DE4001747A1 - Anpassbares hochpassfilter mit steuerbarer abschneidefrequenz in abhaengigkeit vom eingangssignal und betriebsverfahren hierfuer - Google Patents
Anpassbares hochpassfilter mit steuerbarer abschneidefrequenz in abhaengigkeit vom eingangssignal und betriebsverfahren hierfuerInfo
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Description
Die Erfindung ist insbesondere anwendbar in der digitalen Verarbeitungstechnologie
für Töne. Die vorliegenden Erfindung bezieht
sich allgemein auf anpaßbare Hochpaßfilter und insbesondere auf
ein anpaßbares Hochpaßfilter mit einer Abschneidefrequenz, die
in Abhängigkeit von einem in einem Toneingangssignal enthaltenen
Low-Band-Signal (Niederfrequenzbandsignal) steuerbar ist.
Als Beispiel eines Satellitenkommunikation verwendenden Kommunikationssystems
sind die folgenden Systeme bekannt, wie Telefonkommunikationssystem,
Antwortmaschinensystem und Sprachübertragungssystem.
Bei der Satellitenkommunikation ist für die für die Kommunikation
verwendbare Frequenz eine kleine Bandbreite erforderlich. Es erfolgt
eine Beschreibung für eine Tonsignalverarbeitung, die auf die allgemein
bekannte Kommunikation und andere Verwendung anwendbar ist.
Fig. 5A stellt ein Blockdiagramm der Konfiguration einer Tonsignalverarbeitungseinrichtung
dar. Bezüglich der Fig. 5A umfaßt diese
Tonsignalverarbeitungseinrichtung ein Mikrofon 1, das einen Ton in
ein Tonsignal umwandelt, einen Verstärker 2, der das Tonsignal
verstärkt, ein Hochpaßfilter 3 c (im weiteren als HPF bezeichnet) zum
Entfernen der Niederfrequenzkomponente aus dem verstärkten Tonsignal,
ein Tiefpaßfilter 4 (im weiteren LPF genannt) zum Entfernen der
Hochfrequenzkomponente aus dem verstärkten Tonsignal, einen
A/D-Wandler 5 (Analog-Digital-Wandler), einen Speicherbereich 11
zum Speichern der A/D-konvertierten Tonsignale, und einen Steuerbereich
6. Diese Tonsignalverarbeitungseinrichtung umfaßt ferner
als Schaltkreis zum Reproduzieren des Tones einen D/A-Wandler 7,
der das im Speicherbereich 11 gespeicherte Signal D/A-konvertiert,
ein LPF 8, das die Hochfrequenzkomponente des D/A-konvertierten
Signals entfernt, einen Verstärker 9 und einen Lautsprecher 10.
Im allgemeinen wird das Tonsignal vom A/D-Wandler quantisiert, um
das Signal in der Speichereinrichtung zu speichern. Bezeichnet man
die Maximalfrequenz der in einem Eingangssignal enthaltenen Signalkomponente
mit f i(max), so muß die zum Quantisieren benutzte Abtastfrequenz
f s aufgrund eines Abtasttheorems die folgende Ungleichung
erfüllen:
f s 2 · f i(max) (1)
Wenn die Abtastfrequenz f s im A/D-Wandler nicht in Übereinstimmung
mit der Ungleichung (1) gesetzt ist, werden die Signalkomponenten
des Eingangssignals, die die Frequenz f s übersteigen, vom Rauschen
im Eingangssignal beeinflußt. Dieses Rauschen wird als Alias-Rauschen
bezeichnet. Daher ist, wie in Fig. 5A gezeigt, das LPF 4 in einer
dem A/D-Wandler vorgeschalteten Stufe gebildet, um die Signalkomponenten
aus dem Eingangssignal zu entfernen, die die Frequenz f s
übersteigen.
Wenn das Tonsignal, bei dem nur die Hochfrequenzkomponenten durch
das LPF 4 abgeschnitten sind, A/D-konvertiert wird, sind die Niederfrequenzkomponenten des durch A/D-Wandlung erhaltenen Tonsignals
hervorgehoben. Dies bedeutet, daß der aus dem Tonsignal erhaltene
Ton ziemlich unklar oder wenig betont wird. Entsprechend wird das
HPF 3 c in einer dem A/D-Wandler 5 weiter vorgeschalteten Stufe
geschaffen, um einen klaren oder gut betonten Ton zu erhalten, so
daß die Niederfrequenzkomponenten des Tonsignals durch das HPF 3 c
ebenfalls abgeschnitten werden.
Der Betrieb der in Fig. 5A dargestellten Tonsignalverarbeitungsvorrichtung
wird nun kurz beschrieben. Das vom Mikrofon 1 erhaltene
Tonsignal wird vom Verstärker 2 verstärkt. Das HPF 3 c entfernt diejenigen
Signalkomponenten aus dem verstärkten Tonsignal, deren
Frequenzen niedriger als die Abschneidefrequenz sind. Das LPF 4
entfernt die Signalkomponenten aus dem Ausgangssignal des HPF 3 c,
deren Frequenz höher als die Abschneidefrequenz ist. Der A/D-Wandler
5 konvertiert das Ausgangssignal des LPF 4. Der Steuerbereich 5
komprimiert die Informationsmenge, die den vom A/D-Wandler 5 quantisierten
Signalen entspricht, um die komprimierten Daten im Speicherbereich
11 zu speichern.
Die Fig. 5B zeigt ein nützliches Frequenzband, das vom HPF 3 c und
dem LPF 4 begrenzt wird, im Falle der Anwendung der Tonsignalverarbeitungsvorrichtung
der Fig. 5A auf das Telefonsystem. In dieser
Figur stellt f CH die Abschneidefrequenz des HPF 3 c dar und ist auf
etwa 300 Hz gesetzt. Demgegenüber stellt f C die Abschneidefrequenz
des LPF 4 dar und ist auf etwa 3,4 kHz gesetzt. Die Abschneidefrequenzen
f CH und f CL werden beide in einem Experiment bestimmt.
Um das Auftreten von Alias-Rauschen zu verhindern, sollten diejenigen
Signalkomponenten durch Bandkompression entfernt werden, die
die Abschneidefrequenz f CL überschreiten. Anpaßbare differentielle
Impulsleitungsmodulation (adaptive differential pulse cord modulation,
im weiteren ADPCM genannt) ist als eine typische Bandkompression
bekannt.
Wenn ein Tonsignal mit Signalkomponenten von z. B. 4 kHz oder weniger
verarbeitet wird, erreicht die Abtastfrequenz 8 kHz. Wenn die
Tondaten mit einer Geschwindigkeit von z. B. 8 bit/sec analog/
digital-konvertiert werden, ist eine Übertragungsgeschwindigkeit
von 64 kbit/sec erforderlich. Aufgrund der Anwendung von ADPCM kann
die Übertragungsgeschwindigkeit damit auf 32 kbit/sec komprimiert
werden.
Bei der Reproduktionsverarbeitung des Tonsignals überträgt der
Steuerbereich 6 die im Speicherbereich 11 gespeicherten Daten an den
D/A-Wandler mit einer entsprechenden Dekompression, falls die Daten
vorher komprimiert worden sind. Die Daten werden vom D/A-Wandler 7
digital/analog-konvertiert und an das LPF 8 übergeben. Das vom LPF 8
abgegebene Signal wird an den Verstärker 9 angelegt, nachdem die
Hochfrequenzkomponenten durch diesen entfernt worden sind. Das vom
Verstärker 9 verstärkte Tonsignal wird als Ton über den Lautsprecher
10 ausgegeben.
Die Fig. 6 stellt ein Blockdiagramm dar, das die Konfiguration einer
Tonsignalverarbeitungsvorrichtung zeigt. Wie in Fig. 6 gezeigt ist,
sind zwei Tonsignalverarbeitungsvorrichtungen über einen Übertragungspfad
12, wie z. B. eine digitale Signalleitung, im Tonsignalverarbeitungssystem
verbunden. Jede dieser Tonsignalverarbeitungseinrichtungen
ist mit derjenigen identisch, deren Speicherbereich 11
von der in Fig. 5A gezeigten Vorrichtung entfernt worden ist. Die
Fig. 6 stellt ein Beispiel dar, bei dem die Tondaten nicht nur in
einem Speicher gespeichert sind, sondern auch über den Übertragungspfad
12 übertragen werden.
Wie in den Fig. 5A und 6 gezeigt ist, sind das HPF 3 c und das LPF 4
bei jedem der Tonsignalverarbeitungsvorrichtungen in einer dem A/D-Wandler
5 vorgeschalteten Stufe gebildet. Das LPF 4 weist eine
Filtercharakteristik auf, die derart vorgewählt ist, daß das von
der Abtastfrequenz f s des A/D-Wandlers 5 festgelegte Alias-Rauschen
vermieden wird. Die Filtercharakteristik des HPF 3 c ist ebenfalls
vorgewählt. Da die Filtercharakteristik des HPF 3 c festliegt, können
die nur von den Niederfrequenzbandsignalkomponenten des Eingangssignals
abhängigen Niederfrequenzsignalkomponenten vom HPF 3 c nicht
angepaßt entfernt werden, wenn die im Tonsignal enthaltenen Signalfrequenzkomponenten
in Abhängigkeit von einem Sprecher, dem Tonfeld,
wie z. B. der relativen Stellung von Tonquelle und Mikrofon, und der
Akustikcharakteristik des Mikrofons variieren. Die im Tonsignal
enthaltenen Signalfrequenzkomponenten variieren z. B. in Abhängigkeit
davon, ob der Sprecher männlich oder weiblich ist. Absorption der
Niederfrequenzkomponenten des Tons tritt auch in einer Umgebung auf,
in der ein Nachhallen leicht auftreten kann. Falls die Entfernung
der Niederfrequenzkomponenten des Tonsignals vom HPF 3 c mit einer
festen Filtercharakteristik erfolgt, wird das nach der A/D-Konversion
erhaltene digitale Tonsignal in einem solchen Fall nicht sauber
kontrolliert. Dies erzeugt eine verminderte Tonqualität des über den
Reproduktionsprozeß erhaltenen Tons.
Ein Beispiel eines Standes der Technik, der für diese Erfindung von
besonderem Interesse ist, ergibt sich aus der JP 62-51827. Diese
Druckschrift beschreibt ein Tonkodierungssystem mit Bandkomprimierung
zur Verminderung der zu übertragenden quantisierten Tonsignale. Dieses
Tonkodierungssystem umfaßt ein Filter mit einer variablen Charakteristik.
Diese wird jedoch nicht in Abhängigkeit vom Eingangssignal
geändert. Ferner ist zu bemerken, daß sich diese Druckschrift auf
die Bandkomprimierung bezieht, während die vorliegende Erfindung
eine Vorverarbeitung des Tonsignals betrifft.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein anpaßbares Hochpaßfilter mit einer
Abschneidefrequenz zu schaffen, die in Abhängigkeit von einer in
einem Eingangssignal enthaltenen niederfrequenten Signalkomponente
steuerbar ist. Ferner soll ein anpaßbares Hochpaßfilter mit einer
Abschneidefrequenz geschaffen werden, die in Abhängigkeit von einer
in einem elektrisch angelegten Eingangssignal enthaltenen niederfrequenten
Signalkomponente steuerbar ist.
Ein anpaßbares Hochpaßfilter in Übereinstimmung mit der Erfindung
umfaßt einen Hochpaßfilterschaltkreis, der zum Empfangen eines
Toneingangsignals geschaltet ist und eine steuerbare Abschneidefrequenz
aufweist, einen Erfassungsschaltkreis zum Erfassen der
Leistung einer im Eingangssignal enthaltenen niederfrequenten
Signalkomponente, und einen Steuerschaltkreis zum Steuern des
Erfassungsschaltkreises. Beim Betrieb wird die Abschneidefrequenz
des Hochpaßfilterschaltkreises in Abhängigkeit von einer im Eingangssignal
enthaltenen niederfrequenten Signalkomponente angepaßt
gesteuert. Daher wird die Niederfrequenzbandkomponente des Eingangssignals
entsprechend der Leistung der im Eingangssignal enthaltenen
Niederfrequenzsignalkomponente entfernt.
In einer Ausführung umfaßt ein digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem
zum Verarbeiten eines Audiofrequenzsignals in
Übereinstimmung mit der Erfindung einen Analog/Digital-Wandler mit
einer Abtastfrequenz, ein Tiefpaßfilter zum Begrenzen der Bandbreite
des in diesen eingegebenen Audiofrequenzsignals auf eine Frequenz,
die ausreichend niedriger ist als die Abtastfrequenz, und ein Hochpaßfilter,
der einen spannungsgesteuerten Abschneidefrequenzfilter
zum Ändern der Abschneidefrequenz in Abhängigkeit vom niederfrequenten
Energieinhalt des Audiofrequenzsignals umfaßt. Beim Betrieb
sind die Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten des Audiofrequenzsignals
anpaßbar ausgeglichen.
Das Verfahren in Übereinstimmung mit der Erfindung zum anpaßbaren
Ausgleichen der Hochfrequenz- und Niederfrequenzenergiekomponenten
eines Audiofrequenzsignals ein einem digitalen Audiofrequenz-Signalverarbeitungsschaltkreis
mit einem Analog/Digital-Wandler und einem
steuerbaren Abschneidefrequenz-Hochpaßfilter umfaßt die Schritte:
Erzeugen eines Signals mit einem Parameter proportional der Größe
der niederfrequenten Energiekomponente des Audiofrequenzsignals und
Ändern der Abschneidefrequenz des steuerbaren Abschneidefrequenz-
Hochpaßfilters in Abhängigkeit vom Parameter des analogen Signals,
das der niederfrequenten Energiekomponente des Audiofrequenzsignals
proportional ist.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich
aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren.
Von den Figuren zeigen:
Fig. 1: ein Blockdiagramm, das eine Ausführung eines anpaßbaren
Hochpaßfilters der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2A: ein Schaltbild, das ein Beispiel eines in Fig. 1 gezeigten
Filters mit schaltbarem Kondensator zeigt;
Fig. 2B: ein Kennliniendiagramm, das die Charakteristik eines
Frequenzbandes darstellt, das vom anpaßbaren Hochpaßfilter
und einem Tiefpaßfilter gesteuert wird, wie in Fig. 1
gezeigt;
Fig. 3: ein Kennliniendiagramm, das die Eingangs- und Ausgangscharakteristiken
eines in Fig. 1 gezeigten spannungsgesteuerten
Oszillators darstellt;
Fig. 4: ein Blockdiagramm, das eine andere Ausführung des anpaßbaren
Hochpaßfilters in Übereinstimmung mit der Erfindung
darstellt;
Fig. 5A; ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer herkömmlichen
Tonsignalverarbeitungsvorrichtung zeigt;
Fig. 5B: ein Kennliniendiagramm, das ein Frequenzband zeigt, das
von einem in Fig. 5A gezeigten Hochpaßfilter und einem
Tiefpaßfilter festgelegt ist; und
Fig. 6: ein Blockdiagramm der Konfiguration einer herkömmlichen
Tonsignalverarbeitungseinrichtung.
Bezüglich der Fig. 1 umfaßt das anpaßbare Hochpaßfilter 3 a ein
Schaltkondensatorfilter 11 (im weiteren auch SCF genannt), das zum
Empfangen eines Spracheingangssignals V i geschaltet ist, einen
Integrator 14 zum Integrieren des Eingangssignals V i, einen weiteren
Integrator 15 zum Integrieren eines Ausgangssignals V o des
SCF 11, ein Subtrahierglied 16 zum Subtrahieren der Ausgangssignale
der Integratoren 14 und 15, einen weiteren Integrator 17 zum Glätten
des Ausgangssignals des Subtrahierglieds 16, einen spannungsgesteuerten
Oszillator 18 (im weiteren auch VCO genannt), der in
Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Integrators 17 arbeitet, und
einen Frequenzteiler 19, der die Frequenz des Ausgangssignals des
VCO 18 teilt. Ein Taktsignal Φ des Frequenzteilers 19 wird an das
SCF 11 übertragen und das SCF arbeitet in Abhängigkeit vom Taktsignal
Φ.
Bezüglich der Fig. 2A umfaßt dieses SCF 11 drei Schalteinrichtungen
31, 32 und 33, drei Kondensatoren 34, 35 und 36, und einen Differenzverstärker
37. Die Schalteinrichtungen 31, 32, 33 arbeiten in
Abhängigkeit von den Taktsignalen Φ, die vom Frequenzteiler 19
geliefert werden Ein Schaltkreis mit hohem Widerstand umfaßt die
Schalteinrichtungen 31, 32, den zwischen diese geschalteten Kondensator
34 und die Schalteinrichtung 33. Ein schaltbarer Kondensatorschaltkreis
wird vom Schaltkreis mit hohem Widerstand und dem
Kondensator 36 gebildet. Ein integrierter Schaltkreis umfaßt den
Differenzverstärker 37 und den zwischen den invertierenden Eingangsanschluß
und den Ausgangsanschluß des Differenzverstärkers geschalteten
Kondensator 35.
Das in Fig. 2A gezeigte SCF 11 wird im in Fig. 3 gezeigten anpaßbaren
Hochpaßfilter 3 a als Hochpaßfilter verwendet. Bezeichnet man
den Kapazitätswert des Kondensators 35 mit C₁ und denjenigen der
Kondensatoren 34, 36 mit C₂, so müssen die folgenden Ausdrücke (2)
und (3) erfüllt sein, um das in Fig. 2A gezeigte SCF 11 als Hochpaßfilter
betreiben zu können.
C₂ = (1 - b) · C₁ (2)
b < 0 und 0 < |b | < 1 (3)
b < 0 und 0 < |b | < 1 (3)
Durch die Verwendung der Kondensatoren 34, 35, 36 im SCF 11, die die
Ausdrücke (2) und (3) erfüllen, kann ein Hochpaßfilter geschaffen
werden, dessen Abschneidefrequenz in Abhängigkeit der Frequenz des
Taktsignals Φ gesteuert werden kann.
Mit erneuter Bezugnahme auf die Fig. 1 wird nun der Betrieb des
anpaßbaren Hochpaßfilters 3 a beschrieben. Das Spracheingangssignal
V i wird an den Integrator 14 angelegt. Daher wird ein Signal, das
die Leistung oder Energie des Eingangssignals V i angibt, vom
Integrator 14 an einen Eingang des Subtrahierglieds 16 übertragen.
Andererseits wird das Ausgangssignals V o des SCF 11 an den Integrator
15 angelegt. Da die niederfrequenten Bandkomponenten durch
das SCF 11 aus dem Signal V o entfernt worden sind, wird ein Signal,
das die Hochfrequenzbandleistung oder -energie des Eingangssignals
V i angibt, vom Integrator 15 an den anderen Eingang des Subtrahierglieds
16 angelegt. Folglich gibt das Subtrahierglied 16 ein Signal
aus, das die Niederfrequenzbandleistung oder -energie des Spracheingangssignals
V i angibt, und legt dieses Signal an den Integrator
17 an.
Der Integrator glättet das angelegte Signal durch eine Integrationsoperation
und legt das geglättete Signal dann an den VCO 18 an. Der
VCO 18 erzeugt ein Taktsignal in Abhängigkeit von dem durch den
Integrator 17 angelegten Signal. Nachdem die Frequenz des erzeugten
Taktsignals vom Frequenzteiler 19 geteilt worden ist, wird das
Ausgangssignal an das SCF 11 als Taktsignal Φ zur Steuerung der
Abschneidefrequenz des SCF 11 übertragen.
Das Ausgangssignal des Subtrahierglieds 16 ist proportional zur
Leistung oder Energie der im Toneingangssignal enthaltenen niederfrequenten
Signalkomponente. Der VCO 18 gibt ein Taktsignal aus,
dessen Oszillationsfrequenz der angelegten Eingangsspannung proportional
ist. Die Abschneidefrequenz eines Hochpaßfilters des SCF 11
variiert proportional der Frequenz des vom Frequenzteiler 19 angelegten
Taktsignals Φ. Falls die Leistung oder Energie der im
Eingangssignal enthaltenen Niederfrequenzbandkomponente groß ist,
liegt die Abschneidefrequenz des SCF 11 daher hoch, und die Niederfrequenzbandkomponenten
des Eingangssignals V i werden unterdrückt.
Falls die Leistung oder Energie der im Eingangssprachsignal V i
enthaltenen niederfrequenten Signalkomponenten niedrig ist, ist
ferner die Abschneidefrequenz niedrig, und die durch dieses SCF 11
hindurch gehenden niederfrequenten Signalkomponenten sind erhöht.
In Fig. 2B ist gezeigt, daß die Abschneidefrequenz des SCF 11
angepaßt gesteuert wird. Falls ein Eingangssignal mit vielen Niederfrequenzbandkomponenten
angelegt wird, bedeutet dies, daß die
Abschneidefrequenz des SCF 11 automatisch auf f CH2 geändert wird.
Falls andererseits ein Eingangssignal angelegt wird, das nicht viele
niederfrequente Signalkomponenten enthält, wird die Abschneidefrequenz
für diese auf f CH1 geändert. Es ist daher ersichtlich, daß die
Abschneidefrequenz des SCF 11 innerhalb des in Fig. 2B schraffierten
Gebiets anpaßbar gesteuert ist.
Fig. 3 ist ein Kennliniendiagramm, das die Eingangs- und Ausgangscharakteristiken
des in Fig. 1 dargestellten VCO 18 zeigt. Bezüglich
der Fig. 3 gibt die Abszisse die an diesen VCO 18 angelegte Eingangsspannung
an, während die Ordinate die Oszillatonsfrequenz des ausgegebenen
Taktsignals anzeigt. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, werden
die Eingangs- und Ausgangscharakteristiken des VCO 18 gesteuert, um
die oberen und unteren Grenzen der Abschneidefrequenz des SCF 11 zu
begrenzen.
Bezüglich der Fig. 4 umfaßt das anpaßbare Hochpaßfilter 3 b ein SCF
21 als Hochpaßfilter und ein SCF 27 als Tiefpaßfilter, die zum
Empfangen eines Spracheingangssignals V i geschaltet sind, einen
Integrator 24, der das Ausgangssignal des SCF 27 integriert, einen
mit dem Ausgang des Integrators 24 verbundenen VCO 25 und einen
Frequenzteiler 26, der die Frequenz des vom VCO 25 ausgegebenen
Taktsignals teilt. Das vom Frequenzteiler 26 ausgegebene Taktsignal
Φ wird an die SCF 21 bzw. 27 angelegt.
Da das SCF 21 als Hochpaßfilter betrieben wird, werden Kondensatoren
34, 35 und 36 (siehe Fig. 2A) verwendet, die die beschriebenen
Ausdrücke (2) und (3) erfüllen. Da das SCF 27 als Tiefpaßfilter
betrieben wird, werden Kondensatoren 34, 35 und 36 verwendet, die
die folgende Ungleichung (4) anstelle der Ungleichung (3) erfüllen.
0 < b < 1 (4)
Da die Leistung der im Eingangssignal V i enthaltenen niederfrequenten
Signalkomponenten erfaßt wird, selbst wenn das in Fig. 4 gezeigte
anpaßbare Hochpaßfilter verwendet wird, kann, wie oben zu sehen war,
die Abschneidefrequenz des SCF 21 als Hochpaßfilter gesteuert werden.
Damit wird ein neuartiges Hochpaßfilter zum Erhalten eines digitalen
Sprachsignals, das nicht von der Qualität der zu verarbeitenden
Stimme, der Umgebung, etc. abhängt, geschaffen durch Anwendung des
in Fig. 1 oder 4 gezeigten anpaßbaren Hochpaßfilters als Hochpaßfilter,
entweder in der in Fig. 5A gezeigten Sprachsignalverarbeitungsvorrichtung
oder dem in Fig. 6 gezeigten Sprachsignalverarbeitungssystem.
Bei den in den Fig. 1 und 4 gezeigten Ausführungen ist das LPF 4
in der nachfolgenden Stufe jeder der anpaßbaren Hochpaßfilter 3 a
und 3 b gebildet. Es ist jedoch zu bemerken, daß auch die Bildung des
LPF 4 in der vorhergehenden Stufe jeder der Filter 3 a und 3 b zu
demselben Effekt, wie oben beschrieben, führt.
Wie oben erwähnt, werden die Abschneidefrequenzen der in den Fig. 1
und 4 dargestellten anpaßbaren Hochpaßfilter 3 a, 3 b in Abhängigkeit
von der Leistung der im Eingangssprachsignal V i enthaltenen niederfrequenten
Signalkomponenten gesteuert. Das bedeutet, daß die
Abschneidefrequenz hoch ist, wenn sich die Energie der im Eingangssprachsignal
enthaltenen niederfrequenten Signalkomponente erhöht,
während die Abschneidefrequenz niedrig ist, wenn sich die Energie
vermindert. Damit variiert die Qualität eines reproduzierten Tons
bei der Sprachverarbeitungsvorrichtung bzw. dem Sprachverarbeitungssystem,
bei dem der anpaßbare Hochpaßfilter 3 a, 3 b verwendet wird,
in Abhängigkeit von Änderungen in der Sprachqualität oder der
Umgebung nicht. Mit anderen Worten kann damit eine gut betonte
Wiedergabe der Stimme erhalten werden, nachdem diese von der
Sprachverarbeitung behandelt worden ist.
Claims (12)
1. Anpaßbares Hochpaßfilter mit einer Hochpaßfiltereinrichtung (11)
mit einer steuerbaren Abschneidefrequenz, wobei die Hochpaßfiltereinrichtung
selektiv Signalkomponenten mit einer Frequenz, die höher
ist als die Abschneidefrequenz, ausgibt, die in einem Toneingangssignal
enthalten sind, wobei das anpaßbare Hochpaßfilter ferner eine
Erfassungseinrichtung (14, 15, 16, 21, 24), die zum Empfangen des
Toneingangssignals geschaltet ist, um die Leistung der im Eingangssignal
enthaltenen niederfrequenten Signalkomponenten zu erfassen,
und eine Steuereinrichtung (17, 18, 19, 25, 26), die von der Erfassungseinrichtung
abhängig ist, zum Steuern der Abschneidefrequenz
der Hochpaßfiltereinrichtung, um die Niederfrequenzbandleistung
relativ zu allen Komponenten des Toneingangssignals zu regulieren,
umfaßt.
2. Anpaßbares Hochpaßfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Leistungserfassungseinrichtung eine erste Erfassungseinrichtung
(14), die zum Empfangen des Eingangssignals geschaltet
ist, um die Leistung der Signalkomponenten eines im Eingangssignal
enthaltenen vollständigen Frequenzbandes zu erfassen, eine zweite
Erfassungseinrichtung (15), die zum Empfangen des Ausgangssignals
der Hochpaßfiltereinrichtung geschaltet ist, um die Leistung des
Ausgangssignals der Hochpaßfiltereinrichtung zu erfassen, und eine
Differenzerfassungseinrichtung (16), die mit den Ausgängen der
ersten und zweiten Erfassungseinrichtung (14, 15) verbunden ist,
um die Differenz der von der ersten und zweiten Erfassungseinrichtung
(14, 15) erfaßten Leistung zu ermitteln, umfaßt.
3. Anpaßbares Hochpaßfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Leistungserfassungseinrichtung eine Tiefpaßfiltereinrichtung
(27), die zum Empfangen des Eingangssignals geschaltet
ist, um selektiv Signalkomponenten eines im Eingangssignal enthaltenen
Niederfrequenzbandes auszugeben, und eine dritte Erfassungseinrichtung
(24), die zum Empfangen des Ausgangssignals der Tiefpaßfiltereinrichtung
geschaltet ist, um die Leistung des Ausgangssignals
der Tiefpaßfiltereinrichtung (27) zu erfassen, umfaßt.
4. Anpaßbares Hochpaßfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Hochpaßfiltereinrichtung eine erste Filtereinrichtung
mit geschaltetem Kondensator (11, 21) umfaßt, die in
Abhängigkeit vom von der Steuereinrichtung (17, 18, 19, 25, 26)
abgegebenen Ausgangssignal arbeitet.
5. Anpaßbares Hochpaßfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuereinrichtung eine erste Taktsignalerzeugungseinrichtung
(17, 18, 19, 25, 26) zum Erzeugen eines Taktsignals umfaßt, die von
der Leistungserfassungseinrichtung (14, 15, 16, 21, 24) abhängig ist,
und daß die erste Filtereinrichtung mit geschaltetem Kondensator (11,
21) in Abhängigkeit von dem Taktsignal arbeitet, das von der ersten
Taktsignalerzeugungseinrichtung (17, 18, 19, 25, 26) erzeugt wird.
6. Anpaßbares Hochpaßfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Taktsignalerzeugungseinrichtung eine spannungsgesteuerte
Oszillatoreinrichtung (18, 25) umfaßt, die von der Ausgangsspannung
der Leistungserfassungseinrichtung (14, 15, 16, 21, 24) zum Erzeugen
eines Taktsignals abhängig ist.
7. Anpaßbares Hochpaßfilter nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die Tiefpaßfiltereinrichtung eine zweite
Filtereinrichtung mit geschaltetem Kondensator (27) umfaßt, die in
Abhängigkeit von dem Ausgangssignal arbeitet, das von der Steuereinrichtung
(17, 18, 19, 25, 26) abgegeben wird.
8. Anpaßbares Hochpaßfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuereinrichtung eine zweite Taktsignalerzeugungseinrichtung
(25, 26) zum Erzeugen eines Taktsignals umfaßt, die von der
Leistungserfassungseinrichtung (14, 15, 16, 21, 24) abhängig ist,
und daß die zweite Filtereinrichtung mit geschaltetem Kondensator
(27) in Abhängigkeit von dem Taktsignal arbeitet, das von der zweiten
Taktsignalerzeugungseinrichtung (25, 26) erzeugt wird.
9. Anpaßbares Hochpaßfilter nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Erfassungseinrichtung
eine Integrationseinrichtung (14, 15) und die Differenzerfassungseinrichtung
eine Differenzverstärkereinrichtung (16) umfassen.
10. Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten
eines Audiofrequenzsignals mit hochfrequenten und niederfrequenten
Energiekomponenten, umfassend einen Analog/Digital-Wandler (5) mit
einer Abtastfrequenz, einem Tiefpaßfilter (4) zum Begrenzen der
Bandbreite des Audiofrequenz-Eingangssignals auf eine Frequenz, die
ausreichend niedriger ist als die Abtastfrequenz, und ein Hochpaßfilter
(3 a, 3 b), das eine Filtereinrichtung (11, 14-19, 21, 24-27)
mit steuerbarer Abschneidefrequenz umfaßt, zum Ändern der Abschneidefrequenz
in Abhängigkeit vom niederfrequenten Energieinhalt des
Audiofrequenzsignals, wobei die Hoch- und Niederfrequenzkomponenten
des Audiofrequenzsignals anpaßbar ausgeglichen werden.
11. Verfahren zum anpaßbaren Ausgleichen von hochfrequenten und
niederfrequenten Energiekomponenten eines Audiofrequenzsignals in
einem digitalen Audiofrequenz-Signalverarbeitungsschaltkreis mit
einem Analog/Digital-Wandler (5) und einem Hochpaßfilter (3 a, 3 b)
mit steuerbarer Abschneidefrequenz, gekennzeichnet durch die
Schritte:
Erzeugen eines Signals mit einem Parameter, der der Stärke der niederfrequenten Energiekomponente des Audiofrequenzsignals proportional ist, und
Änderung der Abschneidefrequenz des Hochpaßfilters mit steuerbarer Abschneidefrequenz in Abhängigkeit von dem Parameter des Analogsignals, der der niederfrequenten Energiekomponente des Audiofrequenzsignals proportional ist.
Erzeugen eines Signals mit einem Parameter, der der Stärke der niederfrequenten Energiekomponente des Audiofrequenzsignals proportional ist, und
Änderung der Abschneidefrequenz des Hochpaßfilters mit steuerbarer Abschneidefrequenz in Abhängigkeit von dem Parameter des Analogsignals, der der niederfrequenten Energiekomponente des Audiofrequenzsignals proportional ist.
12. Digitales Audiofrequenz-Verarbeitungssystem zum Verarbeiten eines
Audiofrequenzsignals mit hoch- und niederfrequenten Energiekomponenten,
wobei das Audiofrequenz-Verarbeitungssystem ein Hochpaßfilter
(3 a, 3 b), ein Tiefpaßfilter (4) und einen Digital/Analog-Wandler (5)
umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochpaßfilter ein Typ mit
steuerbarer Abschneidefrequenz ist, wobei die Abschneidefrequenz des
Hochpaßfilters in Abhängigkeit von der Stärke der niederfrequenten
Energiekomponente des Audiofrequenzsignals gesteuert wird.
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---|---|---|---|
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---|---|
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---|---|---|---|
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20210287674A1 (en) * | 2020-03-16 | 2021-09-16 | Knowles Electronics, Llc | Voice recognition for imposter rejection in wearable devices |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5485522A (en) * | 1993-09-29 | 1996-01-16 | Ericsson Ge Mobile Communications, Inc. | System for adaptively reducing noise in speech signals |
DE19630406C1 (de) * | 1996-07-26 | 1998-01-29 | Sgs Thomson Microelectronics | Filterschaltung und damit ausgerüsteter Audiosignalprozessor |
US6757910B1 (en) * | 2000-06-08 | 2004-06-29 | C-Cor.Net Corporation | Adaptive filter for reducing ingress noise in CATV return signals |
GB2389283B (en) * | 2002-05-31 | 2004-07-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Bandwidth adaptation rule for adaptive noise filter for inverse filtering with improved disturbance rejection bandwidth |
JP3766876B2 (ja) * | 2002-09-02 | 2006-04-19 | 独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 | 偽信号除去方法及び偽信号除去プログラム |
EP1746862A4 (de) * | 2004-05-13 | 2010-03-31 | Pioneer Corp | Akustisches system |
WO2006052596A2 (en) * | 2004-11-05 | 2006-05-18 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit |
US7457347B2 (en) * | 2004-11-08 | 2008-11-25 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for estimating and correcting baseband frequency error in a receiver |
GB2466668A (en) * | 2009-01-06 | 2010-07-07 | Skype Ltd | Speech filtering |
JP2012151663A (ja) * | 2011-01-19 | 2012-08-09 | Toshiba Corp | 立体音響生成装置及び立体音響生成方法 |
US8754699B2 (en) | 2011-11-03 | 2014-06-17 | Texas Instruments Incorporated | Switched-capacitor filter |
US11600280B2 (en) * | 2020-09-29 | 2023-03-07 | Cirrus Logic, Inc. | Analog-to-digital converter and method |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4302738A (en) * | 1980-04-11 | 1981-11-24 | Tektronix, Inc. | Noise rejection circuitry for a frequency discriminator |
DE3606976A1 (de) * | 1986-03-04 | 1987-09-10 | Hugo Dr Borst | Signalfilter |
JPH06251827A (ja) * | 1993-02-26 | 1994-09-09 | Nec Corp | 同軸コネクタロック機構 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4498055A (en) * | 1981-09-10 | 1985-02-05 | Dolby Ray Milton | Circuit arrangements for modifying dynamic range |
US4507791A (en) * | 1982-05-05 | 1985-03-26 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Analog and digital signal apparatus |
US4700361A (en) * | 1983-10-07 | 1987-10-13 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Spectral emphasis and de-emphasis |
JPH0782753B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1995-09-06 | 三菱電機株式会社 | ダイナミックメモリ装置 |
JPS61194911A (ja) * | 1985-02-25 | 1986-08-29 | Hitachi Ltd | フイルタ回路 |
JPS61194912A (ja) * | 1985-02-25 | 1986-08-29 | Hitachi Ltd | フイルタ回路 |
US4701722A (en) * | 1985-06-17 | 1987-10-20 | Dolby Ray Milton | Circuit arrangements for modifying dynamic range using series and parallel circuit techniques |
JPS6251827A (ja) * | 1985-08-30 | 1987-03-06 | Fujitsu Ltd | 音声符号化方式 |
US4790018A (en) * | 1987-02-11 | 1988-12-06 | Argosy Electronics | Frequency selection circuit for hearing aids |
-
1989
- 1989-02-15 JP JP1035411A patent/JPH02214323A/ja active Pending
-
1990
- 1990-01-04 US US07/460,790 patent/US5091956A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-01-22 DE DE4001747A patent/DE4001747C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4302738A (en) * | 1980-04-11 | 1981-11-24 | Tektronix, Inc. | Noise rejection circuitry for a frequency discriminator |
DE3606976A1 (de) * | 1986-03-04 | 1987-09-10 | Hugo Dr Borst | Signalfilter |
JPH06251827A (ja) * | 1993-02-26 | 1994-09-09 | Nec Corp | 同軸コネクタロック機構 |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
BÄDER, K.O. u. BLESSER, B.: Programmgesteuer- tes Rauschfilter. In: Fernseh- und Kinotech- nik 1974, Nr.8, S.231-233 * |
DIAS, V.F. u. FRANCA, J.E.: Optimum Design of FIR Switched-Capacitor Decimators using Low-Gain Amplifiers. In: Electronics Letters, 18. Febr. 1988 Vol.24 No.4, S.195-197 * |
JULIAN, M.: Clock Tracks Switch-Cap Filter. In: Electronic Design, January 12, 1989, S.131-132 * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20210287674A1 (en) * | 2020-03-16 | 2021-09-16 | Knowles Electronics, Llc | Voice recognition for imposter rejection in wearable devices |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5091956A (en) | 1992-02-25 |
JPH02214323A (ja) | 1990-08-27 |
DE4001747C2 (de) | 1993-12-02 |
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