JPH1183544A - ディジタル角度変換方法 - Google Patents
ディジタル角度変換方法Info
- Publication number
- JPH1183544A JPH1183544A JP9246915A JP24691597A JPH1183544A JP H1183544 A JPH1183544 A JP H1183544A JP 9246915 A JP9246915 A JP 9246915A JP 24691597 A JP24691597 A JP 24691597A JP H1183544 A JPH1183544 A JP H1183544A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sin
- output
- signal
- cos
- digital angle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/48—Servo-type converters
- H03M1/485—Servo-type converters for position encoding, e.g. using resolvers or synchros
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来のディジタル角度変換方法では、各構成
部分の一部に複雑なアナログ構成があるため、全体構成
をモノリシック半導体化することが難しく、低価格化、
軽量化、高信頼性を得ることが困難であった。更には、
高速追従性に限界があった。 【解決手段】 本発明によるディジタル角度変換方法
は、回転信号をｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ(2)に導
入し、第１出力信号ｓｉｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)を得ると共
に、同期整流して励磁成分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信
号ｓｉｎ(θ−φ)を得、電圧制御発振器(5)及び１回転
カウンタ(6)でディジタル角度出力(φ)を得ると共に、
各部の構成をモノリシック半導体化可能とした方法であ
る。
部分の一部に複雑なアナログ構成があるため、全体構成
をモノリシック半導体化することが難しく、低価格化、
軽量化、高信頼性を得ることが困難であった。更には、
高速追従性に限界があった。 【解決手段】 本発明によるディジタル角度変換方法
は、回転信号をｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ(2)に導
入し、第１出力信号ｓｉｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)を得ると共
に、同期整流して励磁成分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信
号ｓｉｎ(θ−φ)を得、電圧制御発振器(5)及び１回転
カウンタ(6)でディジタル角度出力(φ)を得ると共に、
各部の構成をモノリシック半導体化可能とした方法であ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル角度変
換方法に関し、特に、トラッキング方式の変換におい
て、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、低価
格化、小型軽量化、高信頼化及び高速追従性を達成する
ための新規な改良に関する。
換方法に関し、特に、トラッキング方式の変換におい
て、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、低価
格化、小型軽量化、高信頼化及び高速追従性を達成する
ための新規な改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、用いられていたこの種のディジタ
ル角度変換方法としては、例えば、図１７に示すトラッ
キング方式が多く用いられている。すなわち、図１７に
おいて符号１で示されるものは、励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔで励磁されるレゾルバであり、このレゾルバ１から得
られる２相出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθ
ｓｉｎωｔは演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓ
ｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ−φ）但し、θはレゾルバ回転角
度、φは出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔが入力される同期整流部３で同期整流されている。前
記同期整流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−
φ）は電圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとして
カウンタ５に入力されてディジタル角度出力である出力
カウンタ値φがカウンタ５から得られる。この出力カウ
ンタ値φはフィードバックされてフィードバックループ
が形成されている。従って、前記同期整流部３からの出
力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得る
と共に、カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置
信号７を得ることができる。
ル角度変換方法としては、例えば、図１７に示すトラッ
キング方式が多く用いられている。すなわち、図１７に
おいて符号１で示されるものは、励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔで励磁されるレゾルバであり、このレゾルバ１から得
られる２相出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθ
ｓｉｎωｔは演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓ
ｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ−φ）但し、θはレゾルバ回転角
度、φは出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔが入力される同期整流部３で同期整流されている。前
記同期整流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−
φ）は電圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとして
カウンタ５に入力されてディジタル角度出力である出力
カウンタ値φがカウンタ５から得られる。この出力カウ
ンタ値φはフィードバックされてフィードバックループ
が形成されている。従って、前記同期整流部３からの出
力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得る
と共に、カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置
信号７を得ることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル角度
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな課題が存在していた。すなわち、前述の回路構成に
おいては各構成部分の一部に複雑なアナログ構成がある
ため全体構成を一体のモノリシック半導体化し難く、励
磁回路等もディスクリートの部品として外付けにならざ
るを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼性、利便性を
達成することは困難であった。更に、追従速度の好適な
改善手段が見当たらなかった。
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな課題が存在していた。すなわち、前述の回路構成に
おいては各構成部分の一部に複雑なアナログ構成がある
ため全体構成を一体のモノリシック半導体化し難く、励
磁回路等もディスクリートの部品として外付けにならざ
るを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼性、利便性を
達成することは困難であった。更に、追従速度の好適な
改善手段が見当たらなかった。
【０００４】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、トラッキング方式の変換に
おいて、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、
低価格化、小型軽量化、高信頼化を達成するとともに、
高速追従性を可能にしたディジタル角度変換方法を提供
することを目的とする。
めになされたもので、特に、トラッキング方式の変換に
おいて、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、
低価格化、小型軽量化、高信頼化を達成するとともに、
高速追従性を可能にしたディジタル角度変換方法を提供
することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるディジタル
角度変換方法は、回転検出器から得た回転信号(ｓｉｎ
θ・ｆ(ｔ)、ｃｏｓφ・ｆ(ｔ)但し、ｆ(ｔ)は励磁成
分)よりディジタル角度出力(φ)を得るようにしたディ
ジタル角度変換方法において、前記回転信号(ｓｉｎθ
・ｆ(ｔ)、ｃｏｓθ・ｆ(ｔ))をｓｉｎ，ｃｏｓマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互演算してｓｉｎθ・
ｆ(ｔ)×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ(ｔ)×ｓｉｎφ＝ｓｉ
ｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)の第１出力信号(ｓｉｎ(θ−φ)・
ｆ(ｔ))を得ると共に、前記第１出力信号ｓｉｎ(θ−
φ)・ｆ(ｔ)を同期検波部にて同期整流して前記励磁成
分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を得、
前記第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を積分器及び電圧制御
発振器を介して１回転カウンタで前記ディジタル角度出
力(φ)を得、前記ディジタル角度出力(φ)を前記ｓｉ
ｎ，ｃｏｓマルチプライヤ及び同期位相検出部に入力し
てフィードバック制御し、このフィードバック制御にお
ける制御偏差ε＝ｓｉｎ(θ−φ)を零とすることにより
θ＝φとする方法であり、また、前記励磁成分ｆ(ｔ)
は、三角波発振回路から得られた三角波を用いる方法で
あり、また、前記ディジタル角度出力(φ)をエンコーダ
相当パルス発生ロジック部を介して、エンコーダ信号
(Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗ)を得る方法であり、また、前
記１回転カウンタの出力を多回転カウンタに入力して多
回転データ(ＭＴ)を得る方法である。
角度変換方法は、回転検出器から得た回転信号(ｓｉｎ
θ・ｆ(ｔ)、ｃｏｓφ・ｆ(ｔ)但し、ｆ(ｔ)は励磁成
分)よりディジタル角度出力(φ)を得るようにしたディ
ジタル角度変換方法において、前記回転信号(ｓｉｎθ
・ｆ(ｔ)、ｃｏｓθ・ｆ(ｔ))をｓｉｎ，ｃｏｓマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互演算してｓｉｎθ・
ｆ(ｔ)×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ(ｔ)×ｓｉｎφ＝ｓｉ
ｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)の第１出力信号(ｓｉｎ(θ−φ)・
ｆ(ｔ))を得ると共に、前記第１出力信号ｓｉｎ(θ−
φ)・ｆ(ｔ)を同期検波部にて同期整流して前記励磁成
分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を得、
前記第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を積分器及び電圧制御
発振器を介して１回転カウンタで前記ディジタル角度出
力(φ)を得、前記ディジタル角度出力(φ)を前記ｓｉ
ｎ，ｃｏｓマルチプライヤ及び同期位相検出部に入力し
てフィードバック制御し、このフィードバック制御にお
ける制御偏差ε＝ｓｉｎ(θ−φ)を零とすることにより
θ＝φとする方法であり、また、前記励磁成分ｆ(ｔ)
は、三角波発振回路から得られた三角波を用いる方法で
あり、また、前記ディジタル角度出力(φ)をエンコーダ
相当パルス発生ロジック部を介して、エンコーダ信号
(Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗ)を得る方法であり、また、前
記１回転カウンタの出力を多回転カウンタに入力して多
回転データ(ＭＴ)を得る方法である。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明によるデ
ィジタル角度変換方法の好適な実施の形態について説明
する。図１において符号１で示されるものは例えば周知
の１相励磁／２相出力型のレゾルバであり、このレゾル
バ１から出力される励磁成分ｆ（ｔ）を含む２相の回転
信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩ
Ｎ，ＣＯＳマルチプライヤ２から第１出力信号ｓｉｎ
（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検波部３に入力され、
この同期検波部３からの第２出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
が積分器４を経て電圧制御発振器に入力される。
ィジタル角度変換方法の好適な実施の形態について説明
する。図１において符号１で示されるものは例えば周知
の１相励磁／２相出力型のレゾルバであり、このレゾル
バ１から出力される励磁成分ｆ（ｔ）を含む２相の回転
信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩ
Ｎ，ＣＯＳマルチプライヤ２から第１出力信号ｓｉｎ
（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検波部３に入力され、
この同期検波部３からの第２出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
が積分器４を経て電圧制御発振器に入力される。
【０００７】前記電圧制御発振器５からのアップパルス
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。
【０００８】前記ディジタル角度出力φは、経路１０を
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相、Ｂ相、Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφn-1とφn（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ、Ｖ、Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ1（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相、Ｂ相、Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφn-1とφn（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ、Ｖ、Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ1（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。
【０００９】前記同期検波部３には同期検波ＯＮ／ＯＦ
Ｆ信号１３が入力されていると共に、例えば１０ＫＨｚ
の三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周知
の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信号
１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この励
磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾル
バ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥＦ
としてレゾルバ１に印加されている。
Ｆ信号１３が入力されていると共に、例えば１０ＫＨｚ
の三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周知
の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信号
１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この励
磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾル
バ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥＦ
としてレゾルバ１に印加されている。
【００１０】次に動作について説明する。１相励磁／２
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 ＶS2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ＶS1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、ＶS2-S4及びＶS1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は方
形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示される回転信
号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、ディジタル角度出
力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互に演算さ
れ、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）ｆ×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 ＶS2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ＶS1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、ＶS2-S4及びＶS1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は方
形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示される回転信
号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、ディジタル角度出
力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互に演算さ
れ、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）ｆ×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。
【００１１】
【数１】
【００１２】次に同期検波部３にて同期整流され、励磁
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度出力
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループ方式の他の構成要素である積分
器４は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論
で言う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達
特性を有する。
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度出力
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループ方式の他の構成要素である積分
器４は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論
で言う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達
特性を有する。
【００１３】
【数２】
【００１４】また、ＶＣＯ（電圧制御発振器５）は、後
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。
【００１５】次に、図１の各部の動作説明を行う。ま
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、励磁コイルと出力コ
イルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）し、励磁コイ
ルの入力電圧Ｖiと出力コイルの出力電圧Ｖ0は図３で示
すように、次の（７）、（８）式となる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）である
回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は方
形波をしており、後段の同期検波において基本的には直
線（直流）に直接的に置き替わるため、従来の正弦波励
磁での直流化のためのフィルターが不要となると共に、
これにより従来用いたフィルター時定数の削除により、
制御系の応答特性を改善することができる。
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、励磁コイルと出力コ
イルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）し、励磁コイ
ルの入力電圧Ｖiと出力コイルの出力電圧Ｖ0は図３で示
すように、次の（７）、（８）式となる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）である
回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は方
形波をしており、後段の同期検波において基本的には直
線（直流）に直接的に置き替わるため、従来の正弦波励
磁での直流化のためのフィルターが不要となると共に、
これにより従来用いたフィルター時定数の削除により、
制御系の応答特性を改善することができる。
【００１６】次に、レゾルバの励磁成分位相同期化方法
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）
【００１７】次に、三角関数近似演算手法について述べ
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、（３）式に示す近似式に
より実現する。
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、（３）式に示す近似式に
より実現する。
【００１８】
【数３】
【００１９】この（３）式において、Ａの値は経験的に
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。
【００２０】
【数４】
【００２１】なお、前記の図５及び（３）、（１１）式
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）ｆ×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を減算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）ｆ×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を減算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。
【００２２】次に、多回転数検出方法について述べる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回路２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回路２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。
【００２３】次に、ＵＰ／ＤＯＷＮパルス発生可能な電
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶinに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶTHを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖoutが得られ、出力Ｖoutは
スレッショルドＶTHと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶTH及
び出力周波数ｆ0は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶinに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶTHを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖoutが得られ、出力Ｖoutは
スレッショルドＶTHと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶTH及
び出力周波数ｆ0は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。
【００２４】
【数５】
【００２５】また、図１２で示されるように、前述の電
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。
【００２６】また、レゾルバの場合、その信号形態は、
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ1＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ2＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。 ｆ
（ｔ）＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが
得られることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号
１３をＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させず
単に固定すれば良い。
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ1＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ2＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。 ｆ
（ｔ）＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが
得られることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号
１３をＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させず
単に固定すれば良い。
【００２７】
【発明の効果】本発明によるディジタル角度変換方法
は、以上のように構成されているため、次のような効果
を得ることができる。すなわち、ＳＩＮ・ＣＯＳマルチ
プライヤ、電圧制御発振器、三角波発振回路等をモノリ
シック半導体化可能としたので、信頼性及び利便性の向
上、低価格化及び多機能化を達成することができた。更
に、高速追従性が可能となった。
は、以上のように構成されているため、次のような効果
を得ることができる。すなわち、ＳＩＮ・ＣＯＳマルチ
プライヤ、電圧制御発振器、三角波発振回路等をモノリ
シック半導体化可能としたので、信頼性及び利便性の向
上、低価格化及び多機能化を達成することができた。更
に、高速追従性が可能となった。
【図１】本発明によるディジタル角度変換方法を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】レゾルバの等価回路である。
【図３】図２の三角波による励磁及び出力状態を示す波
形図である。
形図である。
【図４】励磁成分位相同期化を示す波形図である。
【図５】三角関数近似演算に用いる回路図である。
【図６】ｓｉｎθとｃｏｓθの特性図である。
【図７】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ部信号選択ロジ
ック図である。
ック図である。
【図８】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤの具体例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】多回転データ処理部を示すブロック図である。
【図１０】電圧制御発振器の一部を示す回路図である。
【図１１】図１０の波形図である。
【図１２】電圧制御発振器の全体を示す回路図である。
【図１３】図１２の各部の波形図である。
【図１４】Ｚ信号の生成構成図である。
【図１５】Ａ，Ｂ信号の生成構成図である。
【図１６】Ｕ，Ｖ，Ｗ信号の生成構成図である。
【図１７】従来のトラッキング方式Ｒ／Ｄ変換の構成図
である。
である。
１ 回転検出器 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） 回転信号 ｆ（ｔ） 励磁成分 φ ディジタル角度出力 ２ ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） 第１出力信号 ３ 同期検波部 ｓｉｎ（θ−φ） 第２出力信号 ４ 積分器 ５ 電圧制御発振器 ６ １回転カウンタ ７ 多回転カウンタ １１ 同期位相検出部 １２ エンコーダ相当パルス発生ロジック部
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年１１月４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 ディジタル角度変換方法
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル角度変
換方法に関し、特に、トラッキング方式の変換におい
て、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、低価
格化、小型軽量化、高信頼化及び高速追従性を達成する
ための新規な改良に関する。
換方法に関し、特に、トラッキング方式の変換におい
て、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、低価
格化、小型軽量化、高信頼化及び高速追従性を達成する
ための新規な改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、用いられていたこの種のディジタ
ル角度変換方法としては、例えば、図１７に示すトラッ
キング方式が多く用いられている。すなわち、図１７に
おいて符号１で示されるものは、励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔで励磁されるレゾルバであり、このレゾルバ１から得
られる２相出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθ
ｓｉｎωｔは演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓ
ｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ−φ）但し、θはレゾルバ回転角
度、φは出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔが入力される同期整流部３で同期整流されている。前
記同期整流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−
φ）は電圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとして
カウンタ５に入力されてディジタル角度出力である出力
カウンタ値φがカウンタ５から得られる。この出力カウ
ンタ値φはフィードバックされてフィードバックループ
が形成されている。従って、前記同期整流部３からの出
力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得る
と共に、カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置
信号７を得ることができる。
ル角度変換方法としては、例えば、図１７に示すトラッ
キング方式が多く用いられている。すなわち、図１７に
おいて符号１で示されるものは、励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔで励磁されるレゾルバであり、このレゾルバ１から得
られる２相出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθ
ｓｉｎωｔは演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓ
ｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ−φ）但し、θはレゾルバ回転角
度、φは出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎω
ｔが入力される同期整流部３で同期整流されている。前
記同期整流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−
φ）は電圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとして
カウンタ５に入力されてディジタル角度出力である出力
カウンタ値φがカウンタ５から得られる。この出力カウ
ンタ値φはフィードバックされてフィードバックループ
が形成されている。従って、前記同期整流部３からの出
力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得る
と共に、カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置
信号７を得ることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル角度
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな課題が存在していた。すなわち、前述の回路構成に
おいては各構成部分の一部に複雑なアナログ構成がある
ため全体構成を一体のモノリシック半導体化し難く、励
磁回路等もディスクリートの部品として外付けにならざ
るを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼性、利便性を
達成することは困難であった。更に、追従速度の好適な
改善手段が見当たらなかった。
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな課題が存在していた。すなわち、前述の回路構成に
おいては各構成部分の一部に複雑なアナログ構成がある
ため全体構成を一体のモノリシック半導体化し難く、励
磁回路等もディスクリートの部品として外付けにならざ
るを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼性、利便性を
達成することは困難であった。更に、追従速度の好適な
改善手段が見当たらなかった。
【０００４】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、トラッキング方式の変換に
おいて、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、
低価格化、小型軽量化、高信頼化を達成するとともに、
高速追従性を可能にしたディジタル角度変換方法を提供
することを目的とする。
めになされたもので、特に、トラッキング方式の変換に
おいて、各回路構成をモノリシック半導体化可能とし、
低価格化、小型軽量化、高信頼化を達成するとともに、
高速追従性を可能にしたディジタル角度変換方法を提供
することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるディジタル
角度変換方法は、回転検出器から得た回転信号(ｓｉｎ
θ・ｆ(ｔ)、ｃｏｓφ・ｆ(ｔ)但し、ｆ(ｔ)は励磁成
分)よりディジタル角度出力(φ)を得るようにしたディ
ジタル角度変換方法において、前記回転信号(ｓｉｎθ
・ｆ(ｔ)、ｃｏｓθ・ｆ(ｔ))をｓｉｎ，ｃｏｓマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互演算してｓｉｎθ・
ｆ(ｔ)×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ(ｔ)×ｓｉｎφ＝ｓｉ
ｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)の第１出力信号(ｓｉｎ(θ−φ)・
ｆ(ｔ))を得ると共に、前記第１出力信号ｓｉｎ(θ−
φ)・ｆ(ｔ)を同期検波部にて同期整流して前記励磁成
分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を得、
前記第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を積分器及び電圧制御
発振器を介して１回転カウンタで前記ディジタル角度出
力(φ)を得、前記ディジタル角度出力(φ)を前記ｓｉ
ｎ，ｃｏｓマルチプライヤ及び同期位相検出部に入力し
てフィードバック制御し、このフィードバック制御にお
ける制御偏差ε＝ｓｉｎ(θ−φ)を零とすることにより
θ＝φとする方法であり、また、前記励磁成分ｆ(ｔ)
は、三角波発振回路から得られた三角波を用いる方法で
あり、また、前記ディジタル角度出力(φ)をエンコーダ
相当パルス発生ロジック部を介して、エンコーダ信号
(Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗ)を得る方法であり、また、前
記１回転カウンタの出力を多回転カウンタに入力して多
回転データ(ＭＴ)を得る方法である。
角度変換方法は、回転検出器から得た回転信号(ｓｉｎ
θ・ｆ(ｔ)、ｃｏｓφ・ｆ(ｔ)但し、ｆ(ｔ)は励磁成
分)よりディジタル角度出力(φ)を得るようにしたディ
ジタル角度変換方法において、前記回転信号(ｓｉｎθ
・ｆ(ｔ)、ｃｏｓθ・ｆ(ｔ))をｓｉｎ，ｃｏｓマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互演算してｓｉｎθ・
ｆ(ｔ)×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ(ｔ)×ｓｉｎφ＝ｓｉ
ｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)の第１出力信号(ｓｉｎ(θ−φ)・
ｆ(ｔ))を得ると共に、前記第１出力信号ｓｉｎ(θ−
φ)・ｆ(ｔ)を同期検波部にて同期整流して前記励磁成
分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を得、
前記第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を積分器及び電圧制御
発振器を介して１回転カウンタで前記ディジタル角度出
力(φ)を得、前記ディジタル角度出力(φ)を前記ｓｉ
ｎ，ｃｏｓマルチプライヤ及び同期位相検出部に入力し
てフィードバック制御し、このフィードバック制御にお
ける制御偏差ε＝ｓｉｎ(θ−φ)を零とすることにより
θ＝φとする方法であり、また、前記励磁成分ｆ(ｔ)
は、三角波発振回路から得られた三角波を用いる方法で
あり、また、前記ディジタル角度出力(φ)をエンコーダ
相当パルス発生ロジック部を介して、エンコーダ信号
(Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗ)を得る方法であり、また、前
記１回転カウンタの出力を多回転カウンタに入力して多
回転データ(ＭＴ)を得る方法である。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明によるデ
ィジタル角度変換方法の好適な実施の形態について説明
する。図１において符号１で示されるものは例えば周知
の１相励磁／２相出力型のレゾルバであり、このレゾル
バ１から出力される励磁成分ｆ（ｔ）を含む２相の回転
信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩ
Ｎ，ＣＯＳマルチプライヤ２から第１出力信号ｓｉｎ
（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検波部３に入力され、
この同期検波部３からの第２出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
が積分器４を経て電圧制御発振器に入力される。
ィジタル角度変換方法の好適な実施の形態について説明
する。図１において符号１で示されるものは例えば周知
の１相励磁／２相出力型のレゾルバであり、このレゾル
バ１から出力される励磁成分ｆ（ｔ）を含む２相の回転
信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩ
Ｎ，ＣＯＳマルチプライヤ２から第１出力信号ｓｉｎ
（θ−φ）・ｆ（ｔ）として同期検波部３に入力され、
この同期検波部３からの第２出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
が積分器４を経て電圧制御発振器に入力される。
【０００７】前記電圧制御発振器５からのアップパルス
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。
５ａ及びダウンパルス５ｂは、１回転カウンタ６でＣＷ
方向又はＣＣＷ方向としてカウントされ、ディジタル角
度出力φが出力される。この１回転カウンタ６からの桁
上げ信号ＣＡと桁下げ信号ＢＯは多回転カウンタ７に入
力され、この多回転カウンタ７からの多回転信号ＭＴが
多回転データ処理部８及びバスインターフェース９を介
して前記ディジタル角度出力φと共に外部回路に伝送さ
れる。
【０００８】前記ディジタル角度出力φは、経路１０を
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相、Ｂ相、Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφn-1とφn（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ、Ｖ、Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ1（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。
経て、前記回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）が入力される同期位相検出部１１、前記ＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２及びエンコーダ相当パルス発生
ロジック部１２に入力され、この経路１０によりフィー
ドバックによる周知のトラッキング方式を形成し、この
エンコーダ相当パルス発生ロジック部１２から周知の
Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗからなるエンコーダ信号１３を
出力するように構成されている。なお、前記エンコーダ
信号１３は、周知のことであるが、アブソリュート・デ
ィジタル（パラレル）信号である前記ディジタル角度出
力φから、Ａ，Ｂ，Ｚ信号（Ａ相、Ｂ相、Ｚ相すなわち
零位置を示す）を変換して取り出す場合、図１４に示す
ように、このディジタル角度出力φのうちのＬＳＢから
ＭＳＢを用いてＺ信号を出力し、図１５に示すように、
ディジタル角度出力φのうちのφn-1とφn（但し、ｎは
設定分解能により１０又は１４）が用いられる。また、
３相モータの相切換信号であるＵ、Ｖ、Ｗ信号は、図１
６に示されるように、φ1（ＭＳＢ）をＵ信号とし、フ
ルアダータイプの加算器１００，１０１に対してディジ
タル角度出力φと−１２０°及び−２４０°の信号を各
々入力することによってＶ信号及びＷ信号を得ている。
【０００９】前記同期検波部３には同期検波ＯＮ／ＯＦ
Ｆ信号１３ａが入力されていると共に、例えば１０ＫＨ
ｚの三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周
知の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信
号１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この
励磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾ
ルバ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥ
Ｆとしてレゾルバ１に印加されている。
Ｆ信号１３ａが入力されていると共に、例えば１０ＫＨ
ｚの三角波よりなる励磁用基準信号１４ａを出力する周
知の三角波発振回路１４が設けられ、この励磁用基準信
号１４ａは周知の電流制御アンプ１５に入力され、この
励磁用基準信号１４ａのレベルに応じて出力されたレゾ
ルバ励磁電源出力１５ａは、レゾルバ１の励磁信号ＲＥ
Ｆとしてレゾルバ１に印加されている。
【００１０】次に動作について説明する。１相励磁／２
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 ＶS2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ＶS1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、ＶS2-S4及びＶS1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は方
形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示される回転信
号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、ディジタル角度出
力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互に演算さ
れ、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。
相出力（振幅変調）タイプのレゾルバ１は、温度ドリフ
トや伝送ケーブル長等に左右されない安定なセンサーで
あることは周知の事実であるが、このレゾルバ１の励磁
成分関数をｆ（ｔ）とおくと、レゾルバ１からは角度θ
により振幅変調された以下の２相正弦波信号を出力す
る。 ＶS2-S4＝Ｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ＶS1-S3＝Ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） （１）式 但し、ＶS2-S4及びＶS1-S3はレゾルバ１の周知の２相出
力コイル（図示せず）の両端出力であり、本発明の場合
には、後述のようにレゾルバの励磁に三角波（１０ＫＨ
ｚ）の電流制御方式を採用しているため、ｆ（ｔ）は方
形波（１０ＫＨｚ）となる。（１）式で示される回転信
号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はＳＩＮ，
ＣＯＳマルチプライヤ２に導入され、ディジタル角度出
力φより得られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互に演算さ
れ、以下の信号となる。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 ここでｓｉｎφ及びｃｏｓφは、回路簡略化のため、次
の数１の（３）式で示す近似関数を使用している。
【００１１】
【数１】
【００１２】次に同期検波部３にて同期整流され、励磁
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度出力
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループの他の構成要素である積分器４
は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論で言
う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達特性
を有する。
成分ｆ（ｔ）はキャンセルされ、次の（４）式に示す制
御偏差εを０にすべくフィードバック制御ループ（トラ
ッキングループ）が展開される。 制御偏差：ε＝ｓｉｎ（θ−φ） （４）式 ε＝０より ∴ θ＝φ （５）式 となり、レゾルバ信号入力に見合うディジタル角度出力
φが１回転カウンタ６から求められることになる。な
お、トラッキングループの他の構成要素である積分器４
は制御系の安定化及び応答性改善のための制御理論で言
う補償器に相当し、次の数２の（６）式に示す伝達特性
を有する。
【００１３】
【数２】
【００１４】また、ＶＣＯ（電圧制御発振器５）は、後
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。
述するが、周知のように入力電圧に応じてディジタルパ
ルスに変換する手段であり、１回転カウンタ６は入力パ
ルスを積分（カウント）してパラレルなディジタル角度
信号φに変換する手段である。
【００１５】次に、図１の各部の動作説明を行う。ま
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、励磁コイルと出力コ
イルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）し、励磁コイ
ルの入力電圧Ｖiと出力コイルの出力電圧Ｖ0は図３で示
すように、次の（７）、（８）式となる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）である
回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は方
形波をしており、後段の同期検波において基本的には直
線（直流）に直接的に置き替わるため、従来の正弦波励
磁での直流化のためのフィルターが不要となると共に、
これにより従来用いたフィルター時定数の削除により、
制御系の応答特性を改善することができる。
ず、三角波発振回路１４及び電流制御アンプ１５を用い
た三角波による電流制御励磁方式について述べる。通
常、振幅変調型のレゾルバ励磁は、一般的には正弦波の
電圧制御を行うが、本発明においては下記により三角波
（１０ＫＨｚ）の電流制御とした。 （１）出力の短絡事故等発生しても、制御された電流し
か流さないため、回路焼損等の二次故障に至らない。 （２）レゾルバの入力インピーダンスは、基本的にはイ
ンダクタンス成分であり、電流変化を磁束変化に変える
ことでレゾルバ出力を得ており、電流を直接制御するこ
とが好ましい。 （３）出力回路の電力損失を電圧出力に比べ小さく抑え
ることが出来る。 （４）一般的にケーブル伝送においては、電流モードが
優れる。 （５）電流制御によれば、レゾルバ単体での入力電流位
相に対する出力電圧位相ズレは、基本的には発生しな
い。 図２はレゾルバの等価回路であり、励磁コイルと出力コ
イルとはＭ結合し、互いに相対回転（θ）し、励磁コイ
ルの入力電圧Ｖiと出力コイルの出力電圧Ｖ0は図３で示
すように、次の（７）、（８）式となる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＋ＳＭ・Ｉｏ （７）式 Ｖｏ＝Ｒｏ・Ｉｏ＋ＳＬｏ・Ｉｏ＋ＳＭ・Ｉｉ （８）式 ここで、レゾルバ信号入力回路の入力インピーダンスが
高ければＩｏ≒０となり、（７）式、（８）式は以下と
なる。 Ｖｉ＝Ｒｉ・Ｉｉ＋ＳＬｉ・Ｉｉ＝（Ｒｉ＋ＳＬｉ）Ｉｉ （９）式 Ｖｏ＝ＳＭ・Ｉｉ （１０）式 なお、（１０）式は開放電圧を意味するものであり、入
力電流に対応している。又、ラプラス演算子（Ｓ）は電
気回路的にはｊｗと等価。 Ｓ≡ｊｗ 但し、Ｖｉ：励磁（入力）電圧 Ｉｉ：励磁（入力）電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｉｏ：出力電流 Ｒｉ：励磁コイルの直流抵抗成分 Ｒｏ：出力コイルの直流抵抗成分 Ｌｉ：励磁コイルのインダクタンス成分 Ｌｏ：出力コイルのインダクタンス成分 Ｍ ：相互インダクタンス 前記波形にみる如く、レゾルバ出力信号（Ｖｏ）である
回転信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は方
形波をしており、後段の同期検波において基本的には直
線（直流）に直接的に置き替わるため、従来の正弦波励
磁での直流化のためのフィルターが不要となると共に、
これにより従来用いたフィルター時定数の削除により、
制御系の応答特性を改善することができる。
【００１６】次に、レゾルバの励磁成分位相同期化方法
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）
について述べる。レゾルバ出力信号である回転信号ｓｉ
ｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の励磁成分ｆ
（ｔ）は、電流制御アンプ１５から伝送ケーブルを介し
てレゾルバ１へ供給され、レゾルバ１にて角度情報を含
むレゾルバ出力信号に変換された後、再び伝送ケーブル
を介して受側回路に入力されるまでのいずれかの過程に
おいて位相差を生じる。この位相差が生じた場合、後段
の同期検波において、直流化する際に、等価的には変換
効率を下げることで、制御系のループゲインを下げると
共に高周波ノイズを混入させてしまうこととなり、制御
特性に悪影響を及ぼしてしまう。そのため、本発明で
は、レゾルバ信号に含まれる励磁成分（位相差を有す
る）のみに着目し、レゾルバ信号自体より検出（抽出）
された励磁成分を本来の励磁信号と置き変えることによ
り、基本的な位相差を常にゼロにしようとする方法であ
る。すなわち、レゾルバ信号は、（１）式で示される通
り、回転角度θによって振幅変調されているため、角度
によっては振幅レベルが小さくなり、励磁成分を抽出す
るに不都合となってしまう。従って、３６０°を９０°
毎に４分割することで図４に示す如く、安定した振幅を
確保できる。なお、この際の前提条件としては、２相レ
ゾルバ信号の励磁成分は相対的な位相差を持たない必要
がある。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）←→ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）
【００１７】次に、三角関数近似演算手法について述べ
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、（３）式に示す近似式に
より実現する。
る。ＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２に於いて必要なデ
ィジタル角度出力φのｓｉｎφ，ｃｏｓφ信号を電子回
路にて簡単に実現するために、（３）式に示す近似式に
より実現する。
【００１８】
【数３】
【００１９】この（３）式において、Ａの値は経験的に
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。
求めた値であり、この数値の近似精度はシステムのディ
ジタル変換精度そのものへ影響を及ぼす。また、（３）
式の示す近似は、ｓｉｎ又はｃｏｓ関数そのものを近似
するものではなく、（２）式に示す関数、ひいては
（４）式に示す制御偏差の値が最も近似されるようにさ
れている。この（３）式を実現するための具体的な回路
例を、図５に示す。基本構成は、周知の乗算型Ｄ／Ａ変
換器であり、フィードバック系のＲ１，Ｒ２を選択設定
することで（３）式に示す特性を得る。従って、図５に
おけるｓｉｎφとｃｏｓφは、次の数４の（１１）式で
表される。
【００２０】
【数４】
【００２１】なお、前記の図５及び（３）、（１１）式
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を減算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。
によれば、０°〜９０°の範囲でしか演算できない訳で
あるが、１回転を９０°単位の４象限に分けて合成する
ことにより、全範囲をカバーすることができる。すなわ
ち、図６に示す如く、ｓｉｎφは単調増加特性、ｃｏｓ
φは単調減少特性であることより、図７のように組合せ
により実現できる。従って、前述の組合せにより、前述
の（２）式を全範囲で実現することができるものであ
る。 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） （２）式 また、前述のＳＩＮ，ＣＯＳマルチプライヤ２の具体的
なブロック回路としては、図８に示すように、回転信号
ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）、ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を図７で示す
信号選択ロジック２０に入力して、ｃｏｓφとｓｉｎφ
を減算処理することにより前記第１出力信号ｓｉｎ（θ
−φ）・ｆ（ｔ）を出力することができる。
【００２２】次に、多回転数検出方法について述べる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回路２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。
図９に示すように、１回転（０〜３６０°）用カウンタ
６より得られる桁上げ（ＣＡ．）及び桁下げ（ＢＯ．）
信号出力を上位の多回転カウンタ７へ導入することによ
り、自動的に多回転カウントを実現する。なお、ラッチ
回路２１，２２を用いることにより多回転数プリセット
ができる。この多回転検出値そのものは、原理より明ら
かなように、絶対値ではないが、電源継続投入状態に限
って絶対値検出（多回転部分含めた）を実現するための
手段として、図９に示す回路が付加されている。これに
よれば、電源投入時に機械軸に合わせた多回転数を各ラ
ッチ回路２１，２２によりプリセットしていることによ
り、等価的に全範囲での絶対値検出が実現可能となる。
なお、上記の発展として、電源の如何に関わらず、絶対
値検出が実現できるためには、少なくとも電源ＯＦＦ時
に機械軸が０°をよぎるような動きをしないことが前提
条件となる。
【００２３】次に、ＵＰ／ＤＯＷＮパルス発生可能な電
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶinに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶTHを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖoutが得られ、出力Ｖoutは
スレッショルドＶTHと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶTH及
び出力周波数ｆ0は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。
圧制御発振器（ＶＣＯ）の動作について述べる。従来の
トラッキング方式においては、ＶＣＯは単極性アナログ
信号入力レベルに応じたパルス発振器であり、ＵＰ／Ｄ
ＯＷＮの極性判別は別の回路で行われていたが、本発明
によるＶＣＯは、上記全機能を有し、回路の簡略化・安
定化・高速化に努めたものである。すなわち、図１０で
示される基本構成の電圧制御発振部５Ａの帰還用コンデ
ンサＣの両端間に接続されたスイッチＳへパルス５ｃを
印加すると共に前記積分器４からの出力４ａをＶinに入
力することにより図１１で示すスレッショルドＶTHを有
する鋸歯状波からなる出力Ｖoutが得られ、出力Ｖoutは
スレッショルドＶTHと一致するとパルス５ｃにより帰還
用コンデンサＣの蓄積電荷が放電されることにより充放
電を繰り返し、鋸歯状波を形成する。この出力はＶTH及
び出力周波数ｆ0は次の数５の（１２）式及び（１３）
式の通りである。
【００２４】
【数５】
【００２５】また、図１２で示されるように、前述の電
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。
圧制御発振器５は、前述の図１０で示す電圧制御発振器
５Ａの出力側に４個のコンパレータＣＯＭＰ１〜４が設
けられると共に、各コンパレータＣＯＭＰ１〜４の出力
５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ側に設けた４個のゲート回路Ｇ
１〜Ｇ４が設けられ、ゲート回路Ｇ２とＧ３に接続され
たゲート回路Ｇ５からの前記パルス５ｃが前記コンデン
サＣの両端間に接続されたスイッチＳに印加され、ゲー
トＧ１からアップパルス５ａが、ゲートＧ４からダウン
パルス５ｂが出力されるように構成されている。なお、
実験の結果、２ＭＨｚ程度迄の安定な発振を得ることが
できた。また、この図１２の動作を示す波形図は図１３
に示す通りである。
【００２６】また、レゾルバの場合、その信号形態は、
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ1＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ2＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。 ｆ
（ｔ）＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが
得られることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号
１３ａをＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させ
ず単に固定すれば良い。
（１）式で示す如く２相正弦波（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）
にｆ（ｔ）なる励磁成分で変調されている。従って、周
知の正弦波エンコーダの如く、（１４）式に示す様な励
磁成分ｆ（ｔ）を含まぬような信号形態であっても、原
理的に変換可能であり、応用範囲は拡大される。 Ｅ1＝Ｋ・ｓｉｎθ Ｅ2＝Ｋ・ｃｏｓθ （１４）式 すなわち、（１４）式で明白なように、（１）式におい
て励磁成分ｆ（ｔ）＝１とすれば等価となる。 ｆ
（ｔ）＝１、すなわち、同期検波せずして制御偏差εが
得られることとなり、図１の同期検波ＯＮ／ＯＦＦ信号
１３ａをＯＦＦすることにより同期検波回路を機能させ
ず単に固定すれば良い。
【００２７】
【発明の効果】本発明によるディジタル角度変換方法
は、以上のように構成されているため、次のような効果
を得ることができる。すなわち、ＳＩＮ・ＣＯＳマルチ
プライヤ、電圧制御発振器、三角波発振回路等をモノリ
シック半導体化可能としたので、信頼性及び利便性の向
上、低価格化及び多機能化を達成することができた。更
に、高速追従性が可能となった。
は、以上のように構成されているため、次のような効果
を得ることができる。すなわち、ＳＩＮ・ＣＯＳマルチ
プライヤ、電圧制御発振器、三角波発振回路等をモノリ
シック半導体化可能としたので、信頼性及び利便性の向
上、低価格化及び多機能化を達成することができた。更
に、高速追従性が可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル角度変換方法を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】レゾルバの等価回路である。
【図３】図２の三角波による励磁及び出力状態を示す波
形図である。
形図である。
【図４】励磁成分位相同期化を示す波形図である。
【図５】三角関数近似演算に用いる回路図である。
【図６】ｓｉｎφとｃｏｓφの特性図である。
【図７】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ部信号選択ロジ
ック図である。
ック図である。
【図８】ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤの具体例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】多回転データ処理部を示すブロック図である。
【図１０】電圧制御発振器の一部を示す回路図である。
【図１１】図１０の波形図である。
【図１２】電圧制御発振器の全体を示す回路図である。
【図１３】図１２の各部の波形図である。
【図１４】Ｚ信号の生成構成図である。
【図１５】Ａ，Ｂ信号の生成構成図である。
【図１６】Ｕ，Ｖ，Ｗ信号の生成構成図である。
【図１７】従来のトラッキング方式Ｒ／Ｄ変換の構成図
である。
である。
【符号の説明】 １ 回転検出器 ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） 回転信号 ｆ（ｔ） 励磁成分 φ ディジタル角度出力 ２ ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） 第１出力信号 ３ 同期検波部 ｓｉｎ（θ−φ） 第２出力信号 ４ 積分器 ５ 電圧制御発振器 ６ １回転カウンタ ７ 多回転カウンタ １１ 同期位相検出部 １２ エンコーダ相当パルス発生ロジック部
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図６】
【図１０】
【図１５】
【図４】
【図５】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１４】
【図１２】
【図１３】
【図１６】
【図１７】
Claims (4)
- 【請求項１】 回転検出器(1)から得た回転信号(ｓｉｎ
θ・ｆ(ｔ)、ｃｏｓφ・ｆ(ｔ)但し、ｆ(ｔ)は励磁成
分)よりディジタル角度出力(φ)を得るようにしたディ
ジタル角度変換方法において、前記回転信号(ｓｉｎθ
・ｆ(ｔ)、ｃｏｓθ・ｆ(ｔ))をｓｉｎ，ｃｏｓマルチ
プライヤ(2)に導入して前記ディジタル角度出力(φ)よ
り得られるｓｉｎφ及びｃｏｓφと相互演算してｓｉｎ
θ・ｆ(ｔ)×ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｆ(ｔ)×ｓｉｎφ＝
ｓｉｎ(θ−φ)・ｆ(ｔ)の第１出力信号(ｓｉｎ(θ−
φ)・ｆ(ｔ))を得ると共に、前記第１出力信号ｓｉｎ
(θ−φ)・ｆ(ｔ)を同期検波部(3)にて同期整流して前
記励磁成分ｆ(ｔ)を除去して第２出力信号ｓｉｎ(θ−
φ)を得、前記第２出力信号ｓｉｎ(θ−φ)を積分器(4)
及び電圧制御発振器(5)を介して１回転カウンタ(6)で前
記ディジタル角度出力(φ)を得、前記ディジタル角度出
力(φ)を前記ｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤ(2)及び同
期位相検出部(11)に入力してフィードバック制御し、こ
のフィードバック制御における制御偏差ε＝ｓｉｎ(θ
−φ)を零とすることによりθ＝φとすることを特徴と
するディジタル角度変換方法。 - 【請求項２】 前記励磁成分ｆ(ｔ)は、三角波発振回路
(14)から得られた三角波を用いることを特徴とする請求
項１記載のディジタル角度変換方法。 - 【請求項３】 前記ディジタル角度出力(φ)をエンコー
ダ相当パルス発生ロジック部(12)を介して、エンコーダ
信号(Ａ，Ｂ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗ)を得ることを特徴とする
請求項１又は２記載のディジタル角度変換方法。 - 【請求項４】 前記１回転カウンタ(6)の出力を多回転
カウンタ(7)に入力して多回転データ(ＭＴ)を得ること
を特徴とする請求項１ないし２記載のディジタル角度変
換方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09246915A JP3098732B2 (ja) | 1997-09-11 | 1997-09-11 | ディジタル角度変換方法 |
| US08/988,134 US5815424A (en) | 1997-09-11 | 1997-12-10 | Digital angle conversion method |
| EP97310199A EP0902543B1 (en) | 1997-09-11 | 1997-12-16 | Digital angle conversion |
| DE69733753T DE69733753T2 (de) | 1997-09-11 | 1997-12-16 | Verfahren und Gerät zur Digitalwandlung von Winkeln |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09246915A JP3098732B2 (ja) | 1997-09-11 | 1997-09-11 | ディジタル角度変換方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1183544A true JPH1183544A (ja) | 1999-03-26 |
| JP3098732B2 JP3098732B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=17155652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09246915A Expired - Fee Related JP3098732B2 (ja) | 1997-09-11 | 1997-09-11 | ディジタル角度変換方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5815424A (ja) |
| EP (1) | EP0902543B1 (ja) |
| JP (1) | JP3098732B2 (ja) |
| DE (1) | DE69733753T2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003097974A (ja) * | 2001-09-21 | 2003-04-03 | Toyota Motor Corp | レゾルバ信号処理装置 |
| EP1630526A2 (en) | 2004-08-23 | 2006-03-01 | Sony Corporation | Resolver signal processing system |
| JP2006292434A (ja) * | 2005-04-06 | 2006-10-26 | Sony Corp | 角度検出信号処理装置 |
| JP2007052001A (ja) * | 2005-07-19 | 2007-03-01 | Hitachi Ltd | 位相検出回路及びこれを用いたレゾルバ／デジタル変換器並びに制御システム |
| JP2009145273A (ja) * | 2007-12-17 | 2009-07-02 | Tamagawa Seiki Co Ltd | 振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器 |
| US8212515B2 (en) | 2008-07-11 | 2012-07-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Microcomputer and motor control system provided therewith |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3442316B2 (ja) * | 1999-06-11 | 2003-09-02 | 多摩川精機株式会社 | アナログ信号のディジタル変換方法 |
| JP2002131083A (ja) * | 2000-10-20 | 2002-05-09 | Tamagawa Seiki Co Ltd | ２相正弦波信号のデジタル変換における分解能自動切換方法及び回路 |
| JPWO2005068245A1 (ja) * | 2004-01-16 | 2007-12-27 | ヤマハ発動機株式会社 | ハイブリッド車両 |
| JP2006017659A (ja) * | 2004-07-05 | 2006-01-19 | Tamagawa Seiki Co Ltd | アナログ信号のデジタル変換方法 |
| WO2007137625A1 (en) * | 2006-06-01 | 2007-12-06 | Freescale Semiconductor, Inc. | Sin-cos sensor arrangement, integrated circuit and method therefor |
| JP4226044B2 (ja) | 2007-03-07 | 2009-02-18 | 日本航空電子工業株式会社 | トラッキングループ型デジタル角度変換器、角度／デジタル変換装置 |
| CN104135284B (zh) * | 2014-07-30 | 2017-05-03 | 佛山科学技术学院 | 一种鉴相方法、装置，以及锁相方法和锁相环 |
| KR101646346B1 (ko) * | 2014-09-23 | 2016-08-05 | 현대자동차주식회사 | 모터 제어 장치 및 방법 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3728719A (en) * | 1972-03-20 | 1973-04-17 | Us Navy | R-2r resistive ladder, digital-to-analog converter |
| US4149260A (en) * | 1977-09-14 | 1979-04-10 | General Motors Corporation | Analog to digital converter for providing the digital representation of an angle |
| US4335443A (en) * | 1979-12-21 | 1982-06-15 | Dickey Baron C | Electronic angle resolver |
| US4933674A (en) * | 1984-06-11 | 1990-06-12 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for correcting resolver errors |
| DE3734938A1 (de) * | 1987-10-15 | 1989-05-03 | Stegmann Uhren Elektro | Sensoreinheit, insbesondere zum betrieb von elektrisch kommutierten synchronelektromotoren in servoregelkreisen |
| US4841209A (en) * | 1987-11-25 | 1989-06-20 | United Technologies Corporation | Actuator control system with displacement sensor fault detection |
| GB8913319D0 (en) * | 1989-06-09 | 1989-07-26 | British Gas Plc | Moling system |
| GB2242583B (en) * | 1990-03-27 | 1993-12-22 | F T Tech Ltd | Dual reference tracking resolver to digital converter |
| US5451945A (en) * | 1994-02-22 | 1995-09-19 | The United States Of America As Represented By The Administrator, National Aeronautics And Space Administration | Multi-speed multi-phase resolver converter |
| JP3410801B2 (ja) * | 1994-03-29 | 2003-05-26 | 多摩川精機株式会社 | アブソリュート信号検出方法及びアブソリュートエンコーダ |
-
1997
- 1997-09-11 JP JP09246915A patent/JP3098732B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-10 US US08/988,134 patent/US5815424A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-16 EP EP97310199A patent/EP0902543B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-16 DE DE69733753T patent/DE69733753T2/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003097974A (ja) * | 2001-09-21 | 2003-04-03 | Toyota Motor Corp | レゾルバ信号処理装置 |
| JP4561024B2 (ja) * | 2001-09-21 | 2010-10-13 | トヨタ自動車株式会社 | レゾルバ信号処理装置 |
| EP1630526A2 (en) | 2004-08-23 | 2006-03-01 | Sony Corporation | Resolver signal processing system |
| US7123175B2 (en) | 2004-08-23 | 2006-10-17 | Sony Corporation | Angle detection apparatus computing phase differences between first and second phase angles |
| JP2006292434A (ja) * | 2005-04-06 | 2006-10-26 | Sony Corp | 角度検出信号処理装置 |
| JP2007052001A (ja) * | 2005-07-19 | 2007-03-01 | Hitachi Ltd | 位相検出回路及びこれを用いたレゾルバ／デジタル変換器並びに制御システム |
| JP4627746B2 (ja) * | 2005-07-19 | 2011-02-09 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 位相検出回路及びこれを用いたレゾルバ／デジタル変換器並びに制御システム |
| JP2009145273A (ja) * | 2007-12-17 | 2009-07-02 | Tamagawa Seiki Co Ltd | 振幅変調信号の同期検波方法及び回転信号処理器 |
| US8212515B2 (en) | 2008-07-11 | 2012-07-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Microcomputer and motor control system provided therewith |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69733753D1 (de) | 2005-08-25 |
| EP0902543A3 (en) | 2002-06-19 |
| EP0902543A2 (en) | 1999-03-17 |
| JP3098732B2 (ja) | 2000-10-16 |
| DE69733753T2 (de) | 2006-01-05 |
| US5815424A (en) | 1998-09-29 |
| EP0902543B1 (en) | 2005-07-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3098732B2 (ja) | ディジタル角度変換方法 | |
| US7123175B2 (en) | Angle detection apparatus computing phase differences between first and second phase angles | |
| US6552666B1 (en) | Phase difference detection device and method for a position detector | |
| US6891492B1 (en) | Method of converting an analog signal into a digital signal | |
| US4266176A (en) | Induction motor slip frequency controller | |
| EP2077621A2 (en) | Reference signal generation circuit, angle converter, and angle detection apparatus | |
| JP6961209B2 (ja) | アナログ信号のディジタル変換方法 | |
| US8924179B2 (en) | Assembly and method for determining an angular position | |
| US6320524B1 (en) | R/D converter | |
| JPH11257997A (ja) | レゾルバにおける三角波による電流制御励磁方法 | |
| JPH11261381A (ja) | 電圧制御発振方法 | |
| JP4708070B2 (ja) | 角度検出信号処理装置 | |
| JPH11118521A (ja) | Ｖｒ形レゾルバ及びレゾルバ信号処理回路 | |
| JPS6333616A (ja) | レゾルバ・デジタル変換器 | |
| JP2013061161A (ja) | 回転角度検出装置 | |
| JPS645203Y2 (ja) | ||
| JP2938472B2 (ja) | 回転角検出装置 | |
| JPS62203596A (ja) | 三相交流電動機の速度制御装置 | |
| SU682931A1 (ru) | Преобразователь угла поворота вала в код | |
| SU1744441A1 (ru) | Способ контрол погрешности синусно-косинусного преобразовател перемещений в фазу выходного сигнала | |
| JPH0789067B2 (ja) | レゾルバ・デジタル変換器 | |
| JPH08114464A (ja) | 信号変換回路 | |
| JPS6212862A (ja) | 回転体の速度検出器 | |
| JPS6371617A (ja) | レゾルバ・デジタル変換器 | |
| JPS5931256B2 (ja) | 位相同期回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |