DE69733753T2

DE69733753T2 - Verfahren und Gerät zur Digitalwandlung von Winkeln

Info

Publication number: DE69733753T2
Application number: DE69733753T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Iida-shi Kushihara
Original assignee: Tamagawa Seiki Co Ltd
Current assignee: Tamagawa Seiki Co Ltd
Priority date: 1997-09-11
Filing date: 1997-12-16
Publication date: 2006-01-05
Anticipated expiration: 2017-12-17
Also published as: JP3098732B2; JPH1183544A; DE69733753D1; EP0902543A2; EP0902543A3; EP0902543B1; US5815424A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales Winkelwandlungsverfahren und insbesondere eine neuartige Wandlungsverbesserung bei einem Verfolgungsverfahren, um jeweilige Schaltungsanordnungen als einen monolithischen Halbleiter herzustellen und um einen geringen Preis, eine kleine Größe, ein geringes Gewicht, hohe Zuverlässigkeit und Verfolgung mit hoher Geschwindigkeit zu erreichen.
Als ein üblicherweise verwendetes digitales Winkelwandlungsverfahren dieses Typs wird beispielsweise oft ein Verfolgungsverfahren verwendet, wie es in 1 gezeigt ist. Insbesondere bezeichnet das Bezugszeichen 100 in 1 einen Resolver, der durch ein Erregersignal E∙sinωt erregt wird. Zweiphasen-Ausgänge KEsinθsinωt und KEcosθsinωt, die von dem Resolver 100 erhalten werden, werden durch einen arithmetischen Operator 101 arithmetisch verarbeitet. Das Ausgangssignal KEsinωt∙sin(θ – Φ) (wobei θ: Resolver-Drehwinkel, und Φ: Ausgangszählerwert) wird durch einen synchronen Gleichrichter 102, in den das Erregersignal E∙sinωt eingegeben wird, synchron gleichgerichtet.
Das Ausgangssignal KEsin(θ – Φ), das von dem synchronen Gleichrichter 102 erhalten wird, wird über einen spannungsgesteuerten Oszillator 104 als ein Impulsausgang 104a in einen Zähler 103 eingegeben, um einen Ausgangszählerwert Φ zu erhalten, der als ein digitaler Winkelausgang von dem Zähler 103 dient.
Der Ausgangszählerwert Φ wird zurückgeführt, um eine Rückkopplungsschleife zu bilden. Wenn daher ein Geschwindigkeitssignal 105 aus dem Ausgangssignal KEsin(θ – Φ) von dem synchronen Gleichrichter 102 erhalten wird, dann kann ein Positionssignal 106 aus dem Ausgangszählerwert Φ von dem Zähler 103 erhalten werden.
Da das herkömmliche digitale Winkelwandlungsverfahren so ausgestaltet ist, wie vorstehend beschrieben, leidet das digitale Winkelwandlungsverfahren unter den folgenden Problemen.
Insbesondere kann das Blockdiagramm in dem obigen Blockdiagramm, da es teilweise als ein komplexes analoges Blockdiagramm gebildet ist, insgesamt nicht als ein monolithischer Halbleiter hergestellt werden, weshalb ein geringer Preis, eine geringe Größe, ein geringes Gewicht, hohe Zuverlässigkeit und Anwendbarkeit nicht einfach erreicht werden können. Außerdem kann eine bevorzugte Einrichtung zum Verbessern einer Verfolgungsgeschwindigkeit nicht gefunden werden.
Die US 4,933,674 offenbart einen Synchron/Digital-Wandler. Der Synchron/Digital-Wandler erzeugt ein Drehsignal. Die Drehsignale werden einem synchronen Demodulator zugeführt, der das Erregersignal empfängt und der das Drehsignal demoduliert, um im wesentlichen sinusförmige Wellenformen (COSθ und SINθ) zu erzeugen. Diese im wesentlichen sinusförmigen Wellenformen werden den analogen Eingängen von multiplizierenden Digital/Analog-Wandlerschaltungen zugeführt. Die digitalen Eingänge zu diesen D/A-Wandlern werden durch 12-Bit Binärzahlen gesteuert, die aus PROMs gelesen werden. Diese Binärzahlen entsprechen den Amplituden SINΦ und COSΦ, wobei Φ der Resolver-Rotorwinkel ist, der durch die Schaltung gemessen wird. Das analoge Signal (SINθ COSΦ), das durch einen der D/A-Wandler erzeugt wird, wird von dem analogen Signal (COSθ SINΦ) subtrahiert, das durch den anderen D/A-Wandler erzeugt wird. Diese Subtraktion wird durch einen Operationsverstärker durchgeführt, der ein analoges Fehlersignal SIN(θ–Φ) erzeugt. Dieses Fehlersignal wird durch eine Integratorschaltung integriert, und es wird dem Eingang von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zugeführt. Der VCO erzeugt "RAUF"-Impulse, wenn der gemessene Winkel Φ kleiner ist als der aktuelle Rotorwinkel θ, und er erzeugt "RUNTER"-Impulse, wenn der gemessene Winkel Φ größer ist.
Diese Impulse werden zu oder von einer Binärzahl addiert oder subtrahiert, die in einem 12-Bit Zähler gespeichert ist. Der 12-Bit Zähler speichert somit eine Zahl, die den aktuellen Rotorwinkel θ verfolgt, und sein Ausgang ist eine Binärzahl, die gleich dem gemessenen Rotorwinkel Φ ist. Diese Zahl wird einem Bus zugeführt, der die Adress-Anschlüsse an den PROMs verbindet, um die Schleife zu schließen und um somit den gemessenen Winkel Φ zu zwingen, dem aktuellen Rotorwinkel θ zu folgen.
Die GB 2,242,583 offenbart einen Verfolgungs-Resolver/Digitalwandler, in dem Kosinus- und Sinus-Resolver-Eingänge mit digitalen internen Sinus- und Kosinus-Signalen in jeweiligen DACs multipliziert werden, und die Ausgänge einem Fehler-Verstärker zugeführt werden, der ein Fehlersignal erzeugt. Das Fehlersignal wird demoduliert und dann einem Akkumulator zugeführt. Der Akkumulator-Ausgang wird zuerst einer Kosinus-Verweistabelle und dann einer Sinus-Verweistabelle zugeführt, um jeweilige Eingangssignale für die DACs zu erzeugen.
Die US 4,149,260 offenbart ein System, um den Wert von einem Winkel zu bestimmen, der durch erste und zweite analoge Signale dargestellt ist, die eine Funktion von dem Sinus und dem Kosinus des Winkels sind. Eine Winkelberechnung wird als eine Funktion von dem Verhältnis der Anzahl von vollständigen Halbzyklen der demodulierten Signale während eines festen Zeitintervalls sowie der Veränderung in dem Ausgang von dem Integrator seit dem vorhergehenden Zeitintervall durchgeführt.
Die vorliegende Erfindung dient der Lösung des obigen Problems, und es ist insbesondere Aufgabe der Erfindung, ein digitales Winkelwandlungsverfahren zur Verfügung zu stellen, um die jeweiligen Schaltungsanordnungen als einen monolithischen Halbleiter zu ermöglichen, einen geringen Preis, eine geringe Größe, ein geringes Gewicht und eine hohe Zuverlässigkeit zu erreichen, und das es möglich macht, eine Verfolgung mit hoher Geschwindigkeit zu erreichen.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein digitales Winkelwandlungsverfahren gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
Bevorzugte Merkmale dieses Verfahrens sind Gegenstand der Ansprüche 2 bis 4.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ist ein digitales 2Wandlungsgerät gemäß Anspruch 5 vorgesehen.
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die nachfolgenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 eine Ansicht ist, die ein Blockdiagramm von einer herkömmlichen Verfolgungsverfahren R/D Wandlung zeigt.
2 ein Blockdiagramm ist, das ein digitales Winkelwandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
3 eine äquivalente Schaltung von einem Resolver zeigt.
4 eine Wellenform-Darstellung ist, die Erreger- und Ausgangszustände zeigt, die durch eine Dreieckwelle in 3 bewirkt werden.
5 eine Wellenform-Darstellung ist, die Erregerkomponenten-Phasensynchronisation zeigt.
6 ein Schaltungsdiagramm ist, das in einer Näherungsoperation für eine trigonometrische Funktion verwendet wird.
7 eine Darstellung ist, die sinΦ und cosΦ zeigt.
8 eine Tabelle ist, die eine Signalauswahllogik von einem sin∙cos-Multiplizierer zeigt.
9 ein Blockdiagramm ist, das einen aktuellen sin∙cos- Multipliziererabschnitt zeigt.
10 ein Blockdiagramm ist, das einen Multi-Turn-Datenprozessor zeigt.
11 ein Schaltungsdiagramm ist, das einen Teil eines spannungsgesteuerten Oszillators zeigt.
12 eine Wellenform-Darstellung der Schaltung aus 11 ist.
13 ein Schaltungsdiagramm ist, das den spannungsgesteuerten Oszillator als ein Ganzes zeigt.
14 eine Wellenform-Darstellung ist, die Wellenformen von jeweiligen Abschnitten in 13 zeigt.
15 eine Ansicht ist, die eine Schaltung zum Erzeugen eines Z-Signals zeigt.
16 eine Ansicht ist, die eine Schaltung zum Erzeugen von A- und B-Signalen zeigt.
17 eine Ansicht ist, die ein Blockdiagramm zum Erzeugen von U-, V- und W-Signalen zeigt.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel von einem digitalen Winkelwandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 2 bezeichnet das Bezugszeichen 1 beispielsweise einen bekannten Einphasen-Erreger/Zweiphasen-Ausgang-Typ-Resolver 1, wobei Zweiphasen-Drehsignale sinθ∙f(t) und cosθ∙f(t) einschließlich einer Erregerkomponente f(t), die von dem Resolver 1 ausgegeben wird, von einem SIN∙COS-Multiplizierer 2 in einen synchronen Detektor 3 als ein erstes Ausgangssignal sin(θ – Φ)∙f(t) eingegeben werden, und ein zweites Ausgangssignal sin(θ – Φ) von dem synchronen Detektor 3 in einen spannungsgesteuerten Oszillator durch einen Integrator 4 eingegeben wird.
Ein Rauf-Impuls 5a und ein Runter-Impuls 5b von dem spannungsgesteuerten Oszillator 5 werden durch einen One-Turn-Zähler 6 als eine CW-Richtung oder eine CCW-Richtung gezählt, um einen digitalen Winkelausgang Φ auszugeben. Ein Carry-Signal CA und ein Borrow-Signal BO von dem One-Turn-Zähler 6 werden in einen Multi-Turn-Zähler 7 eingegeben, und ein Multi-Turn-Signal MT von dem Multi-Turn-Zähler 7 wird durch einen Multi-Turn-Datenprozessor 8 und eine Bus-Schnittstelle 9 zusammen mit dem digitalen Winkelausgang Φ zu einer externen Schaltung übertragen.
Der digitale Winkelausgang Φ wird durch einen Pfad 10 in einen synchronen Phasendetektor 11, in den SIN∙COS- Multiplizierer 2 und in einem Enkoder-Impulserzeugungs-Logikabschnitt 12 eingegeben, in den die Drehsignale sinθ∙f(t), cosθ∙f(t) eingegeben werden. Ein bekanntes Verfolgungsschema, das eine Rückkoppelung verwendet, wird durch den Pfad 10 gebildet, und ein Enkoder-Signal 13, das durch bekannte A, B, Z, U, V und W gebildet ist, wird von dem Enkoder-Impulserzeugungs-Logikabschnitt 12 ausgegeben. Das Enkoder-Signal 13 wird in folgender Weise erhalten. Das heißt, wie allgemein bekannt ist, wenn A-, B- und Z-Signale (A-Phase, B-Phase und Z-Phase stellen eine Null-Position dar) extrahiert werden, indem der digitale Winkelausgang Φ, der als ein absolutes digitales (paralleles) Signal dient, wie in 15 gezeigt, umgewandelt wird, das Z-Signal unter Verwendung von LSB bis MSB des digitalen Winkelausgangs Φ ausgegeben wird, und, wie in 16 gezeigt, Φ_n–1 und Φ_n (n: 10 oder 14, abhängig von der eingestellten Auflösung) des digitalen Winkelausgangs Φ verwendet werden. Außerdem werden die U-, V- und W-Signale, die als Phasen-Schaltsignale von einem 3-phasigen Motor dienen, in der folgenden Weise erhalten. Das heißt, wie in 17 gezeigt, Φ₁ (MSB) wird als das U-Signal verwendet, und Signale mit Winkeln von –120° und –240° bezüglich des digitalen Winkelausgangs Φ werden in Volladdierer-Typ-Addierer 100 und 101 eingegeben, um die V- und W-Signale zu erhalten.
Das synchrone Erfassungs-EIN/AUS-Signal 13a wird in den synchronen Detektor 3 eingegeben, und eine bekannte Dreieckwellen-Oszillationsschaltung 14 zum Ausgeben eines Erreger-Referenzsignals 14a, das durch eine Dreieckwelle von beispielsweise 10 kHz gebildet ist, ist angeordnet. Das Erreger-Referenzsignal 14a wird in einen bekannten Stromsteuerverstärker 15 eingegeben, wobei ein Resolver-Erreger-Leistungszufuhrausgang 15a, der abhängig von dem Pegel des Erreger-Referenzsignals 14a ausgegeben wird, wird dem Resolver 1 als ein Erregersignal REF des Resolvers 1 zugeführt.
Eine Funktion wird nun nachfolgend beschrieben.
Es ist bekannt, dass der Einphasen-Erreger/Zweiphasen-Ausgang (Amplitudenmodifikation) Typ-Resolver 1 ein stabiler Sensor ist, der nicht von einem Temperatur-Drift, einer Übertragungs-Kabellänge oder ähnlichem abhängig ist. Wenn jedoch eine Erregerkomponentenfunktion des Resolvers 1 durch f(t) dargestellt ist, dann werden die folgenden Zweiphasen-Sinuswellen-Signale, die einer Amplitudenmodulation durch den Winkel θ ausgesetzt sind, von dem Resolver 1 ausgegeben. VS2–S4 = Sinθ∙f(t) VS1–S3 = Cosθ∙f(t) Gleichung (1)
In diesen Gleichungen sind V_S2–S4 und V_S1–S3 Ausgänge von beiden Enden der bekannten Zweiphasen-Ausgangsspule (nicht gezeigt) des Resolvers 1. In diesem Ausführungsbeispiel, da ein Stromsteuerschema für eine Dreieckwelle (10 kHz) verwendet wird, um den Resolver zu erregen, wie später beschrieben wird, wird die Funktion f(t) zu einer Rechteckwelle (10 kHz).
Die Drehsignale sinθ∙f(t), cosθ∙f(t), die durch Gleichung (1) ausgedrückt sind, werden dem SIN∙COS-Multiplizierer 2 zugeführt und jeweils mit sinΦ und cosΦ verarbeitet, die von dem digitalen Winkelausgang Φ erhalten werden, wodurch das folgende Signal erhalten wird. sinθ∙f(t) × cosΦ – cosθ∙f(t) × sinΦ = sin(θ – Φ)∙f(t) Gleichung (2)
In diesem Fall, wird als sinΦ und cosΦ, um die Schaltung zu vereinfachen, eine Näherungsfunktion verwendet, ausgedrückt durch Gleichung (3) von Nummer 1, wie nachfolgend beschrieben. [Nummer 1]
wobei 0 ≤ Φ < 1 (Bereich von 0° bis 90°)
Das Signal wird durch den synchronen Detektor 3 synchron gleichgerichtet, um die Erregerkomponenten f(t) zu löschen, und eine Rückkopplungssteuerschleife (Verfolgungsschleife) wird entwickelt, um eine Steuerabweichung ε, die in der folgenden Gleichung (4) ausgedrückt ist, zu Null zu machen. Steuerabweichung: ε = sin(θ – Φ) Gleichung (4) ε = 0 ∴ θ = Φ Gleichung (5)
Der digitale Winkelausgang Φ, der einem Resolver-Signaleingang entspricht, kann von dem One-Turn-Zähler 6 erhalten werden.
Der Integrator 4, der als ein Bestandteil-Element der Verfolgungsschleife dient, entspricht in der Steuertheorie einem Kompensator zur Verbesserung der Stabilität und des Antwortverhaltens von einem Steuersystem und hat Übertragungscharakteristiken, die durch Gleichung (6) von Nummer 2 ausgedrückt sind, wie nachfolgend beschrieben. [Nummer 2]
(S: Laplace-Operator)
wobei

Gi:: Übertragungsfunktionen des Integrators,
T:: Integrator-Konstante

Der VCO (spannungsgesteuerter Oszillator 5) (wird später beschrieben), wie allgemein bekannt, ist eine Einrichtung zum Umwandeln einer Eingangsspannung in einen digitalen Impuls, und der One-Turn-Zähler 6 ist eine Einrichtung zum Integrieren (Zählen) von einem Eingangsimpuls, um den Eingangsimpuls in ein paralleles digitales Winkelsignal Φ umzuwandeln.
Die Funktionen der jeweiligen Abschnitte in 2 werden nachfolgend beschrieben.
Ein Stromsteuer-Erregerschema durch eine Dreieckwelle wird durch die Dreieckwellen-Oszillationsschaltung 14 und den Stromsteuerverstärker 15 erhalten.
Allgemein steuert die Amplitudenmodulations-Typ-Resolver-Erregung die Spannung von einer Sinuswelle. In der vorliegenden Erfindung wird jedoch ein Strom von einer Dreieckwelle (10 kHz) in folgender Weise gesteuert.

(1) Auch wenn ein Kurzschluss-Unfall von einem Ausgang stattfindet, fließt nur ein gesteuerter Strom. Aus diesem Grund findet kein zweiter Unfall statt, wie zum Beispiel ein Durchbrennen der Schaltung.
(2) Eine Eingangsimpedanz von dem Resolver ist im wesentlichen eine Induktanzkomponente, und ein Resolver-Ausgang wird durch Veränderung einer Stromänderung in eine Änderung des Magnetflusses erhalten. Aus diesem Grunde ist es bevorzugt, direkt einen Strom zu steuern.
(3) Der elektrische Leistungsverlust von einer Ausgangsschaltung kann unterdrückt werden, um kleiner als ein Spannungsausgang zu sein.
(4) Bei einer allgemeinen Kabelübertragung kann eine sehr gute Strom-Betriebsart erreicht werden.
(5) Entsprechend der Stromsteuerung findet im wesentlichen kein Fehler einer Ausgangsspannungsphase bezüglich einer Eingangsstromphase in einem einzelnen Resolver statt.

3 ist eine äquivalente Schaltung von dem Resolver. In dieser Schaltung sind eine Erregerspule und eine Ausgangsspule miteinander M-gekoppelt und relativ zueinander verdreht (θ), und eine Eingangsspannung Vi der Erregerspule und eine Ausgangsspannung Vo der Ausgangsspule sind durch Gleichungen (7) und (8) angegeben, die nachfolgend beschrieben werden, wie in 4 gezeigt ist: Vi = Ri∙Ii + SLi∙Ii + SM∙Io Gleichung (7) Vo = Ro∙Io + SLo∙Io + SM∙Ii Gleichung (8)
Wenn hier die Eingangsimpedanz von der Resolver-Signaleingangsschaltung hoch ist, dann ist Io ≒ 0 erfüllt, und Gleichungen (7) und (8) werden in die folgenden Gleichungen umgewandelt: Vi = Ri∙Ii + SLi∙Ii = (Ri + SLi)Ii Gleichung (9) Vo = SM∙Ii Gleichung (10)
Es sei angemerkt, dass Gleichung (10) eine Freigabespannung bedeutet und einem Eingangsstrom entspricht. Der Laplace-Operator (S) ist äquivalent zu jw in einer elektrischen Schaltung. S ≡ jwwobei

Vi:: Erregerspannung (Eingangsspannung)
Ii:: Erregerstrom (Eingangsstrom)
Vo:: Ausgangsspannung
Io:: Ausgangsstrom
Ri:: DC-Widerstandskomponente der Erregerspule
Ro:: DC-Widerstandskomponente der Ausgangsspule
Li:: Induktanzkomponente der Erregerspule
Lo:: Induktanzkomponente der Ausgangsspule
M:: Gegenseitige Induktanz

Wie in der obigen Wellenform, enthalten die Drehsignale sinθ∙f(t), cosθ∙f(t), die als Resolver-Ausgangssignale (Vo) dienen, Rechteckwellen. Da diese Rechteckwellen im wesentlichen direkt durch gerade Linien (DC) bei der synchronen Erfassung der folgenden Stufe ersetzt werden, ist ein Filter zum Umwandeln eines Signals in eine DC-Spannung in einer herkömmlichen Sinuswellen-Erregung nicht erforderlich, wodurch die übliche Filterzeitkonstante entfällt. Als ein Ergebnis können die Antwortcharakteristiken des Steuersystems verbessert werden.
Ein Erregerkomponenten-Phasensynchronisationsverfahren für einen Resolver wird nachfolgend beschrieben.
Die Erregerkomponente f(t) der Drehsignale sinθ∙f(t) cosθ∙f(t), die als Resolver-Ausgangssignale dienen, wird von dem Stromsteuerverstärker 15 zu dem Resolver 1 über ein Übertragungskabel geliefert, in ein Resolver-Ausgangssignal umgewandelt, das Winkelinformationen durch den Resolver 1 enthält, und dann wieder durch das Übertragungskabel in eine empfangsseitige Schaltung eingegeben. Bei einem dieser Prozesse wird eine Phasendifferenz erzeugt.
Beim Erzeugen der Phasendifferenz, wenn die Umwandlungseffizienz äquivalent abnimmt, wenn ein Signal in eine DC-Spannung bei synchroner Erfassung der nachfolgenden Stufe umgewandelt wird, nimmt eine Schleifenverstärkung des Steuersystems ab, und Hochfrequenz-Rauschen wird vermischt, wodurch die Steuercharakteristiken nachteilig beeinflusst werden. Aus diesem Grunde wird gemäß der vorliegenden Erfindung das nachfolgende Verfahren verwendet. Das heißt, die Aufmerksamkeit ist lediglich einer Erregerkomponente gewidmet (mit einer Phasendifferenz), die in einem Resolver-Signal enthalten ist, und die Erregerkomponente, die von dem Resolver-Signal selbst erfasst (extrahiert) wird, wird durch ein ursprüngliches Erregersignal ersetzt, so dass eine Basis-Phasendifferenz immer auf Null eingestellt ist.
Insbesondere, wie durch Gleichung (1) ausgedrückt, wird das Resolver-Signal einer Amplitudenmodulation durch den Drehwinkel θ unterzogen. Aus diesem Grunde, abhängig von dem Winkel, nimmt der Amplitudenpegel ab, und die Erregerkomponente wird auf unpraktische Weise extrahiert.
Wenn daher 360° durch vier in 90° geteilt wird, wie in 4 gezeigt, kann eine stabile Amplitude gewährleistet werden.
Als Vorsichtsmaßnahmen in diesem Fall muss eine Erregerkomponente von einem Zweiphasen-Resolver-Signal frei von einer relativen Phasendifferenz sein. sinθ∙f(t) ↔ cosθ∙f(t)
Ein Dreiecksfunktion-Näherungsoperationsverfahren wird nachfolgend beschrieben.
Um auf einfache Weise die sinΦ- und cosΦ-Signale von dem digitalen Winkelausgang Φ, die im SIN∙COS-Multiplizierer 2 erforderlich sind, durch eine elektrische Schaltung zu realisieren, werden die sinΦ- und cosΦ-Signale durch Näherungsausdrücke realisiert, wie in Gleichung (3) gezeigt: [Nummer 3]
0 ≤ Φ < 1 (Bereich von 0° bis 90°)
In Gleichung (3) wird ein Wert A auf Basis von Erfahrung berechnet, wobei eine angenäherte Präzision von diesem numerischen Wert die digitale Wandlungsgenauigkeit des Systems beeinflusst.
Die Näherung in Gleichung (3) besteht darin, eine sin- oder cos-Funktion anzunähern. Die Annäherung wird so durchgeführt, dass die Funktion, die durch Gleichung (2) ausgedrückt ist, d.h. der Wert der Steuerabweichung, ausgedrückt durch Gleichung (4), maximal angenähert wird.
Eine aktuelle Schaltung zum Realisieren von Gleichung (3) ist in 6 gezeigt. Die Basis-Baugruppe der Schaltung sind ein bekannter Multiplikations-Typ-D/A-Wandler und selektive Sätze R1, R2 von einem Rückkopplungssystem zum Erhalten der Charakteristiken, die durch Gleichung (3) gegeben sind.
Daher sind sinΦ und cosΦ in 6 durch Gleichung (11) von Nummer 4 ausgedrückt: [Nummer 4]
Hinsichtlich cosΦ wird ein Komplement (= 1 – Φ) als Φ eingegeben. A = R2/R1 ≒ 0,56312wobei A in Gleichung (3) eingegeben wird.
G ist eine Übertragungsfunktion der in 6 gezeigten Schaltung und nähert sinΦ an.
Gemäß 6 und Gleichungen (3) und (11) kann eine arithmetische Operation in dem Bereich von 0° bis 90° durchgeführt werden. Jedoch wird eine Synthese so durchgeführt, dass eine Drehung in vier Quadranten unterteilt wird, jeweils mit 90°, so dass der gesamte Bereich abgedeckt werden kann.
Insbesondere, wie in 7 gezeigt, hat sinΦ monoton ansteigende Charakteristiken, und cosΦ hat monoton abfallende Charakteristiken, so dass Kombinationen realisiert werden können, wie in 8 gezeigt.
Daher kann die vorstehend beschriebene Gleichung (2) durch die obigen Kombinationen in dem gesamten Bereich realisiert werden. sinθ∙f(t) × cosΦ – cosθ∙f(t) × sinΦ = sin(θ – Φ)∙f(t) Gleichung (2)
Als ein verkörpertes Blockdiagramm von dem SIN∙COS-Multiplizierer 2, wie in 9 gezeigt, werden die Drehsignale sinθ∙f(t), cosθ∙f(t) in eine Signalauswahllogik 20 eingegeben, wie in 8 gezeigt, um einen Subtraktionsprozess bezüglich cosΦ und sinΦ durchzuführen, so dass das erste Ausgangssignal sin(θ – Φ)∙f(t) ausgegeben werden kann.
Ein Muli-Turn-Zählerfassungsverfahren wird nachfolgend beschrieben.
Wie in 10 gezeigt, wenn ein Carry-Signal(CA.) und ein Borrow-Signal (BO.), die von einem One-Turn (0–360°) Zähler 6 erhalten werden, in einen oberen Multi-Turn-Zähler 7 eingegeben werden, dann wird automatisch eine Multi-Turn-Zählung realisiert. Es sei angemerkt, dass eine Multi-Turn-Zählung durch Verwendung von Kipp-Schaltungen 21 und 22 voreingestellt werden kann.
Der Multi-Turn-Erfassungswert selbst, wie prinzipiell aus der Schaltung aus 10 offensichtlich, obwohl er kein absoluter Wert ist, wird als eine Maßnahme zum Realisieren eines absoluten Wertes addiert (einschließlich eines Multi-Turn-Bereichs), und zwar nur in einem kontinuierlichem Leistung-EIN-Zustand.
Gemäß dieser Schaltung wird ein Multi-Turn-Zählwert, der auf einer Maschinenwelle eingestellt ist, durch die Kipp-Schaltungen 21 und 22 in einem kontinuierlichen Leistung-EIN-Zustand voreingestellt. Eine Absolutwert-Erfassung kann äquivalent in dem gesamten Bereich realisiert werden.
Bei einer Entwicklung der obigen Anordnung, um eine Absolutwert-Erfassung zu realisieren, und zwar unabhängig von dem EIN/AUS-Zustand der Leistungsversorgung, besteht eine Vorbedingung darin, dass sich die Maschinenwelle zumindest in dem Leistung-AUS-Zustand nicht über eine Linie von 0° bewegt.
Eine Funktion von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), der in der Lage ist, einen RAUF/RUNTER-Impuls zu erzeugen, wird nachfolgend beschrieben.
In einem herkömmlichen Verfolgungsschema ist der VCO ein Impuls-Oszillator, der von einem Einzel-Polarität-Analogsignal-Eingangspegel abhängig ist, und die Polarität von RAUF/RUNTER wird durch eine andere Schaltung erfasst. Der VCO gemäß der vorliegenden Erfindung hat alle die obigen Funktionen, um die Vereinfachung, Stabilität und hohe Geschwindigkeit der Schaltung zu erreichen.
Insbesondere, wenn einem Schalter S ein Impuls 5c zugeführt wird, der zwischen den Enden von einem Rückkopplungskondensator C von einem spannungsgesteuerten Oszillator 5A in der Basisanordnung verbunden ist, wie in
10 gezeigt ist, und ein Impulsausgang 4a von dem Integrator 4 in V_ein eingegeben wird, wird ein Ausgang V_aus erhalten, der durch eine Sägezahnwelle mit einem Grenzwert V_TH gebildet ist, wie in 12 gezeigt ist. Wenn der Ausgang V_aus gleich dem Grenzwert V_TH ist, dann werden Ladungen, die sich in dem Rückkopplungskondensator C angesammelt haben, durch den Impuls 5c entladen, um einen Lade/Entlade-Vorgang zu wiederholen, wodurch eine Sägezahnwelle gebildet wird. Der Ausgang wird durch V_TH und eine Ausgangsfrequenz f₀ gebildet, durch Gleichungen (12) und (13) von Nummer 5 gegeben ist: [Nummer 5]
Wie in 13 gezeigt, ist der obige spannungsgesteuerte Oszillator 5 in folgender Weise angeordnet. Vier Komparatoren COMP1 bis COMP4 sind an der Ausgangsseite des spannungsgesteuerten Oszillators 5A angeordnet, wie in 11 gezeigt, und vier Gate-Schaltungen G1 bis G4 sind an Ausgängen 5d, 5e, 5f und 5g der Komparatoren COMP1 bis COMP4 angeordnet. Der Impuls 5c von der Gate-Schaltung G5, die zwischen den Gates G2 und G3 angeschlossen ist, wird dem Schalter S zugeführt, der zwischen den beiden Enden des Rückkopplungskondensators C angeschlossen ist, und ein Rauf-Impuls 5a und ein Runter-Impuls 5b werden von dem Gate G1 bzw. dem Gate G4 ausgegeben.
Als Ergebnis des Experiments kann eine stabile Oszillation von bis zu etwa 2 MHz erhalten werden. Eine Wellenform-Darstellung, die die Funktion in 13 zeigt, ist in 14 dargestellt.
In dem Resolver, als der Signal-Zustand, wird eine Modulation durch eine Erregerkomponente f(t) durchgeführt, die in der Zweiphasen-Sinuswelle (sinθ, cosθ) enthalten ist, wie in Gleichung (1) ausgedrückt ist.
Daher kann als ein bekannter Sinuswellen-Enkoder, auch wenn ein Signal-Zustand verwendet wird, der keine Erreger-Komponente f(t) enthält, wie in Gleichung (14) ausgedrückt ist, der Signal-Zustand theoretisch umgewandelt werden, und der Anwendungsbereich von dem Signal-Zustand wird erhöht. E1 = K∙sinθ E2 = K∙cosθ Gleichung (14)
Insbesondere, wie aus Gleichung (14) offensichtlich, ist dann, wenn die Erregerkomponente f(t) = 1 erfüllt ist, Gleichung (14) äquivalent zu Gleichung (1). Als ein Ergebnis ist f(t) = 1 erfüllt, d.h. eine Steuerabweichung ε kann ohne synchrone Erfassung erhalten werden. Daher kann die synchrone Erfassungsschaltung auf einfache Weise fixiert werden, ohne dass sie durch Abschalten des synchronen Erfassungs-EIN/AUS-Signals 13a betrieben wird.
Da das digitale Winkelwandlungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ausgestaltet ist, wie vorstehend beschrieben, können die folgenden Vorteile erreicht werden. Insbesondere können ein SIN∙COS-Multiplizierer, ein spannungsgesteuerter Oszillator, eine Dreieckwellen-Oszillationsschaltung und ähnliches als ein monolithischer Halbleiter hergestellt werden, wobei Verbesserungen bezüglich der Zuverlässigkeit und Verwendbarkeit, ein geringer Preis und eine Multi-Funktion erreicht werden können. Eine Verfolgung mit hoher Geschwindigkeit kann ebenfalls erreicht werden.

Claims

Digitales Winkelwandlungsverfahren, bei dem ein digitaler Winkelausgang Φ aus Drehsignalen sinθ∙f(t) und cosθ∙f(t) erhalten wird, die von einem sich drehenden Detektor (1) erhalten werden, wobei f(t) eine Erregersignalkomponente ist, wobei: die Drehsignale sinθ∙f(t) und cosθ∙f(t) einem sin∙cos-Multiplizierer (2) zugeführt und jeweils mit sinΦ und cosΦ verarbeitet werden, die von dem digitalen Winkelausgang Φ erhalten werden, um ein erstes Ausgangssignal sin(θ – Φ)∙f(t) als das Ergebnis von sinθ∙f(t) × cosΦ – cosθ∙f(t) × sinΦ = sin(θ – Φ)∙f(t) zu erhalten; das erste Ausgangssignal sin(θ – Φ)∙f(t) durch einen synchronen Detektor (3) synchron gleichgerichtet wird, um die Erregersignalkomponente f(t) zu entfernen, um so ein zweites Ausgangssignal sin(θ – Φ) zu erhalten; das zweite Ausgangssignal sin(θ – Φ) durch einen Integrator (4) und einen spannungsgesteuerten Oszillator (5) geführt wird, um den digitalen Winkelausgang Φ von einem One-Turn-Zähler zu erhalten; der digitale Winkelausgang Φ in den sin∙cos-Multiplizierer (2) und in einen synchronen Phasendetektor (11) eingegeben wird, um eine Rückkopplungssteuerung durchzuführen, wobei eine Steuerabweichung ε = sin(θ – Φ) in dieser Rückkopplungssteuerung auf Null gesetzt wird, um θ = Φ zu erfüllen; und die Drehsignale und ein Erreger-Referenzsignal dem synchronen Phasendetektor zugeführt werden, wobei der synchrone Phasendetektor dem synchronen Detektor ein Signal zuführt.
Digitales Winkelwandlungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Dreieckwelle, die von einer Dreieckwellen-Oszillationsschaltung (14) erhalten wird, als eine Erregerkomponente f(t) verwendet wird.
Digitales Winkelwandlungsverfahren nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass bewirkt wird, dass der digitale Winkelausgang Φ durch einen Enkoder-Impulserzeugungs-Logikabschnitt (12) geführt wird, um Enkoder-Signale (A, B, Z, U, V und W) zu erhalten.
Digitales Winkelwandlungsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ausgang von dem One-Turn-Zähler (6) in einen Multi-Turn-Zähler eingegeben wird, um Multi-Turn-Daten (MT) zu erhalten.
Digitales Winkelwandlungsgerät, zu einen digitalen Winkelausgang Φ aus Drehsignalen sinθ∙f(t) und cosθ∙f(t) zu erhalten, die von einem sich drehenden Detektor (1) erhalten werden, wobei f(t) eine Erregersignalkomponente ist, wobei das Gerät aufweist: einen sin∙cos-Multiplizierer, wobei die Drehsignale sinθ∙f(t) und cosθ∙f(t) dem sin∙cos-Multiplizierer (2) zugeführt und jeweils mit sinΦ und cosΦ verarbeitet werden, die von dem digitalen Winkelausgang Φ erhalten werden, um ein erstes Ausgangssignal sin(θ – Φ)∙f(t) als das Ergebnis von sinθ∙f(t) × cosΦ – cosθ∙f(t) × sinΦ = sin(θ – Φ)∙f(t) zu erhalten; einen synchronen Detektor (3), um das erste Ausgangssignal sin(θ – Φ)∙f(t) synchron gleichzurichten, um die Erregersignalkomponente f(t) zu entfernen, um so ein zweites Ausgangssignal sin(θ – Φ) zu erhalten; einen Integrator (4), um das zweite Ausgangssignal sin(θ – Φ) zu integrieren; und einen spannungsgesteuerten Oszillator (5), um den digitalen Winkelausgang Φ von einem One-Turn-Zähler zu erhalten, wobei der digitale Winkelausgang Φ in den sin∙cos-Multiplizierer (2) und in einen synchronen Phasendetektor (11) eingegeben wird, um eine Rückkopplungssteuerung durchzuführen, wobei eine Steuerabweichung ε = sin(θ – Φ) in dieser Rückkopplungssteuerung auf Null gesetzt wird, um θ = Φ zu erfüllen; wobei die Drehsignale und ein Erreger-Referenzsignal dem synchronen Phasendetektor zugeführt werden, wobei der synchrone Phasendetektor dem synchronen Detektor ein Signal zuführt.