DE69722168T2 - Akustische Oberflächenwellenfilter mit erzeugten Dämpfungspolen durch Impedanzschaltungen - Google Patents

Akustische Oberflächenwellenfilter mit erzeugten Dämpfungspolen durch Impedanzschaltungen

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DE69722168T2
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Description

    HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein akustische Oberflächenwellenfilter mit Polen und insbesondere akustische Oberflächenwellenfilter vom Resonatortyp, die zum Beispiel in Mobilkommunikationsgeräten verwendet werden.
  • Ähnlich wie integrierte Schaltungen sind akustische Oberflächenwellenfilter, nachfolgend als SAW-Filter bezeichnet, klein und leicht, und sie können leicht massengefertigt werden. Aus diesem Grunde werden SAW-Filter weithin als Radiofrequenz(RF)-Filter in Vorrichtungen wie z. B. tragbaren Telefongeräten und Personenrufgeräten verwendet.
  • Ein tragbares Telefongerät vom Typ mit Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA) zum Beispiel sendet in einem Frequenzband und empfängt in einem benachbarten Frequenzband. Das Gerät benötigt dementsprechend einen Antennenduplexer mit einem Paar Filter, wobei ein Filter Frequenzen im Sendeband durchlässt und Frequenzen im Empfangsband zurückweist, während das andere Filter die entgegengesetzte Funktion durchführt. Jedes Filter muss niedrigen Einfügungsverlust im Durchlassband, steilen Flankenabfall zwischen dem Durchlassband und dem benachbarten Sperrband und hohe Dämpfung über die ganze Breite des Sperrbandes hinweg bereitstellen. Diese Anforderungen werden konventionell durch die Verwendung einer Siebkette erfüllt, die einen oder mehrere Längszweig-SAW-Resonatoren und einen oder mehrere Querzweig-SAW-Resonatoren aufweist, wobei die Sperrbanddämpfung durch Pole in der Übertragungsfunktion des Filters erzeugt wird.
  • Da an Mobilkommunikationsgeräte zunehmende Leistungsanforderungen gestellt werden, wird es jedoch schwierig, die obigen Anforderungen mit einer SAW-Siebkette ausreichend zu erfüllen. Ein Grund ist, dass die Breite des Durchlassbandes, der Einfügungsverlust und die Steilheit des Flankenabfalls von den Eigenschaften des piezoelektrischen Substrats abhängen, auf dem die SAW-Resonatoren ausgebildet werden. Breite Sperrbänder mit der notwendigen hohen Dämpfung zu schaffen, ist besonders schwierig.
  • Diese Probleme sind unter Verwendung der Beziehungen zwischen Durchlassband und Sperrbändern und den Resonanzfrequenzen (Serienresonanzfrequenzen) und Antiresonanzfrequenzen (Parallelresonanzfrequenzen) der SAW-Resonatoren in einer SAW-Siebkette schwierig zu lösen, wegen Beschränkungen bei Breite, Anordnung und Abstand von Durchlassband und Sperrbändern. Es ist besonders schwierig, breite Sperrbänder mit hoher Dämpfung nahe an das Durchlassband zu legen und dennoch einen niedrigen Einfügungsverlust im Durchlassband aufrechtzuerhalten. Allgemeine Beispiele für SAW-Filter findet man in der EP 732 806 A und der EP 178 970 A.
    • KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
  • Eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Frequenzkennlinien von SAW-Siebketten mit Polen zu verbessern.
  • Eine speziellere Aufgabe ist es, hohe Sperrbanddämpfung über einen weiten Bereich von Sperrbandfrequenzen zu erhalten.
  • Eine weitere Aufgabe ist es, steilen Flankenabfall zwischen dem Sperrband und dem Durchlassband zu erhalten.
  • Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung enthält ein akustisches Oberflächenwellenfilter eine akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung und eine Zweitor-Impedanzschaltung, die parallel verbunden sind. Die akustische Zweitor- Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung enthält einen Phasenschieber, mindestens einen akustischen Längszweig-Oberflächenwellenresonator und mindestens einen akustischen Querzweig-Oberflächenwellenresonator. Die Zweitor-fmpedanzschaltung hat eine Impedanz, die einen Dämpfungspol erzeugt, indem die Leerlaufimpedanz des akustischen Oberflächenwellenfilters gleich der Kurzschlussimpedanz gemacht wird.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung enthält ein akustisches Oberflächenwellenfilter eine akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung und eine Zweitor-Impedanzschaltung, die parallel verbunden sind. Die akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschalfung enthält zwei akustische Längszweig-Oberflächenwellenresonaforen und zwei akustische Querzweig-Oberflächenwellenresonatoren. Wie in der ersten Erscheinung hat die Zweitor-Impedanzschaltung eine Impedanz, die einen Dämpfungspol erzeugt, indem die Leerlaufimpedanz des akustischen Oberflächenwellenfilters gleich der Kurzschlussimpedanz gemacht wird.
  • In beiden Erscheinungen der Erfindung verbessert der durch die Impedanzschaltung erzeugte Dämpfungspol die Frequenzkennlinie des Filters, indem er die Sperrbanddämpfung vergrößert, wobei über einen weiten Bereich von Sperrbandfrequenzen eine hohe Dämpfung erhalten werden kann, mit steilem Flankenabfall zwischen dem Durchlassband und Sperrband.
    • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • In den beigefügten Zeichnungen:
  • Fig. 1 ist eine Perspektivansicht des Frontend-Abschnitts einer Drahtlos-Kommunikationsvorrichtung;
  • Fig. 2 ist eine Prinzipskizze einer ersten Ausführungsform der Erfindung, die zur Verwendung als das Empfangs-SAW-Filter in Fig. 1 geeignet ist;
  • Fig. 3 zeigt Fig. 2, umgezeichnet als ein Paar Zweitor-Schaltungen, die parallel verbunden sind;
  • Fig. 4 zeigt Fig. 2, umgezeichnet für den Fall von Ausgangsanschlüssen im Leerlauf;
  • Fig. 5 zeigt Fig. 2, umgezeichnet für den Fall von kurzgeschlossenen Ausgangsanschlüssen;
  • Fig. 6 zeigt verschiedene Frequenzkennlinien der ersten Ausführungsform für verschiedene Kapazitätswerte;
  • Fig. 7 ist eine Prinzipskizze einer zweiten Ausführungsform, die ebenfalls zur Verwendung als das Empfangs-SAW-Filter in Fig. 1 geeignet ist;
  • Fig. 8 ist eine Prinzipskizze eines konventionellen Filters mit den gleichen SAW- Resonatoren wie in Fig. 7;
  • Fig. 9 vergleicht die Frequenzkennlinien der Filter in Fig. 7 und 8;
  • Fig. 10 ist eine Prinzipskizze einer dritten Ausführungsform, die zur Verwendung als das Sende-SAW-Filter in Fig. 1 geeignet ist;
  • Fig. 11 zeigt Fig. 10, umgezeichnet als ein Paar Zweitor-Schaltungen, die in Reihe verbunden sind;
  • Fig. 12 ist eine vereinfachte Zeichnung der Interdigitalwandlerstrukturen in der dritten Ausführungsform, die die Verwendung eines Verbindungsdrahts als die Impedanzschaltung veranschaulicht;
  • Fig. 13 zeigt Ersatzschaltungsdarstellungen der SAW-Resonatoren in Fig. 10;
  • Fig. 14 veranschaulicht die linke Hälfte von Fig. 13;
  • Fig. 15 veranschaulicht ein konventionelles Filter ohne Impedanzschaltung;
  • Fig. 16 zeigt Ersatzschaltungsdarstellungen der SAW-Resonatoren in Fig. 15;
  • Fig. 17 zeigt Leerlauf- und Kurzschluss-Frequenzkennlinien für das konventionelle Filter in Fig. 15;
  • Fig. 18 zeigt Leerlauf- und Kurzschluss-Frequenzkennlinien für die dritte Ausführungsform;
  • Fig. 19 vergleicht Frequenzkennlinien der Filter in Fig. 15 und der dritten Ausführungsform;
  • Fig. 20 fasst den Vergleich von Fig. 19 zusammen;
  • Fig. 21 ist eine Prinzipskizze eines vierstufigen Filters mit drei Querzweig-SAW- Resonatoren und einem einzelnen Induktor;
  • Fig. 22 ist eine Prinzipskizze eines fünfstufigen Filters mit drei Querzweig-SAW- Resonatoren und einem einzelnen Induktor;
  • Fig. 23 ist eine Prinzipskizze einer vierten Ausführungsform der Erfindung, die ebenfalls zur Verwendung als das Sende-SAW-Filter in Fig. 1 geeignet ist;
  • Fig. 24 vergleicht Frequenzkennlinien der Filter in Fig. 22 und 23;
  • Fig. 25 ist eine Prinzipskizze einer fünften Ausführungsform der Erfindung, die ebenfalls zur Verwendung als das Sende-SAW-Filter in Fig. 1 geeignet ist;
  • Fig. 26, 27, 28 und 29 veranschaulichen alternative Konfigurationen der Zweitor- Impedanzschaltung in Fig. 3; und
  • Fig. 30, 31, 32 und 33 veranschaulichen alternative Konfigurationen der Zweitor- Impedanzschaltung in Fig. 11.
    • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Ausführungsformen der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beigefügten veranschaulichenden Zeichnungen beschrieben.
  • Als ein Beispiel für ein System, bei dem die Erfindung in die Praxis umgesetzt werden kann, zeigt Fig. 1 einen Teil des RF-Abschnitts eines tragbaren CDMA-Telefongerätes, mit einem Antennenduplexer 1, einem rauscharmen Verstärker (LNA) 2, einem Leistungsverstärker (AMP) 3 und anderen Schaltungen (nicht sichtbar). Der Antennenduplexer 1, der die Schnittstelle zwischen den Verstärkern 2 und 3 und einer Antenne 4 ist, umfasst eine Kopplungsschaltung 5, ein Empfangs(Rx)-SAW-Filter 6 und ein Sende(Tx)-SAW-Filter 7. Die Kopplungsschaltung 5 umfasst Verbindungsleitungen und andere Bestandteile wie z. B. Induktoren und Kondensatoren, die in der Zeichnung nicht explizit gezeigt sind. Das Empfangs-SAW-Filter 6 umfasst eine Mehrzahl von SAW- Resonatoren mit Metallfolie-Interdigitalwandlern, die auf einem piezoelektrischen Sub strat 8 ausgebildet sind. Das Sende-SAW-Filter 7 hat einen ähnlichen Aufbau, dessen Details später gezeigt werden. All diese Bestandteile sind auf einem Hauptsubstrat 9 wie z. B. einem Keramiksubstrat oder einem Glas-Epoxid-Substrat angebracht.
  • Dieses Telefongerät sendet zum Beispiel in einem Frequenzband von achthundertvier- undzwanzig Megahertz bis achthundertneunundvierzig Megahertz (824 MHz bis 849 MHz) und empfängt in einem Frequenzband von 869 MHz bis 894 MHz. Das Sende- SAW-Filter 7 hat vorzugsweise einen Einfügungsverlust von 1,5 Dezibel (dB) oder weniger im Sendeband und eine Dämpfung von mindestens 35 dB im Empfangsband. Das Empfangs-SAW-Filter 6 hat vorzugsweise einen Einfügungsverlust von 4 dB oder weniger im Empfangsband und eine Dämpfung von mindestens 50 dB im Sendeband.
    • Erste Ausführungsform
  • Die erste Ausführungsform der Erfindung ist ein SAW-Filter, das zur Verwendung als das Empfangsfilter 6 in Fig. 1 geeignet ist. Unter Bezugnahme auf Fig. 2 umfasst diese Ausführungsform des Empfangsfilters 6 einen Phasenschieber 10, ein Paar Längszweig-SAW-Resonatoren 12 und 14, einen Querzweig-SAW-Resonator 16, einen Induktor 18 und einen Kondensator 20. Diese Elemente bilden eine Zweitor-Schaltung, wobei das Eingangstor einen Eingangsanschluss 22 und einen Masse- oder Erd(E)- Anschluss 24 aufweist und das Ausgangstor einen Ausgangsanschluss 26 und einen Erdanschluss 28 aufweist.
  • Der Phasenschieber 10 und die Längszweig-SAW-Resonatoren 12 und 14 sind zwischen dem Eingangsanschluss 22 und dem Ausgangsanschluss 26 in Reihe verbunden. Der Induktor 18 und der Kondensator 20 sind ebenfalls zwischen dem Eingangsanschluss 22 und dem Ausgangsanschluss 26 in Reihe verbunden, parallel zu dem Phasenschieber 10 und den Längszweig-SAW-Resonatoren 12 und 14. Der Querzweig-SAW-Resonator 16 ist auf einer Seite mit einem Knoten, der zwischen den zwei Längszweig-SAW-Resonatoren 12 und 14 liegt, und auf der anderen Seite mit den Erdanschlüssen 24 und 28 verbunden.
  • Der Phasenschieber 10 und die SAW-Resonatoren 12, 14 und 16 sind auf einem gemeinsamen piezoelektrischen Substrat ausgebildet. Der Phasenschieber 10 umfasst eine Streifenleitung mit einer Gesamtlänge von elf Zentimeter (11 cm). Jeder der zwei Längszweig-SAW-Resonatoren 12 und 14 umfasst einen Interdigitalwandler mit einhundert Paaren Elektrodenfingern, die über eine als Apertur bezeichnete Strecke von fünfzig Mikrometer (50 um) ineinandergreifen. Der Querzweig-SAW-Resonator 16 umfasst einen Interdigitalwandler mit sechsundachzig Paaren Interdigitalfingern und einer Apertur von 86 um. Der Phasenschieber 10 hat eine bestimmte Impedanz ZP. Der Induktor umfasst einen Verbindungsdraht mit einer Induktivität L&sub0; von drei Nanohenry (3,0 nH). Der Kondensator 20 hat eine Kapazität C&sub0; von zum Beispiel 0,1 Picofarad (0,1 pf).
  • Die erste Ausführungsform ist ein zweistufiges SAW-Filter. Die erste Stufe umfasst den Längszweig-SAW-Resonator 12 und den Querzweig-SAW-Resonator 16. Die zweite Stufe umfasst den Querzweig-SAW-Resonator 16 und den Längszweig-SAW-Resonator 14. Bei SAW-Filtern allgemein bildet jedes benachbarte Paar Längs- und Querzweig-SAW-Resonatoren eine Stufe des Filters.
  • Unter Bezugnahme auf Fig. 3 kann diese Filterschaltung auch als ein Paar Zweitor- Schaltungen aufweisend beschrieben werden, die zwischen dem Eingangsanschluss 22 und Ausgangsanschluss 26 und zwischen den Erdanschlüssen 24 und 28 parallel verbunden sind. Eine Zweitor-Schaltung ist eine SAW-Filterschaltung 30, die den Phasenschieber 10 und die SAW-Resonatoren 12, 14 und 16 aufweist. Die andere Zweitor-Schaltung ist eine Impedanzschaltung 32, die den Induktor 18 und Kondensator 20 und eine Erdleitung 34 aufweist. Für ein Eingangssignal mit einer Frequenz f und Winkelfrequenz ω gleich 2πf wirken der Induktor 18 und der Kondensator 20 zusammen, um die Impedanzschaltung 32 mit einer Impedanz ZA gleich jωL&sub0; + 1/(jωC&sub0;) zu versehen, worin j die Quadratwurzel von minus eins darstellt.
  • Die Zweitor-Beschreibung der Impedanzschaltung 32 ist beim Berechnen der Frequenzkennlinie des Filters nützlich. Die Parallelverbindung zum Beispiel bedeutet, dass sich die Admittanzmatrizen der Zweitor-Schaltungen 30 und 32 additiv verbinden. Im allgemeinen Fall kann die Zweitor-Schaltung 32 andere Konfigurationen als die in Fig. 3 gezeigten haben, von denen einige später beschrieben werden.
  • Als Nächstes wird der Betrieb dieser Ausführungsform beschrieben:
  • Der Betrieb der Schaltung in Fig. 2 kann analysiert werden, indem die Impedanz Z&sub0; zwischen dem Eingangsanschluss 22 und dem Erdanschluss 24, wenn der Ausgangsanschluss 26 und der Erdanschluss 28 im Leerlauf sind, und die Impedanz ZS zwischen dem Eingangsanschluss 22 und dem Erdanschluss 24, wenn der Ausgangsanschluss 26 und der Erdanschluss 28 kurzgeschlossen sind, berechnet wird. ZO und ZS können außerdem in Form von ABCD-Übertragungsparametern angegeben werden, wobei 4 gleich A/C ist und ZS gleich B/D ist. Definitionen der ABCD-Parameter findet man zum Beispiel in "Electronics Engineer's Handbook", herausgegeben von Fink et al., veröffentlich von McGraw-Nill.
  • Die Größen 4 und 25 hängen von der Winkelfrequenz w des Eingangssignals ab. fn Dezibel ausgedrückt, ist die Frequenzkennlinie a(w) der Schaltung in Fig. 2 durch die folgende Gleichung (1) gegeben, in der Log den Logarithmus darstellt.
  • α(ω) = 20,0 · Log (1 + ZO)(1 + ZS)/(ZO - ZS) (1)
  • Man erkennt, dass diese Frequenzkennlinie Pole bei Frequenzen, bei denen ZO unendlich ist, bei Frequenzen, bei denen ZS unendlich ist, und bei Frequenzen hat, bei denen ZO gleich ZS ist. Der letzte Fall ist hier von Interesse.
  • Die Leerlauf-Konfiguration kann wie in Fig. 4 gezeigt umgezeichnet werden. Man erkennt, dass ZO den folgenden Wert hat.
  • Die Kurzschluss-Konfiguration kann wie in Fig. 5 gezeigt umgezeichnet werden. Man erkennt, dass ZS den folgenden Wert hat.
  • worin
  • Beiden Sperrbandfrequenzen in der vorliegenden Ausführungsform ist ZA viel kleiner als die Impedanzen Z&sub1;, Z&sub2; und Z&sub3; der SAW-Resonatoren 12, 14 und 16, so dass die obigen Gleichungen (2) und (3) wie folgt vereinfacht werden können.
  • ZS ∼ ZA (6)
  • Da 4 im wesentlichen unabhängig von ZA ist und ZS im wesentlichen gleich ZA ist, kann ein Dämpfungspol bei einer gewünschten Sperrbandfrequenz erzeugt werden, indem ZA so gewählt wird, dass bei dieser Frequenz ZO gleich ZS ist. Und da ZO von ZP abhängt und ZS im wesentlichen unabhängig von ZP ist, kann der Wert von ZP gewählt werden, um ZO einzustellen, ohne ZS stark zu beeinflussen. Auf dieser Weise kann der Frequenzbereich erweitert werden, über den Impedanzanpassung zwischen ZO und 2ZS erreicht wird.
  • Einstellung von ZP vergrößert außerdem den Frequenzbereich, über den Impedanzanpassung zwischen dem SAW-Filter und externen Schaltungen erreicht wird.
  • Fig. 6 veranschaulicht die Wirkung der Einstellung von ZA, spezieller der Einstellung der Kapazität C&sub0; des Kondensators 20. Die Horizontalachse stellt die Frequenz dar; die Vertikalachse stellt die Dämpfung in Dezibel dar. Die mit 'a' markierte Kurve wurde erhalten, wenn in der vorliegenden Ausführungsform C&sub0; auf den Wert 0,1 pF gesetzt wurde. Für die Kurve 'b' wurde C&sub0; auf den Wert 0,2 pF gesetzt, für die Kurve 'c' auf 0,5 pF und für die Kurve 'd' auf null. Die Kurve 'd' entspricht dem Fall, in dem die Impedanzschaltung mit dem Induktor 18 und dem Kondensator 20 nicht vorhanden ist.
  • Diese Änderungen an C&sub0; haben nur eine geringe Wirkung auf das Durchlassband von 864 MHz bis 894 MHz, haben jedoch eine große Wirkung auf die oberen und unteren Sperrbänder. Ein Vergleich der Kurven 'a' und 'd' zeigt, dass bei beiden Sperrbändern die erste Ausführungsform den Frequenzbereich erweitert, über den eine gegebene Dämpfung erzielt wird.
    • Zweite Ausführungsform
  • Um die Sperrband-Dämpfungskennlinien zu verbessern, können weitere SAW-Resonatoren hinzugefügt werden, wie in Fig. 7 gezeigt. Wie in der ersten Ausführungsform umfasst die Impedanzschaltung einen Induktor 18 mit einer Impedanz L&sub0; von 3,0 nH und einen Kondensator 20 mit einer Kapazität C&sub0; von 0,1 pF. Der Phasenschieber 10 ist wieder eine 11-cm-Streifenleitung. Jeder der Längszweig-SAW-Resonatoren 12, 14 und 38 umfasst einen Interdigitalwandler mit einhundert Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 50 um. Wie in der ersten Ausführungsform sind der Induktor 18 und der Kondensator 20 mit dem Phasenschieber 10 und dem ersten Paar Längszweig- SAW-Resonatoren 12 und 14 parallel verbunden.
  • Die zweite Ausführungsform umfasst vier Querzweig-SAW-Resonatoren 40, 42, 44 und 46, die in einer Kettenkonfiguration mit den Längszweig-SAW-Resonatoren verbunden sind. Die ersten und letzten Querzweig-SAW-Resonatoren 40 und 46 weisen jeweils einen Interdigitalwandler mit sechzig Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 60 um auf. Die zwei inneren Querzweig-SAW-Resonatoren weisen jeweils einen Interdigitalwandler mit fünfundachtzig Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 85 um auf.
  • Übrigens kann man die Impedanzschaltung, die den Induktor 10 und den Kondensator 20 umfasst, mit allen drei Lärigszweig-SAW-Resonatoren 12, 14 und 38 parallel verbinden, die Erfinder haben aber festgestellt, dass man bessere Kennlinien erhält, wenn die Impedanzschaltung mit genau zwei Längszweig-SAW-Resonatoren parallel verbunden ist.
  • Fig. 8 zeigt eine konventionelle SAW-Siebkette, die man erhält, indem man den Phasenschieber 10, Induktor 18 und Kondensator 20 aus der zweiten Ausführungsform entfernt. Fig. 9 vergleicht die mit 'a' markierte Frequenzkennlinie der zweiten Ausführungsform mit der mit 'b' markierten Frequenzkennlinie dieser konventionellen SAW- Siebkette. Beide Filter haben im Durchlassband von 864 MHz bis 894 MHz im wesentlichen identische Kennlinien, mit einem Einfügungsverlust von weniger als vier Dezibel (4 dB). Im unteren Sperrbereich erfüllt die zweite Ausführungsform jedoch das Erfordernis einer Dämpfung von mindestens 50 dB über den ganzen Bereich von 824 MHz bis 851 MHz, die konventionelle SAW-Siebkette jedoch nicht.
  • Eine ähnliche Verbesserung erkennt man im oberen Sperrbereich.
    • Dritte Ausführungsform
  • Die dritte Ausführungsform ist ein SAW-Filter, das zur Verwendung als das Sende- SAW-Filter 7 in Fig. 1 geeignet ist. Unter Bezugnahme auf Fig. 10 umfasst diese Ausführungsform des Sende-SAW-Filters 7 drei Längszweig-SAW-Resonatoren 48, 50 und 52, zwei Querzweig-SAW-Resonatoren 54 und 56 und einen Induktor 58. Diese Elemente bilden eine Zweitor-Schaltung mit einem Eingangsanschluss 60 und einem Erdanschluss 62 auf der Eingangsseite und einem Ausgangsanschluss 64 und einem Erdanschluss 66 auf der Ausgangsseite.
  • Jeder der Längszweig-SAW-Resonatoren 48, 50 und 52 umfasst einen Interdigitalwandler mit einhundertzwanzig Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 120 um. Jeder der Querzweig-SAW-Resonatoren 54 und 56 umfasst einen Interdigitalwandler mit sechzig Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 90 um. Der Induktor 28 hat eine Induktivität von 4,0 nH.
  • Unter Bezugnahme auf Fig. 11 kann diese Filterschaltung als ein Paar Zweitor- Schaltungen dargestellt werden, die in Reihe verbunden sind. Eine Zweitor-Schaltung 68 ist ein SAW-Filter, das die SAW-Resonatoren 48, 50, 52, 54 und 56 aufweist. Die andere Zweitor-Schaltung 70 ist eine Impedanzschaltung, die den Induktor 58 aufweist und eine Impedanz ZA bereitstellt. Die Reihenverbindung dieser Zweitor-Schaltungen 68 und 70 bedeutet, dass sich ihre Impedanzmatrizen additiv verbinden.
  • Unter Bezugnahme auf Fig. 12 sind die SAW-Resonatoren 48, 50, 52, 54 und 56 in der dritten Ausführungsform als Metallfolie-Interdigitalwandler auf einem piezoelektrischen Substrat 71 ausgebildet. Die zwei Querzweig-SAW-Resonatoren 54 und 56 sind antiparallel angeordnet und benutzen eine gemeinsame zentrale Elektrodenstruktur gemeinsam. Der Induktor 58 ist ein Stück Verbindungsdraht, das diese gemeinsame Elektrodenstruktur mit einem externen Erdverbindungsflecken 62 verbindet. Dieser Verbindungsflecken 62 vereinigt die Funktionen der Erdanschlüsse 62 und 66 in Fig. 10. Die Induktivität des Verbindungsdraht-Induktors 58 wird durch die Befestigungsstelle des Verbindungsdraht-Induktors 58 an den SAW-Resonatoren 54 und 56 bestimmt.
  • Die Zahl der Elektrodenfinger der Interdigitalwandler in Fig. 12 wurde stark vermindert, um die Zeichnung zu vereinfachen.
  • Als Nächstes wird der Betrieb der dritten Ausführungsform beschrieben.
  • Fig. 13 zeigt die SAW-Resonatoren 48, 50, 52, 54 und 56, dargestellt durch Ersatzschaltungen mit konzentrierter Konstante. Der Längszweig-SAW-Resonator 48 ist durch eine Induktivität LS1 und eine Kapazität CS1 dargestellt, die in Reihe verbunden sind und zu denen eine Kapazität Cs10 parallel ist. Der Querzweig-SAW-Resonator 54 ist durch eine Induktivität LP1 und eine Kapazität CP1 dargestellt, die in Reihe verbunden sind und zu denen eine Kapazität CP10 parallel ist. Der zentrale Längszweig-SAW-Resonator 50 ist durch eine Induktivität von 2LS2 und eine Kapazität von (1/2)CS2 dargestellt, die in Reihe verbunden sind und zu denen eine Kapazität von (112)CS20 parallel ist.
  • Diese Schaltung ist symmetrisch und kann analysiert werden, indem man nur die linke Hälfte betrachtet, wie in Fig. 14 gezeigt. Der zentrale Längszweig-SAW-Resonator 50 in Fig. 13 ergibt halbiert die in Fig. 14 gezeigte Ersatzschaltung 72 mit einer Induktivität LS2 und einer Kapazität von CS2, die in Reihe verbunden sind und zu denen eine Kapazität Cs20 parallel ist, wobei diese Schaltungselemente mit einem Paar Anschlüsse 76 und 78 verbunden sind. Ähnlich wird der Induktor 58 in Fig. 12 ein Induktor 74 mit Induktivität L&sub0; in Fig. 14, der zwischen einem Paar Anschlüsse 80 und 82 verbunden ist.
  • Die Impedanz 4 zwischen den Anschlüssen 60 und 62 in Fig. 14, wenn die Anschlüsse 76, 78, 80 und 82 offen gelassen sind, und die Impedanz ZS, wenn diese Anschlüsse kurzgeschlossen sind, sind mit L&sub0; und den Impedanzen Z&sub1;, Z&sub2; und Z&sub3; der Resonatoren 48, 72 und 54 durch die folgenden Gleichungen (7) und (8) verknüpft, in denen S gleich jω ist, wobei w die Winkelfrequenz des Eingangsignals ist.
  • ZO = Z&sub1; + Z&sub3; + SL&sub0; (7)
  • Die Werte von 4, 4 und 23 sind durch die folgenden Gleichungen (9), (10) und (11) gegeben.
  • Z&sub1; = (1 + S²LS1CS1)/(SCS10 + SCS1 + S³LS1CS1CS10) (10)
  • Z&sub2; = (1 + S²LS2CS2)/(SCS20 + SCS2 + S³LS2CS2CS20) (10)
  • Z&sub3; = (1 + S²LP1CP1)/(SCP10 + SCP1 + S³LP1CP1CP10) (11)
  • Die Induktivität L&sub0; taucht in der Gleichung (8) für ZS nicht auf, da L&sub0; durch die Verbindung von Anschluss 80 mit Anschluss 82 kurzgeschlossen ist.
  • Die Frequenzkennlinie der Schaltung in Fig. 14 ist durch dieselbe Gleichung (1) wie in der ersten Ausführungsform gegeben. Wie in der ersten Ausführungsform kann ein Dämpfungspol erzeugt werden, indem ZO gleich ZS gemacht wird, und dies kann durch geeignete Wahl der Induktivität L&sub0; geschehen, da ZO, aber nicht ZS von L&sub0; abhängt.
  • Die Bedingung für Gleichheit zwischen ZO und ZS ist durch die folgende Gleichung (12) gegeben.
  • Die dritte Ausführungsform ist so gestaltet, dass diese Bedingung über einen weiten Bereich von hohen Frequenzen erfüllt ist, wie nachfolgend veranschaulicht wird.
  • Zum Vergleich zeigt Fig. 15 ein konventionelles SAW-Filter ohne den Induktor 58 der dritten Ausführungsform. Fig. 16 zeigt die entsprechende Ersatzschaltungsdarstellung mit konzentrierter Konstante. Die Schaltungskonstanten in Fig. 16 sind dieselben wie die entsprechenden Konstanten in Fig. 13.
  • Graphen der Leerlaufimpedanz ZO, und Kurzschlussimpedanz ZS dieses konventionellen SAW-Filters sind in Fig. 17 gezeigt. Die Horizontalachse zeigt die Frequenz in Hertz (Hz) an; die Vertikalachse zeigt die Impedanz in Ohm (Ω) an. ZO und ZS wurden aus den Gleichungen (7) bis (11) berechnet, wobei L&sub0; gleich null gesetzt ist. Man beachte die Differenz zwischen ZO und ZS bei den Frequenzen oberhalb von ungefähr 875 MHz, da sich diese Frequenzen in dem gewünschten oberen Sperrband des Filters befinden.
  • Fig. 18 zeigt die Leerlaufimpedanz 4 und Kurzschlussimpedanz 25 der dritten Ausführungsform, berechnet aus denselben Gleichungen (7) bis (11), wobei L&sub0; gleich 4 nH gesetzt ist. Die Horizontal- und Vertikalachsen haben dieselbe Bedeutung wie in Fig. 17. Im Vergleich mit Fig. 17 ist die Differenz zwischen ZO und ZS im oberen Sperrband stark vermindert.
  • Fig. 19 vergleicht die mit 'a' markierte Frequenzkennlinie des konventionellen Filters in Fig. 15 mit der mit 'b' markierten Frequenzkennlinie der dritten Ausführungsform. Die Horizontalachse zeigt die Frequenz in Hertz an, während die Vertikalachse die Dämpfung in Dezibel anzeigt. Im Durchlassband erfüllen beide Filter die Forderung nach einem Einfügungsverlust von nicht mehr als 1,5 dB bei allen Frequenzen von 824 MHz bis 849 MHz. Im oberen Sperrband erfüllt die dritte Ausführungsform außerdem die Forderung nach einer Dämpfung von mindestens 35 dB bei alten Frequenzen von 869 MHz bis 894 MHz, das konventionelle Filter jedoch nicht.
  • Fig. 20 fasst die Informationen in Fig. 17 bis 19 in Form einer Tabelle zusammen.
  • Der rechte Teil von Fig. 20 gibt Werte der Leerlaufimpedanz 4 und Kurzschlussimpedanz 25 bei drei Frequenzen nahe am hohen Ende des oberen Sperrbandes (889 MHz, 895 MHz und 901 MHz) an. Wenn L&sub0; gleich null ist, ist die Differenz zwischen ZO und ZS gleich -j0,72 oder größer. Wenn L&sub0; gleich 4,0 nH ist, ist die Differenz zwischen ZO und ZS auf -j0,30 oder weniger vermindert.
  • Der linke Teil von Fig. 20 gibt Impedanzwerte an den zwei Enden des Durchlassbandes (823 MHz und 849 MHz) und den zwei Enden des oberen Sperrbandes (869 MHz und 895 MHz) an. Am hohen Ende des oberen Sperrbandes (895 MHz) übersteigt die Dämpfung der dritten Ausführungsform (L&sub0; = 4,0 nH) die Dämpfung des konventionellen Filters (L&sub0; = 0 nH) um ungefähr dreizehn Dezibel, eine wesentliche Verbesserung.
  • Für einen weiteren Vergleich mit der dritten Ausführungsform zeigt Fig. 21 ein vierstufiges SAW-Filter mit zwei Längszweig-SAW-Resonatoren 76 und 78, drei Querzweig- SAW-Resonatoren 80, 82 und 84 und eine einzelnen Induktor 86. Der Induktor 86 ist zwischen der Erdleitung E-E und allen drei Querzweig-SAW-Resonatoren 80, 82 und 84 verbunden.
  • Wird diese Schaltung auf die gleiche Weise analysiert wie die dritte Ausführungsform analysiert wurde und schreibt man 24 für die Impedanz jedes der Längszweig-SAW- Resonatoren 76 und 78, Z&sub5; für die Impedanz der zwei äußeren Querzweig-SAW-Resonatoren 80 und 84, Z&sub6; für die Impedanz des zentralen Querzweig-SAW-Resonators 82 und ZA für die vom Induktor 86 gelieferte Impedanz, sind die Gesamt-Leerlaufimpedanz ZO und Gesamt-Kurzschlussimpedanz ZS durch die folgenden Gleichungen (13) und (14) gegeben.
  • Wie in der dritten Ausführungsform kann durch geeignete Wahl von ZA bei einer gegebenen Frequenz ZO gleich ZS gemacht werden. Eine größere Verbesserung bei der Frequenzkennlinie des Filters kann jedoch nicht erwartet werden, weil die Bedingung für Gleichheit von 4 und 25 nun durch die folgende Gleichung (15) gegeben ist.
  • Diese Bedingung ist komplizierter als die durch Gleichung (12) gegebene Bedingung. Es ist nicht leicht, ein Filter mit der Konfiguration in Fig. 21 so zu gestalten, dass Gleichung (15) über einen weiten Bereich von Frequenzen erfüllt ist.
  • Ein Folge ist, dass, wenn man dem Filter weitere SAW-Resonatoren hinzufügt, um größere Sperrbanddämpfung zu erreichen, die Filtergestaltung auf das Modell in Fig. 11 und nicht das Modell in Fig. 21 gegründet werden sollte. Zum Beispiel Fig. 22 zeigt ein nicht bevorzugtes fünfstufiges SAW-Filter, das man erhält, indem man dem Längszweig in Fig. 21 einen weiteren SAW-Resonator 88 hinzufügt. Der in der gestrichelten Linie in Fig. 22 eingeschlossene Teil ist der gleiche wie in Fig. 21. Die Gleichungen oben zeigen an, dass man bei dieser Filtergestaltung weniger Verbesserung erwarten kann als bei einer Gestaltung auf Basis von Fig. 11, was in der nachfolgenden vierten Ausführungsform veranschaulicht wird.
    • Vierte Ausführungsform
  • Unter Bezugnahme auf Fig. 23 ist die vierte Ausführungsform ein fünfstufiges SAW- Filter mit drei Längszweig-SAW-Resonatoren 90, 92 und 94, drei Querzweig-SAW- Resonatoren 96, 98, 100 und zwei Induktoren 102 und 104. Der Induktor 102 ist ein Verbindungsdraht, der zwischen den ersten zwei Querzweig-SAW-Resonatoren 96 und 98 und der Erdleitung E-E verbunden ist. Diese zwei Querzweig-SAW-Resonatorert 96 und 98 sind vorzugsweise antiparallel angeordnet, wie die SAW-Resonatoren 54 und 56 in Fig. 12. Der Induktor 104 ist ein Verbindungsdraht, der zwischen dem dritten Querzweig-SAW-Resonator 100 in Fig. 23 und der Erdleitung verbunden ist.
  • Jeder der Längszweig-SAW-Resonatoren 90, 92 und 94 weist einen Interdigitalwandler mit einhundert Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 120 um auf. Jeder der Querzweig-SAW-Resonatoren 96, 98 und 100 weist einen Interdigitalwandler mit achtzig Paaren Elektrodenfingern und einer Apertur von 90 um auf. Die Induktivität des Induktors 102 ist 0,1 nH; die Induktivität des Induktors 104 ist ebenfalls 0,1 nH.
  • Dieses Filter kann als aus drei Teilen bestehend angesehen werden: einer SAW-Filterschaltung 106 mit den ersten zwei Längszweig-SAW-Resonatoren 90 und 92 und den ersten zwei Querzweig-SAW-Resonatoren 96 und 98; einer Impedanzschaltung 108 mit dem Induktor 100, der mit der SAW-Filterschaltung 106 in Reihe verbunden ist; und einer SAW-Filterschaltung 110 mit dem dritten Längszweig-SAW-Resonator 94, dem dritten Querzweig-SAW-Resonator 98 und dem Induktor 102. Die SAW-Filterschaltung 106 und die Impedanzschaltung 108 wirken zusammen, um einen Filterabschnitt auszubilden, der mit der SAW-Filterschaltung 110 hintereinander geschaltet ist. Die zwei SAW-Filterschaltungen 106 und 110 wirken zusammen, um eine SAW-Siebkette auszubilden.
  • Fig. 24 vergleicht die mit 'a' markierte Frequenzkennlinie des nicht bevorzugten Filters in Fig. 22 mit der mit 'b' markierten Frequenzkennlinie der vierten Ausführungsform. Der Induktor 86 in Fig. 22 habe die gleiche Induktivität von 0,1 nH wie der Induktor 100 in Fig. 23. Beide Filter erfüllen die Forderung nach einem Einfügungsverlust von 1,5 dB oder weniger im Durchlassband von 824 MHz bis 849 MHz. Das Filter in Fig. 22 erfüllt die Forderung nach einer Dämpfung vom mindestens 35 dB im Sperrband von 869 MHz bis ß94 MHz jedoch nicht vollständig. Die vierte Ausführungsform hat einen steileren Flankenabfall zwischen dem Sperrband und dem Durchlassband und gleicht die 35- dB-Forderung durch einen großen Spielraum aus, der hervorragende Sperrbanddämpfung ermöglicht.
    • Fünfte Ausführungsform
  • Unter Bezugnahme auf Fig. 25 erweitert eine fünfte Ausführungsform der Erfindung das Konzept der Ausführungsformen drei und vier auf ein sechsstufiges SAW-Filter mit vier Längszweig-SAW-Resonatoren 112, 114, 116 und 118, vier Querzweig-SAW-Resonatoren 120, 122, 124 und 126 und zwei Induktoren 128 und 130.
  • Dieses Filter kann in zwei Abschnitte 132 und 134 unterteilt werden, die jeweils ähnlich gestaltet sind wie der Abschnitt mit der SAW-Filterschaltung 106 und der Impedanzschaltung 108 in Fig. 23. Die Impedanz ZA in jedem Abschnitt kann gewählt werden, um für hohe Dämpfung über einen weiten Bereich von Sperrbandfrequenzen hinweg zu sorgen. Die zwei Filterabschnitte 132 und 134 sind hintereinander geschaltet, so dass sich ihre ABCD-Übertragungsparameter durch Matrixmultiplikation verbinden.
  • Unter nochmaliger Bezugnahme auf Fig. 10 kann man die dritte Ausführungsform auch so beschreiben, dass sie eine Zweitor-SAW-Filterschaltung mit zwei Längszweig-SAW- Resonatoren 48 und 50 und zwei Querzweig-SAW-Resonatoren 54 und 56 aufweist, die mit einer Zweitor-Impedanzschaltung in Reihe verbunden sind, die den Induktor 58 aufweist, wobei diese zwei Schaltungen einen ersten Filterabschnitt bilden, der mit einem zweiten Filterabschnitt, der den SAW-Resonator 52 aufweist, hintereinander geschaltet ist.
  • Die bei der vorliegenden Erfindung verwendeten Impedanzschaltungen sind nicht auf die in den vorhergehenden Ausführungsformen gezeigten Schaltungen beschränkt.
  • Zum Beispiel in der ersten Ausführungsform kann die in Fig. 3 gezeigte Impedanzschaltung 32 durch eine der in Fig. 26, 27, 28 und 29 gezeigten Impedanzschaltungen ersetzt werden. Die Schaltung in Fig. 26 umfasst einen Kondensator 136. Die Schaltung in Fig. 27 umfasst einen Induktor 138 und einen Kondensator 140, die parallel verbunden sind. Die Schaltung in Fig. 28 umfasst einen Induktor 142 und einen Kondensator 144, die parallel verbunden sind und beide außerdem mit einem Induktor 147 in Reihe verbunden sind. Die Schaltung in Fig. 29 umfasst einen Induktor 148 und einen Kondensator 150, die in Reihe verbunden sind und zu denen ein Kondensator 152 parallel ist. Ähnliche Ersetzungen sind in der zweiten Ausführungsform möglich.
  • In der dritten Ausführungsform kann die in Fig. 11 gezeigte Impedanzschaltung 70 durch eine der in Fig. 30, 31, 32 und 33 gezeigten Impedanzschaltungen ersetzt werden. Die Schaltung in Fig. 30 umfasst einen Kondensator 154, der mit einem Induktor 156 in Reihe verbunden ist. Die Schaltung in Fig. 31 umfasst einen Kondensator 158 und einen Induktor 160, die parallel verbunden sind. Die Schaltung in Fig. 32 umfasst einen Kondensator 162 und einen Induktor 164, die parallel verbunden sind und beide außerdem mit einem Induktor 166 in Reihe verbunden sind. Die Schaltung in Fig. 33 umfasst einen Kondensator 168 und einen Induktor 170, die in Reihe verbunden sind und zu denen ein Kondensator 172 parallel ist. Ähnliche Ersetzungen sind in den Ausführungsformen vier und fünf möglich.
  • Der Phasenschieber 10 in den Ausführungsformen eins und zwei ist nicht auf eine Streifenleitung beschränkt, die auf demselben piezoelektrischen Substrat wie die SAW- Resonatoren ausgebildet ist. Unter nochmaliger Bezugnahme auf Fig. 1 kann ein Teil des Phasenschiebers 10 oder der ganze Phasenschieber 10 auf dem Hauptsubstrat 9 angeordnet sein. Zum Beispiel kann der Phasenschieber 10 sowohl eine auf dem piezoelektrischen Substrat 8 ausgebildete Streifenleitung als auch eine auf dem Hauptsubstrat 9 ausgebildete Streifenleitung als Teil der Kopplungsschaltung 5 umfassen. Es ist vorteilhaft, wenn sich mindestens ein Teil des Phasenschiebers 10 auf dem Hauptsubstrat 9 befindet, da Modifikationen an den Kennlinien des Phasenschiebers leichter auf dem Hauptsubstrat 9 als auf dem piezoelektrischen Substrat 8 vorgenommen werden können.
  • Der Fachmann erkennt, dass innerhalb des nachfolgend beanspruchten Schutzbereiches weitere Veränderungen möglich sind.

Claims (28)

1. Akustisches Oberflächenwellenfilter mit Polen, das Folgendes aufweist: eine akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (30) mit einem Phasenschieber (10), mindestens einem akustischen Längszweig-Oberflächenwellenresonator (12), der mit dem Phasenschieber (10) in Reihe verbunden ist, und mindestens einem akustischen Querzweig-Oberflächenwellenresonator (16), und eine Zweitor-Impedanzschaltung (32), die mit der akustischen Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (30) parallel verbunden ist und eine Impedanz hat, die einen Dämpfungspol erzeugt, indem eine Leerlaufimpedanz ZO des akustischen Oberflächenwellenfilters gleich einer Kurzschlussimpedanz ZS des akustischen Oberflächenwellenfilters gemacht wird, wobei ZO und ZS die Impedanzen eines Tores sind, wenn das andere Tor offen bzw. kurzgeschlossen ist.
2. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem die akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (30) genau zwei akustische Längszweig-Oberflächenwellenresonatoren (12, 14) aufweist.
3. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (32) einen ersten Kondensator (20) aufweist.
4. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 3, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (32) außerdem einen ersten Induktor (18) aufweist.
5. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 4, bei dem der erste Induktor (18) einen Verbindungsdraht mit einer bestimmten induktiven Impedanz aufweist.
6. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 4, bei dem der erste Kondensator (20) und der erste Induktor (18) in Reihe verbunden sind.
7. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 6, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (32) weiterhin einen zweiten Kondensator (152) aufweist, der mit dem ersten Kondensator (20) und dem ersten Induktor (148) parallel verbunden ist.
8. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 4, bei dem der erste Kondensator (138) und der erste Induktor (140) parallel verbunden sind.
9. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 8, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (32) weiterhin einen zweiten Induktor (146) aufweist, der mit dem ersten Kondensator (144) und dem ersten Induktor (142) in Reihe verbunden ist.
10. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem das akustische Oberflächenwellenfilter in einem Antennenduplexer (1) angeordnet ist und der Phasenschieber (10) eine Verbindungsleitung in dem Antennenduplexer (1) aufweist.
11. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem die akustischen Längszweig-Oberflächenwellenresonatoren (12, 14), der akustische Querzweig-Oberflächenwellenresonator (16) und der Phasenschieber (10) auf einem piezoelektrischen Substrat (8) ausgebildet sind.
12. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 11, bei dem der Phasenschieber (10) eine Streifenleitung aufweist, die auf dem piezoelektrischen Substrat (8) ausgebildet ist.
13. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem die akustischen Längszweig-Oberflächenwellenresonatoren (12, 14) und der akustische Querzweig- Oberflächenwellenresonator (16) auf einem piezoelektrischen Substrat (8) ausgebildet sind, wobei das piezoelektrische Substrat auf einem Hauptsubstrat (9) befestigt ist und der Phasenschieber (10) auf dem Hauptsubstrat ausgebildet ist.
14. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem die akustischen Längszweig-Oberflächenwellenresonatoren (12, 14) und der akustische Querzweig- Oberflächenwellenresonator (16) auf einem piezoelektrischen Substrat (8) ausgebildet sind, wobei das piezoelektrische Substrat (8) auf einem Hauptsubstrat (9) befestigt ist und der Phasenschieber (10) teilweise auf dem piezoelektrischen Substrat und teilweise auf dem Hauptsubstrat ausgebildet ist.
15. Akustisches Oberflächenwellenfilter mit Polen, das Folgendes aufweist:
eine akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (106) mit zwei akustischen Längszweig-Oberflächenwellenresonatoren (90, 92), die mit dem Phasenschieber (10) in Reihe verbunden sind, und zwei akustischen Querzweig- Oberflächenwellenresonatoren (96, 98), und
eine Zweitor-Impedanzschaltung (108), die mit der akustischen Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (106) in Reihe verbunden ist und eine Impedanz hat, die einen Dämpfungspol erzeugt, indem eine Leerlaufimpedanz ZO des akustischen Oberflächenwellenfilters gleich einer Kurzschlussimpedanz ZS des akustischen Oberflächenwellenfilters gemacht wird, wobei Z&sub0; und ZS die Impedanzen eines Tores sind, wenn das andere Tor offen bzw. kurzgeschlossen ist.
16. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 15, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (108) einen ersten Induktor (102) aufweist.
17. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 16, bei dem der erste Induktor (102) einen Verbindungsdraht mit einer bestimmten induktiven Impedanz aufweist.
18. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 16, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (108) außerdem einen ersten Kondensator aufweist.
19. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 18, bei dem der erste Induktor (160) und der erste Kondensator (158) parallel verbunden sind.
20. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 19, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (108) weiterhin einen zweiten Induktor (166) aufweist, der mit dem ersten Kondensator (162) und dem ersten Induktor (164) in Reihe verbunden ist.
21. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 18, bei dem der erste Induktor (156) und der erste Kondensator (154) in Reihe verbunden sind.
22. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 21, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (108) weiterhin einen zweiten Kondensator (172) aufweist, der mit dem ersten Induktor (170) und ersten Kondensator (168) parallel verbunden ist.
23. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 15, bei dem die zwei akustischen Querzweig-Oberflächenwellenresonatoren (54, 56) antiparallel verbunden sind und eine gemeinsame zentrale Elektrode benutzen.
24. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 23, bei dem die Zweitor- Impedanzschaltung (108) einen Verbindungsdraht (58) aufweist, der an der gemeinsamen zentralen Elektrode befestigt ist.
25. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 15, bei dem die akustische Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (106) und die Zweitor-Impedanzschaltung (108) einen ersten Filterteil bilden und das akustische Oberflächenwellenfilter weiterhin einen zweiten Filterteil aufweist, der mit dem ersten Filterteil hintereinander geschaltet ist.
26. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 25, bei dem der zweite Filterteil, wenn mit der Zweitor-Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung (106) kombiniert, eine akustische Oberflächeriwellen-Siebkette bildet.
27. Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 25, bei dem der zweite Filterteil (134) ähnlich wie der erste Filterteil (132) gestaltet ist und eine akustische Zweitor- Oberflächenwellenresonator-Filterschaltung aufweist, die zwei Längszweig-SAW- Resonatoren und zwei Querzweig-SAW-Resonatoren enthält, die mit einer Zweitor- Impedanzschaltung in Reihe verbunden sind.
28. Akustisches Oberflächenwellenfilter mit einer Mehrzahl von akustischen Oberflächenwellenfiltern wie in Anspruch 15 beschrieben, die hintereinander geschaltet sind.
DE69722168T 1997-02-12 1997-11-28 Akustische Oberflächenwellenfilter mit erzeugten Dämpfungspolen durch Impedanzschaltungen Expired - Lifetime DE69722168T2 (de)

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JP02760297A JP3380417B2 (ja) 1997-02-12 1997-02-12 有極型弾性表面波フィルタ
JP9105859A JPH10303696A (ja) 1997-04-23 1997-04-23 有極型ｓａｗフィルタ

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