind die Probleme im Direktumsetzungssystem schwerwiegender als die Probleme im Überlagerungssystem.
Als nächstes wird das Problem des Frequenzgenerators der herkömmlichen tragbaren Telefonvorrichtung beschrieben.
In der herkömmlichen tragbaren Telefonvorrichtung wird ein Frequenzgenerator oder Synthesizer verwendet. Der Frequenzgenerator umfasst einen Referenzoszillator, einen Referenzfrequenzteiler, einen Phasenkomparator, ein Schleifenfilter, einen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) und einen Vergleichsfrequenzteiler. Die Frequenz des vergleichenden Frequenzteilers wird von N1 zu N2 verändert, um dadurch eine Frequenz umzuschalten. Die Frequenzumschaltzeit hängt von einer natürlichen Kreisfrequenz ωn und einem Kippkoeffizienten ζ der Schleife des Schleifenfilters ab. Wenn die natürliche Kreisfrequenz und der Kippkoeffizient für eine stabile Oszillationsfrequenz und niedriges Rauschen ausgewählt werden, wird die Frequenzumschaltzeit lang.
Der Frequenzgenerator dieses Typs muss eine niedrige Phase-Rausch-Kennlinie haben, wodurch die Frequenzumschaltzeit lang wird. Folglich kann die Vorrichtung, wenn der herkömmliche Frequenzgenerator für eine tragbare Telefonvorrichtung des TDMA-Typs verwendet wird, im Kommunikationszustand nicht nach einem freien Kanal suchen, der einen freien Schlitz verwendet.
Als nächstes wird der Sendeabschnitt der herkömmlichen tragbaren Telefonvorrichtung beschrieben.
Der Sendeabschnitt der herkömmlichen tragbaren Telefonvorrichtung umfasst einen Frequenzumsetzer, ein variables Dämpfungsglied, einen Leistungsverstärker, eine Sendeleistungs-Steuerungsschaltung, einen Sende/Empfangs-Umschalter, ein Basisbandfilter, einen Richtkoppler und einen Leistungsdetektor. Der Frequenzumsetzer, das variable Dämpfungsglied, der Leistungsverstärker, die Sendeleistungs-Steuerungsschaltung, der Sende/Empfangs-Umschalter und so weiter können einfach als ein IC-Bauelement aufgebaut sein. Folglich sind die Größen dieser Bauelemente entsprechend dem Fortschritt der IC-Technologien verringert worden.
Da es jedoch schwierig ist, das Bandpassfilter und den Richtkoppler als eine IC-Vorrichtung zu strukturieren, müssen diese Teile auf einer Trägerleiterplatte montiert werden.
Zum Beispiel ist der Richtkoppler ein Chipteil mit einer Größe von 5 mm × 5 mm. Demgegenüber ist der Leistungsdetektor als ein Diodenumschalter mit einer Diode, einem Kondensator, einem Widerstand und so weiter strukturiert. Aufgrund der Montageflachen der Diode, des Kondensators, Widerstands und so weiter übersteigt die Größe des Leistungsdetektors 5 mm × 5 mm.
Folglich vergrößert sich im Widerspruch zur Anforderung der Größenverringerung das Volumen der tragbaren Telefonvorrichtung nachteilig. Außerdem muss, da der Richtkoppler Ausgangsleistung verbraucht, die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers vergrößert werden, um dadurch die verbrauchte Leistung zu kompensieren. Folglich nimmt der Stromverbrauch des Sendeabschnitts zu.
Als nächstes werden die Probleme der Antenne der herkömmlichen tragbaren Telefonvorrichtung beschrieben.
Um die Tragbarkeit der tragbaren Telefonvorrichtung zu verbessern, sind die Größen der Batterie und Antenne bemerkenswert verringert worden. Jedoch ist die Größe der Schaltung der tragbaren Telefonvorrichtung nicht hinreichend verringert worden. Folglich muss in Anbetracht der Verringerung der Gesamtgröße der tragbaren Telefonvorrichtung die Größe der Antenne weiter verringert werden.
Zum anderen gibt es Probleme in bezug auf den Körper des Benutzers in Zusammenhang mit der Antenne. Der Körper des Benutzen absorbiert oder streut eine Funkfrequenzwelle. Außerdem bewirkt der Körper, dass sich die Arbeitsimpedanz der Antenne verändert. Aus Sicht der Funkfrequenz wirkt der Körper als ein Funkwellenabsorber mit einer hohen Dielektrizitätskonstante. Folglich bewirkt der Körper des Benutzers, dass sich die Strahlungscharakteristik der Antenne verschlechtert.
Da die Größe und Dicke der tragbaren Telefonvorrichtung verringert worden sind, kommt das Ohr des Benutzers noch näher an die Antenne, was dazu führt, dass sich die Antennencharakteristik weiter verschlechtert.
Als einer der Faktoren einer solchen Verschlechterung bewirkt der Körper des Benutzers, dass die Impedanz der Antenne schwankt. Diese Situation wird unter der Annahme beschrieben, dass die Antenne zum Senden eines Signals verwendet wird.
Um zu bewirken, dass die Antenne eine Funkwelle ausstrahlt, muss der Antenne Leistung zugeführt werden. Der optimale Zustand für die der Antenne zugeführte Leistung besteht darin, dass die Impedanz der Speiseleitung gleich der Impedanz der Antenne ist. Wenn die Impedanz der Antenne von ihrem optimalen Wert ausgehend schwankt, wird eine Leistung in der Speiseleitung am Eingang der Antenne zum Sendeverstärker reflektiert. Diese Reflexion bewirkt mitunter, dass der Verstärker schwingt.
Als nächstes wird eine Methode beschrieben, die solche Probleme lösen kann und die einfach analogisiert werden kann, sowie Probleme, die mit dieser Methode einhergehen.
Um die Leistungsreflexion am Antenneneingang zu unterdrücken, wird das Frequenzband der Antenne verbreitert. Mit anderen Worten, auch wenn die Eingangsimpedanz aufgrund der Annäherung des Körpers des Benutzers schwankt, ist die Schwankung der Antenne mit breitem Frequenzband kleiner als die der Antenne mit schmalem Frequenzband. Jedoch muss, wenn das Frequenzband der Antenne verbreitert wird, das Volumen der Antenne erhöht werden. Folglich wirkt die Methode der Verbreiterung des Frequenzbandes der Antenne der Verringerung der Größe der tragbaren Telefonvorrichtung entgegen.
Als eine weitere Methode zur Unterdrückung der Leistungsreflexion am Antenneneingang wird die Impedanz der Antenne auf eine solche Weise angepasst, dass, wenn der Körper des Benutzers sich der tragbaren Telefonvorrichtung nähert, die Impedanz optimal wird. Man kann jedoch nicht sagen, dass diese Methode bedingungslos gilt ist. Das liegt daran, dass die tragbare Telefonvorrichtung nicht immer in dem Zustand verwendet wird, in dem sich der Körper des Benutzers der tragbaren Telefonvorrichtung nähert. Da der Benutzer die tragbare Telefonvorrichtung in der Hand oder Tasche trägt, verändert sich ihr Betriebszustand von Zeit zu Zeit. Folglich ändert sich der Schwankungsbetrag der Impedanz der Antenne entsprechend dem Betriebszustand der tragbaren Telefonvorrichtung. Das liegt daran, dass sich die Substanz und der Abstand des Körpers des Benutzers zur tragbaren Telefonvorrichtung entsprechend deren Betriebszustand verändern. Wenn sich der Schwankungsbetrag verändert, ist es sehr schwierig, die Impedanz der Antenne optimal anzupassen.
Ein Teil des Körpers, der sich der Antenne am meisten nähert, ist das Ohr des Benutzers. Jedoch unterscheidet sich die Größe der Ohren von Person zu Person. Der Unterschied der Größe der Ohren beeinflusst die Leistungsfähigkeit der Antenne stark. Die Ohren des Benutzers bewirken, dass die Impedanz der Antenne stark schwankt. Das liegt daran, dass die Dielektrizitätskonstante der Ohren nicht weniger als 80 beträgt. Wenn sich ein Ohr des Benutzers der Antenne nähert, verändert sich die elektrische Länge der Antenne stark. In Abhängigkeit davon, ob ein Ohr die Antenne berührt oder nicht oder ob das Ohr nahe an der Antenne oder weit von ihr entfernt ist, verändert sich die Impedanz stark. Die relative Position eines Ohrs in bezug auf die Antenne hängt stark von der Größe des Ohrs ab. Auch wenn die Impedanz in dem Zustand optimiert ist, in dem sich der Körper des Benutzers der Antenne nähert, kann es folglich sein, dass die optimierte Antenne nicht das Optimum für andere Personen ist. Folglich weicht die Leistungsfähigkeit der Antenne von Person zu Person ab.
Abgesehen von den oben beschriebenen Methoden gibt es mehrere Methoden zur optimalen Steuerung der Anpassungsschaltung entsprechend dem Betriebszustand.
Als erste Methode wird eine Anpassungsschaltung der Antenne entsprechend dem An-/Aus-Zustand einer Ruftaste zur anderen umgeschaltet. Diese Methode beruht auf der Annahme, dass sich, wenn die Ruftaste eingeschaltet wird, ein Ohr des Benutzers nahe an der Antenne befindet.
Wenngleich diese Methode mit einem einfachen Schaltungsaufbau verwirklicht werden kann, kann sie nicht mit den Unterschieden der Größe der Ohren eines jeden Benutzers umgehen.
Als zweite Methode wird der Pegel einer von der Antenne reflektierten Welle ermittelt, und entsprechend dem Reflexionsbetrag wird eine Anpassungsschaltung der Antenne zur anderen umgeschaltet.
Um den Reflexionsbetrag zu ermitteln, ist es in diesem Fall jedoch erforderlich, einen Messfühler zwischen die Antenne und die Funkschaltung zu bringen. Dieser Messfühler kann bewirken, dass ein Reflexionsverlust, ein Leiterverlust und/oder ein Verlust eines RF-Signals auftritt.
Folglich muss bei den oben beschriebenen herkömmlichen tragbaren Telefonvorrichtungen im Empfangsabschnitt stets der maximale Strom zugeführt werden. Folglich ist der Stromverbrauch übermäßig groß. Wenn ein Gleichstromoffset mit einem Wechselstrom-Kopplungskondensator beseitigt wird, wird auch eine erwünschte Signalkomponente gedämpft. Außerdem gibt es einen zeitlich veränderlichen Gleichstromoffset, der durch eine Reflexion an einem externen Reflektor bewirkt wird und nicht durch einen Wechselstrom-Kopplungskondensator beseitigt werden kann. Folglich kann die Verschlechterung der Empfangsempfindlichkeit nicht unterdrückt werden.
Ferner kann der Frequenzgenerator im Kommunikationszustand nicht nach einem freien Kanal mit einem freien Kanalschlitz suchen.
Im Sendeabschnitt sind die Montagegrößen anderer Schaltungsteile als einer Antenne, wie etwa eines Richtkopplers und eines Leistungsdetektors, groß. Folglich kann die Größe der tragbaren Telefonvorrichtung nicht weiter verringert werden.
In der Antenne verschlechtert sich die Antennencharakteristik, wenn sich der Benutzer, der die tragbare Telefonvorrichtung tragt, der Antenne nähert. Um dieses Problem zu lösen, muss die Größe der Antenne vergrößert werden. Alternativ muss der Benutzer für die Antenne ausgewählt werden.
EP-A-0594894 offenbart einen Direct-Conversion-Empfänger, der für das Demodulieren von Signalen in ein TDMA-System entworfen wurde, in dem die Trägerfrequenz von Zeitschlitz zu Zeitschlitz variieren kann. Das empfangene RF-Signal wird durch mischen mit einem lokalen Oszillator (LO) in einem Quadraturmischer (MIX) demoduliert. Aufgrund eines Trägerlecks und Mangel in den Mischern (CO1, CO2) kann das demodulierte Signal einen Gleichstromoffset haben, der dann durch eine Basisbandverarbeitung (OCC) kompensiert werden muss. Wegen der sich ändernden Trägefrequenz und der sich ändernden Verstärkung des Front-end-Verstärkers wird sich die Größe des Gleichstromoffsets von Zeitschlitz zu Zeitschlitz variieren. Um dieses nachzuweisen, ist eine Korrekturschleife mit einem Speicher (MEM) zum Speichern der Korrekturparameter für jede Trägerfrequenz und Verstärkungseinstellung vorgesehen. Diese Korrektur wird langsam über viele Zeitschlitze aufdatiert, so dass die Fehlerabweichung klein gehalten wird. Um Offsets zu korrigieren, bevor diese langsame Schleife korrekt konvergiert hat, wird eine weite Bandbreite vorgesehen, die innerhalb individueller Zeitschlitze arbeitet.
Die vorliegende Erfindung stellt eine Funkvorrichtung, wie in Anspruch 1 definiert, bereit.
Die vorliegende Erfindung geht aus der oben beschriebenen Anschauung hervor.
Die vorliegende Erfindung kann den Leistungsverbrauch reduzieren, einen zeitabhängigen Gleichstromoffset entfernen und die Empfangsempfindlichkeit verbessern, die Montagegröße des Sendeabschnittes reduzieren, und die Antennenleistung, ohne die Größe davon zu erhöhen, erhalten und den Benutzer auszuwählen.
Vorzugsweise werden sowohl eine Leistungsermittlungsfunktion zum Ermitteln der Leistung eines erwünschten Frequenzbands als auch eine Leistungsermittlungsfunktion zum Ermitteln der Leistung des Systemfrequenzbands veranlasst. Mit diesen Funktionen wird bestimmt, ob sich die Funkvorrichtung in der schlechtesten Funkwellenumgebung befindet oder nicht. Mit dem bestimmten Ergebnis wird der Stromverbrauch des Empfangsabschnitts gesteuert. Die Bestimmung wird mit Bezug auf in der Speichervorrichtung gespeicherte Daten erfolgen.
Vorzugsweise wird ein digitaler Signalverarbeitungsabschnitt bereitgestellt, der einen Wechselstromkondensator hat, um dadurch ein Signal zu verstärken, das dem Dämpfungsbetrag jeder Frequenz entspricht.
Vorzugsweise wird ein Steuersignal-Ermittlungsabschnitt bereitgestellt, der einen Steuerungsabschnitt hat, der im Sendezustand einen Reflexionskoeffizienten der Antenne oder eine Reflexionsleistung eines Leistungsverstärkers ermittelt und einen Gleichstromoffset eines Frequenzumsetzers, eines Niederfrequenzverstärkers, oder eines Analog/Digital-Umsetzers entsprechend dem ermittelten Signal umsetzt.
Alternativ speichert der Steuerungsabschnitt den Reflexionskoeffizienten der Antenne oder das Reflexionsleistungssignal des Leistungsverstärkers, der bzw. das im Sendezustand ermittelt wurde, in der Speichervorrichtung und steuert den Gleichstromoffset des Frequenzumsetzers, des Niederfrequenzverstärkers oder des Analog/Digital-Umsetzers entsprechend dem in der Speichervorrichtung gespeicherten Reflexionskoeffizienten oder Reflexionsleistungssignal.
Alternativ subtrahiert der Steuerungsabschnitt einen Wert, der dem durch den Steuerungssignal-Ermittlungsabschnitt ermittelten Reflexionskoeffizienten der Antenne entspricht, oder einen Wert, der der Reflexionsleistung des Leistungsverstärkers entspricht, von einem durch den Analog/Digital-Umsetzer ermittelten Wert oder addiert diese Werte. Folglich kann, auch wenn sich die Situation einer Reflexion in der Nähe verändert, die Schwankung des Gleichstromoffsets unterdrückt werden, wodurch verhindert wird, dass sich die Empfangsempfindlichkeit verschlechtert.
Mit Bezug auf das Problem des Frequenzgenerators wird, wenn der Frequenzgenerator einen freien Kanal ermittelt, das Schleifenband im Vergleich zu dem im Kommunikationszustand verbreitert.
Vorzugsweise werden, um die Montageflächen eines Richtkopplers und eines Leistungsdetektors zu verringern, ein Leistungskoppler und ein Leistungsdetektor, die nicht immer Richtcharakteristiken haben, in den IC-Chip eines Leistungsverstärkers oder in den IC-Chip eines Sende/Empfangs-Umschalters strukturiert. Folglich kann die Größe des Sendeabschnitts verringert werden.
Als Signal zum Ermitteln einer Sendeleistung, wird ein Signal proportional zur Sendeleistung, der in einem IC-Chip erzeugt wird, verwendet. Bevorzugt wird die Größe der Fluktuation des Leistungsversorgungsabschnittes ermittelt.
In Bezug auf das Problem der Antenne, wird ein Strom, der durch eine Versorgungsleitung eines Sendeverstärkers fließt, gemessen. Gemäß des gemessenen Stromwertes wird die entsprechende Antennenkarakteristik variiert.
Diese und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden im Licht der folgenden ausführlichen Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform deutlicher, wie sie in den beigefügten Zeichnungen dargestellt ist, wobei diese folgendes zeigen:
1 ist ein Blockschaltbild, das eine Schaltungsaufbau zur Ermittlung der Leistung eines Systembands und der Leistung einer erwünschten Welle und zur Verringerung des Stromverbrauchs eines Empfangsabschnitts gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ist ein Ablaufplan, der einen Steuerungsprozess des Schaltungsaufbaus zur Verringerung des Stromverbrauchs des Empfangsabschnitts gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
3 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel des Schaltungsaufbaus des Empfangsabschnitts mit einer Selbstkompensationsfunktion gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ist ein Diagramm, das eine Frequenzkennlinie eines Ausgangssignals eines Frequenzumsetzers zeigt;
5 ist ein Diagramm, das eine Frequenzkennlinie mit einer Kerbe aufgrund eines Wechselstrom-Kopplungsbetriebs zeigt;
6 ist ein Diagramm, das eine Frequenzkennlinie von Wechselstrom-Kopplungskondensatoren zeigt;
7 ist ein Diagramm, das eine invertierte Kennlinie der in 6 gezeigten Frequenzkennlinie zeigt;
8 ist ein Diagramm, das eine erwünschte Welle zeigt, die selbstkompensiert worden ist, entsprechend der vorliegenden Erfindung;
9 ist ein Diagramm, das einen Gleichstromoffset in dem Fall zeigt, dass sich eine lokale Oszillationsfrequenz verstimmt;
10 ist ein Blockschaltbild, das ein weiteres Beispiel des Schaltungsaufbaus des Empfangsabschnitts mit der Selbstkompensationsfunktion zeigt;
11 ist ein Blockschaltbild, das den Schaltungsaufbau einer Direktumsetzungs-Funkvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 ist eine schematische Darstellung, die eine Modifikation der in 11 gezeigten Funkvorrichtung zeigt;
13 ist eine schematische Darstellung, die eine andere Modifikation der in 11 gezeigten Funkvorrichtung zeigt;
14 ist ein Blockschaltbild, das den Schaltungsaufbau eines Frequenzgenerators der Funkvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
15 ist eine schematische Darstellung zur Erklärung eines Hochgeschwindigkeits-Suchlaufs für einen freien Kanal des in 14 gezeigten Frequenzgenerators zeigt;
16 ist eine schematische Darstellung, die das Grundkonzept des Funkfrequenz-Eingangs-IC mit einem Abtastmittel zeigt;
17 ist eine schematische Darstellung, die das Grundkonzept eines Funkfrequenz-Eingangs-IC mit einem Abtastmittel und einem Leistungsdetektor zeigt;
18 ist eine schematische Darstellung, die den Schaltungsaufbau eines Leistungsverstärker-(PA-)IC-Chips gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
19 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel eines Abtastmittels des in 16 und 17 gezeigten PA-IC-Chips zeigt;
20 ist eine schematische Darstellung, die ein anderes Beispiel des Abtastmittels zeigt;
21 ist eine schematische Darstellung, die ein reales Beispiel einer in 20 gezeigten Regelverstärkungsschaltung zeigt;
22 ist eine schematische Darstellung, die den Grundaufbau eines SPDT-Umschalters zeigt;
23 ist eine schematische Darstellung, die den Schaltungsaufbau eines Sende/Empfangsumschalter-IC-Chips gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
24 ist eine schematische Darstellung, die ein Beispiel des Abtastmittels zeigt;
25 ist eine schematische Darstellung, die ein anderes Beispiel des Abtastmittels zeigt;
26 ist eine schematische Darstellung, die den Schaltungsaufbau des PA-IC-Chips gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
27 ist eine schematische Darstellung, die den Schaltungsaufbau eines Sende/Empfangsumschalter-IC-Chips gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
28 ist eine Ansicht, die die Struktur eines IC-Chips mit der in 19 bzw. 20 gezeigten Leistungsabtastvorrichtung und Leistungsdetektorvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
29 ist ein Querschnitt entlang der in 28 gezeigten Linie A–A';
30 ist eine schematische Darstellung, die eine Struktur zeigt, bei der die Leitungsbreite einer Metallschicht schmaler ist als die Leistungsleitung, um dadurch eine Kopplungskapazität anzupassen;
31 ist eine schematische Darstellung, die eine Struktur zeigt, bei der die Leitungsbreite einer Metallschicht breiter ist als die Leistungsleitung, um dadurch eine Kopplungskapazität anzupassen;
32 ist eine schematische Darstellung, die eine Struktur zeigt, bei der die Leitungslänge einer Metallschicht variiert wird, um dadurch eine Kopplungskapazität anzupassen;
33 ist eine schematische Darstellung, die die Struktur zeigt, bei der die Ausbildungsrichtung einer Metallschicht variiert wird, um dadurch eine Kopplungskapazität anzupassen;
34 ist ein Blockschaltbild, das den Schaltungsaufbau einer tragbaren Funkvorrichtung gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
35 ist eine Außenansicht, die ein in einem Experiment verwendetes Modell einer Funkvorrichtung zeigt;
36 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen einem Stromverbrauch und Betriebszuständen der in 35 gezeigten tragbaren Funkvorrichtung zeigt;
37 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen einem Reflexionskoeffizienten an einem Antenneneingang aus Sicht der Speiseleitung und Betriebszuständen der tragbaren Funkvorrichtung zeigt;
38 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen einem mittleren Strahlungsgewinn in einer horizontalen Ebene der tragbaren Funkvorrichtung und ihren Betriebszuständen zeigt; und
39 ist eine schematische Darstellung, die den Schaltungsaufbau einer Antennenanpassungsschaltung zeigt.
Als nächstes wird mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
1 ist ein Blockschaltbild, das den Schaltungsaufbau eines Empfangsabschnitts einer tragbaren Funkvorrichtung vom Direktmodulationstyp (nachfolgend einfach als Funkvorrichtung bezeichnet) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In der folgenden Beschreibung wird die Funkvorrichtung vom Direktdemodulationstyp beschrieben. Jedoch kann die vorliegende Erfindung auf eine Funkvorrichtung vom Überlagerungstyp und so weiter angewendet werden.
Wie in 1 gezeigt, umfasst die Funkvorrichtung einen rauscharmen Verstärker (nachfolgend als LNA bezeichnet), ein Bandpassfilter (nachfolgend als BPF bezeichnet), einen Mischer (als ein Frequenzumwandlungsmittel) (nachfolgend als MIX bezeichnet), Pufferverstärker (nachfolgend als BUFF1 und BUFF2 bezeichnet), Tiefpassfilter (nachfolgend als LPF1 und LPF2 bezeichnet), Leistungsdetektor (nachfolgend als RSSI1 und RSSI2 bezeichnet) (RSSI: Empfangssignalstärkenindikator), eine Subtrahiervorrichtung 10, eine Bestimmungsvorrichtung 11, eine Verzögerungsvorrichtung 12 und ein Stromsteuerungsmittel 13.
Der LPF1 lässt ein vorbestimmtes Signalband des Systembands durch. Im Fall des PHS (Personal Handyphone System), das in Japan verwendet wird, ist das vorbestimmte Band ungefähr ein 100 kHz-Band. Der RSSI1 ermittelt die Leistung des Signalbands. Das LPF2 lässt das gesamte Systemband durch. Das LPF2 sollte ein Filter sein, das alle Frequenzen zumindest des Systembands durchlässt. Der RSSI2 ermittelt die Leistung des Systembands. Die Verzögerungsvorrichtung 12 verzögert ein Eingangssignal, um dadurch das Signal aus dem nächsten Rahmen oder Schlitz zu steuern. Statt des LPF1 und LPF2 können Bandpassfilter (nachfolgend als BPF1 und BPF2 bezeichnet) verwendet werden. Außerdem kann statt der Subtrahiervorrichtung 10 eine Teilervorrichtung verwendet werden.
Um den Betrag eines Stroms, der im Schaltungsblock des Empfangsabschnitts fließt, zu veringern, ist es erforderlich, zu bestimmen, dass die Funkvorrichtung nicht in der schlechtesten Funkwellenumgebung ist. Dafür werden RSSI1 und RSSI2 bereitgestellt. Der RSSI1 ermittelt die Leistung des erwünschten Bandes. Im Unterschied dazu ermittelt RSSI2 die Leistung des Systembands. Die Ermittlungsvorrichtung 11 erhält die Differenz der durch den RSSI1 ermittelten Leistung und der durch RSSI2 ermittelten Leistung oder deren Verhältnis, um zu bestimmen, ob die Funkvorrichtung in der schlechtesten Funkwellenumgebung ist oder nicht. Für den Fall, dass der Strombetrag in der nichtschlechtesten Funkwellenumgebung halbiert ist, ist ein normaler Betrieb nicht gewährleistet. Folglich werden die Differenz der durch den RSSI1 ermittelten Leistung und durch den RSSI2 ermittelten Leistung oder deren Verhältnis in mehrere Pegel unterteilt und in den LNA und den MIX eingespeist. Die Verzerrungskennlinie des Schaltungsblocks, die dem festgelegten Strom entspricht, der der Differenz oder dem Verhältnis von RSSI1 und RSSI2 entspricht, wird in eine Tabelle geschrieben, die vorab in einem Speicher (nicht gezeigt) der Bestimmungsvorrichtung 11 gespeichert wurde. Mit Bezug auf den festgelegten Stromwert in der Tabelle wird dem LNA und dem MIX ein entsprechender Strom zugeführt. Wenn die Anzahl der Pegel des auszuwählenden Stroms klein ist, ist es nicht immer erforderlich, auf die Tabelle Bezug zu nehmen.
Als nächstes wird mit Bezug auf den in 2 gezeigten Ablaufplan die Arbeitsweise des Empfangsabschnitts beschrieben.
Es wird angenommen, dass jeder Rahmen einen Empfangsschlitz hat. Nur mit dem Empfangsschlitz wird der Strom gesteuert. Außerdem sind der Einfachheit halber die Pegel des festzulegenden Stroms nur zwei Betriebsarten, nämlich eine Normalstrom-Betriebsart (für die schlechteste Funkwellenumgebung) und eine Niedrigstrom-Betriebsart.
Wie in 2 gezeigt, ermittelt der RSSI1 im Empfangsabschnitt die Leistung im erwünschten Band am Ende eines Schlitzes (in Schritt S201). Demgegenüber ermittelt RSSI2 die Leistung im Systemband. Der RSSI1 und der RSSI2 senden die ermittelten Leistungen an die Subtrahiervorrichtung 10.
Die Subtrahiervorrichtung 10 subtrahiert die durch den RSSI1 ermittelte Leistung von der durch den RSSI2 ermittelten Leistung und sendet das subtrahierte Ergebnis an die Bestimmungsvorrichtung 11. Wenn die Teilervorrichtung anstelle der Subtrahiervorrichtung 10 verwendet wird, teilt die Teilervorrichtung die durch RSSI2 ermittelte Leistung durch die Leistung, die durch RSSI1 ermittelt wurde, und sendet das dividierte Ergebnis an die Bestimmungsvorrichtung 11.
Die Bestimmungsvorrichtung 11 bestimmt, ob das subtrahierte Ergebnis oder das dividierte Ergebnis gleich einem vorbestimmten Wert A bzw. größer ist oder nicht (in Schritt S202).
Wenn das subtrahierte Ergebnis gleich dem vorbestimmten Wert A oder größer ist (nämlich, wenn das bestimmte Ergebnis in Schritt S202 Ja ist), bestimmt die Bestimmungsvorrichtung 11, dass die Funkwellenumgebung schlecht ist, und legt die Normalstrom-Betriebsart fest (in der der normale Strom zugeführt wird) (in Schritt S203). Die Bestimmungsvorrichtung 11 wendet das bestimmte Ergebnis auf den nächsten Empfangsschlitz an (in Schritt S204).
Wenn der subtrahierte Wert oder der dividierte Wert, der im nächsten Empfangsschlitz ermittelt wird, kleiner ist als der angewiesene Wert A (nämlich, wenn das bestimmte Ergebnis in Schritt S202 Nein ist), legt die Bestimmungsvorrichtung 11 die Niedrigstrom-Betriebsart fest (in Schritt S205), um dadurch den Betrag der Ströme, die im LNA und im MIX fließen, zu verringern (in Schritt S206).
Um den Strombetrag zu verringern, wird der Widerstand oder die definierte Spannung eines Vorspannungskreises (nicht gezeigt), der einen Eingangsruhestrom des LNA und MIX festlegt, variiert In der folgenden Beschreibung wird der Strombetrag auf die oben beschriebene Weise verringert.
Bei dieser Ausführungsform, wird der Strombetrag wird für jeden Rahmen im voraus ermittelt. Alternativ kann der Strombetrag einen Schlitz im voraus ermittelt werden. In diesem Fall wird die Differenz zwischen dem Ausgangspegel der erwünschten Welle, der einen Rahmen zuvor ermittelt wurde, und dem Ausgangspegel des Systembands des aktuellen Rahmens oder ihr Verhältnis ermittelt.
Um die Erfindung auszuführen wird es wird bevorzugt, den normalen Strompegel als Anfangsstrompegel festzulegen. Falls jedoch alle Kanäle frei sind, wenn ein freier Kanal ermittelt wird, kann geschätzt werden, dass es keine unnötige Welle im System gibt. Folglich kann in diesem Fall der Niedrigstrompegel als Anfangspegel bestimmt werden.
Andererseits ist, da der LPF2 das gesamte Systemband durchlässt, das Verhältnis des Systembands zur erwünschten Welle groß. Folglich nimmt das weiße Rauschen (oder thermische Rauschen) im LPF2 zu.
Wenn das weiße Rauschen zunimmt, kann sich die Bestimmungseinrichtung 11 bei der Anzahl der Funkwellen im System irren. Um dieses Problem zu lösen, wird die Leistungskomponente des weißen Rauschens mit einem verbreiterten Band von dem Wert subtrahiert, der durch den RSSI2 ermittelt wurde, um dadurch den Wert der durch den RSSI2 ermittelten Leistung zu kompensieren. Als eine Kompensationsmethode wird die Leistungskomponente einfach vom Wert der durch den RSSI2 ermittelten Leistung subtrahiert. Alternativ kann der Wert der durch den RSSI2 ermittelten Leistung unter Verwendung einer Tabelle kompensiert werden, die die Leistungskomponente des weißen Rauschens enthält.
3 ist ein Blockschaltbild, das einen Empfangsabschnitt einer Funkvorrichtung gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Bezug auf 3 umfasst die Funkvorrichtung eine Antenne 101, einen Funkfrequenzverstärker 102, ein Funkfrequenzfilter 103, einen Frequenzumsetzer 104, Frequenzumsetzer 105 und 106, einen lokalen Oszillator 107, einen π/2-Phasenschieber 108, Niederfrequenzfilter 109 und 110, Niederfrequenzverstärker 111 und 112, A/D-Umsetzer 113 und 114, Multipliziervorrichtungen 115 und 116, einen Speicher 118 (als Speichermittel), Kondensatoren 119 bis 124 und einen lokalen Oszillator 125. Der Speicher 118 speichert eine inverse Kennlinie einer wechselstromgekoppelten Gesamt-Frequenzkennlinie des Basisbandabschnitts vom Frequenzumsetzer 105 bis zum MD-Umsetzer 113 und eine inverse Kennlinie einer wechselstromgekoppelten Gesamt-Frequenzkennlinie des Basisbandabschnitts vom Frequenzumsetzer 106 bis zum A/D-Umsetzer 114.
Der Funkfrequenzverstärker 102 verbessert den Rauschfaktor des Funkabschnitts. Ein Schaltungsblock, der aus den Frequenzumsetzers 105 und 106, dem lokalen Oszillator 107, dem π/2-Phasenschieber 108 und so weiter besteht, wird als ein orthogonaler Demodulationsabschnitt bezeichnet. Die Kondensatoren 119 bis 124, die mit einer nachgeschalteten Stufe der Frequenzumsetzer 105 und 106 verbunden sind, sind angeordnet, um eine Gleichstromkomponente zu beseitigen.
In diesem Empfangsabschnitt wird ein von der Antenne 101 empfangenes Funkfrequenzsignal an den Funkfrequenzverstärker 102 gesendet. Der Funkfrequenzverstärker 102 verstärkt das Funkfrequenzsignal mit einer vorbestimmten Verstärkung. Das verstärkte Signal wird über das Funkfrequenzfilter 103, das ein Spiegelfrequenz-Unterdrückungsfilter ist, an den Frequenzumsetzer 104 gesendet.
Zum anderen erzeugt der lokale Oszillator 125 ein Referenz-Trägersignal und sendet das Referenz-Trägersignal an den Frequenzumsetzer 104. Der Frequenzumsetzer 104 multipliziert das empfangene Signal mit dem Referenz-Trägersignal und setzt dadurch das empfangene Signal in ein Zwischenfrequenzsignal um. Das Zwischenfrequenzsignal wird durch den orthogonalen Demodulationsabschnitt, der aus den Frequenzumsetzern 105 und 106, dem lokalen Oszillator 107 und dem π/2-Phasenschieber 108 besteht, in ein Basisbandsignal umgesetzt. Mit anderen Worten, die beiden Frequenzumsetzer 105 und 106 erzeugen zwei Basisbandsignale von I- und Q-Kanälen, die die gleiche Frequenz wie das vom lokalen Oszillator 107 gesendete Zwischenfrequenzsignal haben und die einen Gangunterschied von π/2 haben.
Das Basisbandsignal des I-Kanals, das vom Frequenzumsetzer 105 bezogen wird, wird über den Kondensator 119 an das Niederfrequenzfilter 109 gesendet. Das Niederfrequenzfilter 109 führt das Antialiasing für das Basisbandsignal des I-Kanals durch. Das resultierende Signal wird über den Kondensator 121 an den Niederfrequenzverstärker 111 gesendet. Der Niederfrequenzverstärker 111 verstärkt das empfangene Signal mit einer vorbestimmten Verstärkung. Das verstärkte Signal wird über den Kondensator 123 an den A/D-Umsetzer 113 gesendet. Der A/D-Umsetzer 113 setzt das empfangene Signal als ein analoges Signal in ein digitales Signal um. Das resultierende digitale Signal wird an eine Multipliziervorrichtung 115 gesendet.
Zum anderen wird wie beim Basisbandsignal des I-Kanals das Basisbandsignal des Q-Kanals, das vom Frequenzumsetzer 106 bezogen wird, über den Kondensator 120, das Niederfequenzfilter 110, den Kondensator 122, den Niederfrequenzverstärker 112, den Kondensator 124 und den A/D-Umsetzer 114 an die Multipliziervorrichtung 116 gesendet. Die Niederfrequenzfilter 109 und 110 können einen Kanal auswählen.
Eine inverse Kennlinie der wechselstromgekoppelten Gesamt-Frequenzkennlinie des Basisbandabschnitts vom Frequenzumsetzer 105 bis zum A/D-Umsetzer 113 wird vom Speicher 118 an den Multiplizierer 115 des I-Kanals synchron zum digitalen Signal gesendet. Der Multiplizierer 115 multipliziert das vom A/D-Umsetzer 113 empfangene Signal mit der vom Speicher 118 empfangenen inversen Kennlinie.
Eine inverse Kennlinie der wechselstromgekoppelten Gesamt-Frequenzkennlinie des Basisbandabschnitts vom Frequenzumsetzer 106 bis zum A/D-Umsetzer 114 wird vom Speicher 118 an den Multiplizierer 116 des Q-Kanals synchron zum digitalen Signal gesendet. Der Multiplizierer 116 multipliziert das vom A/D-Umsetzer 114 empfangene Signal mit der vom Speicher 118 empfangenen inversen Kennlinie.
Der Detektor 117 demoduliert die vom Multiplizierer 115 des I-Kanals und vom Multiplizierer 116 des Q-Kanals empfangenen multiplizierten Signale in die ursprünglichen Daten.
Als nächstes werden die einzelnen Signale mit Bezug auf die oben beschriebene Arbeitsweise beschrieben.
Wie in 4 gezeigt, überschneidet sich ein erwünschtes Basisbandsignal (nachfolgend als erwünschte Welle bezeichnet), das von den Frequenzumsetzern 105 und 106 bezogen wurde, mit einer Gleichstromkomponente 305. In 4 stellt ein schraffierter Bereich den Pegel des thermischen Rauschens 304 dar.
Die in der nachgeschalteten Stufe der Frequenzumsetzer 105 und 106 angeordneten Kondensatoren 119 bis 124 beseitigen die Gleichstromkomponente 305 aus der erwünschten Welle 301. Die Kapazitäten der Kondensatoren 119 bis 124 sind so festgelegt, dass eine Frequenzkennlinie 302 der erwünschten Welle 301 erlangt wird.
Wenn die Gleichstromkomponente 305 durch die Wechselstrom-Kopplungskondensatoren 119 bis 124 beseitigt wird, geht zusammen mit der Gleichstromkomponente 305 auch eine Signalkomponente 303 als Teil des erwünschten Signals 301 verloren. Folglich tritt, bevor die erwünschte Welle 301 (nämlich die Ausgangssignale der A/D-Umsetzer 113 und 114) an die Multiplizierer 115 und 116 gesendet wird, eine Einkerbung 306 in der erwünschten Welle 301 auf wie in 5 gezeigt. Ebenso tritt eine Einkerbung 307 im thermischen Rauschen 304 auf.
Obwohl die Ausgangssignale der A/D-Umsetzer 113 und 114 die Einkerbung 306 haben, kann das Ursprungssignal fast exakt wiederhergestellt werden, da eine durch die Einkerbung 306 beeinflusste Signalkomponente bekannt ist, wenn der Speicher 118 eine inverse Kennlinie speichert, die zum Interpolieren des beeinflussten Abschnitts erforderlich ist, und die Multipliziervorrichtungen 115 und 116 die erwünschte Welle 301 mit der im Speicher 118 gespeicherten inversen Kennlinie multiplizieren.
Als nächstes wird die inverse Kennlinie beschrieben, die im Speicher 118 gespeichert ist.
In 6 stellt ein Bezugszeichen 801 eine Frequenzkennlinie dar, mit der die von den Frequenzumsetzern 105 und 106 erlangten Basisbandsignale durch die Kondensatoren 119 bis 124 wechselstromgekoppelt werden, bis die Signale an die A/D-Umsetzer 113 und 114 gesendet werden.
Wenn die Frequenzkennlinie 801 wechselstromgekoppelt wird, tritt eine Gleichstromkomponente auf, deren Wert 0 ist. Eine inverse Kennlinie der Frequenzkennlinie 801 wird durch Bezugszeichen 802 dargestellt, wie in 7 gezeigt. Da der Wert der inversen Kennlinie 802 als Gleichstromkomponente unendlich ist, kann die Kennlinie 802 nicht als Daten im Speicher 118 gespeichert werden.
In der Kennlinie 802 ist ein Abschnitt der Gleichstromkomponente, der einen vorbestimmten Pegel übersteigt, beseitigt und wird als inverse Kennlinie entsprechend der erforderlichen Kompensationsgenauigkeit verwendet.
In einem in 7 gezeigten Beispiel ist eine Gleichstromkomponente 803 aus der inversen Kennlinie 802 der Frequenzkennlinie, die wechselstromgekoppelt worden ist, beseitigt. Der resultierende Abschnitt wird als eine inverse Kennlinie 804 behandelt. Folglich tritt in der erwünschten Welle 301, deren inverse Kennlinie 804 mit den Ausgangssignalen der A/D-Umsetzer 113 und 114 multipliziert worden ist, ein Kompensationsfehler auf, der dem begrenzten Abschnitt der Gleichstromkomponente der inversen Kennlinie entspricht. Mit anderen Worten, der Kompensationsfehler, der dem begrenzten Abschnitt der Gleichstromkomponente der inversen Kennlinie 804 entspricht, bewirkt, dass Einkerbungen 701 und 702 in der erwünschten Welle 301 bzw. im thermischen Rauschen 304 auftreten.
Jedoch wird deutlich, dass die unnötige Gleichstromkomponente vollständig beseitigt worden ist und dass die Einkerbung 701 der Signalkomponente stärker vermindert ist als die in 5 gezeigte Einkerbung 306. Da der Gleichstromoffset des I-Kanals sich vom Gleichstromoffset des Q-Kanals unterscheidet, sollte die Selbstkompensation für jeden der I- und Q-Kanäle durchgeführt werden. Ein Vorteil der Selbstkompensationsfunktion der Gleichstromkomponente besteht darin, dass ihre Wirkung nicht verlorengeht, auch wenn die vom lokalen Oszillator 107 bezogene Referenz-Trägerfrequenz, die in 3 gezeigt ist, gegenüber einem erwünschten Wert verschoben ist.
Wenn die vom lokalen Oszillator 107 bezogene Frequenz gegenüber dem erwünschten Wert verschoben ist, ist die Mittenfrequenz des von den Frequenzumsetzern 105 und 106 bezogenen Basisbandsignals (erwünschte Welle) gegenüber der in 9 gezeigten Gleichstromkomponente verschoben.
Wie in 9 gezeigt, ist die Mittenfrequenz einer erwünschten Welle 601 gegenüber der Gleichstromkomponente 306 um einen Abstand 602 verschoben. Der Abstand 602 ist gleich der Frequenzverschiebung gegenüber der erwünschten Frequenz des lokalen Oszillators 107. Jedoch wird, wie aus 9 deutlich wird, auch wenn die Mittenfrequenz eines in ein Basisbandsignal umgesetzten Signals gegenüber der Gleichstromkomponente verschoben wird, die Gleichstromkomponente theoretisch nicht verschoben. Folglich wird entsprechend der Frequenzkennlinie 302 der Wechselstrom-Kopplungskondensatoren 119 bis 124 die Gleichstromkomponente 305 vollständig beseitigt. Danach werden die Ausgangssignale der A/D-Umsetzer 113 und 114 mit der im Speicher 118 gespeicherten inversen Kennlinie 804 multipliziert. Folglich kann die Gleichstromkomponente ohne eine große Einkerbung aus der erwünschten Welle 301 beseitigt werden. Die inverse Kennlinie, die gemessen worden ist, kann im Speicher 118 gespeichert werden.
Als nächstes wird mit Bezug auf 10 der Empfangsabschnitt der Funkvorrichtung beschrieben, der ebenfalls zur Verwendung mit der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Der Empfangsabschnitt dieser Ausführungsform umfasst ferner einen Kipposzillator 910, einen Umschalter 902 und eine Berechnungsvorrichtung 907. Der Kipposzillator 901 ist mit den Schaltungen des I-Kanals und Q-Kanals über den Umschalter 902 verbunden. Der Kipposzillator 901 kippt Frequenzen in den Bereich, dass die Frequenzkennlinie 801 von wechselstromgekoppelten Signalen, die von den Frequenzumsetzern 105 und 106 und den A/D-Umsetzern 113 und 114 ausgegeben werden, flach wird. Durch die Zeitablenkung kann die Frequenzkennlinie 801 der wechselstromgekoppelten Signale des I-Kanals und des Q-Kanals erzeugt werden. Die erzeugte Frequenzkennlinie 801 wird an die Berechnungsvorrichtung 907 gesendet, die von den A/D-Umsetzern 113 und 114 abgezweigt ist. Die Berechnungsvorrichtung 907 berechnet die inverse Kennlinie 804, die in 7 mit der Frequenzkennlinie 801 des gemessenen wechselstromgekoppelten Signals gezeigt ist. Die berechnete inverse Kennlinie 804 wird im Speicher 118 gespeichert. Die Frequenzkennlinie kann durch den Kipposzillator 901 gemessen werden, während kein Signal empfangen wird.
Auch wenn sich die Frequenzkennlinie 801 des wechselstromgekoppelten Signals, gemäß der Ausführungsform, aufgrund einer Temperaturkennlinie verändert, kann die inverse Kennlinie 804 flexibler erzeugt werden, und der Gleichstromoffset kann kompensiert werden.
In dieser Ausführungsform wurde der Empfangsabschnitt vom Überlagerungstyp beschrieben. Jedoch kann ein Empfangsabschnitt vom Direktmodulationstyp verwendet werden. In diesem Fall kann ein Einschwingverhalten eines zeitabhängigen Gleichstromoffsets aufgrund eines Reflektors nicht verarbeitet werden. Jedoch kann in einem bestimmten Funksystem mit den oben beschriebenen Gegenmaßnahmen eine hinreichende Kennlinie erzeugt werden.
Als nächstes wird ein Verfahren zur Beseitigung eines durch einen Reflektor verursachten zeitabhängigen Gleichstromoffsets beschrieben (der zeitabhängige Gleichstromoffset ist ein Problem, das unter Verwendung einer Funkvorrichtung vom Direktumsetzungstyp gelöst werden kann).
11 ist ein Blockschaltbild, das den Aufbau einer Funkvorrichtung vom Direktumsetzungstyp gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt (nachfolgend als Funkvorrichtung bezeichnet).
Mit Bezug auf 11 umfasst die Funkvorrichtung eine Antenne 101, einen Sende/Empfangs-Umschalter 170, einen Empfangsabschnitt 129, einen Sendeabschnitt 137 und eine Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139. Der Empfangsabschnitt umfasst einen Funkfrequenzverstärker 102, Frequenzumsetzer 105 und 106, einen lokalen Oszillator 130, einen π/2-Phasenschieber 131, ein Basisbandfilter 109, Niederfrequenzverstärker 111 und 112 und Basisband-Signalverarbeitungsschaltungen 135 und 136. Der lokale Oszillator 130 erzeugt ein lokales Signal. Jeder der Frequenzumsetzer 105 und 106 hat einen Gleichstromoffset-Steuerungsanschluss 132-1. Jeder der Niederfrequenzverstärker 111 und 112 hat einen Gleichstromoffset-Steuerungsanschluss 132-2. Jede der Basisband-Signalverarbeitungsschaltungen 135 und 136 hat einen Gleichstromoffset-Steuerungsanschluss 132-3. Die Basisband-Signalverarbeitungsschaltungen 135 und 136 haben Analog/Digital-Umsetzer 113 und 114 und Addier/Subtrahierschaltungen 133 bzw. 134.
Der Sendeabschnitt 137 umfasst ein Bandpassfilter 150, einen Richtkoppler 172, einen Leistungsverstärker 151, eine variables Dämpfungsglied 152, einen Leistungsdetektor 173, eine Leistungssteuerungsschaltung 171, eine Addiervorrichtung 156, Frequenzumsetzer 157 und 158, Tiefpassfilter 159 und 1160, Digital/Analog-Umsetzer 161 und 162 und einen Sendesignalgenerator 138.
Die Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 ist mit dem Richtkoppler 172 und den Steuerungsanschlüssen 132-1, 132-2 und 132-3 verbunden.
Als nächstes wird die grundlegende Arbeitsweise eines Sendeabschnitts der Funkvorrichtung gemäß der Ausführungsform beschrieben.
In der Funkvorrichtung wird, wenn ein Signal gesendet wird, der Sende/Empfangs-Umschalter 170 zur Seite des Sendeabschnitts umgeschaltet. Eine Sendewelle, die vom Sendesignalgenerator 138 empfangen wird, wird durch den Leistungsverstärker 151 verstärkt. Das resultierende Signal wird von der Antenne 101 über den Richtkoppler 172 und den Sende/Empfangs-Umschalter 170 gesendet.
Bei der Ausführungsform wird das TDD-System, bei dem die Frequenz des Sendesignals die gleiche ist wie die Frequenz des Empfangssignals, beschrieben. Wenn ein Signal gesendet wird, misst der Richtkoppler 172 die von der Antenne 101 reflektierte Leistung. Außerdem misst der Richtkoppler 172 die zur Antenne 101 geleitete Leistung. Die gemessenen Ergebnisse werden an die Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 gesendet. Die Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 erhält mit der Reflexionsleistung und der Ausbreitungsleistung einen Reflexionskoeffizienten der Antenne 101. Im TDD-System ist die Frequenz des Sendesignals die gleiche wie die Frequenz des Empfangssignals. Wenn ein Signal gesendet wird, ist folglich, wenn die Reflexionsleistung groß ist, die Reflexionsleistung eines lokalen Signals in der Empfangsbetriebsart der Antenne 101 groß. Wenn hingegen die Reflexionsleistung klein ist, ist die Reflexionsleistung des lokalen Signals in der Empfangs-Betriebsart der Antenne 101 klein. Folglich kann, wenn ein Signal gesendet wird, in der Sendebetriebsart der Antenne 101 die Reflexionsleistung ermittelt werden. Somit kann der Betrag der Reflexion des lokalen Signals zum Empfangsabschnitt ermittelt werden.
Wenn die Reflexionswelle stark ist, sendet die Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 ein Steuerungssignal, das bewirkt, dass der Gleichstromoffset abnimmt und das zur reflektierten Leistung proportional ist, an die Gleichstromoffset-Steuerungsanschlüsse 132-1 der Frequenzumsetzer 105 und 106, wodurch sie den Gleichstromoffset im Empfangsabschnitt verringert.
In der Funkvorrichtung gemäß der Ausführungsform misst der Richtkoppler 172, wenn ein Signal im TDD-System gesendet wird, die zur Antenne 101 geleitete Leistung und die Reflexionsleistung von der Antenne 101, ermittelt aus der Ausbreitungsleistung und der Reflexionsleistung den Reflexionskoeffizienten der Antenne 101 und sendet den Reflexionskoeffizienten an den Empfangsabschnitt. Wenn ein Signal direkt nach dem Senden eines Signals empfangen wird, wird folglich der Empfangsbetrieb in dem Zustand durchgeführt, dass der Gleichstromoffset aufgrund eines externen Reflektors verringert ist. Folglich wird die Empfangsempfindlichkeit, bei der der Empfangsbetrieb im Vergleich zu dem Fall, wo kein solcher Prozess durchgeführt wird, verbessert. Außerdem ist es, da ein Signal in dem Zustand empfangen werden kann, wo ein Gleichstromoffset verringert ist, nicht erforderlich, viele Wechselstrom-Kopplungskondensatoren in der Schaltung anzuordnen.
Im obigen Beispiel wurden die Steuerungsfunktionen der Frequenzumsetzer 105 und 106 beschrieben.
Alternativ kann, wenn ein Steuerungssignal an einen der Gleichstromoffset-Steuerungsanschlüsse 132-2 und 132-3 der Niederfrequenzverstärker 111 und 112 und der Analog/Digital-Umsetzer 113 und 114 gesendet wird, die gleiche Wirkung erzielt werden wie in dem Fall, dass die Frequenzumsetzer 105 und 106 gesteuert werden. Mit anderen Worten kann, wenn erforderlich, ein Gleichstromoffset in vorgeschalteten Stufen der Frequenzumsetzer 105 und 106 kompensiert werden.
Als nächstes wird mit Bezug auf 12 eine Funkvorrichtung gemäß einer anderen Modifikation der Ausführungsform, die in 11 gezeigt ist, beschrieben.
Wie in 12 gezeigt, wird bei dieser Modifikation ein Speicher 141 zwischen einer Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 und einem Richtkoppler 172 angeordnet. Der Speicher 141 speichert Daten, um zu bewirken, dass eine Steuerungsspannung entsprechend der Reflexionsleistung oder dem Reflexionskoeffizienten der Antenne 101 erzeugt wird. Folglich werden, wenn der Speicher 141 Steuerungsdaten zur Verringerung des Gleichstromoffsets entsprechend der Reflexionsleistung der Antenne 101 speichert, die Steuerungsdaten an die Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 gesendet. Demzufolge kann die Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 den Gleichstromoffset in kürzerer Zeit verringern als die in 8 gezeigte Ausführungsform, ohne dass es erforderlich ist, den Reflexionskoeffizienten zu berechnen.
Als nächstes wird mit Bezug auf 13 eine Funkvorrichtung gemäß einer anderen Modifikation der Ausführungsform, die in 11 gezeigt ist, beschrieben.
Bei dieser Modifikation führt statt der Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 eine Basisbandsignal-Verarbeitungsschaltung 135 einen Prozess zur Verringerung des Gleichstromoffsets durch. In 13 wird der Einfachheit halber auf eine Basisbandsignal-Verarbeitungsschaltung 136 verzichtet.
Bei dieser Modifikation addieren (oder subtrahieren) Addier/Subtrahierschaltungen 133 und 134 den Wert, der der Ausbreitungsleistung des Leistungsverstärkers 151 entspricht, und den Wert, der der Reflexionsleistung der Antenne 101 entspricht, und die von den Analog/Digital-Umsetzern 113 und 114 empfangenen Werte, um den Gleichstromoffset zu verringern. Mit anderen Worten, wenn die Ausgangswerte der Analog/Digital-Umsetzer 113 und 114 addiert oder subtrahiert werden, wird ein Gleichstromwert in gleicher Weise verschoben.
Gemäß dieser Modifikation kann die gleiche Wirkung wie in der in 11 gezeigten Ausführungsform erzielt werden, ohne dass es erforderlich ist, eine spezielle Gleichstromoffset-Steuerungsschaltung 139 mit einer analogen Schaltung wie etwa einem Frequenzumsetzer oder einem Niederfrequenzumsetzer zu verbinden. In der oben beschriebenen Ausführungsform wurde ein TDD-System beschrieben. In dem Fall, dass das Frequenzband eines Sendesignals das gleiche ist wie das Frequenzband eines Empfangssignals, kann die gleiche Wirkung erzielt werden, wenn der Reflexionsbetrag im Sendezustand gemessen wird.
Als nächstes wird der Frequenzgenerator der Funkvorrichtung beschrieben.
14 ist ein Blockschaltbild, das den Schaltungsaufbau eines Frequenzgenerators der Funkvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Bezug auf 14 umfasst der Frequenzgenerator einen Referenzoszillator 1101, einen Referenzfrequenzteiler 1103, einen Phasenkomparator 1105, ein Schleifenfilter für die normale Betriebsart 1151, ein Schleifenfilter für die Hochgeschwindigkeitsbetriebsart 1152, einen Umschalter 1153, einen VCO 1109 und einen Vergleichsfrequenzteiler 1111. Da die grundlegende Funktionsweise der Schleife des Frequenzgenerators die gleiche ist wie die eines herkömmlichen Frequenzgenerators, wird auf ihre Beschreibung verzichtet.
Im Frequenzgenerator gemäß der Ausführungsform findet, wenn der Umschalter 1153 zur Seite des Schleifenfilters für die normale Betriebsart umgeschaltet ist, eine normale Schleifenbetriebsart statt. In diesem Fall gibt der VCO 1109 ein Signal mit einer niedrigen Phase-Rausch-Kennlinie aus. Jedoch dauert der Frequenzschaltvorgang in dieser Betriebsart eine gewisse Zeit.
Hingegen findet, wenn der Umschalter 1153 zu der Seite des Schleifenfilters für die Hochgeschwindigkeitsbetriebsart umgeschaltet ist, eine Hochgeschwindigkeits-Schleifenbetriebsart (Freikanal-Suchbetriebsart) statt. In dieser Betriebsart wird, obwohl sich die Phase-Rausch-Kennlinie eines Ausgangssignals des VCO 1109 verschlechtert, der Frequenzschaltvorgang schnell durchgeführt.
Als nächstes wird die Arbeitsweise des Frequenzgenerators der Funkvorrichtung gemäß der Ausführungsform beschrieben. 15 ist ein schematisches Diagramm, das den Aufbau von Schlitzen im TDMA-System zeigt.
Wie in 15 gezeigt, besteht ein Rahmen 1160 aus vier Empfangsschlitzen R1 bis R4 und vier Sendeschlitzen T1 bis T4. Ein Schlitz ist mit dem Bezugszeichen 1161 bezeichnet. Es wird angenommen, dass eine Kommunikation mit einem Empfangsschlitz R1 und einem Sendeschlitz T1 vorgenommen wird. Außerdem wird angenommen, dass eine Frequenz eines Kommunikationskanals mit f1 bezeichnet ist.
Der Frequenzgenerator sucht auf folgende Weise nach einem freien Kanal.
Im Zeitabschnitt des Empfangsschlitzes R1 arbeitet der Frequenzgenerator in der normalen Betriebsart mit einer hohen Phase-Rausch-Kennlinie. Nach dem Zeitabschnitt des Empfangsschlitzes R1 schaltet der Umschalter 1153 von der normalen Betriebsart in die Hochgeschwindigkeitsbetriebsart um.
Wenn dem Frequenzgenerator eine Frequenz f2 zugewiesen wird, die sich von der Frequenz des Kommunikationskanals unterscheidet, sucht er nach einem freien Kanal. Da die Hochgeschwindigkeitsbetriebsart ausgewählt worden ist, schaltet der Frequenzgenerator die aktuelle Frequenz zur erwünschten Frequenz mit hoher Geschwindigkeit um und sucht nach einem freien Kanal.
Nachdem der Frequenzgenerator auf der Frequenz f2 nach einem freien Kanal gesucht hat, schaltet er von der Frequenz f2 auf eine andere Frequenz f3 und sucht nach einem freien Kanal. Der Frequenzgenerator wiederholt eine solche Operation und sucht auf einer Vielzahl von Frequenzen nach freien Kanälen. Bevor der Sendeschlitz T1 auftritt, stellt der Frequenzgenerator den ursprünglichen Kommunikationskanal f1 wieder her. Zur gleichen Zeit schaltet der Frequenzgenerator von der Hochgeschwindigkeitsbetriebsart in die normale Betriebsart um. Im Zeitabschnitt des Sendeschlitzes T1 arbeitet der Frequenzgenerator in der normalen Betriebsart mit der hohen Phase-Rausch-Kennlinie. Der Frequenzgenerator wiederholt die oben beschriebene Operation und sucht während der Kommunikation nach freien Kanälen. Während der Frequenzgenerator nach einem freien Kanal sucht, ist das S/N (Signal-Rausch-Verhältnis) des Frequenzgenerators nicht hoch, da er in der Hochgeschwindigkeitsbetriebsart arbeitet, und dadurch verschlechtert sich seine Empfangsempfindlichkeit. Da jedoch die Phase-Rausch-Kennlinie, die erforderlich ist, um zu bestimmen, ob ein freier Kanal vorhanden ist, im Vergleich zu der im Kommunikationszustand gedämpft ist, kann der Frequenzgenerator in der Hochgeschwindigkeitsbetriebsart nach einem freien Kanal suchen. In der obigen Beschreibung wurde die Schleifenkennlinie durch Umschalten der Frequenzkennlinie des Schleifenfilters umgeschaltet. Alternativ kann die Schleifenkennlinie durch Umschalten der Empfindlichkeit des Phasenkomparators umgeschaltet werden. Außerdem kann beispielsweise in einem Schlitz nach einem freien Kanal gesucht werden.
Wenn der Frequenzgenerator in der Hochgeschwindigkeitsbetriebsart nach einem freien Kanal sucht, kann, wenn alle Kanäle frei sind, bestimmt werden, dass es keine Störwelle in der Nähe des Systembands gibt. Folglich kann der Freikanal-Suchlauf als Betriebsart zur Ermittlung der Funkwellenumgebung verwendet werden. Mit anderen Worten, wenn alle Kanäle frei sind, kann der Stromverbrauch des Empfangsabschnitts verringert werden.
In diesem Fall wird das Ergebnis der Suche nach einem freien Kanal an die in 1 gezeigte Bestimmungsvorrichtung 11 gesendet. Die Bestimmungsvorrichtung 11 bestimmt die aktuelle Betriebsart und steuert den Strombetrag, der im LNA und im MIX fließt.
Als nächstes wird mit Bezug auf 16 bis 26 der Sendeabschnitt beschrieben.
16 ist eine schematische Darstellung, die das Grundkonzept eines IC-Chips, der einen Leistungsverstärker oder einen Sende/Empfangs-Umschalter hat, zeigt.
In 16 ist Bezugszeichen 1200 ein IC-Chip. Wenn der IC-Chip 1200 zum Beispiel ein Leistungsverstärker-IC-Chip ist (nachfolgend als PA-IC-Chip bezeichnet), werden von den in 11 gezeigten Frequenzumsetzern 157 und 158 empfangene RF-Signale an einen Eingangsanschluss IN des IC-Chips 1200 gesendet. Ein durch den PA-IC-Chip 1200 verstärktes RF-Signal wird an einen Ausgangsanschluss OUT gesendet. Der IC-Chip 1200 hat ein Abtastmittel 1201, das eine Ausgangsleistung abtastet. Ein Signal, das zur durch das Abtastmittel 1201 abgetasteten Leistung proportional ist, wird von einem anderen Anschluss als dem Ausgangsanschluss OUT an ein Leistungsdetektor DET als ein Signalverarbeitungsmittel gesendet.
In 16 wird, wenn der IC-Chip 1200 ein Sende/Empfangsumschalter (nachfolgend als Sende/Empfangsumschalter bezeichnet) ist, ein vom Leistungsverstärker PA empfangenen RF-Signal an den Eingangsanschluss IN des IC-Chips 1200 gesendet. Ein von einem Abtastmittel 1201 über einen Eingangsanschluss IN empfangenes RF-Signal wird an einen Ausgangsanschluss OUT gesendet. Wie beim PA-IC-Chip tastet das Abtastmittel 1201 ein Signal ab, das zur Leistung des RF-Signals proportional ist. Das abgetastete Signal wird von einem anderen als dem Ausgangsanschluss OUT an ein Signalverarbeitungsmittel (zum Beispiel ein Ausgangsleistungsdetektor DET) gesendet.
Als nächstes wird mit Bezug auf 17 ein IC-Chip gemäß einer Modifikation des in 16 gezeigten Schaltungsaufbaus beschrieben.
In dem in 16 gezeigten Beispiel ist der Ausgangsleistungsdetektor DET außerhalb des IC-Chips 1200 angeordnet. Jedoch ist in dieser Modifikation eine Leistungsermittlungsfunktion des Ausgangsleistungsdetektors DET als ein Signalverarbeitungsmittel 1202 zusammen mit einem Abtastmittel 1201 als ein IC-Chip strukturiert. Der Schaltungsaufbaus des in 17 gezeigten Abtastmittels 1201 ist der gleiche wie der Schaltungsaufbaus des in 16 gezeigten Abtastmittels 1201.
Bei dieser Modifikation wird ein durch das Abtastmittel 1201 abgetastetes Signal an das Ausgangsdetektionsmittel 1202 gesendet, das im gleichen IC-Chip strukturiert ist.
Das Ausgangsdetektionsmittel 1202 setzt die Frequenz einer Ausgangsleistung in eine niedrige Frequenz um, die einem Abtastsignal entspricht, und sendet ein Signal, das der Ausgangsleistung entspricht, an eine Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171. Da das Ausgangsdetektionsmittel 1202 eine Signalverarbeitung wie etwa eine Frequenzumsetzungsverarbeitung durchführt, wird das Ausgangsdetektionsmittel 1202 als Signalverarbeitungsmittel bezeichnet. In 16 und 17 sind der PA-IC-Chip oder Sende/Empfangsumschalterchip nicht immer verschiedene IC-Chips. Stattdessen können entweder der PA-IC-Chip oder der Sende/Empfangsumschalterchip als ein IC-Chip strukturiert sein.
18 ist eine schematische Darstellung, die das Grundkonzept des Schaltungsaufbaus des in 16 gezeigten PA-IC-Chips zeigt.
In 18 werden von den Frequenzumsetzern 157 und 158 empfangene RF-Signale über einen Eingangsanschluss IN an einen Leistungsverstärker PA 151 gesendet. Ein Ausgangssignal des Leistungsverstärkers PA 151 wird über einen Ausgangsanschluss OUT an ein Bandpassfilter BPF gesendet.
Ein Stromversorgungsanschluss VDD1 in einem IC-Chip 1200 ist ein Anschluss zum Versorgung des Leistungsverstärkers PA 151 mit Strom. Ein Masseanschluss GND1 ist ein Masseanschluss des Leistungsverstärkers PA 151. Ein externer Masseanschluss GND und einer externer Stromversorgungsanschluss VDD sind vom Anschluss GND und vom Anschluss VDD1 getrennt, um dadurch eine Streuinduktivität, -widerstand und -kapazität darzustellen, die zwischen als IC-Chip strukturierten Schaltungen auftreten. Mit anderen Worten, zwischen dem Anschluss VDD und dem Anschluss VDD1 tritt eine Streuimpedanz Zvdd 1203 auf. Außerdem tritt eine Streuimpedanz Zgnd 1204 zwischen dem Anschluss GND und dem Anschluss GND1 auf.
In 18 ist ein Anschluss s1 ein Anschluss zur Beschaffung eines Signals, das zur Leistung eines RF-Signals des Leistungsverstärkers PA 151 proportional ist. Der Anschluss s1 ist über das in 16 gezeigte Abtastmittel 1201 mit dem Stromversorgungsanschluss VDD1 verbunden. In diesem Beispiel wird am Stromversorgungsanschluss VDD1 ein Signal gemessen, das zum Produkt aus der Streuimpedanz Zvdd 1203 und dem Momentanstrom des Leistungsverstärkers PA proportional ist. Da ein veränderlicher Teil des Momentanstroms des Leistungsverstärkers PA 151 zu einer Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers PA 151 proportional ist, ist eine am Anschluss VDD1 gemessene Wechselstromkomponente zur Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers PA 151 proportional.
Als nächstes wird der Aufbau des Abtastmittels 1201 beschrieben. Wenn am Anschluss VDD1 eine Wechselstromkomponente gemessen wird, wird ein Signal ermittelt, das zur Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers PA 151 proportional ist. Folglich kann als einfachster Aufbau, wie in 19 gezeigt, ein Kondensator C1 zwischen dem Anschluss VDD1 und dem Anschluss s1 angeordnet sein.
In diesem Fall ist der Anschluss s1 mit einer Leistungsermittlungsschaltung DET verbunden, die in der Erläuterung des Standes der Technik beschrieben ist. Der Kondensator, der keine Richtwirkung hat, kann zur Ermittlung einer Leistung verwendet werden, da nicht immer ein Koppler erforderlich ist, der keine Richtwirkung hat.
In dem in 19 gezeigten Schaltungsaufbau ist es möglich, das Abtastmittel 1201 nur mit dem Kondensator C1 aufzubauen. Somit kann ein Signal bezogen werden, das zur Ausgangsleistung proportional ist. Das Abtastmittel 1201 kann eine Diode, ein Widerstand oder dergleichen sein.
Da sich die Streuimpedanz Zvdd 1203 und die Streuimpedanz Zgnd 1204 in Abhängigkeit vom Montageverfahren des PA-IC-Chips lindem, hängt auch der Proportionalitätsfaktor von seinem Montageverfahren ab. Folglich kann der Wert der vom Leistungsdetektor DET ermittelten Leistung in Abhängigkeit vom Montageverfahren des PA-IC-Chips variieren. Der Pegel des vom Anschluss VDD1 ermittelten Signals liegt bei ungefähr –50 dB der Ausgangsleistung des RF-Signals. Folglich kann die Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171, da der Signalpegel relativ niedrig ist, kein Niederfrequenz-Ermittlungssignal vom Leistungsdetektor DET empfangen.
Um dieses Problem zu lösen, kann, wie in 20 gezeigt, ein Abtastmittel 1201 mit einem Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 aufgebaut sein, der mit dem Kondensator C1 in Reihe geschaltet und dann mit einem Anschluss s1 verbunden ist.
Um das Ausgangssignal der Leistungsermittlungsschaltung DET an den Dynamikbereich der Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171 anzupassen, ist der Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 mit der nächsten Stufe des Kondensators C1 verbunden. Der Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 hat einen Verstärkungsregulierungsanschluss 1206. Wenn von der Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171 ein Steuerungssignal an den Verstärkungsregulierungsanschluss 1206 gesendet wird, kann ein Ausgangssignal bezogen werden, das dem Steuerungssignal entspricht. Folglich kann, wenn der IC-Chip montiert ist, die Schwankung der Amplitude des Leistungsermittlungssignals unterdrückt werden. Infolgedessen wird ein Leistungsermittlungssignal, dessen Signalpegel hoch und stabil ist, an die Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171 gesendet. Folglich ermittelt die Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171 das Leistungsermittlungssignal in hinreichender Weise.
In dem in 20 gezeigten Schaltungsaufbau kann, da der Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 mit dem Kondensator C1 in Reihe geschaltet ist, die Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171 das Leistungsermittlungssignal in hinreichender Weise ermitteln. Folglich kann die Schaltung praxistauglich als ein IC-Chip strukturiert werden.
Wenngleich der als IC-Chip ausgebildete Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 ebenfalls Leistung verbraucht, ist diese hinreichend kleiner als der Leistungsverbrauch des Leistungsverstärkers (PA) 151. Folglich kann der Leistungsverbrauch des Funkfrequenz-Regelverstärkers (AMP) 1205 im Empfangsabschnitt vernachlässigt werden.
Als nächstes wird mit Bezug auf 21 der tatsächliche Aufbau des Funkfrequenz-Regelverstärkers (AMP) 1205 beschrieben.
Mit Bezug auf 21 ist VDD2 eine Spannungsquelle. Eine positive Elektrode der Spannungsquelle VDD2 ist mit einem Basisanschluss eines Transistors Q1 verbunden. Eine negative Elektrode der Spannungsquelle VDD2 ist mit einem Masseanschluss GND des IC-Chips verbunden. Ein Emitteranschluss des Transistors Q1 ist mit einem Eingangsanschluss IN verbunden. Außerdem ist der Emitteranschluss des Transistors Q1 über eine variable Stromquelle I1 mit einem Masseanschluss GND1 verbunden. Ein Verstärkungssteuerungssignal wird vom Verstärkungsregulierungsanschluss 1206 an die variable Stromquelle I1 gesendet. Ein Kollektor-Anschluss des Transistors Q1 ist über eine Lastimpedanz Z1 mit einem Stromversorgungsanschluss VDD1 verbunden. Außerdem ist der Kollektor-Anschluss des Transistors Q1 mit dem Basisanschluss eines Transistors Q2 als Puffer verbunden. Ein Kollektor-Anschluss des Transistors Q2 ist mit dem Stromversorgungsanschluss VDD1 verbunden. Ein Emitteranschluss des Transistors Q2 ist über eine Konstantstromquelle I2 mit dem Masseanschluss GND1 verbunden. Außerdem ist der Emitteranschluss des Transistors Q2 über einen Kondensator C3 des Gleichstromblocks mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden. In diesem Schaltungsaufbau kann die Verstärkung G ungefähr durch den folgenden Ausdruck ermittelt werden. G = gm(Q1) × Z1 = i1, dc × Z1/Vt (1)wobei i1, dc einen Strom darstellt, der in der variablen Stromquelle I1 fließt; und Vt eine thermische Spannung darstellt.
Somit kann, wenn der Strom i1, dc der variablen Stromquelle I1 entsprechend einem vom Verstärkungsregulierungsanschluss 1206 empfangenen Verstärkungssteuerungssignal variiert wird, die Verstärkung des vom Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 empfangenen Signals angepasst werden.
Als nächstes werden auf der Grundlage des in 16 gezeigten Grundkonzepts mehrere Beispiele beschrieben, bei denen der Sende/Empfangsumschalter und das Abtastmittel als ein IC-Chip strukturiert sind.
Als eine der gebräuchlichsten Schaltungen, bei denen der Sende/Empfangsumschalter als IC-Chip strukturiert ist, ist ein einpoliger Umschalter (SPDT) bekannt. 22 zeigt eine grundsätzliche Schaltung des SPDT-Umschalter-IC-Chips.
Wie in 22 gezeigt, weist der SPDT-Umschalter-IC eine Vielzahl von Schalter-Bauelemente Q10 bis Q13 auf. Die Schalter-Bauelemente Q10 bis Q13 sind mit verschiedenen Verbindungsanschlüssen verbunden, die an einer Außenfläche des IC-Chips angebracht sind. Die verschiedenen Verbindungsanschlüsse sind zum Beispiel ein Sendeabschnitts-Eingangsanschluss Tin, ein Empfangsabschnitt-Ausgangsanschluss Rin, ein Antennenanschluss ANT, ein Masseanschluss GND1, ein Eingangsanschluss cont1 und ein Eingangsanschluss cont2. Der Antennenanschluss ANT fungiert als Ausgangsanschluss des Sendeabschnitts und als Eingangsanschluss des Empfangsabschnitts. Der Antennenanschluss ANT ist mit der Antenne 101 verbunden. Der Masseanschluss GND1 ist ein Masseanschluss des IC-Chips. Steuerungssignale, die eine komplementäre Beziehung haben, werden in die Eingangsanschlüsse cont1 und cont2 eingegeben. Die Steuerungssignale bewirken, dass zwischen der Empfangsbetriebsart und der Sendebetriebsart umgeschaltet wird. Wenn der Signalpegel am Eingangsanschluss cont1 auf Hochpegel "H" ist und der Signalpegel am Eingangsanschluss cont2 auf Tiefpegel "L" ist, werden die Schalter-Bauelemente Q11 und Q12 verbunden und die Schalter-Bauelemente Q10 und Q11 werden getrennt. Ein vom Antennenanschluss ANT empfangenes Signal wird an den Ausgangsanschluss Rin des Empfangsabschnitts gesendet.
Hingegen werden, wenn der Signalpegel am Eingangsanschluss cont1 auf Tiefpegel "L" ist und der Signalpegel am Eingangsanschluss cont2 auf Hochpegel "H" ist, die Schalter-Bauelemente Q11 und Q12 getrennt und die Schalter-Bauelemente Q10 und Q13 werden verbunden, und ein vom Eingangsanschluss Tin des Sendeabschnitts empfangenes Signal wird an den Antennenanschluss ANT gesendet.
23 zeigt einen Sende/Empfangsumschalter-IC-Chip, bei dem eine Abtastschaltung als ein Abtastmittel zum Abtasten eines Signals, das zur Leistung eines Sendesignals proportional ist, im SPDT-Umschalter-IC-Chip angeordnet ist.
Mit Bezug auf 23 ist im Sende/Empfangsumschalter-IC-Chip 1200 ein Abtastmittel 1201 zwischen einen Source-Anschluss eines Schalter-Bauelements Q12 und einen Masseanschluss GND1 geschaltet. Das Sende/Empfangsumschalter-IC-Bauelement 1200 hat einen Anschluss OUT zum Ausgeben eines ermittelten Ergebnisses des Abtastmittels 1201.
24 und 25 zeigen reale Schaltungsstrukturen des Abtastmittels 1201.
Mit Bezug auf 24 ist als ein Beispiel des Abtastmittels 1201 eine Impedanzschaltung Z zwischen einem Source-Anschluss eines Schalter-Bauelements Q12 und einem Masseanschluss GND1 angeordnet. Die Impedanzschaltung Z besteht aus einem Widerstand, einem Kondensator und/oder einer Induktivität, die in Reihe geschaltet oder parallelgeschaltet sind. In diesem Beispiel ist ein Anschluss OUT zwischen die Impedanzschaltung Z und einen Source-Anschluss des Schalter-Bauelements Q12 geschaltet.
Als nächstes wird die Arbeitsweise des IC-Chips 1200 beschrieben.
Wenn ein Signal gesendet wird, ist der Signalpegel am Eingangsanschluss cont1 auf Tiefpegel "L", und der Signalpegel am Eingangsanschluss cont2 ist auf Hochpegel "H", und das Schalter-Bauelement Q12 wird getrennt. Da jedoch ein RF-Signal in den Eingangsanschluss Tin des Sendeabschnitts eingegeben wird, wird der Kondensator zwischen dem Source-Anschluss und dem Drain-Anschluss des Schalter-Bauelements Q12 oder der Kondensator zwischen dem Source-Anschluss und dem Gate-Anschluss und der Kondensator zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain-Anschluss in Reihe geschaltet, und das RF-Signal entweicht aus dem Anschluss OUT. Da der Leckstrom in der Impedanz Z fließt, tritt eine Spannung auf, die proportional zum Leckstrom ist. Da der Leckstrom proportional zur Leistung des RF-Signals ist, kann vom Anschluss OUT ein Signal bezogen werden, das zur Leistung des RF-Signals proportional ist.
25 zeigt ein anderes Beispiel des Abtastmittels 1201. Mit Berg auf 25 ist ein Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 zwischen eine Impedanzschaltung Z und einen Ausgangsanschluss OUT geschaltet. Der Funkfrequenz-Regelverstärker (AMP) 1205 verstärkt ein durch die Impedanzschaltung Z erzeugtes Signal. Die Verstärkung wird mit einem Verstärkungssteuerungssignal (zum Beispiel einer angelegten Spannung) reguliert, das von einem Verstärkungsregulierungsanschluss 1206 empfangen wird.
Als nächstes wird mit Bezug auf 26 ein PA-IC-Chip beschrieben, bei dem ein Leistungsverstärker (PA) 151 als ein IC-Chip strukturiert ist. Mit Bezug auf 26 sind ein Leistungsverstärker (PA) 151, ein Abtastmittel 1201 und ein in 17 gezeigtes Ausgangsleistungs-Ermittlungsmittel 1202 als der PA-IC-Chip strukturiert.
Im PA-IC-Chip 1200 wird von einem Anschluss d1 ein Signal bezogen, das zu einer zu ermittelnden Leistung proportional ist. Das Signal wird an eine Leistungssteuerungsschaltung (CONT) 171 gesendet, die in 11 gezeigt ist.
Mit dem PA-IC-Chip 1200, der das Abtastmittel 1201 und das Ausgangsleistungs-Ermittlungsmittel 1202 hat, kann eine Leistung abgetastet und ermittelt werden. Folglich kann die Größe des Sendeabschnitts verringert werden.
Als nächstes wird mit Bezug auf 27 ein Sende/Empfangsumschalter-IC-Chip beschrieben, dessen Sende/Empfangsumschalter als IC-Chip strukturiert ist. Mit Berg auf 27 sind eine Sende/Empfang-Umschaltschaltung, ein Abtastmittel 1201 und ein Ausgangsleistungs-Ermittlungsmittel 1202 als der Sende/Empfangsumschalter-IC-Chip strukturiert.
In diesem Fall wird wie beim oben beschriebenen Beispiel ein Signal, das zu einer Ausgangsleistung proportional ist, von einem Anschluss d1 bezogen. Der Schaltungsaufbau des Abtastmittels 1201 ist der gleiche wie der Schaltungsaufbau des in 19, 20, 21, 24 und 25 gezeigten Abtastmittels. In diesem Beispiel ist mindestens der Leistungsverstärker PA oder der Sende/Empfangsumschalter als IC-Chip strukturiert.
Mit dem Sende/Empfangsumschalter-IC-Chip, der das Abtastmittel 1201 und das Ausgangsleistungs-Ermittlungsmittel 1202 hat, kann eine Leistung abgetastet und ermittelt werden. Folglich kann die Größe des Sendeabschnitts verringert werden.
Da das Abtastmittel und das in 18, 23, 26 und 27 gezeigte Ermittlungsmittel eine Leistung ermitteln können, die zur Stromversorgung oder Masse entweicht, ohne dass sie mit einer RF-Signalleitung verbunden sein müssen, kann der Leistungsverlust des Richtkopplers und so weiter vermieden werden. Folglich kann der Leistungsverbrauch des Sendeabschnitts verringert werden.
28 ist eine Draufsicht, die einen IC-Chip zeigt, der eine Leistungsabtastvorrichtung und einen Leistungsdetektor hat, die in 19 und 20 gezeigt sind. 29 ist eine Schnittansicht entlang der Linie A-A' aus 28.
Wie in 28 und 29 gezeigt, ist im IC-Chip eine Metallleitungsstruktur 1402 als eine erste Metallschicht (innere Schicht) in einer Isolationsschicht 1404 ausgebildet. Außerdem ist eine Metallleitungsstruktur 1401 als zweite Metallschicht (Oberflächenschicht) an der Stirnfläche der Isolationsschicht 1404 ausgebildet. Die Metallleitungsstruktur 1401 ist eine Stromleitungsstruktur zum Zuführen einer Leistung zu einem Leistungsverstärker (PA) 151. Die Metallleitungsstruktur 1402 ist in einer L-Form gebogen. Der gebogene Rand der Metallleitungsstruktur 1402 ist mit einem Ausgangsleistungs-Ermittlungsmittel 1202 verbunden.
Da die Metallleitungsstruktur 1402 auf der Stromleitungsstruktur 1401 durchgehend in der Isolationsschicht 1404 angeordnet ist, entsteht in diesem Fall eine Kapazitätskomponente. Ein mit der Metallleitungsstruktur 1402 verbundenes Ausgangsleistungs-Ermittlungsmittel 1202 ermittelt den Betrag der Änderung der Kapazität als den Betrag der Änderung der Leistung.
Wenn ein Leistungsabtastmittel oder ein Leistungsermittlungsmittel als ein IC-Chip angeordnet wird, wird zur Vermeidung von Verlusten mitunter eine Metallschicht durchgehend in einer Isolationsschicht auf der Stromleitungsstruktur 1401 gebildet, um dadurch eine Kapazitätskomponente zu bilden und dadurch die Stromleitungsstruktur 1401 und die Metallschicht kapazitiv zu koppeln. Jedoch wird die in der Isolationsschicht 1404 ausgebildete Metallleitungsstruktur 1402 unterhalb der Stromleitungsstruktur 1401 variiert, um dadurch die Stromleitungsstruktur 1401 und die Metallleitungsstruktur 1402 kapazitiv zu koppeln.
Allgemein wird bei dieser Ausführungsform eine Leitung bzw. ein Draht zum Zuführen einer Leistung (nämlich die Stromleitungsstruktur 1401) im IC-Chip mit einer Fläche ausgebildet, die so groß wie möglich ist. Außerdem ist der Bereich der in der Isolationsschicht 1404 ausgebildeten Metallleitungsstruktur 1402 weniger eingeschränkt. Somit kann, da die Flache des am der ersten und zweiten Schicht bestehenden Kondensators verringert werden kann, eine Verlustleistung einfach ermittelt werden. Dieser Umstand ist zur Ermittlung der Leistung zweckdienlich. Man beachte, dass auch dann, wenn die erste Schicht und die zweite Schicht umgekehrt ausgebildet sind, die gleiche Wirkung erzielt werden kann. Wie in 30 gezeigt, wird die Kopplungskapazität verändert, indem die Leitungsstrukturbreiten der Metallleitungsstrukturen 1402 und 1401 so angepasst werden, dass die Leitungsstrukturbreite der Metallleitungsstruktur 1402 schmaler ist als die Leitungsstrukturbreite der Stromleitungsstruktur 1401. Alternativ wird, wie in 31 gezeigt, die Kopplungskapazität durch Anpassung der Leitungsstrukturbreiten der Metallleitungsstrukturen 1402 und 1401 so angepasst, dass die Leitungsstrukturbreite der Metallleitungsstruktur 1402 breiter ist als die Leitungsstrukturbreite der Stromleitungsstruktur 1401. Außerdem wird, wie in 33 gezeigt, die Kopplungskapazität verändert, indem die Ausbildungsrichtung der Metallleitungsstruktur 1402 verändert wird und dadurch der Überschneidungsbereich zwischen den Metallleitungsstrukturen 1402 und 1401 verändert wird.
Als letztes wird mit Bezug auf 34 eine Antenne der tragbaren Funktelefonvorrichtung (nachfolgend als tragbare Funkvorrichtung bezeichnet) gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. 34 ist ein Blockschaltbild, das den Schaltungsaufbau der tragbaren Funkvorrichtung gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Bezug auf 34 umfasst die tragbare Funkvorrichtung ein Gehäuse 1500, eine Funkschaltung 1501, eine Anpassungsschaltung 1502, eine Steuerungsschaltung 1503, ein Strommessgerät 1504, eine Stromversorgungsschaltung 1505, einen Strommessfühler 1506 und einen Sendeverstärker 1509. Die Funkschaltung 1501 umfasst Frequenzumsetzer 157 und 158 und ein variables Dämpfungsglied 152, das in 11 gezeigt ist. Eine Antenne 101 ragt aus dem Gehäuse 1500 heraus.
Die Stromversorgungsschaltung 1505 führt der Funkschaltung 1501, dem Sendeverstärker 1509 und der Steuerungsschaltung 1503 eine Leistung zu. Die Funkschaltung 1501 moduliert eine zugeführte Leistung und erzeugt ein Informationssignal auf einer Sendefrequenz. Das Informationssignal wird an den Sendeverstärker 1509 gesendet. Der Sendeverstärker 1509 verstärkt das empfangene Signal und sendet das verstärkte Signal an die Antenne 101. Das verstärkte Signal wird von der Antenne 101 gesendet. Jedoch wird ein Teil des gesendeten Signals als reflektierte Welle zurück an den Sendeverstärker 1509 gesendet. Somit schwanken Verstärkung und Wirkungsgrad des Sendeverstärkers 1509, was bewirkt, dass der Stromverbrauch schwankt. Die Schwankung des Stromverbrauchs wird durch das Strommessgerät 1504 gemessen. Der gemessene Strompegel wird an die Steuerungsschaltung 1503 gesendet.
In Schwankungssituationen des Sendeverstärkers 1509 nimmt der Strombetrag, der im Sendeverstärker 1509 fließt, zu oder ab. Der Einfachheit halber wird in der folgenden Beschreibung angenommen, dass der Strombetrag einfach schwankt. Die Steuerungsschaltung 1503 empfängt ein Signal vom Strommessgerät 1504 und passt einen variablen Abschnitt der Anpassungsschaltung 1502 entsprechend dem Signal elektrisch an. Ein Beispiel für den variablen Abschnitt ist eine variable Kapazität beispielsweise eines Halbleiterumschalters oder eines Halbleiters.
Als nächstes werden Versuchsergebnisse der Charakteristik der Antenne 101 im Betriebszustand der tragbaren Funkvorrichtung beschrieben.
35 ist eine Perspektivansicht, die ein Modell einer Funkvorrichtung zeigt, das der in 34 gezeigten tragbaren Funkvorrichtung entspricht 36 bis 38 sind Diagramme, die gemessene Ergebnisse des in 35 gezeigten Modells einer Funkvorrichtung zeigen.
Mit Bezug auf 35 umfasst das Modell der Funkvorrichtung ein Gehäuse 1500, einen Lautsprecher 1511, ein Mikrofon 1512, eine Antennenabdeckung 1514 und eine Funkschaltung 1501. Der Lautsprecher 1511, das Mikrofon 1512 und die Antennenabdeckung 1514 sind am Gehäuse 1500 angebracht. Die Funkschaltung 1501 hat einen Sendeverstärker 1509. Eine spiralförmige Antenne (Wendelantenne) 101 ist in der Antennenabdeckung 1514 angeordnet.
Eine Speiseleitung ist ausgehend von einer externen konstanten Spannungsquelle 1510 mit dem Gehäuse 1500 verbunden, um der Funkschaltung 1501 einen Strom zuzuführen. Ein im Modell der Funkvorrichtung verbrauchter Strom wurde mit einem Strommessgerät 1513 der konstanten Spannungsquelle 1510 gemessen. Eine Anpassungsschaltung 1502 wird durch direktes Ändern von Parametern der Antenne 101 simuliert. Die Betriebsfrequenz des Modells der Funkvorrichtung liegt bei ungefähr 2 GHz. Die Länge des Gehäuses 1500 ist gleich einer Wellenlänge (λ). Die Breite des Gehäuses 1500 beträgt ungefähr 1/4 einer Wellenlänge. Die Dicke des Gehäuses 1500 beträgt ungefähr 1/20 einer Wellenlänge. Die Länge der Antenne 101 betragt ungefähr 1/10 einer Wellenlänge.
36 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen den Betriebszuständen und dem Stromverbrauch des Modells der Funkvorrichtung zeigt. 37 ist ein Diagramm, das einen Reflexionskoeffizienten an einem Eingang der Antenne 101 in einzelnen Betriebszuständen zeigt. 38 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen einzelnen Betriebszuständen und der mittleren Leistung in horizontaler Ebene zeigt, die vom Modell der Funkvorrichtung abgestrahlt wird.
36 und 37 zeigen, dass sich der Reflexionskoeffizient der Antenne 101 entsprechend den einzelnen Betriebszuständen des Modells der Funkvorrichtung ändert und dass sich der Stromverbrauch des Sendeverstärkers 1509 entsprechend der einzelnen Betriebszustände verändert. 38 zeigt, dass die Strahlungsleistung der Antenne 101 in der Reihenfolge des Bereitschaftszustands, des Wartezustands und des Kommunikationszustands abnimmt. Dieses Phänomen stellt dar, dass die Antenne 101 eine Last des Sendeverstärkers 1509 ist. Mit anderen Worten, wenn sich die Last ändert, ändert sich auch der Betriebszustand des Leistungsverstärkers PA und so weitet. Folglich nimmt der Stromverbrauch zu. Es wird deutlich, dass die Schwankung der Last durch den Körper des Benutzers bewirkt wird.
Danach werden die Antennenparameter entsprechend dem Strombetrag optimiert. Der Stromverbrauch nimmt in der Reihenfolge des Bereitschaftszustands, des Wartezustands und des Kommunikationszustands zu. Folglich sollten, um den Stromverbrauch im Wartezustand zu verringern, die Antennenparameter passend geändert werden. In diesem Experiment wurde als ein Antennenparameter die Antennenlänge verändert. Das liegt daran, dass, wenn die Antennenlänge verändert wird, die Resonanzfrequenz der Antenne 101 verändert werden kann. Versuchsergebnisse zeigen, dass, wenn die Antennenlänge abnimmt, der Stromverbrauch abnimmt. In dem Zustand, wo die Antenne schrumpft, nimmt die Strahlungsleistung im Vergleich zu dem Zustand, wo die Antenne nicht schrumpft, um ungefähr 2 dB zu. Folglich zeigen Versuchsergebnisse, dass die Verschlechterung der Charakteristik der Antenne 101 sich im Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung verringert.
Im Experiment wurde die Antennenlänge angepasst. Alternativ kann die Kennlinie der Anpassungsschaltung 1502 verändert werden. 39 zeigt einen realen Aufbau, bei dem die Kennlinie der Anpassungsschaltung 1502 variiert wird.
Mit Bezug auf 39 umfasst die Anpassungsschaltung 1502 eine Antennenvorrichtung 1521, einen variablen Kondensator 1522, einen Kondensator 1523, eine Induktivität 1524, einen variablen Widerstand 1525, eine Steuerungsstromversorgung 1526, eine Funkfrequenzquelle 1527 und einen Widerstand 1528.
Die Länge der Antennenvorrichtung 1521 ist kürzer als 1/4 einer Wellenlänge. Der Kondensator 1523 ist ein Tiefpasskondensator, der verhindern soll, dass ein Strom von der Steuerungsstromversorgung 1526 zur Funkfrequenzquelle 1527 fließt. Die Induktivität 1524 ist eine Spule, die verhindern soll, dass ein Funkfrequenzsignal zur Steuerungsschaltung 1503 fließt. Der variable Widerstand 1525 steuert die an die Antennenvorrichtung 1521 angelegte Spannung. Der variable Kondensator 1522 ist eine Kapazität, die in der Anpassungsschaltung 1502 aufritt.
In diesem Fall wird, wenn der Wert des variablen Widerstands 1525 verändert wird, der Wert des variablen Kondensators 1522 verändert. Die Zunahme des Werts des variablen Kondensators 1522 ist gleich der Zunahme der Länge der Antennenvorrichtung 1521, wodurch die Resonanzfrequenz verringert wird. Die Verringerung des Werts der variablen Kapazität 1522 ist gleich der Verringerung der Länge der Antennenvorrichtung 1521, wodurch die Resonanzfrequenz erhöht wird. Folglich kann, wenn die Resonanzfrequenz der Antennenvorrichtung 1521 verändert wird, die Anpassungsbedingung verändert werden.
Infolgedessen kann, entsprechend der tragbaren Funkvorrichtung gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wenn der Körper des Benutzers sich der Antenne nähert, die Charakteristik der Antenne verbessert werden.
Gemäß der oben beschriebenen Ausführungsform kann der Stromverbrauch der tragbaren Funkvorrichtung verringert werden. Außerdem kann der Wirkungsgrad der tragbaren Funkvorrichtung verbessert werden. Obendrein können ein zeitlich unveränderlicher Gleichstromoffset und ein zeitlich veränderlicher Gleichstromoffset, die bewirken, dass ein Fehlerverhältnis des Empfangsabschnitts zunimmt, beseitigt werden. Ferner kann die Größe der tragbaren Telefonvorrichtung verringert werden. Außerdem kann mit hoher Geschwindigkeit nach einem freien Kanal gesucht werden.
Wie oben gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben, ermittelt der Empfangsabschnitt der Funkvorrichtung die Leistung des Systembands und die Leistung einer erwünschten Welle und steuert den Stromverbrauch entsprechend den ermittelten Ergebnissen. Folglich kann der Stromverbrauch der Funkvorrichtung verringert werden. Wenn der Empfangsabschnitt einen Wechselstrom-Kopplungskondensator hat, wird die Verschlechterung der Frequenzkennlinie mit der Kennlinie des Kondensators kompensiert. Infolgedessen kann ein Gleichstromoffset, der das Fehlerverhältnis des empfangenen Signals verschlechtert, beseitigt werden. Außerdem kann, da die Leitung einer durch einen Reflektor reflektierten Welle durch den Richtkoppler ermittelt wird und jeder Schaltungsabschnitt, der einen Gleichstromoffset erzeugt, entsprechend der reflektierten Leistung und der gesendeten Leistung gesteuert wird, ein zeitlich veränderlicher Gleichstromoffset beseitigt werden.
Da der Frequenzgeneratorabschnitt das Band eines Schleifenfilters verbreitert, um nach einem freien Kanal zu suchen, kann er mit hoher Geschwindigkeit nach einem freien Kanal suchen.
Wenn der Frequenzgeneratorabschnitt viele freie Kanäle ermittelt, bewirkt er, dass die Funkvorrichtung in einer Betriebsart mit niedrigem Stromverbrauch arbeitet. Folglich kann der Stromverbrauch der Funkvorrichtung verringert werden.
Mit Bezug auf den Sendeabschnitt kann, da das Leistungsabtastmittel und das Leistangsermittlungsmittel als ein IC-Chip strukturiert sind, die Größe des Sendeabschnitts verringert werden. Außerdem kann auf einen Richtkoppler, der einen Verlust an Sendeleistung bewirkt, verzichtet werden. Folglich kann der Stromverbrauch der Funkvorrichtung verringert werden.
Mit Bezug auf die Antenne wird der Betriebsstrom des Leistungsverstärkers ermittelt. Die Anpassungsschaltung der Antenne wird entsprechend dem Betriebsstrom verändert. Folglich kann die Verschlechterung der Antennencharakteristik in einzelnen Betriebszuständen der Funkvorrichtung kompensiert werden. Infolgedessen kann der Stromverbrauch der Funkvorrichtung verringert werden. Außerdem kann die Leistungsfähigkeit der Funkvorrichtung verbessert werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf ihre beste Ausführungsform dargestellt und beschrieben worden ist, versteht es sich für den Fachmann, dass die vorhergehenden und verschiedene andere Veränderungen, Auslassungen und Zusätze an Form und Detail möglich sind, ohne vom Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen, wie er in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

Funkvorrichtung mit einem Frequenzumsetzer (105, 106), einem Niederfrequenzverstärker (111, 112) und einem Analog-Digital-Umsetzer (113, 114) zum direkten Umsetzen einer Frequenz eines von einer Antenne (101) empfangenen RF-Signals in ein Basisbandsignal, wobei ein Sendefrequenzband des RF-Signals das gleiche ist wie ein Empfangsfrequenzband des RF-Signals, dadurch gekennzeichnet, dass die Funkvorrichtung ferner umfasst: ein Reflexionsermittlungsmittel (173) zum Ermitteln einer Reflexionsleistung von einer Antenne (101), wenn das RF-Signal gesendet wird; und ein Steuerungsmittel (139) zum Steuern mindestens eines der Gleichstromoffsets des Frequenzumsetzers (105, 106) des Niederfrequenzverstärkers (111, 112) und des Analog-Digital-Umsetzers (113, 114) entsprechend der Reflexionsleistung von der Antenne (101).
Funkvorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend: ein Speichermittel (141) zum Speichern eines vorbestimmten Umsetzungswertes, der der Reflexionsleistung entspricht; und ein Mittel (133) zum Lesen des vorbestimmten Umsetzungswertes aus dem Speichermittel und Subtrahieren oder Addieren des vorbestimmten Umsetzungswertes von oder zu einem durch den Analog-Digital-Umsetzer ermittelten Wert.
Funkvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Funkvorrichtung ferner ein Speichermittel (141) zum Speichern eines Wertes der Reflexionsleistung umfasst, wobei die Reflexionsleistung durch das Reflexionsermittlungsmittel ermittelt wird; und das Steuerungsmittel (139) mindestens einen der Gleichstromoffsets des Frequenzumsetzers (105, 106) des Niederfrequenzverstärkers (111, 112) und des Analog-Digital-Umsetzers (113, 114) steuert entsprechend dem Wert der Reflexionsleistung, wenn das RF-Signal empfangen wird, wobei der Wert der Reflexionsleistung in dem Speichermittel (141) gespeichert wird.
Funkvorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuerungsmittel (139) ein Steuersignal sendet, das bewirkt, dass der Gleichstromoffset sich verringert, und das proportional zur Reflexionsleistung für den Frequenzumsetzer (105, 106), den Niederfrequenzverstärker (111, 112) oder den Analog-Digital-Umsetzer (113, 114) ist.
Funkvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuerungsmittel (139, 133) einen Umsetzungswert entsprechend der durch das Reflexionsermittlungsmittel (173) ermittelten Reflexionsleistung von oder zu einem von dem Analog-Digital-Umsetzer (135, 136) ausgegebenen Wert subtrahiert oder addiert.
Funkvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Reflexionsermittlungsmittel (173) ferner einen Reflexionskoeffizienten der Antenne (101) auf der Grundlage der Reflexionsleistung von der Antenne (101) gewinnt; und das Steuerungsmittel (139) mindestens einen der Gleichstromoffsets des Frequenzumsetzers (105, 106), des Niederfrequenzverstärkers (111, 112) und des Analog-Digital-Umsetzers (113, 114) entsprechend dem durch das Reflexionsermittlungsmittel (173) gewonnenen Reflexionskoeffizienten der Antenne (101) steuert.
Funkvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Funkvorrichtung ferner ein Speichermittel (141) zum Speichern eines Wertes der durch das Reflexionsermittlungsmittel (173) ermittelten Reflexionsleistung umfasst; und das Steuerungsmittel (139) mindestens einen der Gleichstromoffsets des Frequenzumsetzers (105, 106), des Niederfrequenzverstärkers (111, 112) und des Analog-Digital-Umsetzers (113, 114) steuert entsprechend der Reflexionsleistung von der Antenne (101), die in dem Speichermittel (141) gespeichert wird, wenn das RF-Signal empfangen wird.