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Gebiet der
Erfindung
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Die Erfindung betrifft einen Quantisierungsfehlerverminderer
für ein
Audiosignal, der so aufgebaut ist, dass er einen bei der Quantisierung
eines Audiosignals erzeugten Quantisierungsfehler verringert.
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Beschreibung
des Stands der Technik
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Derzeit existieren als digitale Audioanlagen zum
Handhaben von Audiosignalen in digitaler Form z. B. Spieler für sogenannte
Kompaktplatten (CDs) und/oder sogenannte digitale Audiobandrekorder (DATs)
usw. Bei diesen digitalen Audioanlagen sind verschiedene vereinheitlichte
Standarderfordernisse vorgegeben. Z. B. ist es für den Fall der Bitlänge von in
diesen Anlagen gehandhabten digitalen Audiosignalen durch die obigen
vereinheitlichten Standarderfordernisse vorgegeben, dass derartige
Audiosignale eine Bitlänge
von 16 Bits aufweisen. Ferner werden als digitale Audiosignale in
diesen digitalen Audioanlagen digitale Audiosignale verwendet, die
durch Codieren analoger Audiosignale (Schallverlaufssignale) unter
Verwendung einer einfachen linearen Quantisierung wie z. B. PCM
(lineare Pulscodierung) erhalten wurden.
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Indessen wurde es in den letzten
Jahren für digitale
Audioanlagen, wie sie oben beschrieben sind, aus den o. g. vereinheitlichten
Standarderfordernissen erforderlich, dass Schall mit höherer Qualität, betreffend
den Hörsinn,
als der des tatsächlich reproduzierten
Schalls erzielt wird. Damit ein derartiger reproduzierter Schall
mit besserer Qualität
hinsichtlich des Hörsinns
erzeugt wird, ist ein Schema denkbar, das es ermöglicht, dass in diesen digitalen Audioanlagen
gehandhabte Audiosignale solche Signale sind, bei denen in ihnen
selbst enthaltene Störsignalkomponenten
verringert sind. Aus digitalen Audiosignalen, deren Störsignalkomponenten
auf diese Weise verringert sind, reproduzierter Schall weist weniger
Störungen
auf.
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Als Verarbeitung zum Verringern der
Störsignalkomponente
eines digitalen Audiosignals ist z. B. ein Verarbeitungssystem zum
Verringern eines Quantisierungsfehlers durch eine sogenannte Fehlerrückkopplung
zum Rückspeisen
eines durch einen Quantisierer beim Quantisieren eines Audiosignals erzeugten
Quantisierungsfehlers (Quantisierungsrauschen oder Quantisierungsverzerrung)
zurück
zur Eingangsseite des Quantisierers durch ein Störsignalfilter bekannt.
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Hierbei weist die Quantisierungsverzerrung bei
der linearen Quantisierung wie der oben beschriebenen PCM-Codierung
eine Frequenzcharakteristik auf, die über das gesamte -Frequenzband
eines Audiosignals flach ist. Da jedoch das menschliche Ohr abhängig von
der Schallfrequenz unterschiedliche Hörempfindlichkeit aufweist,
kann nicht gesagt werden, dass die Verringerungsverarbeitung betreffend
den Quantisierungsfehler durch Fehlerrückkopplung notwendigerweise
hinsichtlich des Hörsinns
effektiv wäre.
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ZUSAMMENFASSUNG
UND AUFGABEN DER ERFINDUNG
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Die Erfindung wurde angesichts der
beschriebenen tatsächlichen
Umstände
vorgeschlagen, und ihr liegt die Aufgabe zugrunde, einen Quantisierungsfehlerverminderer
für ein
Audiosignal zu schaffen, der einen Quantisierungsfehler (Quantisierungsrauschen)
hinsichtlich des Gesichtspunkts des Hörsinns effektiv verringern
kann.
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Es wurde ein erfindungsgemäßer Quantisierungsfehlerverminderer
vorgeschlagen, um die oben beschriebene Aufgabe zu lösen. Bei
diesem Quantisierungsfehlerverminderer wird das Eingangssignal zunächst dadurch
aufbereitet, dass ein Dithersignal zu ihm addiert wird. Dann wird
ein in einem Quantisierer erzeugter Quantisierungsfehler durch ein
Störsignalfilter
auf die Eingangsseite des Quantisierers rückgeführt. Der Filterkoeffizient
des Störsignalfilters wird
auf Grundlage von Information betreffend eine Äquilautstärkekurve entsprechend dem für Menschen
charakteristischen Gehörsinn
eingestellt.
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Gemäß der Erfindung ist dadurch,
dass der Tatsache Aufmerksamkeit geschenkt wird, dass die Äquilautstärkekurve
entsprechend der menschlichen Gehörsinncharakteristik verläuft, eine
Vorgehensweise verwendet, einen Quantisierungsfehler auf die Eingangsseite
des Quantisierers durch ein Störsignalfilter
rückzuführen, dessen
Koeffizient auf Grundlage von Information be treffend die Äquilautstärkekurve
eingestellt ist, um es dadurch zu ermöglichen, einen Quantisierungsfehler
in einem leicht zu hörenden
Schallfrequenzband zu verringern. Demgemäß ist es möglich, Störungen für den Gehörsinn zu verringern, um so
den Dynamikbereich betreffend den Gehörsinn zu verbessern.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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1 ist
ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Quantisierungsfehlerverminderers
für ein
Audiosignal gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung skizziert;
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2 ist
ein Charakteristikdiagramm, das eine Äquilautstärkekurve zeigt;
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3 ist
ein Charakteristikdiagramm, das eine Filtercharakteristik zeigt;
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4 ist
ein Charakteristikdiagramm, das eine Störfrequenzcharakteristik für den Fall
zeigt, dass ein tatsächliches
Audiosignal durch den Quantisierungsfehlerverminderer der Ausführungsform
geschickt wird;
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5 ist
ein Blockdiagramm, das die Schaltungskonfiguration einer zweiten
Ausführungsform der
Erfindung zeigt;
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6 ist
ein Blockdiagramm, das die Schaltungskonfiguration einer dritten
Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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7 ist
ein Frequenzcharakteristikdiagramm zum Erläutern des Maskierungseffekts;
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8 ist
ein Charakteristikdiagramm, das ein Balkenspektrum zeigt;
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9 ist
ein Frequenzcharakteristikdiagramm zum Erläutern eines Maskierungsschwellenwerts;
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10 bis 13 sind Charakteristikdiagramme, die
jeweilige Filtercharakteristiken zeigen;
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14 ist
ein Blockdiagramm, das ein tatsächliches
Beispiel zeigt, bei dem der Quantisierungsfehlerverminderer der
Ausführungsform
bei einem Codierer/Decodierer-System für eine CD angewandt ist;
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15 ist
ein Blockdiagramm, das ein tatsächliches
Beispiel zeigt, bei dem der Quantisierungsfehlerverminderer dieser
Ausführungsform
bei einem 10-Bit-System angewandt ist; und
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16 ist
ein Blockdiagramm, das ein tatsächliches
Beispiel zeigt, bei dem der Quantisierungsfehlerverminderer dieser
Ausführungsform
bei einem D/A-Wandlungssystem zum Ausführen einer Überabtastung angewandt ist.
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17 ist
eine Frequenzcharakteristik, die ein Leistungsspektrum einer nicht
geditherten Sinuswelle von 1-Bit-Amplitude zeigt.
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18 ist
eine Frequenzcharakteristik, die das Leistungsspektrum einer 1-Bit-Sinuswelle zeigt, die
mit weißem
Dither quantisiert wurde.
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19 ist
eine Frequenzcharakteristik, die das Leistungsspektrum einer 1-Bit-Sinuswelle zeigt, die
mit hochfrequentem Dither quantisiert wurde.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Nun wird eine erste Ausführungsform,
bei der die Erfindung angewandt ist, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben.
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Es wird zunächst auf die 1 Bezug genommen, in der in Blockform
die Konfiguration eines Quantisierungsfehlerverminderers für ein Audiosignal
gemäß der ersten
Ausführungsform
skizziert ist.
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Beim in der 1 dargestellten Quantisierungsfehlerverminderer
der Ausführungsform
wird ein in einem Quantisierer 11 erzeugter Quantisierungsfehler über ein
Störsignalfilter 13 auf
die Eingangsseite des Quantisierers 11 rückgeführt. Der
Filterkoeffizient des Störsignalfilters 13 wird
auf Grundlage von Information betreffend eine in der 2 dargestellte sogenannte Äquilautstärkekurve
RC entsprechend der menschlichen Gehörsinncharakteristik eingestellt.
Hierbei wird ein digitales Audiosignal, das durch Abtasten mit einer
beliebigen Abtastfrequenz erhalten wurde, an den Eingangsanschluss 1 in
der 1 geliefert. Das
digitale Audiosignal wird mit einem durch einen Dithergenerator 21 erzeugten Dithersignal
kombiniert, dann im Quantisierer 11 rückquantisiert und schließlich am
Ausgangsanschluss 2 ausgegeben.
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Der Quantisierungsfehlerverminderer
dieser Ausführungsform
(und in ähnlicher
Weise der folgenden Ausführungsformen,
die später
beschrieben werden) besteht aus zwei Untersystemen, nämlich dem Dither-Untersystem
und dem Störsignalformungs-Untersystem.
Diese Untersysteme verfügen über komplementäre Effekte,
und ihre Charakteristiken können
unabhängig
variiert werden. Ein Störsignal-Formungssystem
gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1 ist aus EP-A-466 190 bekannt. Das Dither-Untersystem
besteht aus einem Pegeldetektor 20, einem Dithergenerator 21 und
einem Addierer 10. Das vom Dithergenerator 21 erzeugte
Dithersignal wird durch den Addierer 10 zum Eingangssignal addiert.
Der Zweck des Dither-Untersystems besteht darin, ein sogenanntes
Dithersignal zu erzeugen, das als Zufalls- oder Pseudozufallssignal
definiert ist, das vor der Quantisierung zum Eingangssignal addiert wird,
damit die Signalkorrelation zwischen dem Quantisierungsfehler und
dem Eingangssignal verringert wird. Da derartige korrelierte Fehler
besser als unkorrelierte Fehler hörbar sind, verringert eine
Verringerung der Signal-Fehler-Korrelation
das Quantisierungsrauschen im Gehörsinn. Außerdem kann diese Dekorrelation
die Effektivität
des Störsignalformungs-Untersystems
(das unten beschrieben wird) für
diejenigen eingegebenen Audiosignale verbessern, bei denen die Signal-Fehler-Korrelation
bedeutend ist. Das Dithersignal wird durch einen Dithergenerator 21 erzeugt.
Das spektrale Verhalten dieses Dithersignals hängt von der speziellen Realisierung der
Ausführungsform
ab, und es ist durch die Eigenschaften der Klasse zu verarbeitender
Eingangssignale bestimmt. Typische Ditherspektren enthalten sogenannten
weißen
Dither (bei allen Frequenzen gleich), der eine theoretisch optimale
Dekorrelation erzeugt, sogenannten hochfrequenten Dither, dessen
Energie in nicht hörbaren
Bereichen des Signalspektrums konzentriert ist, um Störsignale
im Gehörsinn
weiter zu verringern, und insgesamt -null-Dither (entsprechend keinerlei
Dither), wie er geeignet ist, wenn das Eingangssignal bereits ausreichend
zufällig
ist, so dass keine weitere Dekorrelation erforderlich ist. Das Leistungsspektrum
einer Sinuswelle ohne Dither von 1-Bit-Amplitude ist in der 17 dargestellt; die Fehlerkorrelation
ist durch die harmonischen Spektralpeaks dargestellt. Dasselbe Signal
ist mit weißem
Dither quantisiert in der 18 dargestellt;
es existiert nur ein Spektralpeak, was zeigt, dass der Quantisierungsfehler
nicht mit dem Signal korreliert ist. Die 19 zeigt dasselbe Signal mit hochfrequentem
Dither quantisiert; obwohl die Ditherleistung größer ist, ist der Dither weniger
hörbar,
da er in Bereichen konzentriert ist, in denen das Ohr unempfindlich
ist.
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Abhängig von der speziellen Realisierung der
Ausführungsform
wird ein Pe geldetektor 20 dazu verwendet, die Frequenzcharakteristik
des vom Dithergenerator 21 erzeugten Dithers und dessen Pegel
zu steuern. Z. B. ist es unzweckmäßig, Dither zu einem Eingangssignal
zu addieren, das insgesamt aus Nullen besteht; diese Bedingung kann
daher durch den Pegeldetektor 20 erfasst werden, und der Dithergenerator
kann geeignet gesteuert werden. Ferner benötigen Eingangssignale niedrigen
Pegels häufig
mehr Dither als Signale hohen Pegels; der Pegel des Dithers kann
daher allmählich
abgesenkt werden, wenn der Signalpegel zunimmt.
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Indessen wird beim Quantisierungsfehlerverminderer
dieser Ausführungsform
der Quantisierungsfehler durch das Störsignalformungs-Untersystem
verringert, das aus einem Addierer 12 zum Subtrahieren des Eingangssignals
des Quantisierers 11 von dessen Ausgangssignal, um dadurch
einen bei der Quantisierung im Quantisierer 11 erzeugten Quantisierungsfehler
zu liefern, einem Störsignalfilter 13
zum Anwenden einer Filterverarbeitung am Ausgangssignal des Addierers
12, um dieses auszugeben, wobei die Filtercharakteristik durch den
Filterkoeffizienten eingestellt wird, der später beschrieben wird, und einem
Addierer 10 zum Addieren des Ausgangssignals des Störsignalfilters
13 zum Eingangssignal des Quantisierers 11, so dass eine
Fehlerrückführungsschaltung
gebildet ist, besteht. Durch diese Fehlerrückführungsschaltung wird der Verringerungseffekt
für den
Quantisierungsfehler (sogenannte Störsignalformungsverarbeitung)
ausgeführt.
Ferner beinhaltet der Quantisierungsfehlerverminderer dieser Ausführungsform über eine Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung
15 zum Erzeugen von Daten einer Äquilautstärkekurve
RC gemäß der 2 entsprechend der menschlichen
Gehörsinncharakteristik,
und eine Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 zum Berechnen
des Filterkoeffizienten des Störsignalfilters 13 auf
Grundlage eines Ausgangssignals der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15.
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Hierbei ist die Äquilautstärkekurve RC der 2 eine Kurve, die der menschlichen
Gehörsinncharakteristik
entspricht. Diese Kurve RC wird dadurch erhalten, dass, durch Kurvensegmente,
Schalldrücke
eines Schallsignals bei jeweiligen Frequenzen verbunden werden,
die mit derselben Lautstärke wie
der von reinem Schall gehört
werden können,
z. B. 1 kHz, und dies wird auch als Lautstärke-Äquiempfindlichkeitskurve bezeichnet.
Innerhalb der Äquilautstärkekurve
RC, wie sie in der 2 dargestellt
ist, zeigt das menschliche Hörvermögen Schärfe in der Nähe von 4
kHz. Demgemäß kann selbst
dann, wenn der Schalldruck um 8 bis 10 dB niedriger als der bei 1
kHz ist, der Schall im Wesentlichen mit derselben Lautstärke wie
der bei 1 kHz gehört
werden. Umgekehrt, wird z. B. bei 10 kHz im Vergleich zur Nähe von 4
kHz Schall nur schwer in einem Ausmaß von 20 dB gehört.
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Information (Information für ein zulässiges Störsignalspektrum)
betreffend die Äquilautstärkekurve
RC (oder eine angenäherte
Kurve) wird von der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15 ausgegeben
und an die Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 geliefert.
Demgemäß wird in
der Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 ein Filterkoeffizient
auf Grundlage der Information betreffend die Äquilautstärkekurve RC berechnet. Der
so berechnete Filterkoeffizient wird ferner an das Störsignalfilter 13 geliefert.
Auf diese Weise kann durch Ausführen einer
Störsignalformung
eines Audiosignals durch die Fehlerrückführungsschaltung unter Verwendung des
Störsignalfilters 13 mit
einer Filtercharakteristik auf Grundlage der Information betreffend
die Äquilautstärkekurve
RC der Dynamikbereich betreffend den Gehörsinn verbessert werden. D.
h., dass durch Ausführen
einer Störsignalformung
unter Verwendung eines zulässigen
Störsignalspektrums
(zulässiger
Störsignalpegel),
wie unter Berücksichtigung
der Äquilautstärkekurve
RC erhalten, eine Störsignalformung
ausgeführt
wird, die betreffend den Gehörsinn effektiver
ist, was es ermöglicht,
den Dynamikbereich betreffend den Gehörsinn für wiedergegebenen Schall zu
verbessern.
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Ferner wird bei dieser Ausführungsform
bei der Bestimmung der Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 der
sogenannte Maskierungseffekt berücksichtigt.
Hierbei ist der Maskierungseffekt der Effekt, dass ein Signal durch
ein anderes Signal aufgrund der Charakteristik des menschlichen
Gehörsinns
maskiert wird, so dass der Schall nicht gehört werden kann. Betreffend
diesen Maskierungseffekt existiert ein solcher in Bezug auf ein
Signal auf zeitlicher Basis sowie ein solcher in Bezug auf ein Signal auf
Frequenzbasis (oder mit gleichzeitiger Maskierung, der zeitlichen
Maskierung). Selbst wenn im der Maskierung unterliegenden Abschnitt
ein Störsignal existiert,
kann dieses durch den Maskierungseffekt nicht gehört werden.
Aus diesem Grund kann der Dynamikbereich betreffend den Gehörsinn verbessert werden,
wenn eine Vorgehensweise verwendet wird, gemäß der eine Quantisierungsfehler-Verringerungsverarbeitung
ausgeführt
wird, bei der der Maskierungseffekt berücksichtigt wird. Um die Filtercharakteristik
zu bestimmen, bei der ein derartiger Maskierungseffekt berücksichtigt
wird, wird ein Filterkoeffizient, bei dem z. B. der Maskierungseffekt
in der Richtung der Frequenzbasis berücksichtigt ist, vorab in der
Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 dieser Ausführungsform
eingestellt. Um z. B. normalen Audiosignal einschließlich vieler
Komponenten in den mittleren und niedrigen Frequenzbändern zu
meistern, wird ein fester Filterkoeffizient, bei dem der Maskierungseffekt
im niedrigen Frequenzband berücksichtigt
ist, eingestellt. Alternativ kann, um über die Fähigkeit zu verfügen, den
Maskierungseffekt entsprechend einem Spektrum eines eingegebenen Audiosignals
zu meistern, eine Vorgehensweise verwendet werden, bei der ein adaptiver
Filterkoeffizient entsprechend dem Spektrum erzeugt wird.
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So wird der Filterkoeffizient von
der Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 im Zustand geliefert,
in dem die Äquilautstärkekurve
RC und der Maskierungseffekt berücksichtigt
sind. Demgemäß wird die
Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 auf Grundlage
des festen oder adaptiven Filterkoeffizienten eingestellt, bei dem
der Maskierungseffekt berücksichtigt
ist, und der Filterkoeffizient steht in Zusammenhang mit der Äquilautstärkekurve
RC.
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D. h., dass dabei das Störsignalfilter 13 als Filter
mit einer Filtercharakteristik dient, wie sie durch die Kurve MR
gekennzeichnet ist, die aus dem Maskierungseffekt und der Äquilautstärkekurve
erhalten wurde, wie es in der 3 dargestellt
ist. Dadurch dass das Störsignalfilter 13 die
durch die Kurve MR der 3 gekennzeichnete
Filtercharakteristik ausweisen kann, ändert sich das an das Störsignalfilter 13 gelieferte
Quantisierungsfehler Spektrum entsprechend der Kurve MR. Durch Addieren
des Ausgangssignals des Störsignalfilters 13 zu
einem eingegebenen Audiosignal wird der Quantisierungsfehler im Quantisierer 11 verringert
(einer Störsignalformung unterzogen).
Hierbei ist es in der Kurve MR der 3 denkbar,
wenn die Äquilautstärkekurve
RC der 2 berücksichtigt
wird, die Antwort im Frequenzband unter 4 kHz zu erhöhen (d.h.,
es kann eine Vorgehensweise zum Erhöhen des zulässigen Rauschens verwendet
werden), jedoch wird dafür
gesorgt, dass die Filtercharakteristik im Frequenzband unter 4 kHz
bei der zweiten Ausführungsform,
die später
beschrieben wird, flach ist. Der Grund dafür, dass ein derartiges Schema
verwendet wird, ist der Folgende.
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Da die Äquilautstärkekurve RC im Frequenzband
unter 4 kHz steil variiert, obwohl die Bandbreite nicht groß ist, wird
der Filtergrad erhöht,
wenn ein Störsignalfilter 13 erstellt
wird, bei dem dafür
gesorgt wird, dass es im Frequenzband unter 4 kHz der Äquilautstärkekurve
RC entspricht. Wenn der Filtergrad auf die o. g. Weise erhöht wird,
wird die Konfiguration kompliziert und nimmt große Abmessungen ein. Da jedoch
dabei kein der Filterskalierung entsprechender Effekt erzielt wird,
wird bei der zweiten Ausführungsform,
die unten beschrieben wird, dafür
gesorgt, dass die Filtercharakteristik im Frequenzband unter 4 kHz
flach ist, wie es oben beschrieben ist.
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D. h., dass die 5 die zweite Ausführungsform der Erfindung zeigt,
bei der dieselben Bezugszahlen jeweils an Blöcke angefügt sind, die denen der 1 entsprechen, und deren
detaillierte Erläuterung
wird weggelassen. In der 5 ist
ferner eine Erzeugungsschaltung 16 für ein Niederfrequenzband-Korrektursteuersignal
vorhanden, wobei ein in dieser Schaltung erzeugtes Niederfrequenzband-Korrektursteuersignal
an die Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung geliefert wird. So
wird eine Filtercharakteristik realisiert, die im Niederfrequenzband
flach ist, wie es durch die oben beschriebene Kurve MR der 3 angegeben ist. Ferner
wird davon ausgegangen, dass dieses Niederfrequenzband-Korrektursteuersignal
unter Berücksichtigung des
Maskierungseffekts erzeugt wird. Allgemein gesagt, gilt in den mittleren
und hohen Frequenzbändern,
wie sie häufig
in normalem Audioschall. verwendet sind, der o. g. Maskierungseffekt
für das
mittlere und hohe Frequenzband des Audioschalls. Demgemäß ist im
Störsignalfilter 13 dieser
Ausführungsform
die Antwort in der Kurve MR der Filtercharakteristik der 3 nicht in solchem Ausmaß abgesenkt, dass
die Antwort in der Äquilautstärkekurve
RC der 2 abgesenkt wäre (es ist
dafür gesorgt,
dass die Kurve MR allmählicher
als die Äquilautstärkekurve RC
verläuft).
D. h., dass, um dies zu realisieren, wie oben beschrieben, ein Filterkoeffizient
eingestellt wird, bei dem der Maskierungseffekt berücksichtigt ist.
Die Frequenzcharakteristik des Quantisierungsrauschens, wie es erhalten
wird, wenn die Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 auf
die in der 3 dargestellte
Weise eingestellt ist, um eine Quantisierungsrauschen-Verringerungsverarbeitung
unter Verwendung von tatsächlichem
Audioschall auszuführen,
ist in der 4 dargestellt.
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Nun wird unter Bezugnahme auf die 6 eine dritte Ausführungsform
unter Ausnutzung des Maskierungseffekts beschrieben. Auch sind in
der 6 an Blöcke, die
jeweils solchen der 1 entsprechen,
dieselben Bezugszahlen angefügt.
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Der Quantisierungsfehlerverminderer
dieser Ausführungsform
gemäß der 6 ist so aufgebaut, dass
er einen im Quantisierer 11 erzeugten Quantisierungsfehler
auf die Eingangsseite desselben über das
Störsignalfilter 13 rückführt. Genauer
gesagt, verfügt
dieser Quantisierungsfehlerverminderer über einen Pegeldetektor 16
zum Erfassen des Pegels eines eingegebenen Audiosignals, eine Frequenzanalysierschaltung
17 zum Analysieren der Frequenz eines eingegebenen Audiosignals
für jedes
kritische Band, eine Äqui lautstärkekurve-Erzeugungsschaltung
15 zum Erzeugen von Information auf Grundlage der in der 2 dargestellten sogenannten Äquilautstärkekurve
RC entsprechend der menschlichen Gehörsinncharakteristik, und eine
Schaltung 18 zum Berechnen des zulässigen Störsignalspektrums zum Ändern des
Syntheseverhältnisses
zwischen einem Ausgangssignal der Frequenzanalysierschaltung 17 und
einem Ausgangssignal der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung
15 zum Berechnen eines zulässigen
Störsignalspektrums
auf Grundlage der erhaltenen synthetisierten Information. Bei diesem Quantisierungsfehlerverminderer
wird die Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 auf
Grundlage von Ausgangsinformation aus der Schaltung 18 zum Berechnen
des zulässigen
Störsignalspektrums
eingestellt.
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D. h., dass beim Quantisierungsfehlerverminderer
dieser Ausführungsform
durch den Addierer 12 zum Subtrahieren des Eingangssignals in den Quantisierer
11 vom Ausgangssignal desselben, um dadurch einen bei der Quantisierung
im Quantisierer 11 erzeugten Quantisierungsfehler zu liefern,
das Störsignalfilter
13 zum Ausführen
einer Filterverarbeitung am Ausgangssignal des Addierers 12, um
es auszugeben, und den Addierer 10 zum Addieren des Ausgangssignals
des Störsignalfilters
13 zum Eingangssignal des Quantisierers 11 eine sogenannte Fehlerrückführschaltung
gebildet ist. Hierbei wird die Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 wie
folgt bestimmt. Tatsächlich
wird eine Vorgehensweise zum Berechnen, mittels der Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14,
eines Filterkoeffizienten auf Grundlage von Information zum zulässigen Störsignalspektrum
verwendet, wie es von der Schaltung 18 für das zulässige Störsignalspektrum
angegeben wird, um diese Filterkoeffizienteninformation an das Störsignalfilter 13 zu
liefern.
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Demgemäß wird bei der o. g. Fehlerrückführschaltung
eine Quantisierungsfehler-Verminderungsverarbeitung (eine sogenannte
Störsignalformungsverarbeitung)
auf Grundlage des zulässigen
Störsignalspektrums,
was beschrieben wird, ausgeführt. Das
so verarbeitete Signal wird dann am Ausgangsanschluss 2 ausgegeben.
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Indessen kann beim Ausführen der
Quantisierungsfehler-Verminderungsverarbeitung (Störsignalformungsverarbeitung)
eines Audiosignals unter Verwendung der o. g. Fehlerrückführschaltung
durch Ausführen
einer Verarbeitung, bei der eine sogenannte Maskierung des Eingangssignalspektrums berücksichtigt
wird, der Dynamikbereich betreffend den Gehörsinn verbessert werden. Betreffend
die Störsignalformung,
bei der die Maskierung berücksichtigt
wird, können
die folgenden aufgelistet werden, z.B. eine Störsignalformung entsprechend
einem Spektrum eines eingegebenen Audiosignals, bei der das Muster
eines Signalspektrums in gewissem Ausmaß fixiert wird, d.h. eine Störsignalformung unter
Verwendung eines zulässigen
Störsignalspektrums,
das unter Berücksichtigung
einer sogenannten Maskierung, die später beschrieben wird, eines
eingegebenen Audiosignalspektrums erhalten wird.
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Alternativ wird eine Störsignalformung
unter Verwendung eines zulässigen
Störsignalspektrums, das
in Bezug auf Änderungen
im Spektrum eines eingegebenen Audiosignals, wie unter Berücksichtigung einer
Maskierung des Spektrums oder dergleichen erhalten, adaptiv ist,
aufgezählt.
Hierbei ist die Maskierung der Effekt, dass ein Signal aufgrund
der Charakteristik des menschlichen Gehörsinns durch ein anderes Signal
maskiert wird, so dass der Schall nicht gehört wird. Als Komponenten des
Maskierungseffekts existieren der Maskierungseffekt hinsichtlich
eines Signals auf Zeitbasis und der Maskierungseffekts hinsichtlich
eines Signals auf Frequenzbasis (oder gleichzeitige Maskierung,
zeitliche Maskierung). Selbst wenn im der Maskierung zu unterziehenden
Teil ein Störsignal
existiert, kann dieses wegen des Maskierungseffekts schwer gehört werden. Z.
B. wird hinsichtlich des gleichzeitigen Maskierungseffekts, wie
in der 7 dargestellt,
wenn die Frequenzantwort des Signals S mit einer bestimmten Frequenz
zu 0 dB angenommen wird, der Maskierungseffekt durch das o. g. Signal
S auf die Antwort unter der der Kurve M (unter ungefähr –25 dB)
ausgeübt.
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Ferner kann, wenn eine Vorgehensweise
zur Bandunterteilung eines eingegebenen Signals in kritischen Bändern unter
Ausnutzung der menschlichen Gehörsinncharakteristik
verwendet wird, um eine Störsignalformung
auszuführen,
in jedem Band, unter Verwendung eines zulässigen Störsignalspektrums, in dem die
oben beschriebene Maskierung berücksichtigt
ist, eine Störsignalformung
ausgeführt werden,
die hinsichtlich des Gehörsinns
effektiver ist. Durch Ausführen
einer derartigen Störsignalformung kann
der Dynamikbereich des Gehörsinns
betreffend wiedergegebenen Schall verbessert werden.
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Angesichts dieser Tatsache ist in
der Frequenzanalysierschaltung 17 eine Vorgehensweise zum
Unterteilen des o. g. Audiosignals in sogenannte kritische Bänder verwendet,
wozu die menschliche Gehörsinncharakteristik
genutzt wird, um in jedem kritischen Band eine Frequenzanalyse auszuführen. Hinsichtlich
der Unterteilung für
die o. g. kritischen Bänder
kann eine Vorgehensweise zum Transformieren, z. B. durch schnelle
Fouriertransformation (FFT) eines eingegebenen Audiosignals in die
Komponenten auf Frequenzbasis verwendet werden, woraufhin der Amplitudenterm
Am (m = 0 bis 1024) des FFT- Koeffizienten
in z. B. Gruppen Gn von 25 Bändern
(n repräsentiert
die Anzahl jeweiliger Bändern,
n = 0 bis 24) unterteilt wird, wobei die o. g. kritischen Bänder im
höheren
Frequenzband, in dem die menschliche Gehörsinncharakteristik berücksichtigt
wird, eine größere Bandbreite
aufweisen.
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Ferner kann hinsichtlich der Frequenzanalyse
jedes jeweiligen kritischen Bands eine Analyse ausgeführt werden,
bei der eine Analyse zum Bestimmen eines Balkenspektrums (Spektrum
der Gesamtsumme) Bn ausgeführt
wird, das dadurch erhalten wird, dass die Gesamtsumme (Gesamtsumme
der Spitzenwerte, der Mittelwerte oder der Energie des Amplitudenterms
Am) jeweiliger Amplitudenterme Am jedes Bands z. B. durch die folgende
Gleichung (1) gebildet wird: Bn = 10log10 Cn(Pn)2 [dB] (1)wobei n die
Werte 0 bis 24 hat und Cn die Anzahl der Elemente
im Band n ist, d.h. der Amplitudenterm (die Anzahl der Punkte),
und Pn der Spitzenwert in jedem Band ist. Balkenspektren Bn jeweiliger
Bänder
sind z. B. dergestalt, wie es in der 8 dargestellt
ist. Es ist zu beachten, dass beim Beispiel der 8 der Vereinfachung der Darstellung halber
die Anzahl aller Bänder
repräsentiert
ist, z. B. durch 12 Bänder
(B1 bis B12). In der Frequenzanalysierschaltung 17 werden
eine Unterteilung in die kritischen Bänder und eine Frequenzanalyse
für jedes
Band, wie oben beschrieben, ausgeführt. Ihre Ausgangsinformation wird
an die Schaltung 18 zum Berechnen des zulässigen Störsignalspektrums geliefert.
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Von der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15 wird
Information zur Äquilautstärkekurve
RC erzeugt und ausgegeben. D. h., dass durch Ausführen einer
Störsignalformung
unter Verwendung eines zulässigen
Störsignalspektrums,
wie unter Berücksichtigung
der Äquilautstärkekurve
RC erhalten, eine Störsignalformung
ausgeführt
wird, die für
den Gehörsinn
effektiver ist. So kann der Dynamikbereich von wiedergegebenem Schall
in Bezug auf den Gehörsinn
verbessert werden. Information zur Äquilautstärkekurve RC (oder einer angenäherten Kurve)
wird von der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15 ausgegeben
und an die Schaltung 18 zur Berechnung des zulässigen Störsignalspektrums
geliefert.
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Demgemäß wird in der Schaltung 18 zur
Berechnung des zulässigen
Störsignalspektrums
das zulässige
Störsignalspektrum
auf Grundlage der Ausgangsinformation der oben beschriebenen Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15 und
der Ausgangsinformation der Frequenzanalysierschaltung 17 berechnet.
Dabei wird vom Balkenspektrum Bn jedes kritische Frequenzband in
der Frequenzanalysierschaltung 17 durch Ausführen einer
Faltungsberechnung (Faltungsberechnung mit vorbestimmter Gewichtungsfunktion)
unter Berücksichtigung
des Einflusses zwischen Bändern
unter Verwendung der folgenden Gleichung (2) das Balkenspektrum
Sn mit Faltung für
jedes Band berechnet. Sn
= Hn * Bn (2)wobei
Hn der Faltungskoeffizient ist. Durch diese Faltungsberechnung wird
die Gesamtsumme der durch die gestrichelten Linien in der 8 gekennzeichneten Abschnitte
geliefert. Ferner wird unter Verwendung des gefalteten Balkenspektrums
Sn und von On (n = 0 bis 24), wobei es sich um einen benötigten S/R-Wert
handelt, ein gefalteter Maskierungsschwellenwert Tn gemäß den folgenden
Gleichungen (3) und (4) berechnet: On = N – K × n (3)
Tn = Sn – On (4)
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Wenn z. B. N zu 38 angenommen wird,
kann K den Wert 1 aufweisen. Dabei ergibt sich weniger Beeinträchtigung
der Schallqualität.
D. h., dass, wie es in der 9 dargestellt
ist, Schallstärkewerte
unter jeweiligen Pegeln der gefalteten Maskierungsschwellenwerte
Tn maskiert werden. Danach wird durch Entfalten des gefalteten Maskierungsschwellenwerts
Tn unter Verwendung der folgenden Gleichung (5) ein zulässiger Störsignalpegel
(zulässiges Störsignalspektrum)
TFn berechnet. Tatsächlich
wird die Gleichspannungsverstärkung
Dn der Faltung z. B. mittels des Koeffizienten Hn, subtrahiert: TFn = Tn – Dn (5)
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In der Schaltung 18 zur
Berechnung des zulässigen
Störsignalspektrums
wird das zulässige Störsignalspektrum
auf Grundlage der Syntheseinformation, die durch Synthetisieren
der Ausgangsinformation der Frequenzanalysierschaltung 17 auf
die oben beschriebene Weise erhalten wurde, und von Ausgangsinformation
von der zuvor beschriebenen Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15 berechnet.
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Hierbei existieren Fälle, bei
denen der zulässige
Störsignalpegel
im zulässigen
Störsignalspektrum
auf Grundlage der Äquilautstärkekurve
RC niedriger als der zulässige
Störsignalpegel
liegen kann, bei dem der Maskierungsef fekt durch den Pegel eines
eingegebenen Audiosignals ausgeübt
wird. D. h., dass z. B. dann, wenn der Pegel des eingegebenen Audiosignals
hoch ist, der Pegel des zulässigen
Störsignalspektrums
auf Grundlage der Äquilautstärkekurve
auch gleichzeitig durch den zulässigen
Störsignalpegel
maskiert werden kann, bei dem der Maskierungseffekt durch das eingegebene
Audiosignal ausgeübt
wird.
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Angesichts des Vorstehenden ist bei
dieser Ausführungsform
eine Vorgehensweise zum Erfassen einer Variation des Pegels des
eingegebenen Audiosignals im Pegeldetektor 16 auf Grundlage
des hinsichtlich des Pegels erfassten Ausgangssignals, des Syntheseverhältnisses
zwischen der Ausgangsinformation der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaitung 15 und
der Ausgangsinformation der Frequenzanalysierschaltung 17 verwendet.
Hierbei wird die Synthese der Ausgangsinformation der Äquilautstärkekurve-Erzeugungsschaltung 15 und
der Frequenzanalysierschaltung 17 z. B. für jedes
Frequenzband ausgeführt.
In diesem Fall wird die Pegelerfassung im Pegeldetektor 16 für jedes
Band ausgeführt. Demgemäß kann das
Syntheseverhältnis
für jedes Band
auf Grundlage der Pegelerfassungsausgangssignale in jedem Band geändert werden.
D. h., dass hinsichtlich der Syntheseinformation zum Bestimmen eines
zulässigen
Störsignalspektrums
in der Schaltung 18 zur Berechnung des zulässigen Störsignalspektrums
z. B. dann, wenn der Pegel in einem niederfrequenten Band eines
eingegebenen Audiosignals hoch ist und der Maskierungseffekt im
Niederfrequenzband groß ist,
Syntheseinformation mit einem solchen Syntheseverhältnis erstellt
wird, dass das zulässige
Störsignalspektrum
mit hohem Pegel im Niederfrequenzband und mit niedrigem Pegel im Hochfrequenzband
erzeugt wird. Demgegenüber wird
z. B. dann, wenn der Pegel in einem Hochfrequenzband hoch ist und
der Maskierungseffekt in ihm groß ist, Syntheseinformation
mit solchem Syntheseverhältnis
erstellt, dass ein zulässiges
Störsignalspektrum
mit hohem Pegel im Hochfrequenzband und niedrigem Pegel im Niederfrequenzband
erzeugt wird. Information zum so erzeugten zulässigen Störsignalspektrum wird an die
Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 geliefert. So
wird von der Filterkoeffizient-Berechnungsschaltung 14 ein
dem zulässigen
Störsignalspektrum
entsprechender Filterkoeffizient ausgegeben und dann an das Störsignalfilter 13 geliefert.
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Wenn die oben beschriebene Vorgehensweise
verwendet wird, wird dafür
gesorgt, dass die Filtercharakteristik des Störsignalfilters dem Filterkoeffizient
auf Grundlage des zulässigen
Störsignalspektrums
entspricht, das durch Variieren des Syntheseverhältnisses in jedem Band in Abhängigkeit
vom Pegel des eingegebenen Audiosignals erhalten wurde. Hierbei
wird beispiels weise dann, wenn der Pegel des eingegebenen Audiosignals
flach ist, angenommen, dass die Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 durch
Kurve MR in den 10 bis 13 angegeben ist. Dabei kann
dann, wenn das eingegebene Audiosignal ein Signal mit geringfügig hohem
Pegel im Niederfrequenzband ist, wie es in der 10 dargestellt ist, da das Syntheseverhältnis auf
die oben beschriebene Weise variiert werden kann, die Filtercharakteristik
auf diejenige Charakteristik geändert wird,
wie sie durch die Kurve MR1 in der 10 dargestellt
ist, wobei der Pegel der Kurve MR im Niederfrequenzband geringfügig angehoben
ist und der Pegel derselben im Hochfrequenzband geringfügig abgesenkt
ist. Ferner wird z. B. dann, wenn das eingegebene Audiosignal ein
Signal S2 mit großem
Pegel im Niederfrequenzband ist, wie es in der 11 dargestellt ist, die Filtercharakteristik
des Störsignalfilters 13 auf
die Charakteristik geändert,
wie sie durch die Kurve MR2 in der 11 dargestellt
ist, wobei der Pegel der Kurve MR im Niederfrequenzband stark angehoben
ist und ihr Pegel im Hochfrequenzband stark abgesenkt ist. Demgegenüber wird
dann, wenn das eingegebene Audiosignal ein Signal S3 mit geringfügig größerem Pegel
im Hochfrequenzband ist, wie durch die 12 dargestellt, die Filtercharakteristik
auf die Charakteristik geändert,
wie sie durch die Kurve MR3 in der 12 dargestellt
ist, wobei der Pegel der Kurve MR im Miederfrequenzband geringfügig abgesenkt
ist und der Pegel derselben im Hochfrequenzband geringfügig angehoben
ist. Ferner wird z. B. dann, wenn das eingegebene Audiosignal ein
Signal S4 mit hohem Pegel im Hochfrequenzband ist, wie es in der 13 dargestellt ist, die
Filtercharakteristik auf die Charakteristik geändert, wie sie durch die Kurve
MR4 in der 13 dargestellt
ist, wobei der Pegel der Kurve MR4 im Niederfrequenzband stark abgesenkt
ist und ihr Pegel im Hochfrequenzband stark angehoben ist. Als Ergebnis
der Tatsache, dass die Filtercharakteristik so geändert wird,
wie es in den 10 bis 13 dargestellt ist, kann
eine Störsignalformung
ausgeführt
werden, die besser an die menschliche Gehörsinncharakteristik angepasst
ist.
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D. h., dass beim Quantisierungsfehlerverminderer
dieser Ausführungsform
dann, wenn der Pegel eines eingegebenen Audiosignals klein ist,
dafür gesorgt
wird, dass die Filtercharakteristik des Störsignalfilters 13 eine
Charakteristik ist, wie sie durch die Äquilautstärkekurve RC angegeben ist,
um eine Störsignalformung
auszuführen.
Ferner wird, um es zu ermöglichen,
dass der Quantisierungspegel nicht auffällig wird, wenn der Pegel des
eingegebenen Audiosignals entsprechend dem Signalpegel groß wird,
dafür gesorgt,
dass die Charakteristik des Störsignalfilters 13 entsprechend
dem Signalpegel des eingegebenen Audiosignals flach ist. Außerdem wird,
wenn der Signalpegel klein ist, dafür gesorgt, dass die durch die Äquilautstärkekurve
RC angegebene Charakteristik näher
an einer flachen Charakteristik liegt, entsprechend dem Signalpegel
durch das Störsignalfilter
13, um eine Änderung
auf eine Störsignalformungs-Charakteristik
(Maskierungscharakteristik) usw. in Entsprechung mit der Signalcharakteristik
vorzunehmen. D. h., dass dann, wenn der Signalpegel klein ist, dafür gesorgt
wird, dass die Charakteristik des Störsignalfilters 13 eine
Filtercharakteristik ist, wie sie durch die Äquilautstärkekurve RC angegeben ist,
während
dann, wenn der Signalpegel groß ist,
dafür gesorgt
wird, dass die Charakteristik des Störsignalfilters 13 eine
Filtercharakteristik ist, bei der der Maskierungseffekt berücksichtigt
ist.
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Bei der Kurve MR, die die Filtercharakteristik für den Fall
zeigt, dass der Pegel des eingegebenen Audiosignals flach ist, wie
in den 10 bis 13 dargestellt, ist, wenn
die bereits beschriebene Äquilautstärkekurve
RC der 4 berücksichtigt
wird, ein Schema denkbar, bei dem der Pegel von Frequenzen von 4
kHz angehoben wird (d.h., es kann eine Vorgehensweise zum Erhöhen des
zulässigen
Rauschens verwendet werden). Da sich jedoch die Äquilautstärkekurve RC im Frequenzband
unter 4 kHz steil ändert,
obwohl die Bandbreite nicht groß ist,
nimmt der Filtergrad zu, wenn im Frequenzband unter 4 kHz ein Störsignalfilter 13 in Übereinstimmung
mit der Äquilautstärkekurve
RC erstellt wird. Wenn der Filtergrad zunimmt, wird die Konfiguration
kompliziert und groß im
Umfang. Da jedoch kein Effekt entsprechend der Filterskalierung
erzeugt werden kann, wird auch bei dieser Ausführungsform dafür gesorgt,
dass die Filtercharakteristik im Frequenzband unter weniger als 4
kHz flach ist, wie oben beschrieben, auf dieselbe Weise wie bei
der zweiten Ausführungsform
der 5. Ferner wird beim
Störsignalfilter 13 dieser Ausführungsform,
da der Maskierungseffekt in den mittleren und hohen Frequenzbändern, die
in Audioschall häufig
auftreten, in normaler Weise gilt, eine Vorgehensweise verwendet,
gemäß der der
Pegel der Kurve MR in den 10 bis 13 nicht bis auf das Ausmaß der Äquilautstärkekurve
RC der 4 abgesenkt wird
(es wird dafür
gesorgt, dass die Kurve MR allmählicher
als die Äquilautstärkekurve
RC verläuft).
D. h., dass zum Realisieren desselben, wie oben beschrieben, ein
Filterkoeffizient eingestellt wird, bei dem der Maskierungseffekt
berücksichtigt ist.
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In der 14 ist
ein tatsächliches
Beispiel für
eine Systemkonfiguration dargestellt, bei der der Quantisierungsfehlerverminderer
der vorliegenden Ausführungsform
als Codierer/Decodierer-System verwendet ist, z. B. in einer Kompaktplatten(CD)-Einheit.
In der 14 wird ein analoges
Audiosignal an einen Eingangsanschluss 31 geliefert. Nachdem
dieses analoge Audiosignal in einem A/D-Wandler 32 in ein digitales
20-Bit-Signal gewandelt wurde, wird es an einen 20-Bit-Korrespondenzcodierer
33 geliefert, der den Quantisierungsfehlerverminderer der vorliegenden
Ausführungsform
enthält.
Im Codierer 33 erfahren diese digitalen Daten die Verarbeitung
zur Verminderung des Quantisierungsfehlers, und sie werden zu Daten
von 16 Bits codiert. Die so verarbeiteten Daten werden auf der CD
aufgezeichnet. Die auf der CD aufgezeichneten Daten werden in einer Abspielschaltung 34 und
einem D/A-Wandler 35 des vorliegenden CD-Players in ein Audiosignal
gewandelt und am Ausgangsanschluss 36 ausgegeben. Die so
ausgegebenen Daten werden dann wiedergegeben. D. h., dass, da die
auf der CD auf solche Weise aufgezeichneten Daten, dass der Quantisierungsfehler
durch den erfindungsgemäßen Quantisierungsfehlerverminderer
verringert wird, der durch Abspielen der CD erhaltene Schall einen
hohen Dynamikbereich hinsichtlich des Gehörsinns aufweist.
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Ferner ist in der 15 ein tatsächliches Beispiel einer Systemkonfiguration
unter Verwendung z. B. eines Mediums zum Aufzeichnen von Daten unter
Verwendung von 10 Bits, verschieden von der o. g. CD, dargestellt.
In diesem Fall wird ein eingegebenes analoges Signal, das an den
Eingangsanschluss 41 geliefert wurde, in einem A/D-Wandler 42
in z. B. digitale 16-Bit-Daten gewandelt. Das so erhaltene Signal
wird an einen 10-Bit-Korrespondenzcodierer 43 geliefert, der den
erfindungsgemäßen Quantisierungsfehlerverminderer
enthält.
Im Codierer 43 erfahren die digitalen Daten eine Verarbeitung zur
Verminderung des Quantisierungsfehlers, und sie werden zu 10-Bit-Daten
codiert. Die so verarbeiteten Daten werden auf dem Medium aufgezeichnet.
Die auf dem Medium aufgezeichneten Daten werden in einer Abspielschaltung 44 und
einem D/A-Wandler 45 des vorliegenden Players in ein analoges Signal gewandelt
und am Ausgangsanschluss 46 ausgegeben. Auch in diesem
Fall weist das wiedergegebene Signal einen hohen Dynamikbereich
auf.
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In der 16 ist
ein tatsächliches
Beispiel dargestellt, bei dem der Quantisierungsfehlerverminderer
dieser Ausführungsform
in einem D/A-Wandlersystem zum Ausführen einer Überabtastung angewandt ist.
In diesem Fall wird ein eingegebenes analoges Signal, das an den
Eingangsanschluss 51 geliefert wird, in einem A/D-Wandler
52 in z. B. digitale Daten von 20 Bits gewandelt, um eine Überabtastung auszuführen, und
es wird über
einen Übertragungspfad
an einen Quantisierungsfehlerverminderer 53 gemäß dieser
Ausführungsform
geliefert. In diesem Quantisierungsfehlerverminderer 53 erfahren
die digitalen Daten eine Verarbeitung zur Verminderung des Quantisierungsfehlers.
Die so verarbeiteten digitalen Daten werden in einem D/A- Wandler 54 in
ein analoges Signal gewandelt und am Ausgangsanschluss 55 ausgegeben.
So kann eine Überabtastung
ausgeführt
werden, und es kann die Auflösung des
D/A-Wandlers verringert werden. So kann auf einfache Weise ein D/A-Wandler
54 mit hoher Linearität
erzeugt werden.
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Es ist ersichtlich, dass an der Erfindung
verschiedene Zusätze
und Modifizierungen vorgenommen werden können, ohne von ihren wesentlichen Merkmalen
abzuweichen, die durch die beigefügten Ansprüche definiert und gewährleistet
sein sollen.