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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Filterschaltung mit mehreren
Durchlassbändern.
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Verwandte
Technik der Erfindung
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Das
auf dem Prinzip akustischer Oberflächenwellen arbeitende Filter
bzw. sogenannte Oberflächenwellen-Filter
ist in verschiedenen Geräten, insbesondere
in Mobilkommunikationsgeräten
aufgrund seiner Merkmale der kleinen Größe und hohen Leistung zur Anwendung
gekommen. Die Eigenschaften als Filter wurden weitgehend untersucht, wobei
jedoch hauptsächlich
Filter mit nur einem Durchlassband untersucht wurden, und nur wenige Untersuchungen
bezüglich
eines Filters mit mehreren Durchlassbändern durchgeführt wurden.
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Beispielweise
ist das, was in dem Japanischen Patentoffenlegung Nr. 5-167388 offenbart wird,
ein Trennfilter, das von akustischen Oberflächenwellen Gebrauch macht.
Die Japanischen Patentoffenlegung Nr. 9-98046 offenbart einen Aufbau eines
Trennfilters, in welchem eine ein Tiefpassfilter verbindende Schaltung
in dem Verbindungsteil jedes Filters erklärt wird. In der Japanischen
Patentoffenlegung Nr. 9-12138 wird ebenso eine in einem Verzweigungsfilter
verwendete Schaltung beschrieben. Patent Abstract of Japan, Vol.
097, no. 608, 29. August 1998 und JP09 098046 offenbart ein Beispiel
eines derartigen Filters.
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In
letzter Zeit wurde aufgrund des Fortschrittes in der Mobilkommunikation
das Dienstfrequenzband auf den Bereich von Quasi-Mikrowellen angehoben.
Da sich die Mobilkommunikation weiter verbreitet, tendiert auch
der Dienstfrequenzbereich zu einer Erweiterung.
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Jedoch
kann die Nutzung des herkömmlichen
Systems nicht beendet werden, und daher ist die Koexistenz von zwei
Systemen erforderlich. Aus diesem Grund müssen zum Senden und Empfangen wenigstens
zwei oder mehr Frequenzen verwendet werden. In diesem Falle sind
ein Filter, ein Empfangsverstärker
und ein Sendeverstärker
für jede
Frequenz erforderlich, das heißt,
es sind in diesem Falle jeweils zwei Sätze erforderlich, wodurch der
Schaltungsumfang vergrößert wird.
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Da
eine beiden Frequenzen entsprechende Schaltung, wenn beispielsweise
der Empfangsverstärker
gemeinsam genutzt wird, sind getrennte Filter für die einzelnen Frequenzen
erforderlich. In einem derartigen Falle kann durch Umschalten dieser
Filter mittels eines Schalters unter Verwendung eines Halbleiterelementes
das geeignete Filter verwendet werden.
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Auch
in diesem Falle ist eine Energiequellenschaltung für das Halbleiterelement
erforderlich und der Schaltungsumfang w ebenfalls erhöht.
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In
dem in der Japanischen Patenoffenlegung Nr. 5-167388 erläuterten
Verfahren bei einem einseitigen Filter ein Induktor oder eine Phasendrehungsleitung
zwischen der Signalleitung und Masse eingefügt, oder ein Kondensator in
Reihe zu dem einseitigen Filter eingefügt. In der Japanischen Patentoffenlegung
Nr. 9-98046 wird eine ein Tiefpassfilter in dem Verbindungsteil
jedes Filter verbindende Schaltung offenbart. In der Japanischen
Patentoffenlegung Nr. 9-121138 wird ein Trennfilter, das eine Phasenanpassungsschaltung
hinzufügt,
offenbart.
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In
jedem Falle führt
jedoch, da das Schaltungselement mit niedrigerem Q als der Oberflächenwellen-Resonator
verwendet wird, dieses schließlich zu
einer Erhöhung
des Einfügungsverlustes
des Filters. Im Übrigen
ist die als die Phasenanpassungsschaltung verwendete Übertragungsleitung
abhängig von
der Frequenz ziemlich lang, und der Vorteil der Verkleinerung damit
verringert.
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Natürlich bestehen
die in den Trennfiltern erforderlichen vorstehenden Eigenschaften
kurz gesagt darin, wie die beiden Filter ohne wechselseitige Interferenz
der Eigenschaften der einzelnen Filter zu verbinden sind. In einem
derartigen Trennfilter ist im übrigen,
hinsichtlich eines beliebigen Filter von den zu verbindenden zwei
Filtern, bei der Durch lassfrequenz dieses Filters die Impedanz des
anderen Filters unendlich, und die Untersuchung erfolgte nur unter
dem einen Gesichtspunkt einer solchen Konstruktion, dass die Impedanz
des anderen Filter bei der Durchlassfrequenz nicht die Induktivitätskomponenten
oder Kapazitätskomponenten
enthalten kann.
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Jedoch
hat der nicht an der herkömmlichen festen
Idee hängende
Erfinder der vorliegenden Anmeldung entdeckt, dass die Anzahl von
Elementen für
die Anpassung verringert werden kann, indem unter einem anderen
Gesichtspunkt konstruiert wird.
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Das
heißt,
der neue Gesichtspunkt des Erfinders der vorliegenden Anmeldung
besteht in einer Verbindung, indem zulassen wird, dass die Induktivitätskomponenten
oder Kapazitätskomponenten
in der Impedanz des einen Filters bei der Durchlassfrequenz dieses
Filters enthalten sind. Zu diesem Zeitpunkt ist für dieses
Filter bei dessen Durchlassfrequenz die Impedanz des anderen Filters
ein bestimmter hoher Wert, jedoch nicht unendlich, wie in dem Falle
nach dem Stand der Technik. Demzufolge wird, indem das andere Filter
als ein Schaltelement mit der vorstehenden Impedanz berücksichtigt
wird, die mit dem einen Filter verbunden wird, ein Anpassungselement
mit dem anderen Filter verbunden, so dass der Effekt dieses Schaltungselementes
im Wesentlichen ignoriert werden kann. Durch Einstellen des Wertes
dieses Anpassungselementes können die
Induktivitätskomponenten
oder Kapazitätskomponenten,
die als die Effekte des Schaltungselementes betrachtet werden, verringert
oder entfernt werden. Somit kann unter Beibehaltung derselben Leistung,
wie nach dem Stand der Technik die Anzahl der Anpassungselemente
konsequent verringert werden. Der Erfinder der vorliegenden Anmeldung
entdeckte auch, dass es manchmal nicht erforderlich ist, dass Anpassungselement
mit dem anderen Filter wie vorstehend erwähnt zu verbinden, wenn der
Wert der Komponente einen vernachlässigbaren Wert nach der Verbindung
hat, indem man zulässt,
dass Induktivitätskomponenten
oder Kapazitätskomponenten enthalten
sind.
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In
Anbetracht derartiger Probleme bei der Verbindung zwischen herkömmlichen
Filtern ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Filterschaltung
mit mehreren Durchlassbändern
durch einen Aufbau zu realisieren, der die Anzahl von Anpassungselementen
weiter begrenzt.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Eine
Filterschaltung mit mehreren Durchlassbändern der ersten Ausführungsform
umfasst:
ein erstes Filter mit einem ersten Durchlassband,
und ein zweites Filter mit einem zweiten Durchlassband, wobei wenigstens
einer von deren Eingangsanschlüssen
und Ausgangsanschlüssen
wechselseitig parallel geschaltet ist,
wobei das zweite Filter
eine höhere
Durchlassfrequenz als das erste Filter hat und ein Induktorelement
in Reihe mit wenigstens einem Anschluss des ersten Filters geschaltet
ist, wobei der Anschluss mit dem Anschluss des zweiten Filters verbunden
ist.
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Eine
Filterschaltung mit mehreren Durchlassbändern der zweiten Erfindung
gemäß der ersten Erfindung
weist ferner ein Kondensatorelement auf, welches mit wenigstens
einem Anschluss des zweiten Filters in Reihe geschaltet ist, wobei
der Anschluss mit dem Anschluss des ersten Filters verbunden ist.
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Die
vorliegende Erfindung gemäß der ersten und
zweiten Erfindung ist eine Filterschaltung mit mehreren Durchlassbändern, wobei
die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des ersten Filters alleine und/oder
die Eingangs- und Ausgangsimpedanz des zweiten Filters alleine niedriger
als die Eingangs- und Ausgangsimpedanz ist, die in der Filterschaltung
erforderlich ist.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
eine Blockdarstellung eines Abzweigfilters, das in einer Filterschaltung
in einer Ausführungsform
der Erfindung verwendet wird.
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2 ist
ein Smith-Diagramm, das die Eingangsimpedanz eines 900-MHz-Band-Filters
in der Ausführungsform
darstellt.
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3 2 ist
ein Smith-Diagramm, das die Eingangsimpedanz eines 1,8-GHz-Band-Filters in der Ausführungsform
darstellt.
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4(a) ist ein Schaltbild einer Reihenschaltung
von Induktoren L1, L2 zu einem 900-MHz-Band-Filter F1 in der Ausführungsform.
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4(b) ist ein Diagramm, das die Impedanzänderungen
der in 4(a) dargestellten Schaltung zeigt.
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5(a) ist ein Diagramm, das eine Filterschaltung
durch eine Parallelverbindung eines ersten Filters und eines zweiten
Filters in der Ausführungsform
1 darstellt.
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5(b) ist ein Diagramm, das eine Impedanz bei einer
Mittenfrequenz von jedem Durchlassband der Filter F1, F2 in der
in 5(a) dargestellten Filterschaltung
zeigt.
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6(a) ist ein Schaltbild, das ein 900-MHz-Band-Filter 401 zeigt,
mit welchem Induktoren L1, L2 in 5(a) verbunden
sind.
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6(b) ist eine äquivalente
Schaltkreisdarstellung im 1,8-GHz-Band von dem Eingangsende der
in 6(a) dargestellten Schaltung
aus gesehen.
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7(a) ist ein Schaltbild, das ein 1,8-GHz-Band-Filter 402 alleine
darstellt.
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7(b) ist ein äquivalentes
Schaltbild im 900-MHz-Band von Eingangsende der in 7(a) dargestellten Schaltung aus gesehen.
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8(a) ist ein äquivalentes
Schaltbild im 900-MHz-Band der in 5(a) dargestellten
Filterschaltung.
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8(b) ist ein äquivalentes
Schaltbild im 1,8-GHz-Band der in 5(a) dargestellten
Filterschaltung.
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9 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn die in der Ausführung dargestellten Filter 401, 402 alleine
gemessen werden.
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10 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 4,7 nH für die Induktorelemente 403-1, 403-2 in
der in 5(a) der Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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11 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 8,2 nH als Induktorelement in
der in 5(a) der Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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12 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 15 nH als Induktorelement in
der in 5(a) der Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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13 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 3 nH als Induktorelement in der
in 5(a) der Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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14 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 22 nH als Induktorelement in
der in 5(a) der Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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15 ist
eine Gesamtansicht, welche die Durchlasskennlinie der in 5(a) dargestellten Filterschaltung zeigt.
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16 ist
ein Schaltbild, dass eine Filterschaltung durch Parallelschaltung
eines erstes Filters und eines zweiten Filters in der Ausführungsform 2 darstellt.
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17(a) ist ein Schaltbild aufgrund von Reihenschaltung
von Kondensatoren 704-1, 704-2 zu einem 1,8-GHz-Band-Filter 702.
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17(b) ist eine Darstellung, die Impedanzveränderungen
der in 17(a) dargestellten Schaltung
zeigt.
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18(a) ist ein äquivalentes
Schaltbild im 900-MHz-Band der in 16 dargestellten
Filterschaltung.
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18(b) ist ein Smith-Diagramm, das die Kennlinie
der in 18(a) dargestellten äquivalenten Schaltung
zeigt.
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19(a) ist ein äquivalentes
Schaltbild im 1,8-GHz-Band der in 16 dargestellten
Filterschaltung.
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19(b) ist ein Smith-Diagramm, das die Kennlinie
der in 19(a) dargestellten äquivalenten Schaltung
zeigt.
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20 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 4,7 nH als Induktorelemente 703-1, 703-2 und
2 pF als Kondensatorelemente 704-1, 704-2 in der
in 16 der Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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21 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 4,7 nH als Induktorelement und
8 pF als Kondensatorelement in der in 16 der
Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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22 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 15 nH als Induktorelement und
2 pF als Kondensatorelement in der in 16 der
Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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23 ist
eine teilweise vergrößerte Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 15 nH als Induktorelement und
8 pF als Kondensatorelement in der in 16 der
Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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24 ist
eine teilweise vergrößere Ansicht jedes
Durchlassbandes, wenn ein Wert von 7 nH als Induktorelement und
3,5 pF als Kondensatorelement in der in 16 der
Ausführungsform
dargestellten Filterschaltung festgelegt wird.
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25 ist
eine Gesamtansicht, welche die Durchlasskennlinie der in 16 dargestellten
Filterschaltung zeigt.
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26 ist
eine Vergleichsdarstellung der Impedanz im 2,4-GHz-Band und 1,7-GHz-Band eines ersten
Filters, wenn der Durchlassfrequenzbereich des ersten Filters vom
800-MHz-Band auf das 900-MHz-Band geändert wird.
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27 ist
eine Vergleichsdarstellung der Impedanz im 800-MHz-Band und 900-MHz-Band eines zweiten
Filters wenn der Durchlassfrequenzbereich des zweiten Filters vom
1,7-GHz-Band auf das 2,4-GHz-Band geändert wird.
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- 105-1
bis 105-4
- Oberflächenwellen-Resonator
- 401
- 800-MHz-Band-Filter
- 402
- 1,8-GHz-Band-Filter
- 403-1,
403-2
- Induktorelement
- 404
- Eingangsanschluss
- 405
- Ausgangsanschluss
- 704-1,
704-2
- Kapazitätselement
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Unter
Bezugnahme auf die Zeichnungen werden nun nachstehend bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung im Detail beschrieben.
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(Ausführungsform 1)
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Hierin
wird eine Ausführungsform
einer Filterschaltung mit mehreren Durchlassbändern der Erfindung unter Bezugnahme
auf die Zeichnungen beschrieben. 5(a) ist
ein Schaltbild, das eine Filterschaltung mit mehreren Durchlassbändern der
Erfindung darstellt. 1 ist eine Blockdarstellung
erster oder zweiter in der Filterschaltung in 5(a) verwendeter Filter.
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In
dieser Ausführungsform
wurde als erstes Filter F1 ein Abzweigfilter unter Verwendung eines Oberflächenwellen-Resonators
gemäß Darstellung in 1 verwendet.
Die Mittenfrequenz des ersten Filters ist 900 MHz. Als zweites Filter
F2 wurde ein Abzweig filter mit demselben Aufbau wie in 1 dargestellt
verwendet. Die Mittenfrequenz des zweiten Filters ist 1,8 GHz. Hierin
wird der Aufbau des in 1 dargestellten Abzweigfilters
kurz beschrieben. In der Darstellung sind die Bezugszeichen 101, 102 Eingangs- und Ausgangsanschlüsse und 103 und 104 sind
Masseanschlüsse.
Die Bezugszeichen 105-1, 105-2, 105-3, 105-4 sind
in Reihe zu den Signalleitungen geschaltete Oberflächenwellen-Resonatoren
und 106-1, 106-2 sind zwischen den Signalleitungen
und Masse angeschlossene Oberflächenwellen-Resonatoren.
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Zuerst
wird die Beziehung von Eingangs- und Ausgangsimpedanz der ersten
und zweiten Filter beschrieben.
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2 ist
ein Smith-Diagramm, das die Impedanz des 900-MHz-Band-Filters (erstes
Filter F1) darstellt.
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In
dem Diagramm ist der Punkt A die Impedanz des Durchlassbandes von
900 MHz und der Punkt B ist die Impedanz bei 1,8 GHz
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3 ist
ein Smith-Diagramm, das die Impedanz des 1,8-GHz-Band-Filters (zweites
Filter F2) darstellt.
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In
dem Diagramm ist der Punkt C die Impedanz des Durchlassbandes von
1,8 GHz und der Punkt D ist die Impedanz bei 900 MHz.
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Anschließend werden
die Impedanzveränderungen
analysiert, wenn die Induktoren L1, L2 mit dem Filter F1 von 900
MHz in Reihe geschaltet werden, wie es in 4(a) dargestellt
ist.
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In
diesem Falle wird die Impedanz bei 900 MHz in dem Durchlassband
des Filters F1 von dem Punkt A zu dem Punkt A' gemäß Darstellung
in 4(b) verschoben und die Impedanz
bei 1,8 GHz wird von dem Punkt B zu dem Punkt B' verschoben. Hierin sind der Punkt A
und der Punkt B in 2 dargestellte Impedanzpunkte.
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Unter
Bezugnahme auf 5(a) bis 8(b) werden
in 5(b) dargestellte Impedanzveränderungen
analysiert. 5(a) ist ein Schaltbild der
Parallelschaltung des Filters F2 zu der in 4(a) dargestellten
Schaltung. 5(b) ist eine Darstellung, welche
die Impedanz bei der Mittenfrequenz jedes Durchlassbandes der Filter
F1, F2 in der in 5(a) dargestellten Filterschaltung
zeigt.
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In 5(a) ist das Bezugszeichen 401 ein 900-MHz-Band-Filter
F1, 402 ist ein 1,8-GHz-Band-Filter
F2, 403-1, 403-2 sind jeweils Induktoranschlüsse L1 bzw.
L2, 404 ist ein Eingangsanschluss und 405 ist ein Ausgangsanschluss.
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In 5(a) kann die äquivalente
Schaltung in dem 1,8-GHz-Band von den Eingangsende des 900-MHz-Band-Filters 401 (siehe 6(a)) aus gesehen, mit welchem die Induktoren
L1, L2 verbunden sind, so wie in 6(b) dargestellt
betrachtet werden. Ebenso kann die äquivalente Schaltung in dem 900-MHz-Band
nur von dem Eingangsende des 1,8-GHz-Band-Filters 402 (siehe 7(a)) aus gesehen, wie in 7(b) dargestellt
betrachtet werden.
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Der
Grund einer derartigen Betrachtung wird nachstehend beschrieben.
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Das
heißt,
die Impedanz außerhalb
des Durchlassbandes jedes Filters wird wie im Punkt B in 2 in
dem Falle des 900-MHz-Band-Filters 401 und wie im Punkt
D in 3 in dem Falle des 1,8-GHz-Band-Filters 402 ausgedrückt. Der
Punkt B in 2 wird zu dem Punkt B' verschoben, indem
Induktoren 403-1, 403-2 in Reihe zu dem 900-MHz-Band-Filter 401 eingefügt werden.
Hierin können,
wenn versucht wird, eine derartige Impedanz des 900-MHz-Band-Filters 401 mit
einer äquivalenten
Schaltung, wie vorstehend erwähnt,
zu ersetzen, da das Signal nicht in das 1,8-GHz-Band eintritt, das
Eingangsende und Ausgangsende als nicht angeschlossen betrachtet
werden, und es kann die Schaltung mit der Impedanz gemäß Darstellung durch
den Punkt B' angenommen
werden. Daher kann diese äquivalente
Schaltung wie in 6(b) ausgedrückt werden.
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Ebenso
können
in dem 1,8-GHz-Filter 402, da das Signal nicht in das 900-MHz-Band
eintritt, das Eingangsende und das Ausgangsende als nicht angeschlossen
betrachtet werden und es kann die Schaltung mit der Impedanz gemäß Darstellung durch
den Punkt D angenommen werden. Daher kann diese äquivalente Schaltung wie in 7(b) ausgedrückt
werden.
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Somit
werden die in 5(a) dargestellten äquivalenten
Schaltungen in 900-MHz-Band und 1,8-GHz-Band jeweils so, wie sie
in 8(a) und 8(b) dargestellt
sind.
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Bei
einer Betrachtung in dieser Weise sollten in der in 5(a) dargestellten Schaltung unter der Annahme
einer Messung von deren Eingangsende 404 zur Richtung des
Ausgangsendes 405 hin, die Impedanzen bei 900 MHz und 1,8
GHz der Punkt A'', bzw. Punkt C'' sein. Hierin wurde als Ergebnis einer tatsächlichen
Messung der Impedanz dieser Schaltung dasselbe Ergebnis wie in 5(b) dargestellt, erzielt. Somit wurde die Richtigkeit
einer Betrachtung in dieser Weise sichergestellt.
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Daher
ist in der in 5(a) dargestellten Filterschaltung,
wie es sich aus der Darstellung in 5(b) versteht
(siehe Punkt A'' in dem Diagramm), die
Schaltung so aufgebaut, dass sie es zulässt, dass die Impedanz des
Filters 401 die Kapazitätskomponente
bei der Durchlassmittenfrequenz von 900 MHz des Filters 401 mit
enthält.
In ähnlicher
Weise enthält in
der in 5(a) dargestellte Filterschaltung
die Impedanz des Filters 402 bei der Durchlassmittenfrequenz
von 1,8 GHz die Induktivitätskomponente.
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Bevorzugt
sollten die Induktivitätskomponente
und Kapazitätskomponente
so klein wie möglich sein.
Demzufolge wurden die Werte der Induktionselemente 403-1, 403-2 die
in einem derartigen Schaltungsaufbau verwendbar sind, speziell untersucht. Als
Ergebnis wurden geeignete Werte in einem Bereich von 4,7 nH bis
15 nH gefunden.
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Zuerst
wurden als Induktorwerte der Elemente 403-1, 403-2,
die in 5(a) dargestellt sind, drei
Werte festgelegt, dass heißt,
4,7 nH, 8,2 nH und 15 nH. Für
jeden festgelegten Wert wurden die Kennlinien des Durchlassbandes
beider Filter 401, 402 in dem Schaltungsaufbau
in 5(a) untersucht. Die Ergebnisse
sind in teilweise vergrößerten Ansichten in
den 10 bis 12 dargestellt.
Im Übrigen
ist 9 eine teilweise vergrößerte Ansicht von jedem Durchlassband
aufgrund unabhängiger
Messungen der Filter 401, 402, nicht in dem Zustand
des in 5(a) dargestellten Schaltungsaufbaus.
In jedem Diagramm sind die Bezugszeichen 1001, 2001, 3001, 4001 Kennliniendiagramme
des 900-MHz-Bandes des Filters 401, und 1002, 2002, 3002, 4002 Kennliniendiagramme
des 1,8-GHz-Bandes des Filters 402.
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Wenn
der Wert des Induktors 8,2 nH ist, wie es in 11 dargestellt
ist, erkennt man, dass die erzielte Kennlinie nahezu dieselbe wie
die Kennlinie jedes Filters alleine ist. Wenn der Wert des Induktors
in einem Bereich von 4,7 nH bis 15 nH liegt, erkennt man, dass,
obwohl die Kennlinie schlechter als die in 11 ist,
das Filter in beiden Bändern
von 900 MHz und 1,8 GHz (siehe 10, 12)
funktioniert.
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Wenn
sich der Wert des Induktors außerhalb dieses
Bereiches befindet, wie es in 13 und 14 dargestellt,
verschlechtert sich die Kennlinie deutlich, so dass sie weit von
einem praktischen Pegel weg liegt. Die Induktorwerte sind 3 nH bzw.
22 nH in 13 und 14. In
jeder Darstellung sind die Bezugszeichen 5001, 6001 Kennliniendiagramme des
900-MHz-Bandes 401, und 5002, 6002 Kennliniendiagramme
des 1,8-GHz-Bandes des Filters 402. Wie man aus diesen
Kennlinien erkennt, sollte der Wert des Induktors kleiner sein,
wenn die Kennlinie des 900-MHz-Bandes wichtiger ist und der Wert
des Induktors sollte größer sein,
wenn die Kennlinie des 1,8-GHz-Bandes wichtiger ist. Wenn der Wert
des Induktors klein ist, sind die Verschiebungsbeträge von Punkt
A zu Punkt A' und
von Punkt B zum Punkt B' in 4(b) klein und der Wert des Induktors in 8(b) wird kleiner, und die Kennlinien im 900-MHz-Band
ist ausgezeichnet, während
sich die Kennlinie in 1,8-GHz-Band verschlechtert. Im Gegensatz
dazu sind, wenn der Wert des Induktors groß ist, die beiden Verschiebungsbeträge von Punkt
A zum Punkt A' und
von Punkt B zum B' in 4(b) groß,
und der Wert des Induktors in 8 wird
größer und
die Kennlinie in 900-MHz-Band verschlechtert sich, während die
Kennlinie in 1,8-GHz-Band ausgezeichnet ist.
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Demzufolge
wird die Filterschaltung mit zwei Durchlassbändern in einem Aufbau mit einer
kleinen Anzahl von Anpassungselementen realisiert.
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15 ist
eine Gesamtübersicht,
welche die Kennlinie der in 5(a) dargestellten
Filterschaltung zeigt. Wie man aus dem Diagramm erkennt, können gemäß dieser
Filterschaltung zwei Signale mit unterschiedlichen Frequenzen gleichzeitig
in einem Eingangssignal durchgelassen werden.
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(Ausführungsform 2)
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Eine
weitere Ausführungsform
einer Filterschaltung mit mehreren Durchlassbändern der Erfindung wird nachstehend
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben.
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Dieses
dient zur Erläuterung
des Schaltungsaufbaus für
eine weitere Verbesserung der Kennlinie der in der Ausführungsform
1 dargestellten Filterschaltung.
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Das
heißt,
dass, wie man aus der Ausführungsform
1 erkennt, eine Filterschaltung mit zwei Durchlassbändern aufgebaut
werden kann. In diesem Falle stehen, wie es vorstehend erwähnt wurde, die
Filterkennlinie des 900-MHz-Bandes und die Kennlinie des 1,8-GHz-Bandes in einer
Kompromissbeziehung.
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Ferner
enthält
in dem Aufbau der Filterschaltung in der Ausführungsform 1, wie es vorstehend
erwähnt
wurde, die Impedanz des Filters in der Durchlassmittenfrequenz die
Kapazitätskomponente
oder Induktivitätskomponente.
Somit ist de Filtereigenschaft (siehe die Filterkennlinie 3002 des 1,8-GHz-Bandes
in 11) nicht ausreichend.
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In
dieser Ausführungsform
wurde andererseits, um eine solche Filterkennlinie weiter zu verbessern,
wie es in 16 dargestellt ist, ein Induktor
in Reihe zu dem ersten Filter geschaltet und ein Kondensator in
Reihe zu dem zweiten Filter. Das heißt, in der Darstellung ist
das Bezugszeichen 701 ein 800-MHz-Band-Filter, 702 ein
1,8-GHz-Band-Filter, 703 ein
Induktorelement, 704 ein Kondensatorelement, 705 ein
Eingangsanschluss und 706 ein Ausgangsanschluss.
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Dessen
Betriebsweise wird nachstehend im Detail beschrieben.
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Wie
es in der Ausführungsform
1 erläutert wurde,
sind die Impedanzkennlinie des 900-MHz-Band-Filters 701 und die
Impedanzkennlinie des 1,8-GHz-Band-Filters 702 so wie sie
in 2 und 3 dargestellt sind. Die Impedanzänderung, wenn
die Induktorelemente 703-1, 703-2 in Reihe mit dem
900-MHz-Filter 701 geschaltet werden, ist so wie sie in 4(b) dargestellt ist. Das heißt, die Impedanz in dem Durchlassband
von 900 MHz wird von dem Punkt A zu dem Punkt A' verschoben und die Impedanz von 1,8
GHz wird von dem Punkt B zu dem Punkt B' verschoben.
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Ferner
ist, wenn wie es Darstellung in 17a dargestellt
ist, die Kondensatoren 704-1, 704-2 in Reihe mit
dem 1,8-GHz-Band-Filter 702 geschaltet werden, die Impedanzänderung
wie folgt, wie man auf der Basis von 3 sieht.
Das heißt, dass,
wie es in 17(b) dargestellt ist, die Impedanz
in dem 1,8-GHz-Band von dem Punkt C zu dem Punkt C-1 und die Impedanz
in dem 900-MHz-Band von dem Punkt D zu dem Punkt D-1 verschoben
wird.
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Äquivalente
Schaltungen im 900-MHz-Band und 1,8-GHz-Band, der in 16 dargestellten
Filterschaltung können
so wie sie in den 18(a) und 19(a) dargestellt sind, angenommen werden.
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Das
heißt,
das Filter 702 in der in 16 dargestellten
Filterschaltung kann als ein wie in 18(a) dargestellt
geschaltetes Kapazitätselement
in dem 900-MHz-Band berücksichtigt
werden. Ebenso kann das Filter 701 in derselben Filterschaltung
als ein wie in 19(a) dargestellt geschaltetes Induktorelement
in dem 1,8-GHz-Band berücksichtigt werden.
Smith-Diagramme zur Erläuterung
der Kennlinie der in 18(a), 19(a) dargestellten äquivalenten Schaltungen, sind
in den 18(b), 19(b) dargestellt.
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Hierin
wird in der in 18(a) dargestellten äquivalenten
Schaltung die Impedanz in dem 900-MHz-Band unter Beachtung der Filterseite
von jeder (durch die Bezugszeichen 811, 812, 813 angegebenen)
in der Darstellung dargestellten Position nachstehend der Reihe
nach beschrieben.
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Zuerst
ist die Impedanz des Filters 701 alleine nahezu äquivalent
zu Impedanz, wie man sie aus der Position 811 auf der in 18(a) dargestellten äquivalenten Schaltung sieht und kann als Punkt A-2-1 in 18(b) ausgedrückt
werden. Dieser ist derselbe wie der in 2 erwähnte.
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Wenn
man die mit dem Filter 701 verbundene Schaltung mit den
Induktoren 703-1, 703-2 von der Eingangsseite betrachtet,
ist die Impedanz nahezu äquivalent
zu der Impedanz, wie man von der Position 812 der äquivalenten
Schaltung in 18(a) sieht, und der Punkt A-2-1
ist an dem Punkt A-2-2 verschoben.
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Ferner
ist, von der Eingangsseite der Schaltung, die die Kondensatorelemente 704-1, 704-2 verbindet,
aus betrachtet, die Impedanz äquivalent
zu der Impedanz, wie man sie von der Position 813 der äquivalenten
Schaltung in 18(a) sieht ist, und der Punkt
A-2-2 ist zu dem
Punkt A-2-3 verschoben.
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Das
was den Verschiebungsbetrag von dem Punkt A-2-2 zu dem Punkt A-2-3
bestimmt, ist der Wert der Kapazität gegenüber Masse in 18(a), das heißt, dass er durch das Filter 702 von
1,8 GHz und die Kapazitätselemente 704-1, 704-2 bestimmt wird.
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Andererseits
liegt der in 18(b) dargestellte Punkt A-2-4
ganz nahe an dem Punkt A-2-1 und
ist als die den optimalen Wert darstellende Position bekannt.
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Demzufolge
kann durch Einstellen der Werte der Kapazitätselemente 704-1, 704-2 auf
geeignete Werte der Verschiebungsbetrag von Punkt A-2-2 zum Punkt
A-2-3 eingestellt werden und die optimale Position von A-2-4 erzielt
werden. Die Überprüfung der Werte
der Kapazitätselemente
wird später
diskutiert.
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In
der in 19(a) dargestellten äquivalenten
Schaltung wird, wenn man die Filterseite von jeder in dem Diagramm
dargestellten Position (Bezugszeichen 821, 822, 823)
aus betrachtet, jede Impedanz in dem 1,8-GHz-Band der Reihe nach
in derselben Weise wie vorstehend erläutert.
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Das
heißt,
in 19(a) ist die Impedanz im 1,8-GHz-Band
der Punkt C-2-1 durch das Filter 702 alleine, und wird
durch die Verbindung mit den Kondensatoren zu dem Punkt C-2-2 verschoben
und ferner durch die Verbindung mit dem 900-MHz-Filter 701 zu
dem Punkt C-2-3 verschoben.
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In
diesem Falle ist, was den Verschiebungsbetrag von dem Punkt C-2-2
zu dem Punkt C-2-3 bestimmt, der Wert des Induktors gegenüber Masse
in 19(a), das heißt, er wird
durch das Filter 701 von 900 MHz und die Induktorelemente 703-1, 703-2 bestimmt.
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Andererseits
befindet sich der in 19(b) dargestellte
Punkt C-2-4 unmittelbar bei dem Punkt C-2-1 und ist bekanntermaßen die
Position, die den optimalen Wert darstellt.
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Demzufolge
kann durch Einstellen der Werte der Induktorelemente 703-1, 703-2 auf
geeignete Werte, der Verschiebungsbetrag von dem Punkt C-2-2 zu
dem Punkt C-2-3 angepasst werden, um die optimale Position von C-2-4
erhalten werden.
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Daher
findet man als Folge der Überprüfung der
verschiedenen Werte der Induktorelemente 703-1, 703-2 und
der Kapazitätselemente 704-1, 704-2 der
in 16 dargestellten Filterschaltung gemäß Darstellung
in 20 bis 24 einen
verwendbaren Bereich von 4,7 nH bis 15 nH für Induktorwerte und von 2 pF
bis 8 pF für
Kapazitätswerte.
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Hierin
ist 20 eine Darstellung, welche die Filterkennlinie
zeigt, wenn der Wert des Induktorelements 4,7 nH und der Wert des
Kapazitätselements
2 pF ist. 21 ist eine Darstellung, welche die
Filterkennlinie zeigt, wenn der Wert des Induktorelements 4,7 nH
und der Wert des Kapazitätselements
8 pF ist. 22 ist eine Darstellung, welche die
Filterkennlinie zeigt, wenn der Wert des Induktorelements 15 nH
und der Wert des Kapazitätselements
2 pF ist. 23 ist eine Darstellung, welche die
Filterkennlinie zeigt, wenn der Wert des Induktorelements 15 nH
und der Wert des Kapazitätselements
8 pF ist. 24 ist eine Darstellung, welche die
Filterkennlinie zeigt, wenn der Wert des Induktorelements 7 nH und
der Wert des Kapazitätselements 3,5
pF ist.
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In
diesen Darstellungen sind mit Bezugszeichen 7001, 8001, 9001, 1011, 1101 bezeichnete
Kurven Kennliniendiagramme des 900-MHz-Bandes der Filterschaltung
in 16, und mit Bezugszeichen 7002, 8002, 9002, 1012, 1102 bezeichnete
Kurven sind Kennliniendiagramme des 1,8-GHz-Bandes desselben Filters.
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Man
erkennt somit, dass die optimale Bedingung für die Filterkennlinien vorliegt,
wenn der Induktorelementwert 7 nH und der Kapazitätselementwert 3,5
pF (siehe 24) ist.
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Dieses
erkennt man wie folgt durch Vergleiche der 11 und 24.
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Das
heißt,
die Kennlinie des 900-MHz-Bandes der Filterschaltung in 16 (Bezugszeichen 1101 in 24)
unterscheidet sich nicht so sehr von der Kennlinie der Filterschaltung
in 5(a) (Bezugszeichen 3001 in 11).
Jedoch ist die Kennlinie des 1,8-GHz-Bandes der Filterschaltung in 16 (Bezugszeichen 1102 in 24)
im Vergleich zu der Kennlinie der Filterschaltung in 5(a) Bezugszeichen 3002 in 11)
in der Breite des Durchlassbandes verbreitert und in der Filterleistung
verbessert.
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Andererseits
erkennt man, wie man es ebenfalls aus 20 bis 23 erkennt,
dass, wenn der Wert des Induktors 4,7 nH oder 15 nH ist, oder wenn der
Wert des Kapazitätselements
2 pF oder 8 pF ist, obwohl die Filterkennlinie schlechter als die
in 24 ist, das Filter sowohl in dem 900-MHz-Band,
als auch dem 1,8-GHz-Band arbeitet. Außerhalb dieses Bereiches verschlechtert
sich die Kennlinie deutlich und die Kennlinie ist nicht mehr brauchbar.
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Wie
man durch die Betrachtung einer derartigen Filterkennlinie erkennt,
sollte der Wert des Induktors oder der Kapazität klein sein, wenn die 900-MHz-Bandkennlinie
wichtiger ist, und der Wert des Induktors oder der Kapazität sollten
groß sein, wenn
die 1,8-GHz-Bandkennlinie
wichtiger ist.
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Das
heißt,
dass, wenn der Wert des Induktors oder der Kapazität klein
ist, der Verschiebungsbetrag in dem in 18(b) dargestellten
Smith-Diagramm von dem Punkt A-2-1 zu dem Punkt A-2-2 klein ist,
und der Wert des Induktors in 19(a), 19(b) klein ist und die 900-MHz-Kennlinie ausgezeichnet
ist, aber die 1,8-GHz-Kennlinie schlechter ist.
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Im
Gegensatz dazu ist, wenn der Wert des Induktors oder der Kapazität groß ist, der
Verschiebungsbetrag in dem in 18(b) dargestellten Smith-Diagramm
von dem Punkt A-2-1 zu A-2-2 groß und der Kapazitätswert in 18(a), 18(b) ist nicht
geeignet und die 900-MHz-Kennlinie ist schlechter, während die
1,8-GHz-Kennlinie ausgezeichnet ist.
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Somit
erkennt man folgendes.
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Wenn
zwei Filter gemäß Darstellung
in 16 verbunden werden, ist in dem Durchlassband des
einen Filters die Impedanz des anderen Filters nicht unendlich.
Demzufolge wird die Impedanz des anderen Filters so betrachtet,
als ob ein bestimmtes Schaltungselement angeschlossen wäre. Unter
Berücksichtigung
der scheinbaren Kennlinie dieses Schaltelementes kann durch Anpassen
der Werte der mit dem anderen Filter verbunde nen Schaltelemente
(in 16 Induktorelemente 403-1, 403-2, oder
Kapazitätselemente 704-1, 704-2),
wenn die Impedanz des anderen Filters nicht unendlich ist, eine Filterschaltung,
die dieselbe Filterkennlinie wie nach dem Stand der Technik zeigt,
mit einer kleineren Anzahl von Elementen aufgebaut werden.
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Ferner
erkennt man, dass, wie es in den 26 und 27 dargestellt
ist, wenn der Durchlassfrequenzbereich jedes Filter von 800-MHz-Band zum
900-MHz-Band oder vom 1,7 GHz-Band zum 2,4 GHz-Band verändert wird,
sich die Impedanz nicht so sehr verändert. Daher kann, wenn sich
die Durchlassfrequenz des Filters in diesem Bereich ändert, die
vorstehende Beschreibung direkt angewendet werden. 26 ist
ein Diagramm, das die Impedanz des ersten Filters (dargestellt durch
den Punkt B2 in dem Diagramm) im 2,4 GHz-Band darstellt, indem der
Durchlassfrequenzbereich des ersten Filters von 800-MHz-Band zum
900-MHz-Band verändert wird
und das Durchlassfrequenzband des zweiten Filters von 1,7-GHz-Band
zum 2,4-GHz-Band verändert
wird. In dem Diagramm ist im Vergleich die Impedanz in 1,7-GHz-Band
(angezeigt durch den Punkt B1) ebenfalls darstellt. 27 ist
ein Diagramm, welches die Impedanz des zweiten Filters im 800-MHz-Band
(dargestellt durch den Punkt B1) zeigt. In dem Diagramm ist zum
Vergleich die Impedanz im 800-MHz (dargestellt durch den Punkt D1) zeigt.
In dem Diagramm ist zum Vergleich die Impedanz im 900-MHz-Band (angezeigt
durch den Punkt D) ebenfalls dargestellt.
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25 ist
eine Gesamtansicht, welche die Kennlinie der in 16 dargestellten
Filterschaltung zeigt. Wie es aus dieser Darstellung erkennbar ist, können wie
in der Ausführungsform
1 mit dieser Filterschaltung für
ein Eingangssignal zwei Signale mit unterschiedlichen Frequenzen
gleichzeitig durchgelassen werden.
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Gemäß dem in 15 dargestellten
die Ausführungsform
1 betreffenden Kennliniendiagramm findet man eine Glockenkurve 616 zwischen
zwei Durchlassfrequenzen. Im Gegensatz ist in dem Kennliniendiagramm
von 25 dieser Ausführungsform
der entsprechende Abschnitt 880 zwischen zwei Durchlassfrequenzen
relativ flach. Eine solche Glocke 660, wie sie in 15 dargestellt
ist, ist für
eine Systemkonfiguration nicht zu bevorzugen und dieser Punkt ist
in der Filterschaltung in dieser Ausführungsform verbessert.
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In
der Ausführungsform
ist die Filterschaltung mit einem Eingang und einem Ausgang aufgebaut,
jedoch nicht darauf beschränkt,
da die Schaltung mit mehreren Eingängen oder Ausgängen aufgebaut
werden kann, das heißt,
dass die Schaltung kann aus einem Eingang und zwei Ausgängen oder aus
zwei Eingängen
und einem Ausgang bestehen kann. Durch Einfügen von Anpassungselementen
in die Verbindungspunkte, wo die verschiedenen Filter verbunden
sind, kann die Filterschaltung mit unterschiedlichen Durchlassfrequenzbändern durch
eine kleine Anzahl von Elementen ebenso wie in der vorstehenden
Ausführungsform
realisiert werden.
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In
dieser Ausführungsform
wird ein Beispiel einer Verwendung von Abzweig-Oberflächenwellenfiltern erläutert, ist
jedoch nicht darauf beschränkt, sondern
es kann beispielsweise in gleicher Weise auch ein so genanntes Längsmodusfilter
angewendet werden, welches dieselbe Impedanz, wie in der Ausführungsform
aufweist. Durch den Aufbau als Abzweigfilter wird die Impedanz insbesondere
außerhalb
des Bandes nicht so sehr verändert,
und es kann in gleicher Weise angewendet werden, wenn der Aufbau
anders ist.
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Nicht
nur bei dem Oberflächenwellenfilter, sondern
auch bei einem dielektrischen Filter kann das Verfahren angewendet
werden, sofern die Frequenzbeziehung und Impedanzbeziehung dieselben wie
in der Ausführungsform
sind.
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In
der Ausführungsform
werden externe Teile als Induktoren und Kondensatoren verwendet,
wobei jedoch diese Teile nicht auf dieses Beispiel beschränkt, auch
intern aufgebaut sein können.
Dass heißt,
in einem solchen Falle können
beispielsweise Kondensatorelemente oder Induktorelemente auf einem
piezoelektrischen Substrat eines Oberflächenwellenfilters oder in einem
das piezoelektrische Substrat aufnehmenden Gehäuse ausgebildet sind. Natürlich können das
erste Filter und das zweite Filter in demselben Gehäuse enthalten
sein.
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In
der Ausführungsform
wird als das erste Filter und zweite Filter auch der nachstehende
Fall erwähnt.
Das heißt,
es wird ein Filter verwendet, in welchem die Eingangs- und Ausgangsimpedanz
jeder Durchlassfrequenz der zwei Filter individuell auf die Eingangs- und Ausgangsimpedanz
abgestimmt ist, die in der durch Verbinden dieser Filter erzeugten Filterschaltung
benötigt
wird. Ohne Einschränkung darauf
ist es beispielsweise möglich,
dieses aufzubauen, indem man ein Filter verwendet, von dem die Eingangs- und Ausgangsimpedanz
des ersten Filter alleine und/oder des zweiten Filters alleine niedriger als
die Eingangs- und Ausgangsimpedanz ist, die in der Filterschaltung
erforderlich ist.
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Beispielsweise
ist, wie es in der Erläuterung von
Ausführungsform
2 erwähnt
wurde, in dem Falle der Filterschaltung die einen Induktor in Reihe
zu dem ersten Filter schaltet, einen Kondensator in Reihe zu dem
zweiten Filter schaltet und beide parallel schaltet (siehe 16),
die Eingangs- und Ausgangsimpedanz im 900-MHz-Band und 1,8-GHz-Band so, wie sie
in den 18(b), 19(b) dargestellt
ist. Wie man aus diesen Darstellungen erkennt, ist die Impedanz
an dem optimalen Anpassungspunkt der Eingangs- und Ausgangsimpedanz
der im Filter 16 dargestellten Filterschaltung (siehe Punkt
A-2-4 in 18(b), und Punkt C-2-1 in 19(b)) höher
als die Eingangs- und Ausgangsimpedanz der Filter 701, 702 alleine
(siehe Punkt A-2-1 in 18(b) und Punkt
C-2-1 in 19(b)). Daher kann durch vorausschauendes
Berücksichtigen
einer derartigen Verschiebungseigenschaft des optimalen Anpassungspunktes
durch das Verbinden der zwei Filter, dieses unter Verwendung von
Filtern 701, 702 aufgebaut werden, in welchen
die Eingangs- und Ausgangsimpedanz der Filter 701, 702 alleine
niedriger als die die in der Filterschaltung erforderliche Eingangs-
und Ausgangsimpedanz festgelegt ist. In einem solchen Aufbau stimmt,
obwohl die Eingangs- und Ausgangsimpedanz der Filter alleine nicht
den erforderlichen Wert hat, die Eingangs- und Ausgangsimpedanz
der schließlich
aufgebauten Filterschaltung mit dem erforderlichen Wert überein oder
kann näher
an den erforderlichen Wert eingestellt werden.
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Somit
wird gemäß der Erfindung
die Anzahl von Anpassungselementen weiter verringert.