WO2014034214A1 - フィルタ装置及びデュプレクサ - Google Patents

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幸一郎 川崎
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Definitions

  • the present invention relates to a band-pass filter device and a duplexer having the filter device.
  • Patent Document 1 discloses a filter device in which a delay element is connected in parallel to a main filter.
  • the delay elements have characteristics in which the amplitude characteristics are substantially equal at a desired frequency within the attenuation range of the main filter, and the phases differ by (2n-1) ⁇ (n is a positive integer). Thereby, it is possible to cancel the direct wave at the desired frequency and increase the attenuation at the frequency.
  • the delay element is composed of a transversal type SAW filter.
  • Patent Document 2 discloses a filter device in which an auxiliary circuit is connected in parallel to a bandpass filter.
  • a variable attenuator is connected in series with the variable phase shifter.
  • the phase can be adjusted with a variable phase shifter.
  • the attenuation amount of the signal propagating through the auxiliary circuit can be adjusted.
  • An object of the present invention is to provide a filter device in which a control circuit can be omitted and the cost, size, and power consumption can be reduced.
  • the filter device has first and second signal terminals.
  • the filter device of the present invention includes a band-pass filter connected between a first signal terminal and a second signal terminal, and an LC circuit connected in parallel to the band-pass filter.
  • the LC circuit has anti-resonance characteristics in which the LC circuit is open in the pass band of the bandpass filter, and the LC circuit is connected, so that the LC circuit is not connected. Thus, the amount of attenuation in a part of the frequency band outside the pass band of the band pass filter is increased.
  • the amplitude characteristic and phase characteristic of the LC filter and the amplitude characteristic and phase of the bandpass filter are in the same amplitude and anti-phase relationship. In this case, the attenuation amount of the filter device can be effectively increased in the partial frequency band.
  • the amplitude phase characteristic of the LC filter and the amplitude phase characteristic of the bandpass filter have a complex conjugate relationship in the partial frequency band.
  • the attenuation of the filter device can be further effectively increased in the partial frequency band.
  • the anti-resonance frequency of the LC circuit is located in the pass band of the band-pass filter.
  • the current flowing through the LC circuit is significantly reduced within the pass band of the bandpass filter. Therefore, there is almost no influence on the attenuation characteristics in the passband of the bandpass filter. Further, the power consumption can be further reduced.
  • the LC circuit is an LC circuit having a resonance frequency and an anti-resonance frequency.
  • the LC circuit may have an anti-resonance frequency without having a resonance frequency.
  • the duplexer according to the present invention has an antenna terminal connected to the antenna.
  • the duplexer includes a first filter device and a second filter device.
  • the first filter device includes a filter device configured according to the present invention in which the first signal terminal is electrically connected to the antenna terminal.
  • the second filter device is connected to the antenna terminal and has a pass band different from the pass band of the first filter device.
  • an anti-resonance frequency of the LC circuit in the first filter device is between a pass band of the first filter device and a pass band of the second filter device. Is located. In this case, the amount of attenuation between the pass band of the first filter device and the pass band of the second filter device can be effectively increased. Therefore, the selectivity of the duplexer can be increased.
  • the first filter device is a transmission filter
  • the second filter device is a reception filter. In this case, the amount of attenuation between the transmission band and the reception band can be effectively increased.
  • the filter device since the LC circuit connected in parallel to the bandpass filter is configured as described above, the attenuation in a part of the frequency band outside the passband of the bandpass filter is increased. be able to. Further, since the LC circuit has an anti-resonance characteristic that is open in the pass band of the band pass filter, almost no current flows in the LC circuit in the pass band of the band pass filter. Therefore, it is possible to increase the attenuation at the partial frequency outside the band without affecting the attenuation characteristic in the passband of the bandpass filter. Moreover, since it is composed of an LC circuit, no active element is required. Therefore, a control circuit for controlling the active element can be omitted. Therefore, downsizing, cost reduction, and power consumption can be achieved.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a duplexer having a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristic of the transmission filter of the duplexer and the pass characteristic of the LC circuit before the LC circuit is connected in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an attenuation frequency characteristic of the filter device of the first embodiment and an attenuation frequency characteristic of a transmission filter of a duplexer to which an LC circuit is not connected.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristics of the transmission filter of the duplexer and the pass characteristics of the LC circuit before connecting the LC circuit when the measurement frequency band is expanded from FIG. 2 in the first embodiment. .
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a duplexer having a filter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristic of the transmission filter of the duplexer
  • FIG. 5 is a schematic block diagram of a duplexer including a filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristics of the transmission filter of the duplexer used in the second embodiment and the pass characteristics of the LC circuit.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristics of the transmission filter in the second embodiment and the attenuation frequency characteristics of the transmission filter before the LC circuit is connected.
  • FIG. 8 is a schematic block diagram of a filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristic of the transmission filter of the duplexer used in the third embodiment and the pass characteristic of the LC circuit.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the attenuation frequency characteristics of the transmission filter of the duplexer used in the second embodiment and the pass characteristics of the LC circuit.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a frequency characteristic of a transmission signal in the filter device of the third embodiment and an attenuation frequency characteristic of a transmission filter of a duplexer to which an LC circuit is not connected.
  • FIG. 11A to FIG. 11C are circuit diagrams showing modifications of the LC circuit.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a duplexer having a filter device according to the first embodiment of the present invention.
  • the duplexer 1 is connected to a mobile phone antenna.
  • the duplexer 1 has an antenna terminal 2 for connecting to an antenna.
  • Connected to the antenna terminal 2 are a first band pass filter 3 for constituting a transmission filter and a second band pass filter 4 constituting a reception filter.
  • the first band pass filter 3 has a transmission band as its pass band.
  • the pass band of the second band pass filter 4 is a reception band and is different from the pass band of the first band pass filter 3.
  • the first band pass filter 3 is connected between the first signal terminal 5 and the second signal terminal 6.
  • the second band pass filter 4 is connected between the first signal terminal 5 and the receiving terminal 7.
  • the feature of the present embodiment is that an LC circuit 8 is connected in parallel to the first bandpass filter 3, thereby configuring the filter device 9 of the present embodiment.
  • the LC circuit 8 has an inductor L 1 connected between the first signal terminal 5 and the second signal terminal 6.
  • a capacitor C1 is connected in series with the inductor L1.
  • a second inductor L2 is connected in parallel to a circuit element in which the inductor L1 and the capacitor C1 are connected in series.
  • the first inductor L1, the capacitor C1, and the second inductor L2 constitute an LC circuit 8.
  • the LC circuit 8 is configured such that the attenuation amount in a part of the frequency band outside the pass band in the pass band of the band pass filter 3 is larger than that in the case where the LC circuit 8 is not connected.
  • the LC circuit 8 has an anti-resonance characteristic that is open in the pass band of the first band-pass filter 3.
  • the anti-resonance characteristic in which the LC circuit 8 is open in the pass band of the band-pass filter 3 means that the pass band is located in the vicinity of the anti-resonance frequency.
  • the antiresonance frequency may be located outside the passband.
  • the impedance of the LC circuit 8 becomes very high. Therefore, when the pass band is located in the vicinity of the anti-resonance frequency, almost no current flows through the LC circuit 8. In other words, the LC circuit is in an open state. Therefore, since almost no current flows through the LC circuit 8 in the pass band of the first band pass filter 3, an increase in loss in the pass band can be avoided. That is, the attenuation in the desired frequency band outside the pass band can be expanded according to the present invention, as will be described later, with the attenuation in the pass band of the first band pass filter sufficiently small.
  • the duplexer 1 of the present embodiment is used for Band 2 of USTM.
  • the transmission frequency is in the 1850 to 1910 MHz band
  • the reception frequency band is in the 1930 to 1990 MHz band
  • the frequency interval between them is 80 MHz.
  • the broken line in FIG. 2 indicates the attenuation frequency characteristics of the LC circuit 8 that is not connected, that is, the first band-pass filter 3 alone.
  • the attenuation is very small in the band transmission frequency band of 1850 MHz to 1910 MHz.
  • the reason for increasing the attenuation is to suppress intermodulation distortion.
  • the attenuation in the pass band twice the transmission band is not sufficiently large.
  • the solid line in FIG. 2 indicates the pass characteristic of the LC circuit 8.
  • the LC circuit 8 has a resonance frequency near 3370 MHz and an anti-resonance frequency near 2000 MHz.
  • the LC circuit 8 has an open frequency characteristic in the 1850 to 1910 MHz band that is the pass band of the bandpass filter 3. Therefore, almost no current flows through the LC circuit 8 of FIG. 1 in the pass band, that is, the transmission band of the first band-pass filter 3.
  • the inductance values of the first inductor L1 and the second inductor L2 and the capacitance C1 are set according to known specifications. This can be achieved by adjusting the capacitance value.
  • the feature of this embodiment is that the LC circuit 8 having such resonance and anti-resonance characteristics is connected to the first band-pass filter 3 in parallel.
  • FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristics of attenuation in the transmission filter of the duplexer before connecting the LC circuit when the measurement frequency band shown in FIG. 2 is expanded, and the pass characteristics of the LC circuit. That is, FIG. 4 is a diagram in which the attenuation frequency characteristic of the filter device 9 in which the frequency characteristic of the attenuation amount of the transmission filter of the duplexer is indicated by a solid line and the pass characteristic of the LC circuit 8 are superimposed.
  • 3Tx in FIG. 3 is a frequency band twice the transmission frequency band described above.
  • the filter device 9 of the present embodiment can increase the attenuation in the 2Tx band from about 23 dB to about 30 dB. Therefore, according to the filter device 9 of the present embodiment, the LC circuit 8 is configured to be able to increase the attenuation in a part of the frequency band outside the pass band of the bandpass filter 3, that is, in the 2Tx band. Therefore, it is possible to increase the attenuation of the filter device 9 in the 2Tx band.
  • the amplitude phase characteristic of the LC circuit 8 and the amplitude phase characteristic of the bandpass filter 3 are preferably in the same amplitude and opposite phase relationship.
  • Patent Document 1 it is possible to effectively increase the amount of attenuation in the frequency region having the same amplitude and opposite phase.
  • the same amplitude is not only when the amplitudes of the two signals are completely the same, but also when the amplitude of the other signal is within the range of -3 dB to 2 dB as a log ratio with respect to one signal. Shall be included. That is, the two signals need not be exactly the same.
  • the reverse phase is not limited to the case where the phases of the two signals are completely opposite to each other, but includes the case where the phases are completely shifted within the range of ⁇ 20 degrees. Even if the phase is shifted within this range, the attenuation can be sufficiently increased at a desired frequency.
  • the attenuation in the 2Tx band can be increased by the LC circuit 8.
  • the LC circuit 8 does not require an active element. Therefore, a control circuit for driving the active element can be omitted. Therefore, it is possible to achieve downsizing, cost reduction, and power consumption while increasing the amount of attenuation outside the band.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram of a duplexer including a filter device according to the second embodiment of the present invention. Similar to the first duplexer 1, the duplexer 11 of the second embodiment transmits and receives USTM Band2 signals. Similar to the duplexer 1, the duplexer 11 has a first signal terminal 5 connected to the antenna terminal 2. The first band pass filter 3 is connected between the first signal terminal 5 and the second signal terminal 6 as a transmission terminal. A second band-pass filter 4 as a reception filter is connected between the first signal terminal 5 and the reception terminal 7. These configurations are the same as those in the first embodiment. The second embodiment differs from the first embodiment in that an LC circuit 8A is used instead of the LC circuit 8. In other words, the LC circuit 8A is connected in parallel to the first bandpass filter 3, thereby constituting the filter device 9A of the second embodiment.
  • the LC circuit 8A is connected in parallel to the first band-pass filter 3 in order to increase the attenuation around 1500 MHz, which is the GPS pass band. More specifically, the LC circuit 8A includes an inductor L3, a first capacitor C2, and a second capacitor C3. The self-resonant frequency of the inductor L3 is located in the vicinity of the pass band of the first bandpass filter 3. A first capacitor C2 is connected in parallel to the inductor L3. Thereby, an LC parallel resonant circuit is configured. Further, a second capacitor C3 is connected in series with the inductor L3.
  • the broken line indicates the attenuation frequency characteristic of the first bandpass filter 3. That is, the broken line indicates the attenuation frequency characteristic of the bandpass filter 3 alone, to which the LC circuit 8A is not connected.
  • the first bandpass filter 3 has a very small attenuation in the Band2 transmission band.
  • the antiresonance frequency is in the vicinity of the passband of the bandpass filter 3, that is, in the vicinity of 1960 MHz.
  • the resonance frequency exists in the vicinity of 1160 MHz.
  • Frequency bands A and B in FIG. 6 indicate frequency bands in which the attenuation amount of the filter device 9A is desired to be expanded in the present embodiment.
  • the frequency band A is Band 11
  • the frequency band B is a GPS pass band.
  • a module device that supports a plurality of frequency bands for example, a module device that includes a GPS device and a filter that supports Band 11, it is necessary to suppress noise in the GPS frequency band and the Band 11 frequency band. Therefore, it is required that the attenuation can be increased in a plurality of frequency bands.
  • the inductance value of the inductor L3 and the capacitance values of the capacitors C2 and C3 are determined so that the signal of the LC circuit 8A and the signal of the first bandpass filter 3 have the same amplitude and opposite phase. Yes.
  • the broken line filter characteristic to which the LC circuit 8A is not connected is about 35 dB, but according to the present embodiment, it is enlarged to about 42 to 43 dB. I understand that.
  • the LC circuit 8A has an anti-resonance frequency at a frequency outside the pass band of the first band pass filter 3, and the pass band of the band pass filter 3 is obtained by connecting the LC circuit 8A. It can be seen that the attenuation at some external frequencies can be increased.
  • the LC circuit 8A necessary for expanding the attenuation amount in the frequency band A and the frequency band B includes the inductor L3 and the capacitors C2 and C3. Therefore, no active element is required. Therefore, as in the first embodiment, downsizing, cost reduction, and power consumption can be achieved.
  • FIG. 8 is a schematic block diagram showing a duplexer according to the third embodiment of the present invention. Also in the present embodiment, as in the first embodiment, the first band-pass filter 3 and the second band-pass filter 4 are connected to the first signal terminal 5 connected to the antenna terminal 2. .
  • the duplexer 21 is also a duplexer that performs transmission and reception of Band 2 of USTM.
  • This embodiment is different from the first embodiment in that an LC circuit 8B is connected in parallel to the first bandpass filter 3 to constitute a filter device 9B.
  • the LC circuit 8B includes an inductor L4 and a capacitor C4 connected in parallel to the inductor L4. Therefore, the LC circuit 8B is configured by combining two passive elements. Therefore, compared with a phase and attenuation adjustment circuit using a diode or an IC active element, it is possible to achieve a reduction in size, cost and power consumption.
  • the amount of attenuation at 1500 MHz which is a part of the frequency outside the pass band of the first bandpass filter 3, is increased by the connection of the LC circuit 8B. This will be described with reference to FIGS.
  • the LC circuit 8B has a configuration in which an inductor L4 and a capacitor C4 are connected in parallel.
  • the LC circuit 8B has no resonance characteristics and only anti-resonance characteristics.
  • the anti-resonance frequency of the LC circuit 8B is located in the vicinity of 1840 MHz. That is, it is outside the passband of the first bandpass filter 3 and in the vicinity of the passband. Accordingly, in the pass band of the first band pass filter 3, the LC circuit 8B is in an open state. Therefore, almost no current flows through the LC circuit 8B in the pass band of the first bandpass filter 3. Therefore, an increase in power consumption can be avoided.
  • the broken line indicates the attenuation frequency characteristic of the first bandpass filter 3 alone.
  • the attenuation in the band 11 pass band and the frequency band near the GPS frequency band are greatly improved according to the present embodiment.
  • the first band pass filter 3 alone has an attenuation of about 35 dB, but according to the present embodiment, it can be increased to about 42 to 44 dB.
  • the LC circuit 8B does not require an active element, it is possible to achieve cost reduction, size reduction, and power consumption reduction.
  • circuit configuration of the LC circuit in the present invention is not limited to the LC circuits 8, 8A and 8B used in the first to third embodiments.
  • a capacitor C5 may be connected in parallel to the inductor L5, and a capacitor C6 may be connected in series to the inductor L5.
  • a capacitor C7 may be connected in series to the inductor L6, and an inductor L7 may be connected in parallel to the capacitor C7.
  • an inductor L8 and a capacitor C8 may be connected in series, and a capacitor C9 may be connected in parallel to a circuit element in which the inductor L8 and the capacitor C8 are connected in series. .
  • each LC circuit according to the present invention has an anti-resonance characteristic in which the LC circuit is open in the pass band of the band pass filter.
  • the amount of attenuation in a part of the frequency band outside the band can be expanded.
  • the transmission filter is adapted to the USTM Band 2 transmission filter, but the present invention is not limited to this.
  • an LC circuit may be connected in parallel to the second bandpass filter 4 that is a reception filter, and the out-of-band attenuation amount in the reception filter may be increased.
  • the present invention can also be used to expand the attenuation outside the passband in various Bands other than Band 2 and other communication systems.
  • the out-of-band attenuation is not limited by the LC circuit, and the frequency range is not particularly limited.
  • the circuit constant of the LC circuit 8 is set to the attenuation amount in the WRAN. It may be adjusted so that it can be improved.

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Abstract

　制御用回路を省略することができ、低コスト化、小型化及び低消費電力化を図り得るフィルタ装置を提供する。　第１の信号端子５と第２の信号端子６との間にバンドパスフィルタ３が接続されており、バンドパスフィルタ３に並列にＬＣ回路８が接続されており、ＬＣ回路８は、バンドパスフィルタ３の通過帯域においてオープンとなる反共振特性を有し、かつＬＣ回路８が接続されていることによりＬＣ回路８が接続されていない場合に比べて、バンドパスフィルタ３の通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量が大きくなるようにＬＣ回路８が構成されている、フィルタ装置９。

Description

フィルタ装置及びデュプレクサ
　本発明は、帯域通過型のフィルタ装置及び該フィルタ装置を有するデュプレクサに関する。
　従来、携帯電話機などの移動体通信機に、様々な帯域フィルタが用いられている。携帯電話機等では、複数のチャネルの通過帯域間の周波数幅が小さくなってきている。従って、通過帯域近傍における減衰量の拡大が強く求められている。
　下記の特許文献１には、主たるフィルタに並列に遅延素子が接続されているフィルタ装置が開示されている。遅延素子は、主たるフィルタの減衰域内の所望周波数において振幅特性がほぼ等しく、位相が（２ｎ－１）π（ｎは正の整数）だけ異なる特性を有している。それによって、所望周波数における直達波を相殺し、該周波数における減衰量を増大させることが可能とされている。
　特許文献１では、上記遅延素子はトランスバーサル型などのＳＡＷフィルタにより構成されている。
　他方、下記の特許文献２には、帯域通過フィルタに補助回路が並列に接続されているフィルタ装置が開示されている。補助回路では、可変位相器に直列に可変減衰器が接続されている。可変位相器で位相を調整することができる。可変減衰器において、補助回路を伝搬する信号の減衰量を調整することができる。
特開昭６２－２６１２１１号公報 特開平１０－２５６８０９号公報
　特許文献１に記載のように、フィルタに並列に接続されている回路を流れる信号が、主たるフィルタと所望の周波数で同振幅かつ逆位相となれば、該周波数で減衰量を大きくすることができる。また特許文献２に記載のフィルタ装置を用いれば、上記可変位相器及び可変減衰器の調整量と、可変減衰器における減衰量を調整することにより、上記同振幅かつ逆位相の条件を満たすことができる。
　もっとも、特許文献２に記載の可変位相器及び可変減衰器を有する補助回路では、ＩＣやダイオードなどの能動素子を用いていた。そのため、制御用回路が必要であり、低コスト化及び小型化が困難であった。加えて、能動素子を動作させるのに制御用の電流が必要となる。従って、消費電力量が大きくなるという問題があった。
　本発明の目的は、制御用回路を省略することができ、低コスト化、小型化及び低消費電力化を図り得るフィルタ装置を提供することにある。
　本発明に係るフィルタ装置は、第１及び第２の信号端子を有する。本発明のフィルタ装置は、第１の信号端子と第２の信号端子との間に接続されたバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタに並列に接続されているＬＣ回路とを備える。前記ＬＣ回路は、前記バンドパスフィルタの通過帯域において、該ＬＣ回路がオープンとなる反共振特性を有し、該ＬＣ回路が接続されていることにより、該ＬＣ回路が接続されていない場合に比べて、前記バンドパスフィルタの通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量が大きくなるように構成されている。
　本発明に係るフィルタ装置のある特定の局面では、前記バンドパスフィルタの通過帯域外の前記一部の周波数帯域において、前記ＬＣフィルタの振幅特性及び位相特性と、前記バンドパスフィルタの振幅特性及び位相特性が、同振幅かつ逆位相の関係にある。この場合には、該一部の周波数帯域において、フィルタ装置の減衰量を効果的に大きくすることができる。
　本発明に係るフィルタ装置の他の特定の局面では、前記一部の周波数帯域において、前記ＬＣフィルタの振幅位相特性と、前記バンドパスフィルタの振幅位相特性が複素共役の関係にある。なお、この場合には、前記一部の周波数帯域において、フィルタ装置の減衰量をより一層効果的に大きくすることができる。
　本発明に係るフィルタ装置の他の特定の局面では、前記ＬＣ回路の反共振周波数が、前記バンドパスフィルタの通過帯域内に位置している。この場合には、バンドパスフィルタの通過帯域内において、ＬＣ回路を流れる電流が著しく小さくなる。従って、バンドパスフィルタの通過帯域内における減衰特性に影響がほとんど生じない。また、低消費電力化をさらに図ることができる。
　本発明に係るフィルタ装置のさらに別の特定の局面では、ＬＣ回路が、共振周波数及び反共振周波数を有するＬＣ回路である。本発明では、ＬＣ回路は、共振周波数を有せず、反共振周波数を有するＬＣ共振回路であってもよい。
　本発明に係るデュプレクサは、アンテナに接続されるアンテナ端子を有する。デュプレクサは、第１のフィルタ装置と第２のフィルタ装置とを備える。第１のフィルタ装置は、前記アンテナ端子に前記第１の信号端子が電気的に接続されている本発明に従って構成されたフィルタ装置からなる。第２のフィルタ装置は、アンテナ端子に接続されており、第１のフィルタ装置の通過帯域と異なる通過帯域を有する。
　本発明に係るデュプレクサのある特定の局面では、前記第１のフィルタ装置における前記ＬＣ回路の反共振周波数が前記第１のフィルタ装置の通過帯域と、前記第２のフィルタ装置の通過帯域との間に位置している。この場合には、第１のフィルタ装置の通過帯域と第２のフィルタ装置の通過帯域との間の減衰量を効果的に高めることができる。従って、デュプレクサの選択度を高めることができる。
　本発明に係るデュプレクサのさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ装置が送信フィルタであり、前記第２のフィルタ装置が受信フィルタである。この場合には、送信帯域と受信帯域との間における減衰量を効果的に大きくすることができる。
　本発明に係るフィルタ装置では、バンドパスフィルタに並列に接続されているＬＣ回路が上記のように構成されているため、バンドパスフィルタの通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量を大きくすることができる。また、ＬＣ回路はバンドパスフィルタの通過帯域においてオープンとなる反共振特性を有するため、バンドパスフィルタの通過帯域においてはＬＣ回路に電流がほとんど流れない。従って、バンドパスフィルタの通過帯域における減衰特性に影響を与えることなく、帯域外の上記一部の周波数における減衰量を大きくすることができる。しかも、ＬＣ回路で構成されているため、能動素子を必要としない。よって、能動素子を制御するための制御用回路を省略することができる。よって、小型化、低コスト化及び低消費電力化を果すことができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置を有するデュプレクサの概略ブロック図である。 図２は、第１の実施形態において、ＬＣ回路を接続する前のデュプレクサの送信フィルタの減衰量周波数特性と、ＬＣ回路の通過特性を示す図である。 図３は、第１の実施形態のフィルタ装置の減衰量周波数と、ＬＣ回路が接続されていないデュプレクサの送信フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図４は、第１の実施形態において、図２から測定周波数帯域を広げた場合のＬＣ回路を接続する前のデュプレクサの送信フィルタの減衰量周波数特性と、ＬＣ回路の通過特性を示す図である。 図５は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置を含むデュプレクサの概略ブロック図である。 図６は、第２の実施形態で用いられているデュプレクサの送信フィルタの減衰量周波数特性と、ＬＣ回路の通過特性を示す図である。 図７は、第２の実施形態における送信フィルタの減衰量周波数特性と、ＬＣ回路を接続する前の送信フィルタの減衰量周波数特性とを示す図である。 図８は、本発明の第３の実施形態に係るフィルタ装置の概略ブロック図である。 図９は、第３の実施形態で用いられているデュプレクサの送信フィルタの減衰量周波数特性と、ＬＣ回路の通過特性とを示す図である。 図１０は、第３の実施形態のフィルタ装置における送信信号の周波数特性と、ＬＣ回路が接続されていないデュプレクサの送信フィルタの減衰量周波数特性とを示す図である。 図１１（ａ）～図１１（ｃ）は、ＬＣ回路の変形例を示す各回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るフィルタ装置を有するデュプレクサの概略ブロック図である。
　デュプレクサ１は、携帯電話のアンテナに接続される。デュプレクサ１は、アンテナに接続するためのアンテナ端子２を有する。アンテナ端子２に、送信フィルタを構成するための第１のバンドパスフィルタ３と、受信フィルタを構成している第２のバンドパスフィルタ４とが接続されている。第１のバンドパスフィルタ３は、その通過帯域が送信帯域である。第２のバンドパスフィルタ４の通過帯域は、受信帯域であり、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域とは異なっている。
　上記第１のバンドパスフィルタ３は、第１の信号端子５と、第２の信号端子６との間に接続されている。第１の信号端子５と、受信端子７との間に上記第２のバンドパスフィルタ４が接続されている。
　本実施形態の特徴は、第１のバンドパスフィルタ３に並列にＬＣ回路８が接続されており、それによって本実施形態のフィルタ装置９が構成されていることにある。
　ＬＣ回路８は、第１の信号端子５と第２の信号端子６との間に接続されたインダクタＬ１を有する。インダクタＬ１に直列に容量Ｃ１が接続されている。さらに、インダクタＬ１と容量Ｃ１とが直列に接続されている回路要素に並列に第２のインダクタＬ２が接続されている。上記第１のインダクタＬ１、容量Ｃ１及び第２のインダクタＬ２により、ＬＣ回路８が構成されている。ＬＣ回路８は、バンドパスフィルタ３の通過帯域における通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量が、ＬＣ回路８が接続されていない場合に比べて大きくなるように構成されている。
　ＬＣ回路８は、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域において、オープンとなる反共振特性を有する。
　なお、バンドパスフィルタ３の通過帯域において、ＬＣ回路８がオープンとなる反共振特性とは、通過帯域が反共振周波数近傍に位置していることを意味する。この場合、反共振周波数が通過帯域外に位置していてもよい。反共振周波数近傍では、ＬＣ回路８のインピーダンスは非常に高くなる。従って、通過帯域が反共振周波数近傍に位置している場合、ＬＣ回路８にはほとんど電流が流れない。言い換えれば、ＬＣ回路がオープンとなる状態となる。よって、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域においては、ＬＣ回路８にほとんど電流が流れないため、通過帯域における損失の増大を避けることができる。すなわち、第１のバンドパスフィルタの通過帯域における減衰量を十分小さくしたまま、後述するように、本発明に従って、通過帯域外の所望の周波数帯域における減衰量を拡大することができる。
　バンドパスフィルタ３単独のフィルタ特性に比べ、バンドパスフィルタ３にＬＣ回路８が接続されている場合、バンドパスフィルタ３の通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量が大きくされている。それによって、バンドパスフィルタ３の通過帯域外の上記一部の周波数帯域における減衰量を大きくすることができる。これを、図２～図４を参照してより具体的に説明する。
　本実施形態のデュプレクサ１は、ＵＳＴＭのＢａｎｄ２に用いられるものである。Ｂａｎｄ２では、送信周波数は１８５０～１９１０ＭＨｚ帯にあり、受信周波数帯は１９３０～１９９０ＭＨｚ帯であり、両者の周波数間隔は８０ＭＨｚである。図２の破線は、ＬＣ回路８が接続されていない、すなわち第１のバンドパスフィルタ３単独の減衰量周波数特性を示す。図２から明らかなように、１８５０ＭＨｚ～１９１０ＭＨｚのＢａｎｄの送信周波数帯において減衰量が非常に小さくされている。Ｂａｎｄ２の送信フィルタでは、送信周波数の２倍の帯域、すなわち２×（１８５０～１９１０）＝３７００～３８２０ＭＨｚ帯での減衰量が大きいことが求められる。減衰量を増大させる理由は、相互変調歪の抑制するためである。図２の破線で示した減衰量周波数特性では、この送信帯域の２倍の通過帯域における減衰量が十分大きくない。
　他方、図２の実線は、上記ＬＣ回路８の通過特性を示す。図２から明らかなように、ＬＣ回路８は、３３７０ＭＨｚ付近に共振周波数を有し、２０００ＭＨｚ付近に反共振周波数を有する。
　従って、ＬＣ回路８は、バンドパスフィルタ３の通過帯域である１８５０～１９１０ＭＨｚ帯において、オープンとなる周波数特性を有する。よって、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域すなわち送信帯域においては、図１のＬＣ回路８にはほとんど電流が流れない。
　なお、図２に実線で示す共振特性及び反共振特性を有するようにＬＣ回路８を構成するには、周知の仕様に従って、第１のインダクタＬ１及び第２のインダクタＬ２のインダクタンス値及び容量Ｃ１の容量値を調整することにより達成し得る。本実施形態の特徴は、このような共振及び反共振特性を有するＬＣ回路８を、並列に第１のバンドパスフィルタ３に接続したことにある。
　図３の実線は、上記フィルタ装置９の減衰量周波数特性を示し、破線は図２に示したのと同様に、バンドパスフィルタ３単独の減衰量周波数特性を示す。また、図４は、図２で示した測定周波数帯域を広げた場合のＬＣ回路を接続する前のデュプレクサの送信フィルタにおける減衰量の周波数特性と、ＬＣ回路の通過特性を示す図である。すなわち、図４は、デュプレクサの送信フィルタの減衰量の周波数特性を実線で示したフィルタ装置９の減衰量周波数特性と、上記ＬＣ回路８の通過特性とを重ね合わせて示す図である。
　図３における２Ｔｘは、前述した送信周波数帯の２倍の周波数帯域である。図３の実線と破線とを比較すれば明らかなように、本実施形態のフィルタ装置９では、２Ｔｘ帯における減衰量を２３ｄＢ程度から３０ｄＢ程度まで大きくし得ることがわかる。従って、本実施形態のフィルタ装置９によれば、上記ＬＣ回路８は、バンドパスフィルタ３の通過帯域外の一部の周波数帯域、すなわち２Ｔｘ帯における減衰量を大きくし得るように構成されているため、２Ｔｘ帯におけるフィルタ装置９の減衰量の拡大を図ることが可能とされている。
　上記２Ｔｘ帯において、ＬＣ回路８の振幅位相特性と、バンドパスフィルタ３の振幅位相特性が、同振幅かつ逆位相の関係にあることが好ましい。言い換えれば、２Ｔｘ帯において、ＬＣ回路８の振幅位相特性と、バンドパスフィルタの振幅位相特性が複素共役の関係にあることが望ましい。その場合には、前述した特許文献１に記載のように、同振幅かつ逆位相となる周波数域における減衰量を効果的に大きくすることができる。
　なお、上記同振幅とは、２つの信号の振幅が完全に一致している場合だけでなく、一方の信号に対し、他方の信号の振幅がｌｏｇ比で－３ｄＢ～２ｄＢの範囲内の場合も含むものとする。すなわち、２つの信号が全く同一である必要は必ずしもない。
　さらに、逆位相とは、２つの信号の位相が完全に逆相である場合に限らず、完全に逆位相の状態±２０度の範囲内でずれている場合を含むものとする。この程度の範囲内で位相がずれていたとしても、所望とする周波数において、減衰量を十分に大きくすることができる。
　本実施形態では、上記のように、２Ｔｘ帯における減衰量の拡大をＬＣ回路８により図ることができる。ＬＣ回路８は能動素子を必要としない。よって、能動素子を駆動するための制御用回路を省略することができる。従って、帯域外減衰量の拡大を図りつつ、小型化、低コスト化及び低消費電力化を果たすことができる。
　図５は、本発明の第２の実施形態に係るフィルタ装置を含むデュプレクサの概略ブロック図である。第２の実施形態のデュプレクサ１１は、第１のデュプレクサ１と同様に、ＵＳＴＭのＢａｎｄ２の信号の送信及び受信を行う。デュプレクサ１と同様に、デュプレクサ１１は、アンテナ端子２に接続される第１の信号端子５を有する。第１の信号端子５と送信端子としての第２の信号端子６との間に第１のバンドパスフィルタ３が接続されている。第１の信号端子５と受信端子７との間に受信フィルタとしての第２のバンドパスフィルタ４が接続されている。これらの構成は、第１の実施形態と同様である。第２の実施形態が第１の実施形態と異なるのは、ＬＣ回路８に代えて、ＬＣ回路８Ａが用いられていることにある。すなわち、第１のバンドパスフィルタ３に並列にＬＣ回路８Ａが接続されており、それによって第２の実施形態のフィルタ装置９Ａが構成されている。
　ＬＣ回路８Ａは、ＧＰＳの通過帯域である１５００ＭＨｚ付近の減衰量を拡大するために第１のバンドパスフィルタ３に並列に接続されている。より具体的には、ＬＣ回路８Ａは、インダクタＬ３と、第１の容量Ｃ２及び第２の容量Ｃ３を有する。インダクタＬ３の自己共振周波数が第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域近傍に位置している。インダクタＬ３に並列に第１の容量Ｃ２が接続されている。それによって、ＬＣ並列共振回路が構成されている。さらに、インダクタＬ３に直列に第２の容量Ｃ３が接続されている。
　図６の実線は、ＬＣ回路８Ａの通過特性を示し、破線は、第１のバンドパスフィルタ３の減衰量周波数特性を示す。すなわち、破線は、ＬＣ回路８Ａが接続されていない、バンドパスフィルタ３単独の減衰量周波数特性を示す。図６の破線から明らかなように、本実施形態においても、第１のバンドパスフィルタ３は、Ｂａｎｄ２の送信帯域において減衰量が非常に小さくされている。
　他方、ＬＣ回路８Ａの通過特性では、反共振周波数がバンドパスフィルタ３の通過帯域近傍すなわち１９６０ＭＨｚ付近にある。共振周波数は、１１６０ＭＨｚ付近に存在する。図６の周波数帯域Ａ，Ｂは、本実施形態においてフィルタ装置９Ａの減衰量を拡大したい周波数帯域を示す。具体的には、周波数帯域ＡがＢａｎｄ１１、周波数帯域ＢがＧＰＳの通過帯域である。複数の周波数帯域に対応したモジュール装置、例えば、ＧＰＳ装置とＢａｎｄ１１に対応したフィルタとを含むモジュール装置では、ＧＰＳの周波数帯域とＢａｎｄ１１の周波数帯域でノイズを抑制する必要がある。従って、複数の周波数帯域で減衰量を大きくし得ることが求められる。
　本実施形態では、１５００ＭＨｚにおいて、ＬＣ回路８Ａの信号と、第１のバンドパスフィルタ３の信号が同振幅逆位相となるようにインダクタＬ３のインダクタンス値、容量Ｃ２及びＣ３の容量値が定められている。
　図７の破線は、上記バンドパスフィルタ３単独の減衰量周波数特性を示し、実線はフィルタ装置９Ａの減衰量周波数特性を示す。図７から明らかなように、周波数帯Ｆｘにおいて、ＬＣ回路８Ａが接続されていない破線のフィルタ特性では、３５ｄＢ程度であるのに対し、本実施形態によれば、４２～４３ｄＢ程度に拡大されていることがわかる。
　すなわち、本実施形態においても、ＬＣ回路８Ａが、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域外の周波数に反共振周波数を有し、ＬＣ回路８Ａを接続することにより、バンドパスフィルタ３の通過帯域外の一部の周波数における減衰量を拡大し得ることがわかる。
　本実施形態においても、上記周波数帯域Ａ、周波数帯域Ｂにおける減衰量の拡大に必要なＬＣ回路８Ａは、インダクタＬ３及び容量Ｃ２，Ｃ３で構成されている。従って、能動素子を必要としない。よって、第１の実施形態と同様に、小型化、低コスト化及び低消費電力化を果たすことができる。
　図８は、本発明の第３の実施形態に係るデュプレクサを示す概略ブロック図である。本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、アンテナ端子２に接続されている第１の信号端子５に第１のバンドパスフィルタ３及び第２のバンドパスフィルタ４が接続されている。デュプレクサ２１もまた、ＵＳＴＭのＢａｎｄ２の送信及び受信を行うデュプレクサである。
　本実施形態が第１の実施形態と異なるところは、第１のバンドパスフィルタ３に並列にＬＣ回路８Ｂが接続されてフィルタ装置９Ｂが構成されていることにある。
　ＬＣ回路８Ｂは、インダクタＬ４と、インダクタＬ４に並列に接続された容量Ｃ４とを有する。従って、ＬＣ回路８Ｂは、２個の受動素子を組み合わせて構成されている。よって、ダイオードやＩＣ能動素子を用いた位相及び減衰量調整回路に比べ、小型化、低コスト化及び低消費電力化を果たすことができる。
　本実施形態においても、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域外の一部の周波数である１５００ＭＨｚにおける減衰量の拡大が、ＬＣ回路８Ｂの接続により図られている。これを、図９及び図１０を参照して説明する。
　図９の破線は、第１のバンドパスフィルタ３単独の減衰量周波数特性を示す。実線は、ＬＣ回路８Ｂの通過特性を示す。ＬＣ回路８Ｂは、インダクタＬ４と容量Ｃ４とを並列に接続した構成であり、共振特性は有せず、反共振特性のみを有する。
　図９から明らかなように、ＬＣ回路８Ｂの反共振周波数は、１８４０ＭＨｚ付近に位置する。すなわち、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域外であって、通過帯域近傍に位置している。従って、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域では、ＬＣ回路８Ｂはオープンの状態となっている。よって、第１のバンドパスフィルタ３の通過帯域では、ＬＣ回路８Ｂには電流がほとんど流れない。よって、消費電力の増大を避けることができる。
　図１０の実線は、本実施形態のフィルタ装置９Ｂの減衰量周波数特性を示し、破線は、第１のバンドパスフィルタ３単独の減衰量周波数特性を示す。図１０から明らかなように、Ｂａｎｄ１１の通過帯域と、ＧＰＳの周波数帯域付近の周波数帯において、減衰量が本実施形態によれば大きく改善していることがわかる。すなわち、第１のバンドパスフィルタ３単独では、減衰量は３５ｄＢ程度であったのに対し、本実施形態によれば、４２～４４ｄＢ程度と大きくし得ることがわかる。
　本実施形態においても、ＬＣ回路８Ｂが能動素子を必要としないため、低コスト化、小型化及び低消費電力化を果たすことができる。
　なお、本発明におけるＬＣ回路の回路構成は、第１～第３の実施形態で用いたＬＣ回路８，８Ａ，８Ｂに限定されるものではない。図１１（ａ）に示すように、インダクタＬ５に容量Ｃ５を並列に接続し、かつインダクタＬ５に容量Ｃ６を直列に接続してもよい。
　また、図１１（ｂ）に示すように、インダクタＬ６に直列に容量Ｃ７を接続し、容量Ｃ７に並列にインダクタＬ７を接続してもよい。
　さらに、図１１（ｃ）に示すように、インダクタＬ８と容量Ｃ８を直列に接続し、このインダクタＬ８及び容量Ｃ８が直列に接続された回路要素に並列に容量Ｃ９を並列に接続してもよい。
　図１１（ａ）～（ｃ）に各変形例のＬＣ回路を示したように、本発明におけるＬＣ回路は、バンドパスフィルタの通過帯域においてＬＣ回路がオープンとなる反共振特性を有し、通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量を拡大し得るように構成されている限り、特に限定されるものではない。
　また、上述してきた第１～第３の実施形態では、ＵＳＴＭのＢａｎｄ２の送信フィルタに適応した例を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、受信フィルタである第２のバンドパスフィルタ４に並列にＬＣ回路を接続し、受信フィルタにおける帯域外減衰量の拡大を図ってもよい。
　さらに、Ｂａｎｄ２以外の様々なＢａｎｄや他の通信システムにおける通過帯域外減衰量の拡大にも本発明を用いることができる。
　本発明によれば、上記のように、バンドパスフィルタの通過帯域外の所望の周波数帯域における減衰量の拡大をＬＣ回路をバンドパスフィルタに並列に接続することにより達成することができる。よって、ＬＣ回路により帯域外減衰量を拡大したり、周波数域についても特に限定されるものではない。例えば、デュプレクサ１と、ＷＲＡＮとが搭載されている携帯電話機において、ＷＲＡＮの通過帯域においてデュプレクサ１の帯域外減衰量の拡大を図りたい場合には、ＬＣ回路８の回路定数を、ＷＲＡＮにおける減衰量を改善し得るように調整すればよい。
１…デュプレクサ
２…アンテナ端子
３…第１のバンドパスフィルタ
４…第２のバンドパスフィルタ
５…第１の信号端子
６…第２の信号端子
７…受信端子
８，８Ａ，８Ｂ…ＬＣ回路
９，９Ａ，９Ｂ…フィルタ装置
１１…デュプレクサ
２１…デュプレクサ
Ｃ１～Ｃ９…容量
Ｌ１～Ｌ８…インダクタ

Claims (9)

  1. 　第１及び第２の信号端子を有するフィルタ装置であって、
    　前記第１の信号端子と前記第２の信号端子との間に接続されたバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに並列に接続されているＬＣ回路とを備え、
    　前記ＬＣ回路は、前記バンドパスフィルタの通過帯域において、該ＬＣ回路がオープンとなる反共振特性を有し、該ＬＣ回路が接続されていることにより、該ＬＣ回路が接続されていない場合に比べて、前記バンドパスフィルタの通過帯域外の一部の周波数帯域における減衰量が大きくなるように構成されている、フィルタ装置。
  2. 　前記バンドパスフィルタの通過帯域外の前記一部の周波数帯域において、前記ＬＣフィルタの振幅特性及び位相特性と、前記バンドパスフィルタの振幅特性及び位相特性が、同振幅かつ逆位相の関係にある、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記一部の周波数帯域において、前記ＬＣフィルタの振幅位相特性と、前記バンドパスフィルタの振幅位相特性が複素共役の関係にある、請求項１または２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記ＬＣ回路の反共振周波数が、前記バンドパスフィルタの通過帯域内に位置している、請求項１～３のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記ＬＣ回路が、共振周波数及び反共振周波数を有するＬＣ回路である、請求項１～４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記ＬＣ回路が、共振周波数を有せず、反共振周波数を有する、ＬＣ共振回路である、請求項１～４のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  7. 　アンテナに接続されるアンテナ端子を有するデュプレクサであって、
    　前記アンテナ端子に前記第１の信号端子が電気的に接続されている請求項１～６のいずれか１項に記載のフィルタ装置からなる第１のフィルタ装置と、
    　前記アンテナ端子に接続されており、前記第１のフィルタ装置の通過帯域と異なる通過帯域を有する第２のフィルタ装置とを備える、デュプレクサ。
  8. 　前記第１のフィルタ装置における前記ＬＣ回路の反共振周波数が前記第１のフィルタ装置の通過帯域と、前記第２のフィルタ装置の通過帯域との間に位置している、請求項７に記載のデュプレクサ。
  9. 　前記第１のフィルタ装置が送信フィルタであり、前記第２のフィルタ装置が受信フィルタである、請求項７または８に記載のデュプレクサ。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082523A (ja) * 2014-10-21 2016-05-16 太陽誘電株式会社 分波器
CN107017856A (zh) * 2016-01-25 2017-08-04 Tdk株式会社 带通滤波器及分波器
JPWO2021005927A1 (ja) * 2019-07-09 2021-01-14

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3052312B1 (fr) * 2016-06-06 2019-08-02 Airbus Ds Slc Circuit a retard pour le decalage temporel d'un signal radiofrequence et dispositif de reduction d'interferences utilisant ledit circuit

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62261211A (ja) 1986-05-08 1987-11-13 Toyo Commun Equip Co Ltd フイルタ
JPH10256809A (ja) 1997-03-07 1998-09-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電子同調型有極フィルタ
JP2004248321A (ja) * 2004-04-22 2004-09-02 Oki Electric Ind Co Ltd 有極型ｓａｗフィルタ
JP2012109818A (ja) * 2010-11-17 2012-06-07 Taiyo Yuden Co Ltd フィルタ回路、分波器およびｒｆモジュール

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69722168T2 (de) * 1997-02-12 2003-12-18 Oki Electric Ind Co Ltd Akustische Oberflächenwellenfilter mit erzeugten Dämpfungspolen durch Impedanzschaltungen
JP3815424B2 (ja) * 2002-11-08 2006-08-30 株式会社村田製作所 弾性境界波装置
EP1533897A3 (en) * 2003-11-20 2010-06-30 Panasonic Corporation Filter using piezoelectric resonator
CN102497172A (zh) * 2004-10-29 2012-06-13 北电网络有限公司 带阻滤波器
JP2007036856A (ja) * 2005-07-28 2007-02-08 Fujitsu Media Device Kk 共振器、フィルタおよびアンテナ分波器
DE102007024895B4 (de) * 2007-05-29 2015-08-27 Epcos Ag Multiband-Filter
CN102232270B (zh) * 2008-11-28 2015-07-22 太阳诱电株式会社 滤波器、双工器以及电子装置
JP5464864B2 (ja) * 2009-02-25 2014-04-09 京セラ株式会社 フィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
JP4968305B2 (ja) * 2009-09-29 2012-07-04 Ｔｄｋ株式会社 積層型バンドパスフィルタ
US9041484B2 (en) * 2010-12-10 2015-05-26 Peregrine Semiconductor Corporation Method, system, and apparatus for resonator circuits and modulating resonators

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62261211A (ja) 1986-05-08 1987-11-13 Toyo Commun Equip Co Ltd フイルタ
JPH10256809A (ja) 1997-03-07 1998-09-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電子同調型有極フィルタ
JP2004248321A (ja) * 2004-04-22 2004-09-02 Oki Electric Ind Co Ltd 有極型ｓａｗフィルタ
JP2012109818A (ja) * 2010-11-17 2012-06-07 Taiyo Yuden Co Ltd フィルタ回路、分波器およびｒｆモジュール

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082523A (ja) * 2014-10-21 2016-05-16 太陽誘電株式会社 分波器
CN107017856A (zh) * 2016-01-25 2017-08-04 Tdk株式会社 带通滤波器及分波器
CN107017856B (zh) * 2016-01-25 2020-07-10 Tdk株式会社 带通滤波器及分波器
JPWO2021005927A1 (ja) * 2019-07-09 2021-01-14
WO2021005927A1 (ja) * 2019-07-09 2021-01-14 株式会社村田製作所 Ｌｃフィルタ
TWI732609B (zh) * 2019-07-09 2021-07-01 日商村田製作所股份有限公司 Lc濾波器
JP7264249B2 (ja) 2019-07-09 2023-04-25 株式会社村田製作所 Ｌｃフィルタ
US11811382B2 (en) 2019-07-09 2023-11-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. LC filter

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