DE69626332T2

DE69626332T2 - Dielektrische Planarleitung und integrierte Schaltung die dieselbe benutzt

Info

Publication number: DE69626332T2
Application number: DE69626332T
Authority: DE
Inventors: Toshiro Hiratsuka; Kenichi Iio; Yohei Ishikawa; Sadao Yamashita
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1995-03-28
Filing date: 1996-03-27
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2016-03-28
Also published as: EP0735604B1; CN1479406A; JPH08265007A; KR0177909B1; DE69626332D1; CA2172888A1; KR960036193A; CA2172888C; EP0735604A1; CN1144406A; CN1120542C; JP2991076B2; CN1226805C

Description

Hintergrund der Erfindung

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine planare dielektrische Übertragungsleitung für die Verwendung in einem Mikrowellen- oder Millimeterwellenband. Die Erfindung bezieht sich auch auf eine integrierte Schaltung, die die dielektrische Leitung verwendet.

Beschreibung des Stands der Technik

Mikrowellen und Millimeterwellen, die elektromagnetische Wellen in einem sehr großen Bereich von 300 MHz bis 300 GHz sind, werden bei verschiedenen Typen von Radaren, Ferntelefonnetzwerken, Fernsehübertragungsrelais, Satellitenkommunikation, usw. verwendet. Solche Wellen werden auch auf dem Gebiet der Mobilkommunikation weit verbreitet angewendet. Mittlerweile wird aktiv Forschung für die Entwicklung von MMICs betrieben, und beim Verkleinern von Ausrüstung, die elektromagnetische Wellen in dem Bereich Mikrowellen und Millimeterwellen verwendet, werden Fortschritte erzielt. Dementsprechend finden Mikrowellen und Millimeterwellen eine immer breitere Verwendung.
Bisher wurden im Bereich von Mikrowellen und Millimeterwellen mehrere Typen von Übertragungsleitungen überwiegend verwendet, wie z. B. Wellenleiter, Koaxialleitungen, Mikrostreifenleitungen, Koplanarleitungen, Schlitzleitungen, usw. Diese Übertragungsleitungen werden aufgebaut durch Bilden vorbestimmter Elektroden auf einem dielektrischen Substrat. Wellenleiter sind für die Verwendung bei ein Anwendungen, wo Leiterverluste auf einem geringen Pegel gespeichert werden sollten. Koaxialleitungen sind weit verbreitet als Verbindungskabel zwischen Ausrüstungen. Koplanarleitungen, Mikrostreifenleitungen, Schlitzleitungen, usw. werden überwiegend zum Bilden von Verbindungen zwischen elektronischen Teilen, wie z. B. ICs, verwendet, da dieselben ohne weiteres mit denselben verbunden werden können.
Eine Schlitzleitung ist, wie es in Fig. 19 gezeigt ist, auf solche Weise aufgebaut, daß Elektroden 421a und 421b über einen vorbestimmten Abstand auf der oberen Oberfläche eines dielektrischen Substrats 423 angeordnet sind, das eine vorbestimmte Dicke h400 aufweist. Dies erreicht die Bildung eines Schlitzes 424 mit einer vorbestimmten Breite W400, der zwischen den Elektroden 421a und 421b angeordnet ist. Bei der Schlitzleitung, die wie oben beschrieben aufgebaut ist, bildet eine elektromagnetische Welle eine Mode mit einem elektrischen Feld E400 parallel zu der Breite des Schlitzes 424 und einem Magnetfeld H400 parallel zu der longitudinalen Richtung des Schlitzes 424, wodurch sich derselbe in der longitudinalen Richtung des Schlitzes 424 ausbreitet.
Ferner werden zusätzlich zu den oben beschriebenen Übertragungsleitungen strahlungslose dielektrische Wellenleiter (NRD = nonradiative dielectric waveguides) verwendet. Ein NRD ist aufgebaut durch Anordnen eines Quadrat-Prismaförmigen dielektrischen Bauglieds zwischen leitfähigen Platten, und bewirkt nur einen geringen Pegel von Leiterverlusten.
Die oben erwähnten Übertragungsleitungen haben in dem Mikrowellen- und dem Millimeterwellenband verschiedene Nachteile. Wellenleiter, die sehr groß sind, können keine Verkleinerung und Gewichtsreduzierung erreichen, und es ist schwierig, dieselben mit elektronischen Teilen, wie z. B. Ics, zu verbinden. Bei Koaxialleitungen wird eine unnötige Mode hoher Ordnung bei einer Frequenz erzeugt, die höher ist als eine spezifische Frequenz, die durch die Querschnittskonfiguration der Koaxialleitungen bestimmt wird, um Leiterverluste zu erhöhen, und macht die Leitungen somit nicht betreibbar. Um dieses Problem zu vermeiden ist es notwendig, den Durchmesser der Koaxialleitung auf etwa 1 mm zu reduzieren, wenn die Leitung bei einer Frequenz in einem Millimeterwellenband bis zu 60 GHz verwendet wird, was es schwierig macht, dieselbe herzustellen. Mikrostreifenleitungen, Koplanarleitungen und Schlitzleitungen zeigen äußerst große Leiterverluste. Außerdem ist es schwierig, NRD- Leitungen mit elektronischen Teilen, wie z. B. ICs, zu verbinden.
International Journal of Infrared and Millimeter Waves, Band 15, Nr. 6, Juni 1994, New York, U.S., S. 1001 bis 1014 offenbart ein Verfahren zum Berechnen der effektiven dielektrischen Konstante und der charakteristischen Impedanz von bilateralen und unilateralen Feinlinien mit einer Vollwellenanalyse. Die bilaterale Feinlinie umfaßt ein dielektrisches Substrat mit einer ersten und zweiten Oberfläche, die einander gegenüberliegend zugewandt sind, eine Metallisierung, die auf der ersten und der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats gebildet ist, und einen ersten Schlitz und einen zweiten Schlitz, die im wesentlichen die gleiche Breite aufweisen und in der Metallisierung auf der ersten bzw. der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats gebildet sind, wobei der zweite Schlitz dem ersten Schlitz gegenüberliegend zugewandt ist.
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band 39, Nr. 4, April 1991, New York, U.S., S. 666 bis 672 offenbart ein Verfahren zum Berechnen der Schlitzleitungsimpedanz und der effektiven dielektrischen Konstante von beispielsweise einer doppelseitigen Schlitzleitung. Die doppelseitige Schlitzleitung umfaßt ein Substrat mit einer ersten und einer zweiten Oberfläche, die einander gegenüberliegend zugewandt sind, und einer leitfähigen Ebene, die auf die erste und zweite Oberfläche des Substrats gedruckt ist. In jede leitfähige Ebene auf der ersten und zweiten Oberfläche des Substrats sind Schlitze geätzt, und sind einander gegenüberliegend zugewandt, um die doppelseitige Schlitzleitung zu bilden.

Zusammenfassung der Erfindung

Um die oben beschriebenen Nachteile zu überwinden, ist es folglich eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kleine und unaufwendige planare dielektrische Leitung zu schaffen, bei der eine leichtere Verbindung mit elektronischen Teilen, wie z. B. ICs und dergleichen, erreicht werden kann, und Leiterverluste auf einen viel geringeren Pegel gesperrt werden können als diejenigen von herkömmlichen Mikrostreifenleitungen, Koplanarleitungen, Schlitzleitungen, usw.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine integrierte Schaltung mit einer vergleichsweise verbesserten Kompaktheit und Stärke zu schaffen.
Diese Aufgaben werden durch eine planare dielektrische Übertragungsleitung gemäß Anspruch 1 und eine integrierte Schaltung gemäß Anspruch 4 gelöst.
Um die obigen Aufgaben zu erreichen, ist gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine planare dielektrische Leitung vorgesehen, die folgende Merkmale umfaßt: ein dielektrisches Substrat mit einer ersten und einer zweiten Oberfläche, die einander gegenüberliegend zugewandt sind; einen ersten Schlitz mit einer vorbestimmten Breite, der zwischen einer ersten und einer zweiten Elektrode angeordnet ist, wobei die erste und die zweite Elektrode auf der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats gebildet sind und einander über einen vorbestimmten Abstand gegenüberliegend zugewandt sind; und einen zweiten Schlitz mit im wesentlichen der gleichen Breite wie der erste Schlitz, der zwischen einer dritten und einer vierten Elektrode angeordnet ist, wobei der zweite Schlitz dem ersten Schlitz gegenüberliegend zugewandt ist, wobei die dritte und die vierte Elektrode auf der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats gebildet sind und einander über einen vorbestimmten Abstand gegenüberliegend zugewandt sind, wobei die dielektrische Konstante und die Dicke des dielektrischen Substrats bestimmt sind, so daß eine ebene elektromagnetische Welle mit einer vorbestimmten Frequenz, die sich in einer Ausbreitungsrichtung des dielektrischen Substrats ausbreitet, das zwischen dem ersten und dem zweiten Schlitz angeordnet ist, vollständig durch die erste und die zweite Oberfläche des dielektrischen Substrats benachbart zu dem ersten bzw. zweiten Schlitz reflektiert wird.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine planare dielektrische Leitung vorgesehen, die ferner eine erste leitfähige Platte umfaßt, die entfernt von der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats über einen vorbestimmten Abstand angeordnet ist, und eine zweite leitfähige Platte, die entfernt von der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats über einen vorbestimmten Abstand angeordnet ist.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine planare dielektrische Leitung vorgesehen, bei der ein Dielektrikum zwischen der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats und der ersten leitfähigen Platte und zwischen der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats und der zweiten leitfähigen Platte angeordnet ist, wobei das Dielektrikum eine geringere dielektrische Konstante aufweist als das dielektrische Substrat.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine integrierte Schaltung vorgesehen, die eine Übertragungsleitung und ein Hochfrequenzgerät umfaßt, das mit der Übertragungsleitung verbunden ist, wobei die Übertragungsleitung zumindest eine der planaren dielektrischen Leitungen des oben beschriebenen Typs umfaßt.
Bei der planaren dielektrischen Leitung gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird in der Ausbreitungsrichtung des dielektrischen Substrats eine elektromagnetische Welle, die eine Frequenz aufweist, die höher ist als eine vorbestimmte Frequenz, vollständig durch die erste Oberfläche des Substrats benachbart mit dem ersten Schlitz und durch die zweite Oberfläche des Substrats in der Nähe des zweiten Schlitzes reflektiert. Andererseits dämpfen die Abschnitte des Substrats außerhalb der Ausbreitungsregion, die zwischen der ersten und zweiten Elektrode angeordnet sind, die ebene elektromagnetische Welle. Folglich wird ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die höher ist als eine vorbestimmte Frequenz, in der dielektrischen Leitung ausgebreitet, während sich dieselbe innerhalb und in der Nähe der Ausbreitungsregion konzentriert.
Die planare dielektrische Leitung gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist aufgebaut durch Hinzufügen der zusätzlichen ersten und zweiten leitfähigen Platte zu der dielektrischen Leitung, die durch den ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert ist. Dies bildet eine Grenzregion zwischen der ersten Elektrode und der ersten leitfähigen Platte und auch eine Grenzregion zwischen der zweiten Elektrode und der ersten leitfähigen Platte, wobei die ebene elektromagnetische Welle in beiden Grenzregionen gedämpft wird. Eine weitere Grenzregion ist zwischen der dritten Elektrode und der zweiten leitfähigen Platte gebildet, um die ebene elektromagnetische Welle zu dämpfen. Eine weitere Grenzregion ist ebenfalls zwischen der vierten Elektrode und der zweiten leitfähigen Platte gebildet, um die ebene elektromagnetische Welle zu dämpfen. Dies verhindert ferner, daß Hochfrequenzsignale nach außen austreten, die sich in der oben beschriebenen planaren dielektrischen Leitung ausbreiten, und schließt außerdem den unnötigen Eintritt von Hochfrequenzsignalen von außerhalb der dielektrischen Leitung aus.
Bei der planaren dielektrischen Leitung gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung sind die folgenden Merkmale der dielektrischen Leitung gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung hinzugefügt. Und zwar ist ein Dielektrikum zwischen der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats und der ersten leitfähigen Platte angeordnet, und ein weiteres Dielektrikum ist auch zwischen der zweiten Oberfläche des Substrats und der zweiten leitfähigen Platte angeordnet, wobei jedes Dielektrikum eine niedrigere dielektrische Konstante aufweist als diejenige des dielektrischen Substrats. Dies macht es möglich, einen Abstand zwischen der ersten Oberfläche des Substrats und der ersten leitfähigen Platte zu verringern, und auch einen Abstand zwischen der zweiten Oberfläche des Substrats und der zweiten leitfähigen Platte, wodurch die gesamte planare dielektrische Leitung dünner gemacht wird.
Die integrierte Schaltung gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Übertragungsleitung und ein Hochfrequenzgerät, das mit der Übertragungsleitung verbunden ist. Die Übertragungsleitung umfaßt zumindest eine der dielektrischen Leitungen des oben beschriebenen Typs.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht einer planaren dielektrischen Leitung LN10 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist eine longitudinale Schnittansicht entlang der Linie A-A' von Fig. 1;
Fig. 3 ist eine perspektivische Ansicht einer dielektrisch geladenen Wellenleiterleitung LN30, die zum Erklären des Betriebs der dielektrischen Leitungen LN10 bzw. LN20 des ersten Ausführungsbeispiels bzw. des zweiten Ausführungsbeispiels verwendet wird;
Fig. 4A ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie C- C' von Fig. 3, die die Verteilung des elektromagnetischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die nicht geringer ist als die kritische Frequenz fa, bei der der Einfallswinkel θ gleich dem kritischen Winkel θc ist;
Fig. 4B ist eine longitudinale Schnittansicht entlang der Linie B-B' von Fig. 3, die die Verteilung des elektromagnetischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa;
Fig. 5 ist ein Diagramm, das die Beziehung der Frequenz zu der Phasenkonstante β30 darstellt, wenn die dielektrische Konstante &epsi;r33 eines dielektrischen Substrats 33 der Wellenleiterleitung LN30, die in Fig. 3 gezeigt ist, auf verschiedene jeweilige Werte eingestellt ist;
Fig. 6 ist ein Diagramm, das die Beziehung der Frequenz zu der Phasenkonstante β30 darstellt, wenn die Dicke t33 des dielektrischen Substrats 33, das in Fig. 3 gezeigt ist, auf verschiedene jeweilige Werte eingestellt ist;
Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Beziehung der kritischen Frequenz fa zu der dielektrischen Konstante &epsi;r33 des dielektrischen Substrats 33 der dielektrisch geladenen Wellenleiterleitung LN30 darstellt;
Fig. 8 ist ein Diagramm, das die Beziehung der kritischen Frequenz fa zu der Dicke t33 des dielektrischen Substrats 33 der dielektrisch geladenen Wellenleiterleitng LN30 darstellt;
Fig. 9 ist ein Diagramm, das die Beziehung der Frequenz zu der Phasenkonstante β20 zeigt, wenn die dielektrische Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 23 der dielektrischen Leitung LN 20 des zweiten Ausführungsbeispiels auf mehrere jeweilige Werte eingestellt ist;
Fig. 10 ist ein Diagramm, das die Beziehung der Frequenz zu der Phasenkonstante β20 darstellt, wenn die Breite W der Schlitze 24 und 25 der dielektrischen Leitung LN20 auf mehrere jeweilige Werte eingestellt ist;
Fig. 11A ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie C- C' von Fig. 3, die die Verteilung des elektromagnetischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die höher ist als die kritische Frequenz fa;
Fig. 11B ist eine longitudinale Schnittansicht entlang der Linie B-B' von Fig. 3, die die Verteilung des elektromagnetischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die niedriger ist als die kritische Frequenz fa;
Fig. 12 ist eine Querschnittsansicht der dielektrischen Leitung LN20 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 13 ist eine perspektivische Ansicht eines dielektrischen Substrats 23, die die Verteilung des elektromagnetischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die niedriger ist als die kritische Frequenz fa der dielektrischen Leitung LN20 des zweiten Ausführungsbeispiels;
Fig. 14 ist eine perspektivische Ansicht des dielektrischen Substrats 23, die die Verteilung des elektromagnetischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die höher ist als die kritische Frequenz fa der dielektrischen Leitung LN20 des zweiten Ausführungsbeispiels;
Fig. 15 ist eine Querschnittsansicht von zwei planaren dielektrischen Leitungen des zweiten Ausführungsbeispiels, die die Verteilung des elektrischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, wenn die planaren dielektrischen Leitungen in der Nähe zueinander angeordnet sind;
Fig. 16 ist eine Querschnittsansicht von zwei planaren dielektrischen Leitungen des zweiten Ausführungsbeispiels, die die Verteilung des elektrischen Feldes bei einer Frequenz darstellt, die niedriger ist als die kritische Frequenz fa, wenn die dielektrischen Leitungen in der Nähe zueinander angeordnet sind;
Fig. 17 ist eine perspektivische Ansicht eines Beispiels einer Anwendung der dielektrischen Leitungen gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 18 ist eine Schnittansicht entlang der Linie E-E' von Fig. 17; und
Fig. 19 ist eine perspektivische Ansicht einer herkömmlichen Schlitzleitung.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

Erstes Ausführungsbeispiel

Es folgt eine detaillierte Erklärung einer planaren dielektrischen Leitung LN10 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Bezugnahme auf die Zeichnungen.
In Fig. 1 hat ein dielektrisches Substrat 23 eine vorbestimmte Dicke t23 und eine vorbestimmte Breite W20. An der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 sind Elektroden 21a und 21b vorgesehen, die einander über einen vorbestimmten Abstand gegenüberliegend zugewandt sind. Bei dieser Anordnung ist ein Schlitz 24, der eine Breite W aufweist, zwischen den Elektroden 21a und 21b gebildet. Der Schlitz ist in dem Mittelabschnitt des dielektrischen Substrats 23 entlang der Breite desselben und parallel zu der longitudinalen Richtung des Substrats 23 positioniert. Außerdem sind an der unteren Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 Elektroden 22a und 22b vorgesehen, die einander über einen vorbestimmten Abstand gegenüberliegend zugewandt sind. Bei dieser Anordnung ist ein Schlitz 25, der die gleiche Breite W aufweist wie der Schlitz 24, zwischen den Elektroden 22a und 22b gebildet, so daß der Schlitz 25 in dem Mittelabschnitt des dielektrischen Substrats 23 entlang der Breite desselben und parallel zu der longitudinalen Richtung des Substrats 23 gebildet ist. Die Schlitze 24 und 25 sind einander gegenüberliegend zugewandt gebildet. Das dielektrische Substrat 23, das zwischen den Schlitzen 24 und 25 angeordnet ist, dient als eine Ausbreitungsregion 23c, in der ein Hochfrequenzsignal, das eine gewünschte Ausbreitungsfrequenz fb aufweist, übertragen wird, wie es nachfolgend näher beschrieben wird.
An der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23, auf der die Elektroden 21a und 21b befestigt sind, ist ein weiteres dielektrisches Substrat 26 mit der gleichen Breite W20 und Länge wie das Substrat 23 vorgesehen. Eine Elektrode 28 ist ferner an der gesamten oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 26 befestigt. Außerdem ist an der unteren Oberfläche des dielektrischen Substrats 23, an dem die Elektroden 22a und 22b befestigt sind, ein dielektrisches Substrat 27 mit der gleichen Breite W20 und Länge wie das dielektrische Substrat 23 positioniert. Eine Elektrode 29 ist an der gesamten Oberfläche des dielektrischen Substrats 27 angeordnet.
Die dielektrische Konstante &epsi;r26 des dielektrischen Substrats 26 ist eingestellt, daß sie gleich ist wie die dielektrische Konstante &epsi;r27 des dielektrischen Substrats 27. Andererseits ist die dielektrische Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 23 größer eingestellt als die dielektrische Konstante &epsi;r26 und &epsi;r27, wie es nachfolgend erklärt wird.
Fig. 2 zeigt eine ebene elektromagnetische Welle pw23, die auf die obere Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in den Schlitz 24 bei einem Einfallswinkel θ einfällt, und bei einem Reflexionswinkel θ gleich dem Einfallswinkel reflektiert wird. Die obere Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 bildet eine Grenze zwischen den dielektrischen Substraten 23 und 26. Die ebene elektromagnetische Welle pw23, die an der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 reflektiert wird, fällt auf die untere Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 25 bei einem Einfallswinkel θ ein, und wird bei einem Reflexionswinkel θ gleich dem Einfallswinkel reflektiert. Die untere Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 25 bildet eine Grenze zwischen den dielektrischen Substraten 23 und 27. Danach breitet sich die elektromagnetische Welle pw23 als eine transversale elektrische (TE) Mode innerhalb der Ausbreitungsregion 23c des dielektrischen Substrats 23 aus, während dieselbe wiederholt reflektiert wird, abwechselnd an der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 und an der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 25. Eine elektromagnetische Welle, die sich in der TE-Mode ausbreitet, wird hierin nachfolgend als eine "TE-Welle" bezeichnet.
Der Winkel θ kann durch die folgende Gleichung 1 ausgedrückt werden, unter Verwendung der Ausbreitungskonstante k&sub1; der ebenen elektromagnetischen Welle pw23 und der Phasenkonstante β der TE-Welle, die sich in der longitudinalen Richtung des dielektrischen Substrats 23 ausbreitet.
θ = sin&supmin;¹ (β/k&sub1;) Gleichung 1
Falls der Einfallswinkel θ größer ist als der kritische Winkel θdc, der durch die folgende Gleichung 2 ausgedrückt wird, wird die elektromagnetische Welle pw23 an der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 und der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 25 vollständig reflektiert, und breitet sich somit in der Ausbreitungsregion 23c des Substrats 23 aus, ohne gedämpft zu werden.
Falls der Einfallswinkel θ andererseits kleiner ist als der kritische Winkel θdc, dringt die elektromagnetische Welle pw23 teilweise in das dielektrische Substrat 26 oder das Substrat 27 ein, wodurch die Welle pw23 gedämpft wird.
Die Ausbreitungskonstante k wird bestimmt durch die Frequenz der ebenen elektromagnetischen Welle pw23 und der dielektrischen Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 23. Die Phasenkonstante β ist definiert durch die Frequenz der elektromagnetischen Welle pw23, und die dielektrische Konstante &epsi;r23 und die Dicke t des dielektrischen Substrats 23. Es wird nun davon ausgegangen, daß die x-, y- und z- Achse bestimmt sind, wie es in Fig. 2 dargestellt ist, und daß eine TE-Welle entlang der z-Achse verläuft, während sie die Konstante y-Komponente eines elektrischen Felds Ey aufweist. Die Ausbreitungskonstante k&sub1; der planaren Welle, die sich durch das dielektrische Substrat 23 ausbreitet, kann durch die folgende Gleichung 3 ausgedrückt werden, unter Verwendung der dielektrischen Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 23.
k&sub1; = k&sub0; (&epsi;r23) Gleichung 3
Gleichartig dazu kann die Ausbreitungskonstante k&sub2; der planaren Welle, die sich durch das dielektrische Substrat 26 ausbreitet, durch die folgende Gleichung 4 ausgedrückt werden, unter Verwendung der dielektrischen Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 26:
k&sub2; = k&sub0; (&epsi;r26) Gleichung 4
wobei k&sub0; die Ausbreitungskonstante der planaren Welle in einem Vakuum darstellt. Da die Phasenkonstante β der planaren Welle, die sich in dem dielektrischen Substrat 23 ausbreitete, gleich ist wie diejenige in dem dielektrischen Substrat 26, kann die folgende Gleichung 5 gelten:
β² = k&sub1;² - kx&sub1;² = k&sub2;² - kx&sub2;² Gleichung 5
wobei kx&sub1; und kx&sub2; jeweils x Komponenten der Ausbreitungskonstanten k&sub1; und k&sub2; der planaren Wellen darstellen, die sich durch die dielektrischen Substrate 23 und 26 ausbreiten. Die Beziehung zwischen den Ausbreitungskonstanten kx&sub1; und kx&sub2; kann durch die folgende Gleichung 6 ausgedrückt werden:
(1/kx&sub1;)tan{(kx&sub1;·(t23/2)} - (1/kx&sub2;)tan(kx&sub2;·t26) = 0 Gleichung 6
Die Gleichungen 5 und 6 werden gelöst, um die Ausbreitungskonstanten kx&sub1; und kx&sub2; und die Phasenkonstante β zu erhalten.
Je niedriger die Frequenz der ebenen elektromagnetischen Welle pw23 ist, um so kleiner ist der Einfallswinkel θ. Solange die Frequenz der elektromagnetischen Welle pw23 nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fda, bei der der Einfallswinkel θ äquivalent zu dem kritischen Winkel θdc ist, breitet sich die Welle somit durch das dielektrische Substrat 23 aus und wiederholt die Totalreflexion auf der Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 und an der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 25. Die dielektrische Konstante &epsi;r23 und die Dicke t23 des dielektrischen Substrats 23 und die dielektrische Konstante &epsi;r26 und &epsi;r27 des Substrats 26 bzw. 27 sind so eingestellt, daß eine Ausbreitungsfrequenz fb nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fda. Anders ausgedrückt, die dielektrische Konstante &epsi;r23 und die Dicke t23 des dielektrischen Substrats 23 und der dielektrischen Konstante &epsi;r26 und &epsi;r27 des Substrats 26 bzw. 27 sind so eingestellt, daß eine planare Welle, die eine Ausbreitungsfrequenz fb aufweist, vollständig auf der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 und auf der unteren Oberfläche des Substrats 23 nahe zu dem Schlitz 25 reflektiert wird.
Die Elektroden 21a und 22a, die einander gegenüberliegend zugewandt auf dem dielektrischen Substrat 23 gebildet sind, bilden einen Planarparallelwellenleiter mit einer Grenzfrequenz, die wesentlich höher ist als die Ausbreitungsfrequenz fb bezüglich der TE-Welle. Dies bildet eine TE- Wellen-Grenzregion 23a in dem dielektrischen Substrat 23. Gleichartig dazu dienen die Elektroden 21b und 22b, die einander gegenüberliegend zugewandt angeordnet sind, als ein Planarparallelwellenleiter mit einer Grenzfrequenz, die wesentlich höher ist als die Ausbreitungsfrequenz fb bezüglich der TE-Welle. Dies bildet eine TE-Wellen-Grenzregion 23b entlang der Breite des dielektrischen Substrats 23 in einer Position gegenüberliegend zu der Grenzregion 23a.
Ferner bilden die Elektrode 21a und der Abschnitt der Elektrode 28, die einander zugewandt sind, einen Planarparallelwellenleiter. Die Dicke t26 des Substrats 26 ist so eingestellt, daß die Grenzfrequenz bezüglich der TE-Welle, die durch den Planarparallelwellenleiter verläuft, im wesentlichen höher ist als die Ausbreitungsfrequenz fb. Folglich ist in dem dielektrischen Substrat 26 eine TE- Wellengrenzregion 26a gebildet. Gleichartig dazu bilden die Elektrode 21b und der Abschnitt der Elektrode 28, die einander zugewandt sind, einen Planarparallelwellenleiter. Eine TE-Wellengrenzregion 26b ist somit in dem dielektrischen Substrat 26 gebildet, in einer Position gegenüberliegend zu der Grenzregion 26a. Darüber hinaus ist in dem dielektrischen Substrat 27 durch die Elektrode 22a und den Abschnitt der Elektrode 29, die einander gegenüberliegend zugewandt sind ein Planarparallelwellenleiter definiert. Die Dicke t27 des dielektrischen Substrats 27 ist so eingestellt, daß die TE-Wellengrenzfrequenz des Planarparallelwellenleiters im wesentlichen höher ist als die Ausbreitungsfrequenz fb. Dies bildet eine TE-Wellengrenzregion 27a in dem dielektrischen Substrat 27. Gleichartig dazu ist eine TE- Wellengrenzregion 27b in dem dielektrischen Substrat 27 gebildet, die zwischen der Elektrode 22b und der Elektrode 28 angeordnet ist, die einander gegenüberliegend zugewandt sind, in einer Position gegenüberliegend zu der Grenzregion 27a.
Bei der planaren dielektrischen Leitung LN10 des ersten Ausführungsbeispiels ist eine Ausbreitungsregion 23c definiert, in der ein Hochfrequenzsignal, das eine Frequenz aufweist, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fda, eine Totalreflexion abwechselnd auf der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 und auf der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 25 wiederholt. Die Grenzregionen 23a, 23b, 26a, 26b, 27a und 27b sind andererseits gebildet, um das Hochfrequenzsignal zu dämpfen. Mit dieser Konfiguration der Leitung LN10 breitet sich eine TE-Welle, die eine Frequenz aufweist, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fda, durch das dielektrische Substrat 23 der dielektrischen Leitung LN10 in der longitudinalen Richtung aus, während sich die Energie des elektromagnetischen Felds in und in der Nähe der Ausbreitungsregion 23c konzentriert.
Da die planare dielektrische Leitung LN10 außerdem die dielektrischen Substrate 23, 26 und 27 umfaßt, ist es möglich, daß sich in dem dielektrischen Substrat 23, 26 und 27 im Vergleich zum freien Raum kürzere Wellenlängen von elektromagnetischen Wellen ausbreiten. Dies macht es ferner möglich, die Breite und die Dicke der dielektrischen Leitung LN10 zu verringern, die somit kleiner und leichter gemacht werden kann als ein quadratischer Wellenleiter.
Die planare dielektrische Leitung LN10 umfaßt ferner die Elektroden 21a und 21b, die an der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 befestigt sind, und Elektroden 22a und 22b an der unteren Oberfläche desselben. Die Breiten W der Schlitze 24 und 25 sind schmaler eingestellt, so daß andere Typen von elektronischen Teilen, wie z. B. ICs oder dergleichen, direkt mit den Elektroden 21a und 21b oder den Elektroden 22a und 22b verbunden werden können, wie es in der Schlitzleitung des Stands der Technik implementiert ist, und dadurch eine einfache Verbindung zwischen der planaren dielektrischen Leitung LN10 und den anderen elektronischen Teilen, wie z. B. ICs, ermöglicht wird.

Zweites Ausführungsbeispiel

Fig. 12 ist eine Querschnittsansicht einer planaren dielektrischen Leitung LN20 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die dielektrische Leitung LN20 unterscheidet sich von der dielektrischen Leitung LN10 dadurch, daß statt dem dielektrischen Substrat 26 und 27, mit den Elektroden 28 und 29 eine obere und eine untere leitfähige Platte 41a und 41b verwendet wird.
Auf der oberen Oberfläche des Substrats 23 sind die Elektroden 21a und 21b, die einen Schlitz 24 bilden, einander gegenüberliegend zugewandt vorgesehen. Außerdem sind auf der unteren Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 Elektroden 22a und 22b vorgesehen, die einander gegenüberliegend zugewandt sind und einen Schlitz 25 bilden. Die obere und die untere leitfähige Platte 41a und 41b sind parallel zueinander über einen Abstand h41 vorgesehen. Das dielektrische Substrat 23, das mit den Schlitzen 24 und 25 versehen ist, ist parallel zu der oberen und unteren leitfähigen Platte 41a und 41b vorgesehen. Der Abstand zwischen der oberen leitfähigen Platte 41a und der oberen Oberfläche des Substrats 23 ist so eingestellt, daß er gleich ist wie der Abstand zwischen der unteren leitfähigen Platte 41b und der unteren Oberfläche des Substrats 23.
Bei der dielektrischen Leitung LN20 ist die dielektrische Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 23 wie folgt bestimmt. Die Reflexion einer elektromagnetischen Welle auf der oberen Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 24 und auf der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 25 tritt, anders als bei dem ersten Ausführungsbeispiel, an einer Grenze zwischen dem dielektrischen Substrat 23 und dem freien Raum auf. Der kritische Winkel θc kann daher durch die folgende Gleichung 7 ausgedrückt werden, unter Verwendung der dielektrischen Konstante &epsi;r gleich 1 des freien Raumes:
θc = sin&supmin;¹{ (1/&epsi;r23)} Gleichung 7
Folglich breitet sich bei der planaren dielektrischen Leitung LN20 dieses Ausführungsbeispiels die elektromagnetische Welle pw23 aus, die eine Frequenz aufweist, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, bei der der Reflexionswinkel θ gleich dem kritischen Winkel θc wird, während die Totalreflexion auf der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 in dem Schlitz 24 und auf der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 27 wiederholt wird. Die dielektrische Konstante &epsi;r23 und die Dicke t23 des Substrats 23 sind so eingestellt, daß die Ausbreitungsfrequenz fb nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa.
Ein Planarparallelwellenleiter ist durch die Elektrode 21a und die obere leitfähige Platte 41a definiert, die einander gegenüberliegend zugewandt sind. Der Abstand h41 zwischen der oberen und der unteren leitfähigen Platte 41a und 41b ist so eingestellt, daß die TE-Wellengrenzfrequenz des oben erwähnten Planarparallelwellenleiters wesentlich höher ist als die Ausbreitungsfrequenz fb. Eine TE-Wellengrenzregion 42a, die zwischen der Elektrode 21a und der oberen leitfähigen Platte 41a positioniert ist, die einander zugewandt sind, ist somit in einem Teil des freien Raums gebildet, der zwischen dem dielektrischen Substrat 23 und der oberen leitfähigen Platte 41a angeordnet ist. Gleichartig dazu ist ein Planarparallelwellenleiter durch die Elektrode 21b und die obere leitfähige Platte 41a spezifiziert, die einander zugewandt sind. Eine TE-Welle-Grenzregion 42b zwischen der Elektrode 21b und der oberen leitfähigen Platte 41a ist somit in dem freien Raum gebildet, der zwischen dem Substrat 23 und der oberen leitfähigen Platte 41a angeordnet ist, in einer Position gegenüberliegend zu der Grenzregion 42a.
Wie es oben beschrieben ist, ist der Abstand zwischen der oberen leitfähigen Platte 41a und der oberen Oberfläche des dielektrischen Substrats 23 als gleich zu dem Abstand zwischen der unteren leitfähigen Platte 41b und der unteren Oberfläche des Substrats 23 bestimmt. Folglich ist ein Planarparallelwellenleiter mit einer TE-Wellengrenzfrequenz, die wesentlich höher ist als die Ausbreitungsfrequenz fb, durch die Elektrode 22a und die untere leitfähige Platte 41b definiert, die einander gegenüberliegend zugewandt sind. Eine TE-Wellengrenzregion 43a, die zwischen die Elektrode 22a. und die untere leitfähige Platte 41b geklemmt ist, ist somit in einem Teil des freien Raums gebildet, der zwischen dem Substrat 23 und der unteren leitfähigen Platte 41b angeordnet ist. Gleichartig dazu ist somit eine TE- Wellengrenzregion 43b, die zwischen der Elektrode 23b und der unteren leitfähigen Platte 41b angeordnet ist, die einander zugewandt sind, in dem freien Raum in einer Position gegenüberliegend zu der Grenzregion 43a definiert.
Bei der planaren dielektrischen Leitung LN20 ist eine Ausbreitungsregion 23c aufgebaut, in der ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in dem dielektrischen Substrat 23 übertragen wird, während die Totalreflexion abwechselnd auf der oberen Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 24 und auf der unteren Oberfläche des Substrats 23 in dem Schlitz 25 wiederholt wird. Andererseits wird das Hochfrequenzsignal in den Grenzregionen 23a, 23b, 42a, 42b, 43a und 43b gedämpft. Mit diesem Aufbau breitet sich ein Signal mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in der planaren dielektrischen Leitung LN20 aus, während es seine elektromagnetische Energie in und in der Nähe der Ausbreitungsregion 23c konzentriert.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel werden die obere und die untere leitfähige Platte 41a und 41b statt den dielektrischen Substraten 26 und 27 verwendet, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel verwendet werden. Dies verbessert einen leichteren Aufbau der dielektrischen Leitung LN20 als der dielektrischen Leitung LN10 des ersten Ausführungsbeispiels, was zu einer Verringerung der Kosten führt.
Es folgt eine detaillierte Erklärung der Prinzipien des Betriebs der dielektrischen Leitung LN20 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel. Vor einer Erklärung dieser Leitung LN20 wird zunächst eine dielektrisch geladene Wellenleiterleitung LN30 beschrieben, die ähnlich betrieben wird wie die Leitung LN20.
Die dielektrisch geladene Wellenleiterleitung LN30, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, umfaßt einen quadratischen Wellenleiter 36 mit einer inneren Breite W36 und einer inneren Höhe H36, und ein dielektrisches Substrat 33 mit einer Dicke t33 und einer Breite gleich der Breite W36 des Wellenleiters 36. Das dielektrische Substrat 33 ist an einer Mittelposition bezüglich der Höhe des quadratischen Wellenleiters 36 angeordnet, so daß dasselbe parallel zu der oberen und unteren leitfähigen Platte des Wellenleiters 36 positioniert werden kann. Die dielektrische Konstante &epsi;r33 des dielektrischen Substrats 33 soll eingestellt werden, um gleich der dielektrischen Konstante &epsi;r23 des dielektrischen Substrats 23 des zweiten Ausführungsbeispiels zu sein.
Ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, wird in die in Fig. 3 gezeigte Wellenleiterleitung LN30 eingegeben, und breitet sich in dem Substrat 33 in der longitudinalen Richtung aus, während ihre elektromagnetische Energie in und in der Nähe des Substrats 33 konzentriert wird. Die Verteilung des elektromagnetischen Feldes, die während der Ausbreitung des Signals in dem Wellenleiter 36 erhalten wird, ist in Fig. 4A und 4B angezeigt. Fig. 4A stellt ein elektrisches Feld E30 und ein Magnetfeld H30 in einer Querschnittsansicht entlang der Linie C-C' von Fig. 3 dar. Fig. 4B stellt das elektrische Feld E30 und das Magnetfeld H30 in einer longitudinalen Schnittansicht entlang der Linie B-B' von Fig. 3 dar. Fig. 4A und 4B zeigen deutlich, daß das elektrische Feld E30 und das Magnetfeld H30 in und in der Nähe des dielektrischen Substrats 33 verteilt sind. Das elektrische Feld E30 hat nur eine Komponente in der Breitenrichtung des Substrats 33, während das Magnetfeld H30 sowohl eine Komponente in der longitudinalen Richtung des Substrats 33 aufweist, d. h. der longitudinalen Richtung des Wellenleiters 36, und eine Komponente senkrecht zur oberen Oberfläche oder der unteren Oberfläche des Substrats 33.
Im Gegensatz dazu stellen Fig. 11A und 11B eine Verteilung des elektromagnetischen Feldes dar, die erhalten wird, wenn ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in die dielektrisch geladene Wellenleiterleitung LN30 eingegeben wird. Fig. 11A stellt das elektrische Feld E30 und das Magnetfeld H30 in einer Querschnittsansicht entlang der Linie C-C' von Fig. 3 dar. Fig. 11B stellt das elektrische Feld E30 und das Magnetfeld H30 in einer longitudinalen Schnittansicht entlang der Linie B-B' von Fig. 3 dar. Wie es von Fig. 11A und 11B ersichtlich ist, ist das Magnetfeld H30 weiter von dem Substrat 33 entfernt verteilt als das Magnetfeld mit der Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, die in Fig. 4A und 4B gezeigt ist, und ferner, wie es in Fig. 11A ersichtlich ist, weist das elektrische Feld E30 eine Komponente außerhalb des Substrats 33 auf.
Fig. 5 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz und der Phasenkonstante β30 der dielektrisch geladenen Wellenleiterleitung LN30 anzeigt, wenn die dielektrische Konstante &epsi;r33 des Substrats 33 variiert wurde, um die Werte 2, 5, 9, 3 und 24 aufzuweisen. Die Werte, die in Fig. 5 angezeigt wurden, wurden gemäß den Gleichungen 5 und 6 berechnet. Die Parameter der Struktur der Wellenleiterleitung LN30 wurden wie folgt eingestellt:
(1) Die Dicke t33 des Substrats 33 = 0,3 mm; und
(2) Die Höhe h36 des Wellenleiters 36 = 2,25 mm.
Fig. 5 offenbart, daß eine höhere Frequenz eine größere Phasenkonstante β bewirkt, und daß eine größere dielektrische Konstante &epsi;r33 eine größere Phasenkonstante β30 unter der Bedingung der gleichen Frequenz ergibt.
Fig. 6 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz und der Phasenkonstante β30 der Wellenleiterleitung LN30 darstellt, die erhalten wird, wenn die Dicke t des Substrats 33 variiert wurde, um die Werte 0,1 mm, 0,3 mm, 0,5 mm und 1 mm aufzuweisen. Die in Fig. 6 gezeigten Werte wurden gemäß den Gleichungen 5 und 6 berechnet. Die Parameter der Struktur der Wellenleiterleitung LN30 wurden wie folgt eingestellt:
(1) Die dielektrische Konstante sr33 des Substrats = 9,3; und
(2) Die innere Höhe h36 des Wellenleiters 36 = 2,25 mm.
Fig. 6 demonstriert, daß eine größere Dicke t33 des Substrats 33 eine größere Phasenkonstante β30 bewirkt, unter der Bedingung der gleichen Frequenz.
Nachfolgend wird die kritische Frequenz fa, bei der der Einfallswinkel θ gleich dem kritischen Winkel θc ist, durch die Verwendung der dielektrisch geladenen Wellenleiterleitung LN30 berechnet.
Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der kritischen Frequenz fa, bei der der Einfallswinkel θ gleich dem kritischen Winkel θc ist, und der dielektrischen Konstante &epsi;r33 des Substrats 33 darstellt. Die Parameter der Struktur der Wellenleiterleitung LN30 wurden wie folgt eingestellt:
(1) Die Dicke t33 des Substrats 33 = 0,33 mm;
(2) Die innere Breite W36 des Wellenleiters 36 = 2,0 mm; und
(3) Die innere Höhe h36 des Wellenleiters 36 = 2,25 mm.
Wie es von Fig. 7 ersichtlich ist, bringt eine größere dielektrische Konstante &epsi;r33 des Substrats 33 eine niedrigere kritische Frequenz fa mit sich. Genauer gesagt, mit einem dielektrischen Substrat 33, das eine höhere dielektrische Konstante &epsi;r33 aufweist, kann die minimale Ausbreitungsfrequenz fb eines totalreflektierenden Hochfrequenzsignals auf einen niedrigeren Pegel reduziert werden.
Fig. 8 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der kritischen Frequenz fa, bei der der Einfallswinkel θ gleich dem kritischen Winkel θc ist, und der Dicke t33 des Substrats 33 darstellt. Die Parameter der Struktur der Wellenleiterleitung LN30 wurden wie folgt eingestellt:
(1) Die dielektrische Konstante &epsi;r33 des Substrats 33 = 9,3;
(2) Die innere Breite W36 des Wellenleiters 36 = 2,0 mm; und
(3) Die innere Höhe h36 des Wellenleiters 36 = 2,25 mm.
Fig. 8 offenbart, daß eine größere Dicke t33 des Substrats 33 eine geringere kritische Frequenz fa bewirkt, bei der der Einfallswinkel θ gleich ist wie der kritische Winkel θc. Das heißt, durch Erhöhen der Dicke t33 des Substrats 33 kann die minimale Ausbreitungsfrequenz fb eines totalreflektierenden Hochfrequenzsignals auf einen niedrigeren Pegel reduziert werden.
Auf der Basis des oben erklärten Betriebsprinzips der Wellenleiterleitung LN30 wird nun der Betrieb der planaren dielektrischen Leitung LN20 (Fig. 12) des zweiten Ausführungsbeispiels beschrieben. Die kritische Frequenz fa der dielektrischen Leitung LN20 wurde von der kritischen Frequenz fa der dielektrischen Leitung LN30 berechnet, wenn die Parameter der Leitung LN20 wie folgt eingestellt waren:
(1) Die Dicke t23 des Substrats 23 = 0,33 mm;
(2) Die Breite W20 des Substrats 22 = 8 mm; und
(3) Die Breiten W der Schlitze 24 und 25 = 2 mm.
Die dielektrische Konstante &epsi;r23 und die Dicke t23 des Substrats 23 sind jeweils gleich der dielektrischen Konstante &epsi;r33 und der Dicke t33 des Substrats 33 eingestellt. Außerdem sind die Breiten W der Schlitze 24 und 25 des Substrats 23 gleich der inneren Breite W des Wellenleiters 36 eingestellt. Der Abstand h41 zwischen der oberen und der unteren leitfähigen Platte 41a und 41b ist gleich der inneren Höhe h36 des Wellenleiters 36 eingestellt.
Fig. 9 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz und der Phasenkonstante β20 der dielektrischen Leitung LN20 darstellt, wenn die dielektrische Konstante &epsi;r23 des Substrats 23 bei den Werten 2, 5, 9, 3 und 24 eingestellt ist. Die in Fig. 9 gezeigten Werte wurden gemäß der Finite-Elemente-Methode berechnet. Fig. 9 zeigt, daß eine höhere Frequenz eine größere Phasenkonstante β20 ergibt, und daß eine größere dielektrische Konstante &epsi;r23 eine größere Phasenkonstante β20 unter der Bedingung der gleichen Frequenz ergibt.
Fig. 10 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Frequenz und der Phasenkonstante β20 der dielektrischen Leitung LN20 anzeigt, wenn die Breiten W der Schlitze 24 und 25 des Substrats 23 bei den Werten 0,5 mm, 1 mm, 2 mm und 3 mm eingestellt waren. Die in Fig. 10 gezeigten Werte wurden gemäß der Finite-Elemente-Methode berechnet. Die Parameter der Struktur der dielektrischen Leitung LN20 wurden wie folgt eingestellt:
(1) Die dielektrische Konstante &epsi;r23 des Substrats 23 = 9,3;
(2) Die Breite W20 des Substrats 23 = 8 mm; und
(3) Der Abstand h41 zwischen der oberen und der unteren leitfähigen Platte 41a und 41b = 2,25 mm.
Fig. 10 zeigt, daß eine größere Breite W der Schlitze 24 und 25 eine geringere Phasenkonstante β20 unter der Bedingung der gleichen Frequenz bewirkt.
Eine weitere Erklärung der Verteilung des elektromagnetischen Feldes der dielektrischen Leitung LN20 (Fig. 12) gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel wird nachfolgend gegeben. Fig. 13 stellt die Verteilung des elektromagnetischen Feldes in einer perspektivischen Ansicht des dielektrischen Substrats 23 dar, als ein vergleichendes Beispiel, wenn ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in die dielektrische Leitung LN20 eingegeben wird. In Fig. 13 sind die obere und die untere leitfähige Platte 41a und 41b ausgelassen, und nur das dielektrische Substrat 23 ist gezeigt. Außerdem sind bei der perspektivischen Ansicht von Fig. 13 die oberen Abschnitte der Elektroden 21a und 21b für eine leichtere Unterscheidung schraffiert. Wie es von Fig. 13 ohne weiteres ersichtlich ist, sind sowohl das elektrische Feld E20 als auch das Magnetfeld H20 weiter entfernt von der Nähe des Substrats 23 verteilt als die Verteilung des elektromagnetischen Feldes, die bei einer Frequenz erreicht wird, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, wie es in Fig. 14 gezeigt ist.
Fig. 14 stellt die elektromagnetische Verteilung dar, wenn ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in die dielektrische Leitung LN20 eingegeben wird.
In Fig. 14, und auch in Fig. 13 sind die obere und die untere leitfähige Platte 41a und 41b ausgelassen, und nur das Substrat 23 ist gezeigt. Außerdem sind in der perspektivischen Ansicht von Fig. 14 die oberen Oberflächen der Elektroden 21a und 21b für eine leichtere Unterscheidung schraffiert. Fig. 14 offenbart, daß sowohl das elektrische Feld E20 als auch das Magnetfeld H20 nur in und in der Nähe der Ausbreitungsregion 23c des Substrats 23d konzentriert sind. Genauer gesagt, es ist ersichtlich, daß ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, durch die obere Oberfläche des Substrats 23 benachbart zu dem Schlitz 24 und durch die untere Oberfläche des Substrats 23 in der Nähe des Schlitzes 25 totalreflektiert wird.
Obwohl nür der Betrieb der dielektrischen Leitung L20 oben erörtert wurde, wird die dielektrische Leitung LN10 des ersten Ausführungsbeispiels auf ähnliche Weise wie die Leitung LN20 betrieben. Wie es oben näher beschrieben wurde, werden sowohl die planare dielektrische Leitung LN10 des ersten Ausführungsbeispiels als auch die Leitung LN20 des zweiten Ausführungsbeispiels auf eine Weise betrieben, die ähnlich ist wie die dielektrisch geladene Wellenleiterleitung LN30, und zum Übertragen eines Hochfrequenzsignals verwendet wird, das eine Frequenz aufweist, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa.
Die Erfinder beobachteten die Verteilung des elektrischen Feldes durch die Verwendung des in Fig. 15 gezeigten Modells, um den Betrieb zu untersuchen, der durchgeführt wird, wenn zwei oder mehr planare dielektrische Leitungen nahe zueinander angeordnet sind. Der Aufbau des Modells und die Ergebnisse werden erklärt. Bei dem in Fig. 15 gezeigten Modell sind die Elektroden 121a, 121b, 121c und 121d und die Schlitze 124a, 124b und 124c abwechselnd auf der oberen Oberfläche des Substrats entlang dessen Breite gebildet. Genauer gesagt, der Schlitz 124a ist zwischen den Elektroden 121a und 121b angeordnet; der Schlitz 124b ist zwischen den Elektroden 121b und 121c positioniert; und der Schlitz 124c ist zwischen den Elektroden 121c und 121d positioniert. Die Schlitze 124a, 124b und 124c sind parallel zu der longitudinalen Richtung des Substrats 23 gebildet und weisen auch die gleichen Breiten auf. Die Elektroden 121b und 121c weisen auch die gleichen Breiten auf.
An der unteren Oberfläche des Substrats 123 sind die Elektroden 122a und 122b angeordnet, die den Elektroden 121a bzw. 121b über das Substrat 123 gegenüberliegend zugewandt sind. Außerdem sind die Elektroden 122 und 122d zu den Elektroden 121c bzw. 121d über das Substrat 123 gegenüberliegend zugewandt angeordnet. Mit dieser Anordnung sind die Schlitze 125a, 125b und 125c gegenüberliegend zugewandt zu den Schlitzen 124a, 124b bzw. 124c positioniert. Das Substrat 123 ist zwischen der oberen und der unteren leitfähigen Platte 141a und 141b, die parallel zueinander sind, angeordnet, so daß dasselbe parallel zu denselben plaziert werden kann. Der Abstand zwischen der oberen Oberfläche des Substrats 123 und der oberen leitfähigen Platte 141a kann gleich sein wie der Abstand zwischen der unteren Oberfläche des Substrats 123 und der unteren leitfähigen Platte 141b. Darüber hinaus sind die obere und die untere leitfähige Platte 141a und 141b voneinander auf ähnliche Weise beabstandet wie in dem zweiten Ausführungsbeispiel. Die drei planaren dielektrischen Leitungen, die parallel zueinander sind, werden so aufgebaut.
Fig. 15 stellt ein elektrisches Feld E120 dar, das erhalten wird, wenn Hochfrequenzsignale mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in den drei ebenen dielektrischen Leitungen übertragen werden. Fig. 15 zeigt, daß die Signale in der longitudinalen Richtung des Substrats 123 übertragen werden, ohne einander zu stören. Fig. 16 zeigt ein elektrisches Feld E12 an, das sich ergibt, wenn Hochfrequenzsignale mit einer Frequenz, die niedriger ist als die kritische Frequenz fa, in den drei Leitungen übertragen werden. Fig. 16 offenbart, daß Hochfrequenzsignale an Elektromagnetfeldkopplung leiden, d. h. an Elektromagnetfeldstörung.
Wie es oben näher erörtert wurde, wird bei den jeweiligen planaren dielektrischen Leitungen LN10 und LN20 des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels ein Hochfrequenzsignal mit einer Frequenz, die nicht niedriger ist als die kritische Frequenz fa, auf der oberen Oberfläche des Substrats 23 benachbart zu dem Schlitz 234 und auf der unteren Oberfläche des Substrats 23 in der Nähe des Schlitzes 25 totalreflektiert, wobei das Signal ausgebreitet werden kann, während es seine Elektromagnetfeldenergie in und in der Nähe der Ausbreitungsregion 23c des Substrats 23 konzentriert. Um diese Ausführungsbeispiele weiter zu entwickeln, ist es möglich, eine Mehrzahl von planaren dielektrischen Leitungen parallel zueinander entlang der Breite des Substrats 123 anzuordnen, und somit die Bildung von hochintegrierten Schaltungen zu ermöglichen.

Drittes Ausführungsbeispiel

Fig. 17 ist eine perspektivische Ansicht einer integrierten Schaltung, die durch die Anwendung der planaren dielektrischen Leitung gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt wird. Diese integrierte Schaltung ist konfiguriert, um ein im allgemeinen quadratisches dielektrisches Substrat 323 aufzuweisen, das mit einer Mehrzahl von dielektrischen Leitungen versehen ist. Eine Elektrode 321 mit einer vorbestimmten Form ist an der oberen Oberfläche des Substrats 323 befestigt, während eine Elektrode 322 mit einer vorbestimmten Form an der unteren Oberfläche des Substrats 323 gebildet ist, wobei die beiden Elektroden 321 und 322 einander gegenüberliegend zugewandt sind. Folglich sind planare dielektrische Leitungen LN301, LN302, LN303 und LN304, ein Hochpaßfilter 31 und Vorspannungsleitungen 307 und 308 auf dem dielektrischen Substrat 323 gebildet. An der oberen Oberfläche des Substrats 323 ist ein Schaltungsteilmodul 305 zwischen die dielektrischen Leitungen LN302 und LN303 geschaltet, während ein Schaltungsteilmodul 306 zwischen die dielektrische Leitung LN301 und die Vorspannungsleitung 307 geschaltet ist. Die gebogenen Abschnitte der Leitungen LN301 und LN303 bestehen aus Leitungsabschnitten 301a bzw. 303a, die durch die verengten Schlitze gebildet werden. Dies macht es möglich, die dielektrischen Leitungen LN301 und LN303 zu biegen, ohne daß eine Änderung der Ausbreitungsmode, die derzeit bei den Leitungen LN301 und LN303 verwendet wird, zu einer anderen Mode erforderlich ist.
Nun wird das Hochpaßfilter 310 beschrieben. Fig. 18 ist eine Schnittansicht entlang der Linie E-E' von Fig. 17. Wie es in Fig. 17 und 18 gezeigt ist, sind zwei kreisförmige Öffnungen 4c und 4d, die den gleichen Durchmesser aufweisen, an der oberen Oberfläche des Substrats 323 gebildet. Andererseits sind zwei kreisförmige Öffnungen 5c und 5d mit der gleichen Größe wie die Öffnungen 4c und 4d ander unteren Oberfläche des Substrats 323 gebildet. Die Öffnungen 4c und 4d sind zwischen den dielektrischen Leitungen LN303 und LN304 angeordnet, so daß dieselben parallel zueinander über einen vorbestimmten Abstand positioniert werden können. Außerdem sind die Öffnungen 4d und 5d koaxial gebildet, um einander gegenüberliegend zugewandt zu sein. Mit diesem Aufbau sind zwei zylindrische resonatorbildende Regionen 66 und 69 mit der gleichen Form zwischen den dielektrischen Leitungen LN303 und LN304 angeordnet. Die Resonatorregion 66, die Teil des Substrats 323 ist, ist als eine zylindrische Region definiert, die die Oberfläche 67 der Öffnung 4c in dem Substrat 323 und die Oberfläche 68 der Öffnung 5c in dem Substrat 323 aufweist. Die Resonatorregion 69, die Teil des Substrats 323 ist, ist dagegen als eine zylindrische Region definiert, die die Oberfläche 70 der Öffnung 4d in dem Substrat 323 und die Oberfläche 61 der Öffnung 5d in dem Substrat 323 aufweist.
Die dielektrische Konstante und Dicke des Substrats 323 und die Durchmesser der Öffnungen 4c, 4d, 5c und 5d sind so bestimmt, um eine Stehwelle zu erzeugen, wenn die Resonatorregionen 66 und 69 durch ein Hochfrequenzsignal erregt sind, das die gleiche Frequenz aufweist wie eine Resonanzfrequenz. Ferner wird in den Regionen, die sich von den Resonatorregionen 66 und 69 und den Ausbreitungsregionen unterscheiden, d. h. den dielektrischen Leitungen LN301, LN302, LN303 und LN304 ein Planarparallelwellenleiter durch die Elektroden 321 und 322 gebildet. Die dielektrische Konstante und die Dicke des Substrats 323 sind ebenfalls so bestimmt, daß die Grenzfrequenz des Planarparallelwellenleiters höher ist als eine gewünschte Resonanzfrequenz. Mit dieser Anordnung bilden die Resonatorregion 66 und der benachbarte freie Raum und die Resonatorregion 69 und der freie Raum in der Nähe desselben jeweils TE&sub0;&sub1;&sub0;- Modedielektrikresonatoren. Die Regionen 66 und 69 sind über einen vorbestimmten Abstand voneinander getrennt, so daß die dielektrische Leitung LN303 und der TE&sub0;&sub1;&sub0;- Modedielektrik-resonator, der durch die Region 66 gebildet wird, induktiv gekoppelt werden können. Der Abstand zwischen der dielektrischen Leitung LN304 und der Region 69 ist so bestimmt, daß die dielektrische Leitung LN304 und der TE&sub0;&sub1;&sub0;-Mode-Dielektrikresonator, der durch die Region 69 gebildet wird, induktiv gekoppelt werden können.
Auf diese Weise ist das Hochpaßfilter 310 durch die Kaskadenverbindung der beiden TE&sub0;&sub1;&sub0;-Modedielektrikresonatoren zwischen den dielektrischen Leitungen LN303 und LN304 aufgebaut. Dies bewirkt, daß ein Hochfrequenzsignal mit einer vorbestimmten Frequenz, das durch die dielektrische Leitung LN303 verläuft, durch die beiden TE&sub0;&sub1;&sub0;- Modedielektrikresonatoren zu der Leitung LN304 übertragen wird.

Modifizierte Ausführungsbeispiele

Beispiele von Modifikationen der vorliegenden Erfindung werden nun erklärt.
Die planare dielektrische Leitung LN10 des ersten Ausführungsbeispiels besteht aus den dielektrischen Substraten 26 und 27, während die dielektrische Leitung LN20 des zweiten Ausführungsbeispiels durch die Verwendung der oberen und der unteren leitfähigen Platte 41a und 41b gebildet ist. Dies ist jedoch nicht ausschließlich, und die dielektrische Leitung kann nur das dielektrische Substrat 23 verwenden, das mit den Schlitzen 24 und 25 versehen ist. Diese Modifikation macht es auch möglich, auf eine ähnliche Weise zu arbeiten wie das erste und das zweite Ausführungsbeispiel und liefert ähnliche Vorteile mit einem einfacheren Aufbau.
Obwohl die obere und die untere leitfähige Platte 41a und 41b für die dielektrische Leitung LN20 des zweiten Ausführungsbeispiels verwendet werden, wie es oben beschrieben ist, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt.
Statt dessen kann ein quadratischer Wellenleiter, der durch die obere und die untere leitfähige Platte 41a und 41b definiert ist, und Lateraloberflächenleiter verwendet werden, um die Leitung zu bilden. Mit dieser Modifikation ist es auch möglich, auf ähnliche Weise zu arbeiten wie das erste und das zweite Ausführungsbeispiel und ähnliche Vorteile zu liefern.
Bei der dielektrischen Leitung LN20 des zweiten Ausführungsbeispiels ist der Abstand zwischen der oberen leitfähigen Platte 41a und der oberen Oberfläche des Substrats 23 bestimmt, um gleich zu sein wie der Abstand zwischen der unteren leitfähigen Platte 41b und der unteren Oberfläche des Substrats 23. Dies ist jedoch nicht ausschließlich, und der erste Abstand kann sich von dem späteren Abstand unterscheiden. Die Leitung, die durch die obige Modifikation erhalten wird, kann nach wie vor auf eine Weise betrieben werden, die ähnlich ist wie das erste und das zweite Ausführungsbeispiel und kann die ähnlichen Vorteile liefern.
Ferner, obwohl bestimmt ist, daß die dielektrische Konstante &epsi;r26 des dielektrischen Substrats 26 gleich ist wie die dielektrische Konstante &epsi;r27 des Substrats 27, können sich dieselben voneinander unterscheiden.
Wie es von der vorhergehenden Beschreibung offensichtlich ist, bietet die vorliegende Erfindung die folgenden Vorteile.
Bei der planaren dielektrischen Leitung gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein erster Schlitz mit einer vorbestimmten Breite an der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats gebildet, und ein zweiter Schlitz ist an der zweiten Oberfläche des Substrats befestigt, wobei beide Schlitze einander zugewandt sind. Dies ermöglicht es, eine kleine und unaufwendige planare dielektrische Leitung zu liefern, die eine einfachere Verbindung mit elektronischen Teilen, wie z. B. Ics, verbessern kann, und Leiterverluste auf einen geringeren Pegel sperren kann als Mikrostreifenleitungen, Koplanarleitungen und Schlitzleitungen.
Die planare dielektrischer Leitung gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist aufgebaut durch Hinzufügen einer ersten und einer zweiten leitfähigen Platte zu der planaren dielektrischen Leitung, die durch den ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert wird. Es ist somit möglich, das Austreten von Hochfrequenzsignalen nach außen zu verhindern, die sich in der oben beschriebenen dielektrischen Leitung ausbreiten, und auch den Eintritt von Hochfrequenzsignalen von außerhalb der dielektrischen Leitungen auszuschließen.
Bei der planaren dielektrischen Leitung gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung werden die folgenden Merkmale zu der dielektrischen Leitung hinzugefügt, die durch den zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert wird. Genauer gesagt, ein Dielektrikum wird zwischen der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats und der ersten leitfähigen Platte geladen, und ein weiteres Dieletrikum wird zwischen der zweiten Oberfläche des Substrats und der zweiten leitfähigen Platte angeordnet, wobei jedes Dielektrikum einen kleineren Permittivitätsgrad aufweist als das dielektrische Substrat. Die planare dielektrische Leitung kann somit dünner gemacht werden.
Eine integrierte Schaltung gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Übertragungsleitung und ein Hochfrequenzgerät, das mit der Übertragungsleitung verbunden ist. Die Übertragungsleitung umfaßt zumindest eine der planaren dielektrischen Leitungen, die durch den ersten bis dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert werden. Folglich kann eine hochintegrierte Schaltung aufgebaut werden.

Claims

1. Eine planare dielektrische Übertragungsleitung, die folgende Merkmale umfaßt:

ein dielektrisches Substrat (23) mit einer ersten und einer zweiten Oberfläche, die einander gegenüberliegend zugewandt sind;

einen ersten Schlitz (24) mit einer vorbestimmten Breite (W), der zwischen einer ersten und einer zweiten Elektrode (21a, 21b) angeordnet ist, wobei die erste und die zweite Elektrode (21a, 21b) auf der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) gebildet sind, und einander über einen vorbestimmten Abstand gegenüberliegend zugewandt sind, um den ersten Schlitz (24) zu definieren; und

einen zweiten Schlitz (25) mit im wesentlichen der gleichen Breite (W) wie der erste Schlitz (24), der zwischen einer dritten und einer vierten Elektrode (22a, 22b) angeordnet ist, wobei der zweite Schlitz (25) dem ersten Schlitz (24) gegenüberliegend zugewandt ist, wobei die dritte und die vierte Elektrode (22a, 22b) auf der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) gebildet sind, und einander über einen vorbestimmten Abstand gegenüberliegend zugewandt sind, um den zweiten Schlitz (25) zu definieren,

dadurch gekennzeichnet, daß

die dielektrische Konstante und die Dicke des dielektrischen Substrats (23) bestimmt sind, um eine Ausbreitungsregion (23c) in dem dielektrischen Substrat (23) zwischen dem ersten und dem zweiten Schlitz (24, 25), eine erste Grenzregion (23a) in dem dielektrischen Substrat (23) zwischen der ersten (21a) und der dritten (22a) Elektrode, und eine zweite Grenzregion (23b) in dem dielektrischen Substrat (23) zwischen der zweiten (21b) und der vierten (22b) Elektrode zu bilden, so daß eine ebene elektromagnetische Welle, die zumindest eine vorbestimmte Frequenz aufweist, die höher ist als eine Grenzfrequenz der Ausbreitungsregion (23c) und sich in der Ausbreitungsregion (23c) des dielektrischen Substrats (23) ausbreitet, die zwischen dem ersten und dem zweiten Schlitz (24, 25) angeordnet ist, vollständig durch die erste und die zweite Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) in dem ersten beziehungsweise dem zweiten Schlitz (24, 25) reflektiert wird, und so daß die ebene elektromagnetische Welle in der ersten und der zweiten Grenzregion (23a, 23b) des dielektrischen Substrats (23) gedämpft wird.

2. Eine planare dielektrische Übertragungsleitung gemäß Anspruch 1, die ferner folgende Merkmale umfaßt:

eine erste leitfähige Platte (28), die entfernt von der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) über einen vorbestimmten Abstand angeordnet ist; und

eine zweite leitfähige Platte (29), die entfernt von der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) über einen vorbestimmten Abstand angeordnet ist.

3. Eine planare dielektrische Übertragungsleitung gemäß Anspruch 2, bei der ein Dielektrikum (26, 27) zwischen der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) und der ersten leitfähigen Platte (28) und zwischen der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) und der zweiten leitfähigen Platte (29) angeordnet ist, wobei das Dielektrikum (26, 27) eine geringere dielektrische Konstante aufweist als diejenige des dielektrischen Substrats (23).

4. Eine planare dielektrische Übertragungsleitung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Grenzfrequenz in der Ausbreitungsregion (23c) wesentlich niedriger ist als eine Grenzfrequenz in der ersten und der zweiten Grenzregion (23a, 23b).

5. Eine integrierte Schaltung, die folgende Merkmale umfaßt:

eine planare dielektrische Übertragungsleitung; und

ein Hochfrequenzgerät, das mit der Übertragungsleitung verbunden ist,

wobei die Übertragungsleitung folgende Merkmale umfaßt:

wobei die dielektrische Konstante und die Dicke des dielektrischen Substrats (23) bestimmt sind, um eine Ausbreitungsregion (23c) in dem dielektrischen Substrat (23) zwischen dem ersten und dem zweiten Schlitz (24, 25), eine erste Grenzregion (23a) in dem dielektrischen Substrat (23) zwischen der ersten (21a) und der dritten (22a) Elektrode, und eine zweite Grenzregion (23b) in dem dielektrischen Substrat (23) zwischen der zweiten (21b) und der vierten (22b) Elektrode zu bilden, so daß eine ebene elektromagnetische Welle, die zumindest eine vorbestimmte Frequenz aufweist, die höher ist als eine Grenzfrequenz der Ausbreitungsregion (23c) und sich in der Ausbreitungsregion (23c) des dielektrischen Substrats (23) ausbreitet, die zwischen dem ersten und dem zweiten Schlitz (24, 25) angeordnet ist, vollständig durch die erste und die zweite Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) in dem ersten beziehungsweise dem zweiten Schlitz (24, 25) reflektiert wird, und so daß die ebene elektromagnetische Welle in der ersten und der zweiten Grenzregion (23a, 23b) des dielektrischen Substrats (23) gedämpft wird.

6. Eine integrierte Schaltung gemäß Anspruch 5, die ferner folgende Merkmale umfaßt:

eine erste leitfähige Platte (28), die entfernt von der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) über einen vorbestimmten Abstand angeordnet ist; und eine zweite leitfähige Platte (29), die entfernt von der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) über einen vorbestimmten Abstand angeordnet ist.

7. Eine integrierte Schaltung gemäß Anspruch 6, bei der ein Dielektrikum (26, 27) zwischen der ersten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) und der ersten leitfähigen Platte (28) und zwischen der zweiten Oberfläche des dielektrischen Substrats (23) und der zweiten leitfähigen Platte (29) angeordnet ist, wobei das Dielektrikum (26, 27) eine geringere dielektrische Konstante aufweist als diejenige des dielektrischen Substrats (23).

8. Eine integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 5 bis 7, bei der die Grenzfrequenz in der Ausbreitungsregion (23c) wesentlich niedriger ist als eine Grenzfrequenz in der ersten und der zweiten Grenzregion (23a, 23b).