DE69324067T2

DE69324067T2 - Objekt-Positionsdetektor

Info

Publication number: DE69324067T2
Application number: DE69324067T
Authority: DE
Inventors: Stephen J Bisset; Robert J Miller
Original assignee: Synaptics Inc
Current assignee: Synaptics Inc
Priority date: 1992-06-08
Filing date: 1993-06-07
Publication date: 1999-07-15
Anticipated expiration: 2013-06-08
Also published as: US5841078A; EP0574213B1; DE69324067D1; US5495077A; US5648642A; US5374787A; EP0574213A1

Description

Diese Erfindung betrifft Objektpositionserfassungswandler und -systeme. Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einem Objektpositionsfühler, der in Anwendungen wie bei der Schreibmarkenbewegung in Computervorrichtungen und anderen nutzbar ist.
Die verschiedensten Vorrichtungen für den Einsatz als Objektpositionsdetektoren für Computersysteme und andere Anwendungen sind erhältlich oder wurden vorgeschlagen. Die am besten bekannte Vorrichtung ist die Computermaus. Obwohl die Maus als Positionserfassungsfühler sehr gebräuchlich geworden ist, enthält sie mechanische Teile und benötigt außerdem eine Vorrichtung, auf der ihre Positionskugel abrollbar ist. Außerdem muß eine Maus normalerweise für eine höhere Auflösung über längere Distanzen bewegt werden. Schließlich muß der Benutzer einer Maus die Hand von der Tastatur nehmen, um die Schreibmarke zu bewegen, wodurch der primäre Zweck gestört wird, der gewöhnlich das Schreiben auf dem Computer ist.
Rollkugelvorrichtungen sind ähnlich den Computermäusen. Allerdings liegt ihr Hauptunterschied darin, daß sie, anders als eine Maus, keine Oberfläche brauchen, auf der sie abgerollt werden müssen. Rollkugelvorrichtungen sind noch teuer, haben auch bewegte Teile und brauchen eine verhältnismäßig kräftige Berührung wie Computermäuse. Sie sind außerdem relativ groß und passen nicht gut in Computer kleiner Abmessungen, wie in Laptop-Computer.
Es gibt auch andere erhältliche berührungssensitive Technologien, die als Positionsindikatoren verwendet werden können. Darunter sind Positionsfühler mit Widerstands membran bekannt und werden in verschiedenen Anwendungen verwendet. Allerdings haben sie im allgemeinen eine schlechte Auflösung, die Fühleroberfläche ist dem Benutzer ausgesetzt und deshalb dem Verschleiß unterworfen. Zusätzlich sind Fühler mit Widerstandsberührungsmembran verhältnismäßig teuer. Geräte mit nur einer berührungsempfindlichen Oberfläche machen es für einen zuverlässigen Betrieb nötig, daß der Anwender gegenüber dem Fühler geerdet ist. Dies läßt sich jedoch in tragbaren Computern nicht garantieren. Ein Beispiel einer Lösung mit einer Oberfläche ist das UnMouse-Produkt von MicroTouch aus Wilmington, MA. Eine Lösung mit zwei Oberflächen bringt eine schlechtere Auflösung und außerdem die Gefahr, daß sie mit der Zeit sehr schnell verschleißt.
Vorrichtungen, die mit akustischen Oberflächenwellen arbeiten (SAW-Vorrichungen) sind potentiell auch als Positionsindikatoren verwendbar. Allerdings ist diese Technik teuer und bei leichter Berührung nicht empfindlich genug. Zusätzlich neigen solche SAW-Vorrichtungen dazu, auf den Berührungsoberflächen Rückstände zu bilden und haben eine schlechte Auflösung.
Dehnungsmeßstreifen oder druckempfindliche Platten bieten interessante Positionserfassungstechniken, haben jedoch verschiedene Nachteile. Dieses Verfahren kann piezoelektrische Wandler einsetzen. Dabei ist ein Nachteil, daß das piezoelektrische Phänomen eine Wechselspannungserscheinung ist und empfindlich auf die Bewegungsgeschwindigkeit des Benutzers reagieren kann. Zusätzlich sind Positionsindikatoren mit Dehnungsmeßstreifen oder druckempfindlichen Platten etwas teuer, da spezielle Sensoren benötigt werden.
Auch optische Verfahren sind möglich, haben aber aus verschiedenen Gründen Beschränkungen. Alle optischen Verfahren benötigen die Erzeugung von Licht, das externe Bauteile erforderlich macht und deshalb die Kosten und den Leistungsverbrauch erhöht. Beispielsweise verbraucht ein "fingerunterbrechender" Infrarotmatrixposititionsdetektor viel Leistung und hat eine verhältnismäßig schlechte Auflösung.
US 4 550 221 beschreibt eine Berührungstafel, in der die Nähe eines Objekts durch Anlegen eines spannungsgesteuerten Oszillators an Zeilen- und Spaltenleitungen detailliert wird. In einem Artikel "A High Performance Silicon Tactil Layer Based on a Coquitive Cell" in IEEE -TRANSACTIONS of Electron Devises, Band ED-32, Nr. 7, Juli 1985, Seiten 1196-1201 ist eine berührungsempfindliche Tafel beschrieben, die eine 8 · 8 Matrix aus Kraftsensoren verwendet.
FR-2 662 528 offenbart eine berührungsempfindliche Tastenplatte, bei der der Schwerpunkt eines mit der Platte in Berührung stehenden Objekts durch Mittelwertbildung der jeweiligen Auswirkungen auf die Kapazität von Zeilen- und Spaltenleitungen berechnet wird.
Diese Erfindung ist in den beiliegenden Patentansprüchen definiert und stellt eine positionserfassende Technologie zur Verfügung, die besonders für Anwendungen geeignet ist, wo die Information einer Fingerposition benötigt wird, wie zum Beispiel bei der Computermaus oder bei Rollkugelanordnungen. Allerdings ist die positionserfassende Technik dieser Erfindung viel allgemeiner anwendbar als eine Computermaus, da ihr Fühler erfassen und melden kann, ob ein oder mehrere Punkte berührt werden. Zusätzlich kann der Fühler den Druckwert der Berührung erfassen. Ein "Fingerzeiger"-Positionserfassungssystem enthält einen positionserfassenden Wandler, der eine auf einem Substrat, wie zum Beispiel auf einer eine Matrix aus leitfähigen Leitungen enthaltenden gedruckten Schaltungsplatte angeordnete berührungsempfindliche Oberfläche aufweist. Ein erster Satz leitfähiger Leitungen läuft in einer ersten Richtung und ist von einem zweiten Satz Leitungen isoliert, der in einer zweiten allgemein senkrecht auf der ersten Richtung stehenden Richtung läuft. Eine Isolierlage ist über dem ersten Satz Leitungen und dem zweiten Satz Leitungen angeordnet. Die Isolierlage ist dünn genug, daß eine ausreichende kapazitive Kopplung zwischen einem auf die Oberfläche gelegten Finger und dem ersten und zweiten Satz Leitungen entsteht.
Eine Fühlelektronik reagiert auf die Nähe eines Fingers und übersetzt durch die Nähe des Fingers bewirkte Kapazitätsänderungen zwischen den Leitern in Positions- und Berührungsdruckinformation. Ihr Ausgangssignal sind einfache X-, Y-Werte und Druckwerte des Objekts auf der berührungssensitiven Oberfläche. Die Matrix der Leitungen wird sukzessive abgescannt, eine Leitung nach der anderen, wobei die kapazitive Information von diesem Scanvorgang angibt, wie nahe ein Finger einem bestimmten Knoten liegt. Diese Information stellt ein Profil der Nähe des Fingers am Sensor in jeder Dimension dar. Der Flächenmittelpunkt des Profils wird berechnet, wobei dieser Wert die Position des Fingers in dieser Dimension ist. Das Profil der Position wird auch integriert, und das Ergebnis stellt die Z(Druck)- Information dar.
Ausführungsformen dieser Erfindung enthalten einen positionserfassenden Wandler, wie er hier beschrieben ist.
Die Fühlelektronik reagiert auf die Annäherung eines Fingers und übersetzt die durch die Annäherung des Fingers bewirkten Kapazitätsänderungen zwischen den Leitern in der einen Richtung und den Leitern in der anderen Richtung in eine Positions- und Berührungsdruckinformation. Die Fühlelektronik der Erfindung sichert Information für jeden Knoten in ihrer Sensormatrix und kann deshalb eine Abbildung dessen, was sie erfaßt, in voller X-Y-Dimension abgeben. Deshalb hat sie eine viel breitere Anwendung für eine umfangreichere mehrdimensionale Erfassung als ein Fingerzeigersystem, das zur Bezugnahme beschrieben ist. In einer als "Positionsmatrix" bezeichneten Ausführungsform kann die X-Y-Koordinateninformation als Eingabe in einen Einchip-Neuralnetzwerkprozessor verwendet werden. Dies ermöglicht der bedienenden Person mehrere Finger, koordinierte Gesten usw. für komplexere Interaktionen zu verwenden.
Diese Erfindung wird nachstehend weiterhin bezogen auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen darstellen:
Fig. 1a eine Draufsicht auf einen bei der Erfindung verwendbaren Objektpositionserfassungswandler, der eine Objektpositionserfassungsoberflächenlage zeigt, die eine obere leitfähige Spur- oder Leitungslage und mit einer Bodenspur- oder Leitungslage verbundene leitfähige Streifen enthält;
Fig. 1b eine Ansicht des in Fig. 1a gezeigten Objektpositionserfassungswandlers, die die leitfähige Bodenspurlage zeigen;
Fig. 1c eine zusammengesetzte Ansicht des in den Fig. 1a und 1b gezeigten Objektpositionserfassungswandlers, die die oberen und unteren leitfähigen Spurlagen zeigen;
Fig. 1d eine Querschnittsansicht des Objektpositionserfassungswandlers der Fig. 1a-1c;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Fühlerdekodierelektronik, die mit dem Erfassungswandler in einem als Referenz beschriebenen "Fingerzeiger"-System verwendet werden kann;
die Fig. 3a und 3b graphische Darstellungen der Ausgangsspannung abhängig von der Leiterposition in der Matrix zur Veranschaulichung der Wirkung des Minimalwertdetektors;
Fig. 4 ein vereinfachtes Schaltschema einer für den Einsatz in dem "Fingerzeiger"-System geeigneten integrierenden Ladungsverstärkerschaltung;
Fig. 5 ein Zeitdiagramm, das die relativen Zeiten von Steuersignalen zeigt, die zum Betrieb des "Fingerzeiger"- Systems mit einem in Fig. 4 gezeigten integrierenden Ladungsverstärker verwendet werden;
Fig. 6a ein Schaltschema einer ersten alternativen Form einer integrierenden Ladungsverstärkerschaltung, die sich für die Verwendung in dem "Fingerzeiger"-System eignet, einschließlich zusätzlicher Bauteile, die die Schaltung vor der Integrationsmessung in einen Gleichgewichtszustand bringen;
Fig. 6b ein Zeitdiagramm, das Steuer- und Zeitsteuersignale zeigt, die zur Ansteuerung des integrierenden Ladungsverstärkers von Fig. 6a verwendet werden und die Reaktion verschiedener Knoten in dem Verstärker auf diese Signale;
Fig. 7a ein Schaltschema einer zweiten Form einer integrierenden Ladungsverstärkerschaltung, die sich für den Einsatz in dem "Fingerzeiger"-System eignet, einschließlich zusätzlicher Bauteile, die die Schaltung in einen Gleichgewichtszustand vor der Integrationsmessung bringen:
Fig. 7b ein Zeitdiagramm, das die zur Ansteuerung des integrierenden Ladungsverstärkers von Fig. 7a dienenden Steuer- und Zeitsteuersignale und die Reaktion verschiedener Knoten in dem Verstärker auf diese Signale zeigt;
Fig. 8 ein Schaltschema einer Minimalwertschaltung:
Fig. 9 ein Schaltschema einer Maximalwertdetektorschaltung;
Fig. 10 ein Schaltschema einer linearen Spannungs- Stromwandlerschaltung;
Fig. 11 ein Schaltschema einer Positionskodier- Schwerpunktberechnungsschaltung:
Fig. 12 ein Schaltschema einer Z-Summierschaltung;
Fig. 13 ein Schaltschema einer Multiplizierschaltung:
Fig. 14 ein Schaltschema einer Kombination einer Ansteuerpunkt-Impedanzschaltung mit einer Empfangspunkt- Impedanzschaltung gemäß einer hier bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsform einer Positionsmatrix;
Fig. 15 ein Blockschaltbild der Struktur eines Teils einer Abtast/Halteanordnung, die sich für die Verwendung in dieser Erfindung eignet:
Fig. 16a ein Blockschaltbild einer einfachen Version einer Ausführungsform einer Positionsmatrix dieser Erfindung, in der die Matrix der Spannungsinformation einem die Daten verarbeitenden Computer zugesendet wird;
Fig. 16b ein Blockschaltbild einer zweiten Version einer Ausführungsform einer Positionsmatrix dieser Erfindung, die eine Abtast/Halteanordnung verwendet, so wie sie in Fig. 15 dargestellt ist.
Den mit dieser Technik vertrauten Durchschnittsfachleuten wird deutlich, daß die nachfolgende Beschreibung der Erfindung lediglich veranschaulichend und in keiner Weise beschränkend zu lesen ist. Andere Ausführungsformen der Erfindung bieten sich solchen Fachleuten ohne weiteres an.
Diese Erfindung bringt in Kombination eine Anzahl einzigartiger Merkmale zusammen, die neue Applikationen erlauben, die vorher nicht möglich waren. Da der Objektpositionsfühler dieser Erfindung einen sehr kleinen Leistungsbedarf hat, ist er für den Betrieb mit einer Batterie in leistungsarmen Applikationen wie in Laptops oder tragbaren Computern vorzüglich geeignet. Der erfindungsgemäße Objektpositionsfühler ist auch eine billige Lösung, hat keine bewegten Teile (ist deshalb tatsächlich wartungsfrei) und verwendet vorhandene als gedruckte Schaltungsplatten zur Verfügung stehenden Sensorplatten als Fühlermatrix. Die Fühlertechnologie dieser Erfindung kann auf einem Computer-Motherboard integriert werden, um so die Kosten für Computer applikationen noch mehr zu senken. Ähnlich kann der Fühler in anderen Applikationen Teil einer bereits vorhandenen Schaltungsplatte sein.
Aufgrund seiner geringen Größe und seines niedrigen Profils ist die Fühlertechnologie dieser Erfindung besonders geeignet für Laptops oder in tragbaren Applikationen, wo das Volumen ein wesentlicher Gesichtspunkt ist. Die Fühlertechnologie dieser Erfindung benötigt auf einer Schaltungsplatte lediglich Platz für einen einzigen Fühlerschnittstellen-Chip, der eine direkte Schnittstelle zu einem Mikroprozessor sein kann plus der auf der gedruckten Schaltungsplatte für den Fühler benötigten Fläche.
Das Sensor- oder Fühlermaterial kann irgend eines sein, das die Bildung einer leitfähigen X-Y-Matrix auf Fühlerstreifen ermöglicht. Dies umfaßt nicht nur standardisierte PC- Schaltungsplatten sondern auch flexible PC-Platten, leitende Elastomermaterialien und piezoelektrische Kynar- Kunststoffmaterialien. Dies macht den Objektnäherungsfühler gemäß der Erfindung besonders in tragbaren Applikationen oder in einer Mensch-Maschineschnittstelle brauchbar, wo der Fühler in eine in eine Hand passende Form gebracht werden muß.
Der Fühler kann an jede dreidimensionale Oberfläche angepaßt werden. Kupfer kann in zwei Lagen auf nahezu jede Oberflächenkontur zur Herstellung des Fühlers aufplattiert werden. Dadurch kann der Fühler an die für die Applikation benötigte beste ergonomische Form angepaßt werden. Diese Eigenschaft zusammen mit dem Merkmal der leichten Berührung macht den Einsatz in vielen Applikationen möglich. Der Fühler kann auch in indirekter Weise eingesetzt werden, d. h. er kann einen leitenden Schaumstoff über der Oberfläche haben und zur Erfassung irgendeines (nicht unbedingt leitenden) Objekts dienen, das gegen seine Oberfläche drückt.
Kleine Fühlflächen sind praktisch, d. h., daß eine gegenwärtig angedachte Ausführungsform eine Fläche von etwa 1,5" · 1,5" (38 mm · 38 mm) hat. Allerdings werden die einschlägigen Fachleute erkennen, daß die Fläche für verschiedene Applikationen unterschiedlich groß sein kann. Die Matrixfläche ist in ihrer Größe skalierbar, entweder indem man den Matrixspurabstand oder die Anzahl der Spuren variiert. Große Sensorflächen sind dort praktisch, wo mehr Information benötigt wird. Neben einer einfachen X-Y- Positionsinformation stellt die Fühlertechnologie dieser Erfindung auch Fingerdruckinformation zur Verfügung. Diese zusätzliche Dimension der Information kann von Programmen dazu verwendet werden, besondere Merkmale zu steuern, wie zum Beispiel einen "Pinselbreiten"-Modus in Zeichenprogrammen, speziellen Menüzugriffen, usw. und gestattet dadurch natürlichere Fühlereingaben in Computern.
Der Anwender muß nicht einmal die Oberfläche berühren, um eine minimale Reaktion zu erzeugen. Dieses Merkmal kann die Anstrengung des Anwenders verringern und eine flexiblere Anwendung gestatten.
Das Fühlersystem dieser Erfindung hängt von einer Wandlervorrichtung ab, die Positions- und Druckinformation hinsichtlich des den Wandler berührenden Objekts zur Verfügung stellt. Nun wird zuerst auf die Fig. 1a-1d Bezug genommen, die jeweils eine Draufsicht, eine Ansicht von unten, eine zusammengesetzte Ansicht und eine Querschnittsansicht einer momentan bevorzugten Berührungsfühlermatrix zur Verwendung in der Erfindung zeigen. Da in dieser Ausführung der Erfindung die elektrische Kapazität verwendet wird, ist die Fühleroberfläche so gestaltet, daß die kapazitive Kopplung zwischen oberen (X)-Deckspurstreifen zu den (Y)-Bodenspurstreifen in einer Weise maximal wird, daß sie maximale Signalspitzen bei der Berührung eines Fingers oder eines anderen auf die Fühloberfläche gelegten Objekts erzeugen kann.
Eine gegenwärtig bevorzugte Fühlermatrix 10 gemäß der Erfindung weist ein Substrat 12 auf, das einen Satz aus ersten leitenden Spuren oder Leitungen 14 enthält, die auf einer oberen Oberfläche 16 angeordnet sind, und in einer ersten Zeilen der Matrix bildenden Richtung laufen. Ein zweiter Satz leitender Spuren bzw. Leitungen 18 ist auf einer Bodenfläche 20 des Substrats angeordnet und läuft in einer zweiten Richtung, die bevorzugt zur ersten Richtung senkrecht steht und dadurch Spalten der Matrix bildet. Die leitenden Deck- und Bodenspuren 14 und 18 stehen wechselnd im Kontakt mit periodischen Fühlerstreifen 22, die ausgedehnte Flecken, wie zum Beispiel die in den Fig. 1a-1c gezeigten Rauten bilden. Obwohl in den Fig. 1a-1c die Fühlerstreifen als Rauten dargestellt sind, können sie äquivalent zu dieser Erfindung andere Formen, zum Beispiel Kreise bilden, die eine dichte Packung der Fühlerstreifen ermöglichen.
Die Anzahl und der Abstand der Fühlerstreifen 22 hängt von der gewünschten Auflösung ab. Zum Beispiel wird in einer verwirklichten Ausführungsform, die nach den Prinzipien dieser Erfindung konstruiert ist, ein 0,10" (2,54 mm) Mitte zur Mitte Abstand der rautenförmigen Muster leitender Fühlerstreifen, die matrixförmig in 15 Zeilen und 15 Spalten von Leitern angeordnet sind, haben. Jeder zweite Fühlerstreifen 22 in jeder Richtung des Streifenmusters ist mit leitenden Spuren bzw. Leitungen jeweils auf der Ober- und Unterseite 16 und 20 des Substrats 12 verbunden.
Das Substrat 12 kann eine gedruckte Schaltungsplatte, eine flexible Schaltungsplatte oder eine Platte mit einer der erhältlichen Verbindungsstrukturen sein. Ihre Dicke ist unwichtig, solange ein Kontakt durch sie von den leitenden Bodenspuren 18 zu ihren Fühlstreifen 22 auf der Oberfläche oder Deckfläche 16 herstellbar ist. Die das Substrat 12 aufweisende gedruckte Schaltungsplatte kann mit standardisierten industriellen Verfahren hergestellt werden. Die Plattendicke ist unwichtig. Der Abstand von Fühlerstreifen zu Fühlerstreifen sollte bevorzugt minimal sein und etwa im Bereich von 15 mil (0,38 mm) oder darunter liegen. Die Verbindungen von den leitenden Streifen 22 zu den Bodenspuren 18 können standardisierte Durchkontaktierverfahren verwenden, wie sie in der Technologie der gedruckten Schaltungsplatten üblich sind.
Eine Isolierlage 24 liegt über den Fühlerstreifen 22 auf der oberen Oberfläche 16 zur Isolation eines menschlichen Fingers oder eines anderen Objekts gegenüber den Fühlerstreifen 22. Die Isolierlage 24 ist bevorzugt eine dünne Lage, annähernd 5 mil (0,127 mm) dick, um eine möglichst große kapazitive Kopplung zu erhalten und kann ein Material wie zum Beispiel Mylar enthalten, um ihre Schutz- und ergonomischen Eigenschaften zu erhalten.
Es gibt zwei verschiedene kapazitive Effekte, die auftreten, wenn sich ein Finger der Fühlermatrix 10 nähert. Der erste kapazitive Effekt ist eine Transkapazität oder kapazitive Kopplung zwischen den Fühlerstreifen 22, und der zweite kapazitive Effekt ist eine Eigenkapazität (Erdkapazität) oder Kopplung zur Erde. Die Fühlerschaltung ist mit der Fühlermatrix 10 dieser Erfindung verbunden und reagiert auf Änderung in beiden Kapazitätsarten. Dies ist wichtig, da sich die relativen Stärken der beiden Kapazitätsarten stark abhängig von der Umgebung des Anwenders ändern. Die Fähigkeit dieser Erfindung, Änderungen der Zwischenkapazität zu erfassen, ergeben ein sehr vielseitiges System mit einem großen Anwendungsbereich.
Zunächst wird ein "Fingerpositionssystem" als Referenz beschrieben. Dieses System enthält die Fühlermatrix 10 und eine zugehörige Berührungssensorenschaltung, die eine Fingerposition auf einer Matrix aus auf einer gedruckten Schaltungsplatte liegenden Spuren durch den kapazitiven Effekt erfaßt, den die Nähe des Fingers zur Fühlermatrix 10 bewirkt. Das Positionsfühlersystem meldet die X-Y-Position eines in der Nähe der Fühlermatrix 10 plazierten Fingers mit viel feinerer Auflösung als der Abstand zwischen den Zeilen- und Spaltenspuren 14 und 18. Der Positionsfühler meldet auch einen Z-Wert proportional zur Fingerkontur und gibt damit den Druck an, mit dem der Finger die Oberfläche der Isolierlage 22 über der Fühlermatrix 10 berührt.
Eine sehr empfindliche, auf leichte Berührung reagierende Fühlerschaltung kann unter Einsatz adaptiver Analog-V-S-L- I-Technik erzielt werden. Die Schaltung ist sehr robust und kalibriert Prozeßfehler und systematische Fehler aus. Die Detektorschaltung verarbeitet die kapazitive Eingangsinformation und stellt einem Mikroprozessor digitale Information zur Verfügung.
Die Fühlerschaltung ist auf einem einzelnen integrierten Fühlerprozessorchip enthalten. Der Fühlerprozessorchip kann eine beliebige Anzahl von X-Y-Matrixeingängen haben. Die jeweilige Anzahl der X- und Y-Eingänge muß nicht gleich sein. Die integrierte Schaltung hat einen digitalen Bus als Ausgang. In dem in den Fig. 1a-1b veranschaulichten Beispiel hat die Fühlermatrix 15 Spuren sowohl in die X- als auch in Y-Richtung. Der Fühlerprozessorchip hat somit 15 X-Eingänge und 15 Y-Eingänge.
Die X- und Y-Matrixknoten werden aufeinanderfolgend, ein Knoten zu einer Zeit, abgescannt, wobei die kapazitive Information von diesem Scanlauf angibt, wie nahe ein Finger diesem Knoten ist. Die gescannte Information erzeugt ein Profil der Fingernähe in jeder Dimension. Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wird der Schwerpunkt des Profils sowohl in X- als auch in Y-Richtung abgeleitet und stellt in dieser Dimension die Position dar. Die Profilkurve der Nähe oder Annäherung wird auch zur Erzeugung der Z- Information integriert.
Nun wird Bezug auf Fig. 2 genommen, die ein Blockschaltbild einer gegenwärtig bevorzugten Fühlerschaltung 30 zeigt. Die Fühlerschaltung dieser Ausführungsform verwendet eine Ansteuerungspunkt-Impedanzmessung jeweils für die X- und Y-Leitungen in der Fühlermatrix 10. Das in Fig. 2 dargestellte Blockschaltbild veranschaulicht den Teil der Fühlerschaltung, der Signale aus einer Richtung entwickelt (die in der Matrix mit X bezeichnet ist). Die Schaltung, die die Signale aus der anderen Richtung in der Matrix entwickelt, ist identisch, und ihre Verbindung mit der in Fig. 2 gezeigten Schaltung wird hier beschrieben. Die Schaltung in Fig. 2 enthält veranschaulicht eine Anordnung, in der Information von sechs X- Matrixleitungen X1...X6 verarbeitet wird. Die hier einschlägigen Durchschnittsfachleute werden erkennen, daß diese Anordnung lediglich veranschaulichend ist und das verwirklichte System eine beliebig große Matrix verwenden kann, die nur durch technologische Beschränkungen begrenzt ist.
Die Ansteuerpunkt-Kapazitätsmessung für jede X-Leitung X1...X6 wird von einer integrierenden Ladungsverstärkerschaltung abgeleitet. Diese Schaltungen sind in Blockform dargestellt und mit den Bezugszahlen 32-1 bis 32-6 bezeichnet. Die Funktion jeder integrierender Ladungsverstärkerschaltung 32-1 bis 32-6 besteht in der Erzeugung einer zu der auf der entsprechenden X-Matrixleitung erfaßten Kapazität proportionalen Ausgangsspannung.
Die Ansteuerpunkt-Kapazitätsmessung wird für alle X- (Zeilen)-Leiter 14 und alle Y-(Spalten)-Leiter in der Fühlermatrixanordnung 10 ausgeführt. Dadurch wird ein Profil der Fingernähe in X- und Y-Richtung durch die Ansteuerpunktkapazitätsmeßdaten erzeugt. Dieses Profil dient dann dazu, den Schwerpunkt in beiden Dimensionen und damit die X-Y-Position des Fingers zu ermitteln.
Die Ausgangsspannungen der integrierenden Ladungsverstärkerschaltungen 32-1 bis 32-6 werden von verschiedenen anderen Schaltelementen verwendet und sind zur Vereinfachung in Fig. 2 verteilt durch einen Bus 34 dargestellt. Der Bus 34 enthält 6 Leiter, und den Fachleuten ist deutlich, daß jeder Busleiter das Ausgangssignal eines der integrierenden Ladungsverstärker 32-1 bis 32-6 führt.
Das erste der von den Ausgängen der integrierenden Ladungsverstärkerschaltung 32-1 bis 32-6 angesteuerten Schaltelemente ist ein linearer Spannungs-Strom-Wandler 36. Die Funktion dieses linearen Spannungs-Strom-Wandlers 36 besteht in der Umwandlung der Ausgangsspannungen der integrierenden Ladungsverstärker 32-1 bis 32-6 in Ströme für die nachfolgende Verarbeitung.
Die Stromausgänge vom linearen Spannungs-Strom-Wandler 36 werden als Eingänge einer X-Positionskodierschaltung 38 angelegt. Die Funktion der X-Positionskodierschaltung 38 besteht in der Umsetzung der Eingangsinformation in ein die Objektnähe angebendes Signal in X-Richtung der Fühlermatrixanordnung.
Diese Schaltung erzeugt einen skalierten gewichteten Mittelwert (Schwerpunkt) des Eingangssignalsatzes. Das Ergebnis ist eine Schaltung, die eine lineare Positionskodierschaltung ist, die eine zwischen den Spannungen der Stromversorgungsschienen variierende Ausgangsspannung hat. Da sie einen gewichteten Mittelwert liefert, mittelt sie alle Stromeingangssignale und kann ihrerseits eine Ausgangsspannung erzeugen, die eine X-Position mit feinerer Auflösung darstellt als der Abstand der X-Gitterlinien in der Fühlermatrix.
Die Ausgangsspannung der X-Positionskodierschaltung 38 wird einer Abtast/Halteschaltung 40 angelegt, deren Ausgangssignal, wie dies im Stand der Technik bekannt ist, entweder dem Eingang folgt oder einen Wert hält, der am Eingang vorhanden ist, und zwar abhängig vom Zustand ihres Steuereingangs 42. Die Struktur und der Betrieb der Abtast/Halteschaltungen sind bekannt.
Das Ausgangssignal der Abtast/Halteschaltung 40 steuert den Eingang eines Analog-Digital-(A/D)-Wandlers 44. Der Ausgang des A/D-Wandlers ist ein der Position des Objekts in X- Richtung der Fühlermatrixanordnung 10 proportionaler Digitalwert.
Während der bislang beschriebene Schaltungsteil zur Erzeugung eines digitalen Signals nützlich ist, das die Objektposition in einer Richtung angibt, erzielt das Zufügen weiterer Schaltelemente eine noch nützlichere Vorrichtung, die störungsunempfindlicher ist, die die Abwesenheit eines Objekts angebende Signale anhand der Ausgangssignale des Fühlers erfaßt und subtrahiert und eine Schwellenwerterfassung eines sich annähernden Objekts ausführt.
Das erste der genannten zusätzlichen Schaltelemente ist eine Minimalwertdetektorschaltung 46. Deren Funktion ist die Ermittlung des Pegels eines Signals, das den Zustand angibt, wenn in der Nähe der Fühlermatrixanordnung 10 kein Objekt vorhanden ist, und ein Signal zu erzeugen, das zur Rückkopplung zu den integrierenden Ladungsverstärkern 32-1 bis 32-6 dient, und deren Ausgangsspannungen zu steuern, und so wirksam die Ausgangsspannungen der Verstärker bei der Umgebungssituation ohne vorhandenes Objekt auszunullen. Der Ausgang des Minimalwertdetektors 46 ist eine Spannung. Diese Spannung wird in einem Operationsverstärker 48 mit einer einstellbaren Spannung verglichen, die einen minimalen Schwellenwert Vthmin darstellt. Durch Rückkopplung zu den integrierenden Ladungsverstärkern 32-1 bis 32-6 stellt sich das Ausgangssignal des Verstärkers 48 so ein, daß die Ausgangsspannung der Minalwertdetektorschaltung 46 auf die minimale Schwellenspannung Vthmin abgeglichen wird. Die Rückkopplung wird von einem P-Kanal-MOS-Transistor 50 gesteuert, der die Rückkoppelschleife nur dann arbeiten läßt, wenn das ihm anliegende PROZEß-Signal aktiv ist.
Die Fig. 3a und 3b sind graphische Darstellungen der Ausgangsspannung abhängig von der Position der Matrix leitungen und veranschaulichen die Wirkung der Minimalwertdetektorschaltung 46. Um die Wirkung der Offset-Kompensation besser zu veranschaulichen, zeigen die Fig. 3a und 3b die Ausgangssignale der integrierenden Ladungsverstärker einer Matrix mit 15 Zeilen statt 6 Zeilen wie in Fig. 2. Fig. 3a zeigt die Offset-Komponente der Spannungsausgangssignale der integrierenden Ladungsverstärker ohne Betrieb des Minimalwertdetektors 46, und Fig. 3b zeigt die Spannungsausgangssignale mit dem durch den die Minimalwertdetektorschaltung 46, den P-Kanal-MOS- Transistor 50 und die Rückkopplungsleitung 52 enthaltenden Rückkopplungskreis zu Null gemachten Offset.
Eine andere zusätzliche Schaltungskomponente ist eine Maximalwertdetektorschaltung 54. Die Funktion dieser Maximalwertdetektorschaltung 54, die zusammen mit einem Verstärker 56, einem ODER-Glied 58 und einem UND-Glied 60 arbeitet, ist die Erzeugung eines Maximalwertunterbrechungssignals. Das Maximalwertunterbrechungssignal kündigt dem das Objektfühlersystem steuernden Mikroprozessor an, daß sich ein Objekt der Sensormatrixanordnung 10 nähert. Der Verstärker 56 wirkt als ein Vergleicher der anspricht, wenn die Ausgangsspannung von der Maximalwertdetektorschaltung 54 den von der Spannung Vthmax eingestellten Schwellwert überschreitet. Wenn die Ausgangsspannung von der Maximalwertdetektorschaltung 54 den Schwellwert überschreitet oder wenn die Ausgangsspannung von dem entsprechenden (nicht gezeigten) Y-Maximalwertdetektor den für seinen entsprechenden Verstärker gesetzten Schwellenwert überschreitet, wird das Ausgangssignal des ODER-Glieds 58 wahr. Dies und ein wahres Abtastsignal am zweiten Eingang des UND-Glied 60 verursacht ein wahres Maximalwertunterbrechungssignal an seinem Ausgang.
Die Z-Summierschaltung 62 erzeugt ein Ausgangssignal, welches zum Druck proportional ist, mit dem ein Finger auf die Sensormatrix drückt. Dies wird in X- und in Y-Richtung ausgeführt, indem die Flächen unter den Kurven der Fig. 3b effektiv integriert werden. Wenn man Bezug auf die zur Veranschaulichung dienende Fig. 3b nimmt, erkennt man, daß die Breite der Kontaktfläche in X-Richtung der Fühlermatrix 10 etwa von X2 bis X10 reicht. Die Z-Summierschaltung 62 ist so gestaltet, daß sie eine Ausgangsspannung V&sub0; erzeugt. Die Ausgangsspannung V&sub0; ist eine skalierte Funktion aller Eingangsspannungen. Da die Ausgänge der Z-Summierschaltung 62 sowohl in X- als auch in Y-Richtung proportional zur Breite des zeigenden Fingers oder eines anderen flexiblen Objekts in den zwei Richtungen der Sensormatrix 10 sind, stellt die Fläche des Fingers oder eines anderen flexiblen Objekts ein zuverlässiges Maß des Drucks dar, mit dem der Finger die Oberfläche der Sensormatrix 10 berührt. Die Fläche kann von einer Multiplizierschaltung 64 berechnet werden, von der ein Eingang das Ausgangssignal der Z- Summierschaltung in X-Richtung und deren anderer Eingang das Ausgangssignal der Z-Summierschaltung in Y-Richtung empfängt.
Die Multiplizierschaltung nimmt diese zwei Analogspannungseingangssignale und führt eine Analogmultiplikation der beiden Spannungen aus, um ein Ausgangsspannungssignal zu erzeugen, das dem Produkt der beiden Eingangsspannungen proportional ist. Wie in Fig. 2 gezeigt, ist eine erste Eingangsgröße die Ausgangsspannung in X-Richtung der Z- Summierschaltung 62 und eine zweite Eingangsgröße die Ausgangsspannung in Y-Richtung der anderen Z-Summierschaltung (nicht gezeigt).
Weil eine Multiplikation ein kommutativer Prozeß ist und die Multiplikationseingangssignale symmetrisch sind, spielt es keine Rolle, welche der Z-Summierschaltungen für die erste Eingangsgröße und welche für die zweite Eingangsgröße beiträgt.
Der Ausgang der Multiplizierschaltung 64 ist eine Spannung und steuert eine Abtast/Halteschaltung 66 an. Die Abtast/Halteschaltung 66 kann mit der Abtast/Halteschaltung 40 identisch sein und vom selben Abtastsignal angesteuert werden, wie die Abtast/Halteschaltung 40.
Das Ausgangssignal der Abtast/Halteschaltung 66 steuert den Eingang eines Analog-Digital (A/D)-Wandlers 68. Der A/D- Wandler 68 kann der gleiche sein, wie der A/D-Wandler 44. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 68 ist ein Digitalwert proportional zum Druck, mit dem der Finger (oder ein anderes flexibles Objekt) die Oberfläche der Sensormatrix 10 kontaktiert.
Der Objektpositionsfühler kann von einem Mikroprozessor gesteuert werden, der die Zeitsteuersignale, und andere zum Betrieb des Systems notwendigen Steuersignale erzeugt. Zum Beispiel kann das Maximalwertunterbrechungssignal vom Ausgang des UND-Glieds 60 zum Unterbrechen des Mikroprozessors dienen und eine Objekterfassungsroutine einleiten. Die besonderen, bei jedem System verwendeten Zeitsteuer- und Steuersignale verändern sich gemäß der individuellen Gestaltung.
Nun wird Bezug auf Fig. 4 genommen, die ein vereinfachtes Schaltbild einer integrierenden Ladungsverstärkerschaltung 70 zeigt, die in einer die Ansteuerpunktkapazität messenden Betriebsart arbeitet und die für die Anwendung in dieser Erfindung geeignet ist. Die integrierende Ladungsverstärkerschaltung 70 ist von dem gewöhnlichen, aus der Literatur bekannten, integrierenden Verstärker abgeleitet, zum Beispiel wird dieser gewöhnliche integrierende Verstärker in Gregorian and Temes, Analog MOS Integrated Circuits, John Wiley & Sons (1986), Seiten 270-271; und Haskard and May, Analog VLSI Design, Prentice Hall (1988) auf den Seiten 105-106 beschrieben. Der integrierende Ladungsverstärker 70 ist um ein Verstärkerglied 72 herum aufgebaut, das einen gewöhnlichen Transkonduktanzverstärker aufweisen kann, wie er in Mead, Analog VLSI and Neural Systems, Addison-Wesley (1989), Seiten 70-71 beschrieben ist. Der invertierende Eingang des Verstärkerglieds ist mit einem Eingangsknoten 74 durch einen von einem Selekt(n)- Knoten 78 gesteuerten Schalter 76 verbunden. Der Eingangsknoten ist mit einer der Leitungen in der Fühlermatrix von Fig. 1 verbunden. Obschon diese Beschreibung die Verwendung eines mit einer Zeilenleitung der Matrix verbundenen integrierenden Ladungsverstärkers beschreibt, ist der Betrieb eines mit einer Spaltenleitung der Matrix verbundenen integrierenden Ladungsverstärker der gleiche.
Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkerglieds 72 ist mit einem Spannungsstufeneingangsknoten 80 verbunden. Ein Kondensator 82 liegt als ein integrierendes Gegenkopplungsglied zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkerglieds 72.
Der Kondensator 82 kann eine Kapazität von etwa 10pF haben.
Der Ausgang des Verstärkerglieds 72 ist mit einem Eingangsknoten 84 durch einen Schalter 86 verbunden. Der Schalter 86 wird von dem Selekt(n)-Knoten 78 gesteuert, der auch den Schalter 76 steuert. Ein Kondensator 88, der eine Kapazität von etwa 3pF haben kann, liegt zwischen dem Ausgangsknoten 84 und einem Offset-Einstellknoten 90.
Die Schalter 76 und 86 können gewöhnliche CMOS- Durchgangsgatter sein, die jeweils einen N-Kanal und einen P-Kanal MOS-Transistor enthalten, die parallel zueinander geschaltet sind und deren Gate-Anschlüsse durch komplementäre Signale angesteuert werden. Die Kombination des Schalters 86 mit dem Kondensator 88 bildet eine einfache Abtast/Halteschaltung, deren Offset eingestellt werden kann, wenn der Schalter durch eine Spannung am Knoten 90 in seine AUS-Position gebracht ist.
Das Verstärkerglied 72 enthält auch einen Vorspannungseingangsknoten 92, der mit einer Vorspannungsreferenzstromquelle auf dem Chip verbunden werden kann, die für sämtliche integrierende Ladungsverstärker auf dem Chip verwendet werden kann.
Eine Messung der Kapazität eines Ansteuerpunkts wird durch Schließen der Schalter 76 und 86 und durch Anlegen einer Stufenspannung der Größe Vstep durchgeführt, welche die Eingangsspannung am Spannungsstufeneingangsknoten 80 am nicht invertierenden Eingang des Verstärkerglieds 72 ist. Wegen der Gegenkopplung zwingt das Ausgangssignal des Verstärkerglieds 72 dessen Eingangsspannung am invertierenden Eingang in Übereinstimmung mit der Spannung an seinem nicht invertierenden Eingang. Das Ergebnis ist, daß die Spannung am Ausgangsknoten 84 auf einen Wert wechselt, der den Kondensator 82 auf eine ausreichende Ladung auflädt, um die Ladung anzupassen, die der Kapazität der mit dem Eingangsknoten 74 verbundenen Fühlermatrixleitung aufgeladen wird. Diese Ladung kann man angeben zu:
Vout = VStep · (1 + Cmatrix/C&sub8;&sub2;)
worin Vout die Ausgangsspannung, Cmatrix die Kapazität der Zeilen- oder Spaltenleitung der Fühlermatrix, mit der der Eingangsknoten 74 verbunden ist, und C&sub8;&sub2; die Kapazität des Kondensators 82 angeben.
Die Kapazität Cmatrix erhöht sich, sobald ein Finger in die Nähe der Fühlermatrix 10 kommt. Als Ergebnis erhöht sich auch Vout in einer während der Näherung des Fingers durchgeführten Ansteuerpunktkapazitätsmessung. Vout ist proportional der Nähe eines Fingers (leitendes Objekt) zu der mit dem Eingangsknoten 74 verbundene Fühlermatrix- Leitung. Wie dies oben beschrieben wurde, ergibt die Ansteuerkapazitätsmessung eine Änderung der Ausgangsspannung, die direkt proportional zu der zu messenden Fühlerkapazität ist.
Die Subtraktion des Werts Vout der gemessen wird, wenn kein Objekt vorhanden ist, vom Wert Vout wenn ein Objekt vorhanden ist, ergibt einen Differenzwert Vout, der proportional der Kapazitätsänderung der mit dem Eingangsknoten 74 verbundenen Zeilenleitung der Fühlermatrix ist. Somit ist
Vout(final) = Vout(mit Finger) - Vout(ohne Objekt)
Vout(mit Finger) = VStep · (1 +((Cohne Objekt + Cfinger)/C&sub8;&sub2;))
Vout(ohne Objekt) = Vstep · (1 + (Cohne Objekt/C&sub8;&sub2;))
Vout(final) = VStep (Cfinger/C&sub8;&sub2;)
Diese Substraktion kann durch Anlegen einer Offseteinstellspannung an den Kondensator 88 am Offseteinstellknoten 90 ausgeführt werden. Diese Spannung kann der Verstärkerschaltung über die Leitung 52 zugeführt werden (Fig. 2) und wird von der Minimalwertdetektorschaltung 46 gesteuert, wenn die PROZEß-Steuerleitung aktiv ist. Die Offseteinstellspannung subtrahiert die "Spannung ohne Objekt" vom Ausgangsknoten 84 und läßt eine Ausgangsspannung übrig, die direkt proportional der durch ein sich annäherndes Objekt bewirkten Kapazitätsänderung an der mit dem Eingangsknoten 74 verbundenen Zeilenleitung der Fühlermatrix ist.
Im Betrieb des Objektpositionserfassungssystems wird zu einer Zeit jeweils einer der integrierenden Ladungsverstärker 70 unter Verwendung seines Selektknotens 78 gewählt. Dadurch werden sowohl der Schalter 76 als auch der Schalter 86 geschlossen und starten den Integrator und außerdem die Abtastung des Ergebnisses dieser Operation. Die Spannungsstufe am Spannungsstufeneingangsknoten 80 wird angelegt und daraufhin abgewartet, bis die Schaltung eingeschwungen ist. Nach ausreichender Einschwingzeit wird das Selektsignal abgeschaltet, worauf die Schalter 76 und 86 geöffnet werden, und das abgetastete Ergebnis bleibt im Ausgangsknoten 84 am Kondensator 88 gespeichert.
Nach der Abtastung sämtlicher Zeilen- und Spaltenleitungen der Fühlermatrix 10 findet ein PROZEß-Zyklus statt, und die Minimalwertdetektorschaltungen 46 sowohl in X- als auch Y- Richtung justieren die Ausgangsspannungen der Kondensatoren 88 in allen integrierenden Ladungsverstärkern 70 durch die allen Verstärkern gemeinsame Eingangsleitung 52.
Nun wird Bezug auf Fig. 5 genommen, die ein Zeitdiagramm zeigt über das Verhältnis zwischen den Zeitsteuersignalen und den Steuersignalen, die zur Funktion des Objektpositionserfassungssystems unter Verwendung des in Fig. 4 gezeigten integrierenden Ladungsverstärkers verwendet werden. Wie Fig. 5 zeigt, werden zuerst alle X- und Y- integrierenden Ladungsverstärker sequentiell gewählt und dann folgt das PROZEß-Signal und dann das ABTAST-Signal.
Den integrierenden Ladungsverstärkern 70 können zusätzliche Bauteile hinzugefügt werden, im wesentlichen, um die Schaltung vor dem Integrationsvorgang abzugleichen. Bezogen auf Fig. 6a wird nun eine alternative Schaltungsanordnung eines integrierenden Ladungsverstärkers 100 beschrieben, bei der alle Bauteile der in Fig. 4 gezeigten Schaltung ebenfalls vorhanden sind. In der in Fig. 6a gezeigten Schaltungsanordnung wird der Abschnitt des Zyklus in dem ein globaler RÜCKSETZ-Knoten wahr ist, dazu verwendet, die Schaltung abzugleichen, in dem der integrierende Gegenkopplungskondensator auf Null Volt entladen wird. Die Stufenspannung VSTUFE wird dann dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkungsglieds 72 in einer Weise angelegt, welche einen leicht steuerbaren Spannungssprung zwischen den zwei festgelegten Spannungen Vlow und Vhigh ermöglicht.
Die zusätzlichen Bauteile in dem integrierenden Ladungsverstärker 100 enthalten einen Schalter 102, der parallel zum Kondensator 82 liegt und der mit einem RÜCKSETZ-Knoten 104 verbunden ist, der seinerseits mit allen integrierenden Ladungsverstärkern in dem System verbunden ist. Wenn das Signal RÜCKSETZEN am Beginn jedes Scanzyklus' wahr ist, schaltet der Schalter 102 ein und entlädt den Kondensator 82 auf Null Volt.
Ein Schalter 106 ist zwischen dem Eingangsknoten 74 und Erde verbunden und hat ein Steuerglied, das mit einem RÜCKSETZ1(n)-Knoten 108 verbunden ist. Der RÜCKSETZ1(n)-Knoten 108 ist für alle integrierenden Ladungsverstärker aktiv mit Ausnahme des einen, der zur Durchführung der Impedanzmessung des Ansteuerpunkts durch seinen SELEKT(n)-Knoten ausgewählt ist. Die Funktion des RÜCKSETZ1(n)-Knotens ist die Entladung aller an diesen Knoten wegen der kapazitiven Kopplung mit den anderen Knoten, die durch den Scanvorgang angesteuert worden sind vorhandenen Ladungen, um dadurch den Fehler, die solche Spannungen beim Meßvorgang verursachen würden, zu beseitigen oder zu verringern.
Schließlich kann dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkungsglieds 72 unter Verwendung von Schaltern 110 und 112 die Stufenspannung VSTUFE angelegt werden. Der Schalter 110 ist zwischen einem Vhigh anlegenden Spannungsknoten und dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkungsglieds 72 verbunden und wird von einem STUFE- Knoten 116 gesteuert. Der Schalter 112 liegt zwischen einem Spannungsknoten 118, der eine Spannung Vlow zuführt und dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkungsglieds 72 und wird von einem STUFE/-Knoten 120 angesteuert. Die Schalter 102, 106, 110 und 112 können übliche CMOS-Durchgangsgatter sein.
Nun wird bezogen auf Fig. 6b ein Zeitdiagramm beschrieben, das die Beziehungen zwischen den verschiedenen Steuersignalen und den an ausgewählten Schaltungspunkten des integrierenden Ladungsverstärkers 100 von Fig. 6a liegenden Spannungen während aufeinanderfolgender Scanzyklen (n-1), (n), und (n +1) darstellt. Wie man anhand der Fig. 6b erkennt, entlädt das globale RÜCKSETZ-Signal am Knoten 104 die Kondensatoren 82 aller integrierender Ladungsverstärker 100 in dem System zu Beginn jedes Scanzyklus. Das RÜCKSETZ1(n)-Signal am Knoten 108 ist zeitgleich mit dem RÜCKSETZ-Signal während der Scanzyklen (n-1) und (n+1), erscheint jedoch nicht am Knoten 108 des integrierenden Ladungsverstärkers 100, der die Impedanzmessung während des Scanzyklus (n) am Ansteuerpunkt ausführt.
Das RÜCKSETZ1(n)-Signal für irgendeinen integrierenden Ladungsverstärker 100n kann durch eine einfache Logikschaltung erzeugt werden, die die logische Funktion RÜCKSETZ1(n) = RÜCKSETZ X SELEKT(n) realisiert.
Fig. 6b zeigt auch die Signale STUFE und STUFE, die den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkungsglieds 72 zuerst nach Vlow und dann nach Vhigh während jedes Scanzyklus treiben. Die Signale N1, N2 und N3 stellen jeweils die Spannungen am invertierenden Eingang, am nichtinvertierenden Eingang und am Ausgang des Verstärkungsglieds 72 dar. Wie man in Fig. 6b erkennt, bleibt die Spannung Vmeß, d. h., die interessierende Spannung am Ausgangsknoten des integrierenden Ladungsverstärkers 100 auch nach dem Ende des Scanzyklus n, in dem die Spannung erzeugt wurde unverändert.
Nun wird Bezug auf Fig. 7a genommen, die einen integrierenden Ladungsverstärker 130 zeigt, der einen größeren Betriebsbereich für die Integration zur Verfügung stellt. Die in Fig. 7a gezeigte Schaltungsanordnung ist mit der in Fig. 6a hinsichtlich Schaltungsstruktur und Funktionsweise nahezu identisch mit der Ausnahme, daß statt des Schalters 102, der zur Entladung des Kondensators 82 auf Null Volt, wenn der RÜCKSETZ-Eingang 104 wahr ist, dient, ein Schalter 132, der ein gewöhnliches C MOS-Durchgangsgatter sein kann, dazu dient, den Ausgang des Verstärkungsglieds 72 auf Erde (Null Volt) statt auf Vlow wie in der in Fig. 6a gezeigten Schaltungsanordnung zu zwingen. Ein Schalter 134 wird auch durch den RÜCKSETZ- Eingang 104 gesteuert und dient dazu, den invertierenden und nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 72 miteinander kurzzuschließen, so daß sie beide eine Ausgleichs spannung von Vlow annehmen. Bei Anwendungen mit niedrigem Leistungsverbrauch, wie zum Beispiel in Notebook-Computern, erhöht diese Schaltung die Signalempfindlichkeit um den Faktor 2.
Fig. 7b ist ein Zeitdiagramm, welches die Beziehungen zwischen den verschiedenen Steuersignalen und den an ausgewählten Schaltungspunkten der integrierenden Ladungsverstärkerschaltung 130 in Fig. 7a, während aufeinanderfolgenden Scanzyklen (n-1) und (n+1) vorliegenden Spannungen. Wie man in Fig. 7b erkennt, zwingt das am Knoten 104 liegende globale RÜCKSETZ-Signal die Ausgänge aller integrierenden Ladungsverstärker 100 in dem System zu Beginn jedes Scanzyklus' auf Null Volt. Wie bei dem in Fig. 7a gezeigten Ausführungsbeispiel, ist das RÜCKSETZ1(n)-Signal am Knoten 108 gleichzeitig mit dem RÜCKSETZ-Signal während der Scanzyklen (n-1) und (n+1), tritt jedoch am Knoten 108 des integrierenden Ladungsverstärkers 130, der während des Scanzyklus (n) die Impedanzmessung des Ansteuerpunkts ausführt, nicht auf.
Wie bei der in Fig. 6a dargestellten Schaltungsanordnung, steuern in der Schaltungsanordnung der Fig. 7a die Signale STUFE und STUFE\ den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkungsglieds 72 während jedes Scanzyklus zuerst auf Vlow und dann auf Vhigh. Die Signale N1, N2 und N3 stellen jeweils die am invertierenden Eingang, nichtinvertierenden Eingang und am Ausgang des Verstärkungsglieds 72 vorhandenen Spannungen dar. Wie man aus Fig. 7b erkennt, bleibt die intressierende Spannung, d. h. die Meßspannung Vmeß am Ausgangsknoten des integrierenden Ladungsverstärkers 130 auch nach dem Ende des Scanzyklus' n in dem sie erzeugt wurde, unverändert.
Nun wird Bezug auf Fig. 8 genommen, die ein Schaltschema einer Minimalwertdetektorschaltung 46 gemäß Fig. 2 darstellt. Hier wird nur die Minimalwertdetektorschaltung 46 für die X-Richtung veranschaulicht. Es ist jedoch unmittelbar einleuchtend, daß die Minimalwertdetektorschaltung für die Y-Richtung in derselben Weise funktioniert. Die Minimalwertdetektorschaltung 46 enthält einen P-Kanal-Vorspannungstransistor 142, dessen Source-Anschluß mit einer Spannungsquelle VDD und dessen Gate-Anschluß mit einer Vorspannung VBIAS verbunden sind. Die Eingänge der Minimalwertdetektorschaltung sind mit den Ausgangsknoten 84 der jeweiligen integrierenden Ladungsverstärker verbunden. Bei der in Fig. 8 dargestellten Minimalwertdetektorschaltung gibt es (n)Eingänge. Jeder Eingangsabschnitt weist ein serielles Paar MOS-Transistoren auf, die zwischen dem Drainanschluß jedes P-Kanal-Vorspannungstransistors 142 und Erde verbunden sind.
Auf diese Weise sind am Eingangsabschnitt für ln1 ein P- Kanal-MOS-Eingangstransistor 144, der mit seinem Sourceanschluß an den Drain-Anschluß des P-Kanal-MOS-Vorspannungstransistors 142 angeschlossen ist und ein strombegrenzender N-Kanal-MOS-Transistor 146, der mit seinem Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des P-Kanal-MOS- Eingangstransistors 144 und mit seinem Sourceanschluß mit Erde verbunden ist, enthalten. Der Gateanschluß des P- Kanal-MOS-Eingangstransistors 144 ist an seinem Sourceanschluß mit Erde verbunden ist. Der Gateanschluß des P- Kanal-MOS-Eingangstransistors 144 ist mit dem ln1-Eingangsknoten 148 und der Gateanschluß des strombegrenzenden N-Kanal-MOS-Transistors 146 ist mit einer Spannungsquelle verbunden, die eine begrenzende Vorspannung VLBIAS am Knoten 150 anlegt.
Gleichermaßen weist der Eingangsabschnitt für ln2 einen P- Kanal MOS-Eingangstransistor 152, dessen Sourceanschluß mit dem Drain-Anschluß eines P-Kanal MOS-Vorspannungstransistors 142 verbunden ist und einen strombegrenzenden N-Kanal MOS-Transistor 154 auf, dessen Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des N-Kanal MOS-Eingangstransistors 152 und dessen Sourceanschluß mit Erde verbunden ist. Der Gateanschluß des P-Kanal MOS-Eingangstransistors 152 ist mit dem ln2-Eingangsknoten 156 und der Gateanschluß des strombegrenzenden N-Kanal MOS-Transistors 154 mit dem Knoten 150 verbunden.
Der Eingangsabschnitt für ln3 weist einen P-Kanal MOS- Eingangstransistor 158, dessen Sourceanschluß mit dem Drain-Anschluß eines P-Kanal MOS-Vorspannungstransistors 152 verbunden ist und einen strombegrenzenden N-Kanal MOS- Transistor 160 auf, dessen Drain-Anschluß mit dem Drain- Anschluß des P-Kanal MOS-Eingangstransistors und dessen Sourceanschluß mit Erde verbunden ist. Der Gateanschluß des P-Kanal MOS-Eingangstransistors 158 ist mit dem ln3- Eingangsknoten 162 und der Gateanschluß des strombegrenzenden N-Kanal MOS-Transistors 160 mit dem Knoten 150 verbunden.
Der Eingangsabschnitt für ln(n) weist einen P-Kanal MOS-Eingangstransistor 164, dessen Sourceanschluß mit dem Drain- Anschluß eines P-Kanal MOS-Vorspannungstransistors 142 und einen strombegrenzenden N-Kanal MOS-Transistor 166 auf, dessen Drain-Anschluß mit dem Drainanschluß des P-Kanal MOS-Eingangstransistors 164 und dessen Sourceanschluß mit Erde verbunden ist. Der Gateanschluß des P-Kanal MOS- Eingangstransistors 164 ist mit dem ln(n)-Eingangsknoten 168 und der Gateanschluß des strombegrenzenden N-Kanal MOS- Transistors 164 mit dem Knoten 150 verbunden. Der Knoten 170 ist der Ausgang der Minimalwertdetektorschaltung.
Ohne eine einen Mittelwert bildende Steuerung würden VBIAS und VLBIAS so eingestellt, daß die Sättigungsströme jedes Transistors 146, 154, 160, ... 166 viel größer wären, als der Sättigungsstrom im Transistor 142. In dieser Betriebsart sei angenommen, daß ln1 die kleinste Spannung sämtlicher n- Eingänge ist. In diesem Fall wird der Transistor 144 abrupt eingeschaltet, wobei der Transistor 146 den gesamten Strom vom Transistor 142 übernimmt. Als Ergebnis bewegt sich der Ausgangsknoten 170 nach unten, bis der Transistor 144 genügend eingeschaltet ist, um sämtlichen Strom vom Transistor 142 aufzunehmen. In diesem Fall schalten alle anderen Transistorpaare (152/154, 158/160...164/166) aus, weil die P-Kanal-Bauelemente mit einer geringeren Eingangsspannung angesteuert werden, als der Transistor 144. Als Ergebnis steht das Ausgangssignal in direkter Beziehung zum Eingangsspannungsminimum und ist gegenüber diesem um eine Gatevorspannung versetzt.
Der Betrieb der Minimalwertdetektorschaltung 46 von Fig. 8 in einer einen Mittelwert bildenden Betriebsart sorgt für eine wesentliche Störunterdrückung in dem System. Wenn aus irgend einem Grund ein Eingang gestört ist und einen viel kleineren Wert gibt als alle anderen Eingänge, würde dies die Erzeugung einer falschen Ausgangsspannung verursachen. Das Ziel ist, den "Hintergrundpegel" jedes Eingangs ohne Eingangsstimulierung zu erfassen. Dies würde dann den wahren Minimalwert darstellen. Da typischerweise mehr als ein Eingang in diesem Zustand ist, werden einige Eingänge gemittelt und auf diese Weise das Minimalwertsignal gebildet. Dies wird durch die Mittelwertbildungsbetriebsart getan, die dies durch Einstellung des Stroms aufgrund VLBIAS durch jeden Transistor 146, 154, 160, ... 166 auf einen gewissen Bruchteil des Stroms vom Transistor 142 erreicht.
Der durch die Spannung VLBIAS eingestellte Strom ist annähernd ein Drittel des Stroms vom Transistor 142.
Deshalb müssen mindestens drei Eingangspaare (144/146, ... 164/166) eingeschaltet sein, um den gesamten Strom vom Transistor 142 aufzunehmen. Damit dies geschieht, muß der Ausgangsknoten 170 auf einer Spannung liegen, die um eine P-Kanal-Vorspannung über dem drittniedrigsten Eingangssignal liegt. Es wurde damit tatsächlich ausgefiltert und die beiden tieferen Werte werden ignoriert.
Die Minimalwertdetektorschaltung von Fig. 8 wurde in ihren Funktionen der separaten Ableitung eines Minimalwertsignals in X-Richtung, eines Minimalwertsignals in Y-Richtung und der separaten Berechnung ihrer gewichteten Minima beschrieben. Die gewichteten Minimalwerte der kombinierten Minimalwertsignale X- und Y-Richtung können unter Anwendung des nachstehend beschriebenen Prinzips berechnet werden.
Nun wird wieder auf Fig. 2 Bezug genommen, wo der Ausgang des Verstärkers 48 (ein Transkonduktanzverstärker der als Vergleicher arbeitet) und der Fußpunkt des Kondensators 88 in den integrierenden Ladungsverstärkern 70, 100 und 130 der Fig. 4, 6a und 7a vom MOS-Transistor 50 während der Scanoperation oder der Nicht-PROZEßzyklen, wenn das globale Prozeßsignal (Fig. 5) zu tief ist, hoch gehalten wurde. Sobald der PROZEßzyklus beginnt, geht die PROZEß-Leitung hoch, der MOS-Transistor 50 wird ausgeschaltet und gibt so die Tätigkeit der Minimalwertdetektorschaltung 46 frei. Wenn das Ausgangssignal der Minimalwertdetektorschaltung 46 größer als der Wert VThmin am Eingang des Verstärkers 48 ist, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 48 tief getrieben. Dies ist ein Gegenkopplungskreis, der, wenn der Fußpunkt des Kondensators 88 in den integrierenden Ladungsverstärkern tief geht, die Ausgänge sämtlicher integrierender Ladungsverstärker (32-1 bis 32-6) ebenfalls tief zieht. Dies zieht wiederum den Ausgang der Minimalwertdetektorschaltung 46 tief. Dieser Gegenkopplungseinstellprozeß setzt sich fort, bis der Ausgang der Minimalwertdetektorschaltung 46 gleich dem Wert VThmin ist (Fig. 3b).
Die Spannung VThmin wird so gewählt, daß, wenn die Ausgänge der integrierenden Ladungsverstärker (32-1 bis 32-6) nach unten geschoben werden, der Ausgang des Minimalwertladungsverstärkers keinen Strom in der Spannungs-Strom- Wandlerschaltung 36 erzeugt.
Nun wird Bezug auf Fig. 9 genommen und die Maximalwertdetektorschaltung 54 beschrieben. Die Maximalwertdetektorschaltung 54 enthält einen N-Kanal-Vorspannungstransistor 182, dessen Sourceanschluß mit Erde und dessen Gateanschluß mit einer Vorspannung VBIAS am Knoten 184 verbunden ist. Die Eingänge der Maximalwertdetektorschaltung sind mit den Ausgangsknoten 84 der jeweiligen integrierenden Ladungsverstärker verbunden. Die in Fig. 9 gezeigte Maximalwertdetektorschaltung hat (n)Eingänge. Jeder Eingangsabschnitt weist ein serielles Paar MOS- Transistoren auf, die zwischen dem Drain-Anschluß des N- Kanal-Vorspannungstransistors 182 und einer Spannungsquelle VDD eingeschaltet sind.
Somit weist der Eingangsabschnitt für ln1 einen strombegrenzenden P-Kanal MOS-Transistor 86 auf, dessen Sourceanschluß mit VDD und dessen Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß eines N-Kanal MOS-Eingangstransistors 188 verbunden ist. Der Gateanschluß des N-Kanal MOS-Eingangstransistors 188 ist mit dem ln1-Eingangsknoten 190 und der Gateanschluß des strombegrenzenden P-Kanal MOS-Transistors 186 mit einer Vorspannungsquelle der Spannung VLBias am Knoten 192 verbunden. Gleichermaßen weist der Eingangsabschnitt für ln2 einen strombegrenzenden P-Kanal MOS- Transistor 194 auf, dessen Sourceanschluß mit VDD und dessen Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß eines N-Kanal MOS-Transistors 196 verbunden ist. Der Gateanschluß des N- Kanal MOS-Eingangstransistors 196 ist mit dem ln2-Eingangsknoten 198 und der Gateanschluß des strombegrenzenden P- Kanal MOS-Transistors 194 mit dem Knoten 192 verbunden. Der Eingangsabschnitt für ln3 weist einen strombegrenzenden P- Kanal MOS-Transistor 200 auf, dessen Sourceanschluß mit und des Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß eines N-Kanal MOS-Eingangstransistors 202 verbunden ist. Der Gateanschluß des N-Kanal MOS-Transistors 202 ist mit dem ln3- Eingangsknoten 204 und der Gateanschluß des strombegrenzenden P-Kanal MOS-Transistors 200 ist mit dem Knoten 192 verbunden. Der Eingangsabschnitt für ln(n) weist einen strombegrenzenden P-Kanal MOS-Transistor 206 auf, dessen Sourceanschluß mit VDD und dessen Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß eines N-Kanal MOS-Eingangstransistors 208 verbunden ist. Der Gateanschluß des N-Kanal MOS-Transistors 208 ist mit dem ln(n)-Eingangsknoten 210 und der Gateanschluß des strombegrenzenden N-Kanal MOS-Transistors 206 mit dem Knoten 192 verbunden. Die Sourceanschlüsse der N-Kanal MOS-Eingangstransistoren 188, 196, 202 und 208 sind zusammen mit dem Drain-Anschluß des N-Kanal-Vorspannungstransistors 182 verbunden. Der Ausgangsanschluß der Maximalwertdetektorschaltung 54 ist der Knoten 212 an der gemeinsamen Verbindung des Drainanschlusses des N-Kanal- Vorspannungstransistors 182 mit den Sourceanschlüssen der N-Kanal-Eingangstransistoren.
Die Maximalwertdetektorschaltung 54 arbeitet analog zur Minimalwertdetektorschaltung 46. Der Unterschied liegt darin, daß statt einem P-Kanal-Vorspannungstransistor ein N-Kanal-Vorspannungstransistor und ein N-Kanal-Transkonduktanzverstärker statt einem P-Kanal-Transkonduktanzverstärker verwendet werden. Als Ergebnis führt der Ausgang nun annähernd einen N-Kanal-Vorspannungsabfall unter die höchste Eingangsspannung (im nicht Mittelwert bildenden Betrieb) aus, da ein so großer Unterschied nötig ist, um zu garantieren, daß wenigstens ein Eingangspaar eingeschaltet ist (186/188, 194/196, ... 206/208).
Allerdings wird der Ausgang dieser Schaltung nicht zur Rückkopplung verwendet, sondern statt dessen zur Ansteuerung eines Vergleichers 56 (Fig. 2), der so eingestellt ist, daß er anspricht, wenn der Eingang größer als die Spannung VThmax ist. Wenn er anspricht, wird ein Signal MAXIMALWERT-UNTERBRECHUNG erzeugt. Das Signal MAXIMALWERT-UNTERBRECHUNG dient zum "Alarmieren " eines Mikroprozessors und teilt diesem mit, daß ein Objekt am Fühler erfaßt wird. Durch das UND-Glied 60 und das ABTASTUNGS-Signal ist dafür Sorge getragen, daß das Signal nicht auf der MAXIMALWERT-UNTERBRECHUNGsleitung erscheint. Das ABTASTUNGS-Signal allein gestattet den Durchgang des UNTERBRECHUNGS-Signals, nachdem die Schaltung vollständig ausgeglichen ist. Wie dies in Fig. 2 durch das ODER-Glied 58 gezeigt ist, kann die Maximalwertdetektorschaltung entweder in X- oder in Y-Richtung zur Freigabe des MAXIMALWERT-UNTERBRECHUNGS-Signals dienen.
Nun wird Bezug auf Fig. 10 genommen, die in schematischer Form eine lineare Spannungs-Stromwandlerschaltung 36 zeigt.
Der Block 36 in Fig. 2 enthält tatsächlich eine Spannungs- Stromwandlerschaltung von Fig. 10 für jeden Ausgang eines integrierenden Ladungsverstärkers.
In der in Fig. 10 gezeigten Schaltung weist ein Stromspiegel einen P-Kanal-MOS-Transistor 222 in Diodenschaltung, dessen Sourceanschluß mit der Sourcespannung VDD verbunden ist und einen P-Kanal-MOS-Transistor 224 auf, dessen Sourceanschluß mit der Sourcespannung VDD und dessen Gateanschluß mit dem Gateanschluß und dem Drainanschluß des Transistors 222 verbunden sind. Ein N-Kanal-MOS-Eingangstransistor 226 ist mit seinem Drain-Anschluß mit dem Drain- Anschluß des P-Kanal-Transistors 222 verbunden, während sein Gateanschluß mit einem Spannungseingangsknoten 228 und sein Sourceanschluß mit dem Drainanschluß eines N-Kanal- Vorspannungstransistors 230 verbunden sind. Der Sourceanschluß des N-Kanal-Vorspannungstransistor 230 ist mit Erde und sein Gateanschluß mit einem Vorspannungseingang 232 verbunden. Der Drainanschluß des P-Kanal-MOS- Transistors 224 ist mit dem Gateanschluß eines N-Kanal-MOS- Transistor 234 in Diodenschaltung verbunden. Der Sourceanschluß des als Diode geschalteten N-Kanal-MOS-Transistor 234 ist mit Erde verbunden. Die gemeinsame Gate- und Drain- Verbindung des als Diode geschalteten N-Kanal-MOS-Transistors 234 ist ein N-Vorstromausgangsknoten 236, und die gemeinsame Verbindung des Gateanschlusses des P-Kanal-MOS- Transistors 224 mit dem Drainanschluß des P-Kanal-MOS- Transistors 222 ist ein P-Vorstromausgangsknoten 236 des Spannungs-Strom-Wandlers.
Für eine lineare Umsetzung, ist der N-Kanal-MOS- Vorspannungstransistor 230 in seinem linearen Bereich durch Einstellen von VBIAS auf einen Wert vorgespannt, der viel größer ist als der größte am Spannungseingangsknoten 228 zu erwartende Wert. Dies garantiert, daß der Transistor 230 immer im linearen Bereich arbeitet. Für diese Erfindung ist die am Spannungseingang 228 der Spannungs-Strom-Wandlerschaltung zu erwartende Spannung typischerweise geringer als die Hälfte der Versorgungsspannung, so daß der lineare Betrieb sichergestellt ist, wenn VBIAS auf die Spannung der Spannungsversorgung oder höher gelegt ist.
Die Transkonduktanz des N-Kanal-Eingangstransistors 226 ist so gestaltet, daß sie so groß wie möglich ist. Das Ergebnis ist, daß der N-Kanal-Eingangstransistor 226 wie ein Folger mit einem Widerstand in seiner Sourceelektrode arbeitet und somit eine lineare Änderung des Ausgangsstroms abhängig von einer linearen Änderung der Eingangsspannung abgibt.
Der Strom wird durch den als Diode geschalteten P-Kanal- MOS-Transistor 222 eingespeist, der als Hälfte eines C-MOS- P-Kanal-Stromspiegels wirkt und eine Referenz für den P- Vorspannungsausgangsknoten 236 für die Positionskodierschaltung erzielt. Der Strom wird durch den P-Kanal-MOS- Transistor 224 und den eine Referenz am N-Vorspannungsausgangsknoten für die Positionskodierschaltung erzeugenden als Diode geschalteten MOS-Transistor 232 gespiegelt.
Zwischen Spannung und Strom wurde eine lineare Übertragungsfunktion gewählt. Unter bestimmten Umständen kann auch eine nichtlineare Übertragungsfunktion gewünscht sein.
Der lineare Spannungs-Stromwandler von Fig. 10 ist in dem US-Patent Nr. 5 096 284 beschrieben und arbeitet im schwachen Inversionsbereich. Diese Schaltung wird in diesem System im starken Inversionsbereich verwendet, jedoch kann für bestimmte Applikationen die schwache Inversionsbetriebsart bevorzugt sein.
Nun wird Bezug auf Fig. 11 genommen, bei der eine Positionskodierschaltung 38 gemäß Fig. 2 als Schaltschema dargestellt ist. Die Schaltungen in X- und Y-Richtung sind identisch. Die gezeigte Positionskodierschaltung 38 hat sechs Eingänge und kann wegen ihrer Symmetrie beliebig erweitert werden.
In einer momentan bevorzugten Ausführung enthält die Positionskodierschaltung 38 mehrere Transkonduktanzverstärker 242-1 bis 242-6, die wie folgt verbunden sind. Die Ausgänge aller Verstärker 242-1 bis 242-6 sind zusammen an einen gemeinsamen Knoten 244 gelegt, der den Ausgangsknoten der Schaltung bildet.
Die nicht invertierenden Eingänge der Verstärker 242-1 bis 242-6 sind mit einem Widerstandsspannungsteilernetzwerk verbunden, das Widerstände 246, 248, 250, 252, 254, 256 und 258 enthält und das zwischen VDD und Erde verbunden ist.
Die Verstärker 242-1 bis 242-3 haben P-Kanal- Vorspannungstransistoren und differentielle Eingangspaare aufgrund des zwischen Null Volt und VDD/2 liegenden Arbeitsbereichs des Eingangssignals, und die Verstärker 242-4 bis 242-6 haben N-Kanal-Vorspannungstransistoren und differentielle Eingangspaare aufgrund des zwischen VDD/2 und VDD liegenden Arbeitsbereichs des Eingangssignals. Fachleute werden leicht erkennen, daß die Verstärker 242-4 bis 242-6 exakt wie die Verstärker 242-1 bis 242-3 gestaltet werden können mit der Ausnahme, daß alle Transistoren und Vorspannungspolaritäten invers sind. Die Eingangsknoten Iln1 bis Iln5 (Bezugszahlen 260, 262, 264, 266, 268 und 270) der Schaltung sind jeweils mit den Gateelektroden der Vorspannungstransistoren der Transkon duktanzverstärker 242-1 bis 242-6 verbunden. Die Eingänge Iln1 bis Iln5 werden von den P-Vorspannungsausgangsknoten 236 ihrer jeweiligen linearen Spannungs-Stromwandler und die Eingänge Iln4 bis Iln5 werden von den N-Vorspannungsausgangsknoten 238 ihrer jeweiligen linearen Spannungs- Stromwandler angesteuert.
Die Positionskodierschaltung von Fig. 11 erzeugt einen gewichteten Mittelwert (Schwerpunkt) der Eingangsströme, die durch die Spannungen an der Widerstandsteilerschaltung an der die Eingänge der Verstärker angeschlossen sind, gewichtet sind. Wenn die Widerstände 246, 248, 250, 252, 254, 256 und 258 alle gleich sind, ergibt dies eine lineare Positionskodierschaltung, deren Ausgangsspannung zwischen den Stromversorgungsspannungen variiert. Da dies ein gewichteter Mittelwert ist, werden alle Eingangsströme gemittelt, was wiederum eine interpolierte Ausgangsspannung erzeugt. Diese Anordnung bringt eine feinere Auflösung als der Spannungsabstand an den Spannungsknoten(n) am Eingang. Dies ist der Schlüssel, eine dichte Schaltungsfunktion herzustellen. Diese Schaltung ist eine Verbesserung der in DeWeerth, Stephan P., Analog VLSI Circuits for Sensorimotor Feedback, Ph. D. Thesis, California Institute of Technology, 1991 beschriebenen Schaltung.
Bezogen auf Fig. 12 wird nun eine Z-Summierschaltung 62 gemäß Fig. 2 erläutert. Lediglich zur Vereinfachung der Darstellung enthält die dargestellte Z-Summierschaltung 62 vier Eingänge. Fachleute auf diesem Gebiet werden leicht erkennen, wie zusätzliche Eingänge erreichbar sind.
Die vier Eingangsabschnitte der in Fig. 12 dargestellten Z-Summierschaltung weisen jeweils zwei in Reihe verbundene N-Kanal-MOS-Transistoren auf. Somit weist ein erster Eingangsabschnitt einen N-Kanal-MOS-Eingangstransistor 290 auf, der mit seinem Drainanschluß am Drainanschluß eines P- Kanal-MOS-Vorspannungstransistors 282 angeschlossen ist und dessen Sourceanschluß oben am Drainanschluß eines N-Kanal- MOS-Transistors 292 angeschlossen ist. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Transistors 290 ist mit einem mit der Bezugszahl 294 bezeichneten Eingangsknoten ln1 verbunden. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Vorspannungstransistor 292 ist mit einem Vorspannungseingangsknoten 296 verbunden.
Ein zweiter Eingangsabschnitt weist einen N-Kanal-MOS- Eingangstransistor 298 auf, dessen Drainanschluß mit dem Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Vorspannungstransistors 282 und dessen Sourceanschluß oben mit dem Drainanschluß eines N-Kanal-MOS-Transistors 300 verbunden ist. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Eingangstransistors 298 ist mit einem Eingangsknoten ln2 mit der Bezugszahl 302 verbunden. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Vorspannungstransistors 300 ist mit dem Vorspannungseingangsknoten 296 verbunden.
Ein dritter Eingangsabschnitt weist einen N-Kanal-MOS- Transistor 304 auf, dessen Drainanschluß mit dem Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Vorspannungstransistors 282 und dessen Sourceanschluß oben mit dem Drainanschluß eines N-Kanal-MOS-Transistors 306 verbunden ist. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Eingangstransistors ist mit dem Eingangsknoten ln3 mit der Bezugszahl 308 verbunden. Der Gateanschluß des N-Kanal-Vorspannungstransistors 306 ist mit dem Vorspannungseingangsknoten 296 verbunden.
Ein vierter Eingangsabschnitt enthält einen N-Kanal-MOS- Eingangstransistor 310, dessen Drainanschluß mit dem Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Vorspannungstransistors 282 und dessen Sourceanschluß oben mit dem Drainanschluß des N- Kanal-MOS-Transistors 312 verbunden ist. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Eingangstransistors 310 ist mit einem Eingangsknoten ln4 mit der Bezugszahl 314 verbunden. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Vorspannungstransistor 312 ist mit dem Vorspannungseingangsknoten 296 verbunden. Die gemeinsamen Drainverbindungen der N-Kanal-MOS-Eingangstransistoren 290, 298, 304 und 310 sind gemeinsam mit dem Gateanschluß eines P-Kanal-MOS-Transistors 316 verbunden.
Die in Fig. 12 dargestellte Z-Summierschaltung ist analog zur linearen Spannungs-Stromwandlerschaltung 36 von Fig. 10. Allerdings gibt es in diesem Fall mehrere Schaltungsabschnitte, deren Ströme gemeinsam in dem P-Kanal-MOS- Transistor 282 summiert werden (das sind die Transistoren 290/292, 298/300, 304/306, ... 310/312).
Die P-Kanal-MOS-Transistoren 282 und 316 bilden einen Stromspiegel. Ihre Sourceanschlüsse sind mit einer Spannungsquelle VDD und ihre Gateanschlüsse gemeinsam mit dem Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors 282 verbunden. Der Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors 316 ist mit dem Drainanschluß eines N-Kanal-MOS-Transistors 318 verbunden, dessen Sourceanschluß mit Erde verbunden ist. Die gemeinsame Verbindung der Drainanschlüsse der MOS- Transistoren 316 und 318 bildet einen Spannungsausgangsknoten 320 für die Schaltung.
Der MOS-Transistor 316 steuert den MOS-Transistor 318 an, der in seinem linearen Bereich arbeitet. Das Ergebnis ist eine Spannung, die dem vom Transistor 316 fließenden Strom proportional ist. Deshalb ist die Spannung am Spannungsausgangsknoten 320 eine skalierte Summe aller Eingangsspannungen und wird von der Multiplizierschaltung verwendet.
Bezogen auf Fig. 13 wird die als Schaltschema dargestellte Multiplizierschaltung 64 gemäß Fig. 2 erläutert. P-Kanal- MOS-Transistoren 332 und 334 bilden einen Stromspiegel. Ein N-Kanal-MOS-Transistor 336 ist mit seinem Drainanschluß am Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors 332, mit seinem Gateanschluß an einem ersten Spannungseingangsknoten 338 und mit seinem Sourceanschluß am Drainanschluß eines N- Kanal-MOS-Transistors 340 angeschlossen. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Transistors 340 ist mit einem zweiten Spannungseingangsknoten 342 und sein Sourceanschluß mit Erde verbunden. Ein N-Kanal-MOS-Transistor 344 ist mit seinem Drainanschluß mit dem Gateanschluß und dem Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors 332 verbunden. Der Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Transistors 344 ist mit einem zweiten Spannungseingangsknoten 342 und sein Sourceanschluß mit dem Drainanschluß eines N-Kanal-MOS- Transistors 346 verbunden. Der Gateanschluß des N-Kanal- MOS-Transistors 346 ist mit dem ersten Spannungseingangsknoten 338 und sein Sourceanschluß mit Erde verbunden. Die Sourceelektroden der P-Kanal-MOS-Transistoren 332 und 334 sind mit einer Spannungsquelle VDD verbunden, der Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors 334 ist mit einem Ausgangsknoten 348 und mit dem Drainanschluß eines N-Kanal- MOS-Transistors 350 verbunden, dessen Gateanschluß mit einem Eingangsvorspannungsknoten 352 verbunden ist.
Die in Fig. 13 gezeigte Multiplizierschaltung ist eine symmetrische Erweiterung des im US-Patent 5 095 284 beschriebenen Multiplizierers und ist eine aus Eingangsspannungen über einen weiten Eingangsbereich eine Ausgangsspannung erzeugende Multiplizierschaltung. Wegen der symmetrischen Eingangsstufe, kann der Multiplizierer sowohl über als auch unter den Schwellenspannungen der Transistoren 340 und 346 arbeiten.
Die Ströme von den beiden Transistorpaaren 336/340 und 344/346 werden in dem Stromspiegel der Transistoren 332 und 334 summiert und treten am Drainanschluß des Transistors 334 auf. Der Transistor 350 ist durch den Vorspannungseingang 352 so vorgespannt, daß er in seinem linearen Bereich arbeitet. Deshalb ist die Ausgangsspannung am Ausgangsknoten 348 proportional zur Konduktanz des Bauteils 250 multipliziert mit dem vom Bauteil 334 gezogenen Strom. Die Vorspannung am Eingang 353 ist so eingestellt, daß sie den Bereich der Ausgangsspannungswerte VOUT am Knoten 348 skaliert und nach der Einstellung konstant läßt. Danach ist die Ausgangsspannung proportional zu dem von dem Bauteil 334 injizierten Strom und somit proportional zum Produkt der beiden Eingangsspannungen an den Eingangsknoten 338 und 342.
Eine erfindungsgemäße Positionserfassungsmatrix gemäß dieser Erfindung wird nun beschrieben. Die Positionserfassungsmatrix gemäß der Ausführungsform dieser Erfindung ist eine direkte Erweiterung des Fingerpositionssystems und verwendet hauptsächlich dieselbe Schaltung und deren grundlegenden Signalfluß. Die Hauptunterschiede sind die Meßmethode und die Menge der gespeicherten Information. Das Ziel ist eine Matrix von Spannungen V(xy) zu erzeugen, die die Nähe des Objekts zu jedem Knoten (X, Y) der Fühlermatrix angibt. Statt diesen Satz aus Spannungen zum Ansteuern der Positionskodierer in X- und Y-Richtung separat zu verwenden, wie bei der Fingerpositionsausführungsform, wird die Information statt dessen dem Eingang einer neuronalen Netzwerkschaltung zugesendet, die diese mehrdimensionale Information als Hilfe verwendet herauszufinden, was der Eingang bedeutet.
In dem Fingerpositionssystem dient die Kapazitätsinformation des Ansteuerpunkts zur Positionserfassung. Da jedoch die Kapazität des Ansteuerpunkts auf den gesamten kapazitiven Effekt des zu messenden Knotens sieht, läßt sich mit der Kapazität des Ansteuerpunkts nicht auflösen, was an jeder X- und Y-Position des Fühlers passiert.
Die Positionsmatrixausführung dieser Erfindung hat die Fähigkeit, daß sie den kapazitiven Effekt an jeder X- und Y-Position des Fühlers auflösen kann. In dieser Ausführungsform dient die Ansteuerkapazitätsschaltung nur zum Einspeisen von Ladung in den X-Knoten der Matrix. Die Transkapazität (das ist die Kapazität zwischen einem gewählten X-Knoten und einem gewählten Y-Knoten der Fühlermatrix) bewirkt, daß ein Teil der Ladung in einen Y- Knoten injiziert wird. Diese eingespeiste Ladung wird von dem mit dem Y-Knoten verbundenen ladungssensitiven Verstärker gemessen und bildet so eine Schaltung für die Kapazität des Empfangpunkts.
Nun wird auf Fig. 14 Bezug genommen, die eine gegenwärtig bevorzugte Kombination einer Kapazitätsschaltung für den Ansteuerpunkt mit einer Kapazitätsschaltung für den Empfangspunkt als Schaltschema zeigt. Ein repräsentativer X-Knoten X(n) mit der Bezugszahl 14 und ein gewählter Y- Knoten Y(n) mit der Bezugszahl 18 haben jeweils eine Eigenkapazität CX und CY. Die Transkapazität zwischen den Knoten X(n) Y(n) wird durch einen Kondensator Cxy dargestellt.
Eine Kapazitätsmessung am Ansteuerpunkt wird an der Zeilenleitung X(n) durch eine Schaltung ausgeführt, die, wie gezeigt, aus einer der integrierenden Ladungsverstärkerschaltungen von entweder Fig. 6a oder Fig. 7a bestehen kann, die mit Schaltern ausgerüstet ist, um den Nullabgleich der Matrix auszuführen, bevor Ladung in die Matrix injiziert wird. Der Ausgang dieser Schaltung muß für nichts benutzt werden. Nachdem die Messung des Ansteuerpunkts für eine bestimmte X-Leitung ausgeführt wurde, wird Ladung in alle Y-Empfangspunkt-Impedanzmeßschaltungen (den integrierenden Ladungsverstärker) injiziert. Wenn alle Y- Ausgänge gleichzeitig überwacht werden, wird ein Profil aller transkapazitiver Effekte an allen Y-Knoten, die ihn kreuzen als ein Satz von Spannungen V(x, 1) V(x, 2), ....V(x,m) erzeugt, die ein Profil der Nähe des Objekts (oder der Objekte) zu diesem X-Knoten sind. Diese Sequenz wird für jeden X-Knoten in der Matrix ausgeführt, wodurch sich eine vollständige Matrix aus Spannungen ergibt, deren Werte proportional zur Nähe des Objekts oder zu den in der Nähe befindlichen Objekten sind.
Gemäß Fig. 14 kann die Empfangspunktschaltung ein integrierender Ladungsverstärker sein, der mit dem in der Ansteuerpunktschaltung identisch ist. Jedoch gibt es drei Unterschiede in der Art, wie die Y-Empfangsschaltung verwendet wird. Zuerst wird der VSTUFE-Knoten auf einer konstanten Spannung Vlow durch Sperrung des STUFE-Eingangs gehalten, so daß der Schalter 112 (siehe Fig. 6a und 7a) immer eingeschaltet und der Schalter 110 immer ausgeschaltet ist. Als zweites werden die Y-Empfangsschaltungen nicht individuell gewählt, sondern statt dessen alle gleichzeitig. Somit gibt es für alle Y-Eingänge nur eine Y- Auswahlleitung. Zum dritten wird die RÜCKSETZ 1-Leitung in der Empfangspunktschaltung nicht verwendet und der Schalter 106 (siehe Fig. 6a und 7a) ist immer ausgeschaltet. Diese Schaltungen geben eine Ausgangsspannung ab, die proportional zur Größe der in den Y-Knoten injizierten Ladung ist. Da sich die Transkapazität mit der Nähe eines Objekts ändert, ist die Spannung proportional zur Nähe eines Objekts.
Die Positionsmatrixausführung benötigt die Speicherung aller Ausgangssignale der Empfangspunktimpedanzschaltungen in X- und Y-Richtung. Dies läßt sich, indem man eine Abtast/Halteschaltungsmatrix oder eine matrixförmige ladungsgekoppelte Vorrichtung (CCD), wie es dem Stand der Technik bekannt ist, vorsieht. Die Struktur einer veranschaulichenden Abtast/Haltematrix ist in Fig. 15 dargestellt, welche einen Abschnitt einer Abtast/- Halteanordnung 350 zeigt, die für den Einsatz in dieser Erfindung geeignet ist. Die Matrix 350 ist in einer Vielzahl von Zeilen und Spalten aus einzelnen Abtast/- Halteschaltungen arrangiert. Die Anzahl der Zeilen ist gleich der Anzahl der Y-Positionen in der Fühlermatrix, während die Spaltenanzahl gleich der X-Positionen in der Fühlermatrix ist. Beispielsweise benötigt eine 15 · 15 Fühlermatrix 15 Zeilen und 15 Spalten. Sämtliche Spannungsdateneingänge in eine Zeile sind miteinander verdrahtet, und die Abtast/Haltesteuereingänge aller Abtast/Halteschaltungen in einer Spalte sind mit einem der Selekt-Signale (Fig. 5) derart verbunden, daß die Selekt- Eingänge von der X-Richtung die die Y-Daten speichernden Abtast/Halteschaltungen in der Matrix ansteuern. Durchschnittsfachleuten wird auffallen, daß die Rollen von X und Y vertauscht werden können.
Nun wird Bezug auf die Fig. 16a und 16b genommen, die zwei mögliche Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Positionsmatrixsystems veranschaulichen. In der einfachsten Ausführung wird die Matrix der Spannungsinformationen einem datenverarbeitenden Computer zugesendet. Diese einfache Ausführungsform ist in Fig. 16a dargestellt. Die Lösung der Fig. 16a ist brauchbar, wenn sich die Eingangsprofilformen nicht schneller als etwa jede Millisekunde ändern.
In der Ausführung des mit der Bezugszahl 360 bezeichneten Positionsmatrixsystems, das in Fig. 16a gezeigt ist, werden die integrierenden Ladungsverstärker für die X- Richtung (die Bezugszahlen 362-1 bis 362-n) dazu verwendet, die hier beschriebenen Ansteuerpunktkapazitätsmessungen für alle X-Leitungen in der Matrix auszuführen. Für jede angesteuerte X-Leitung werden die integrierenden Ladungsverstärker für die Y-Richtung (Bezugszahlen 364-1 bis 364- n) dazu verwendet, die hier beschriebenen Kapazitätsmessungen für den Empfangspunkt auszuführen. Die Abtast/- Haltematrix der Fig. 15 wird nicht benötigt. Statt dessen wird pro Y-Ausgang ein Abtast/Halteverstärker, 366-1 bis 366-n zur Abtastung der Ausgangspannungen von den integrierenden Ladungsverstärkern 364-1 bis 364-n für die Y-Richtung am Ende jeder X-Selektperiode benötigt.
Diese Ausgangssignale werden jeweils von A/D-Wandlern 368-1 bis 368-n digitalisiert. In dem in Fig. 16a veranschaulichten Ausführungsbeispiel liegt die digitale Auflösung in der Größenordnung von 8 bit. Die 8 bit-Datenworte von jedem A/D-Wandler 368-1 bis 368-n werden durch Multiplexverarbeitung mittels eines Multiplexers 370 auf Busbreite gebracht, die vom Computer leichter zu handhaben ist. Der Multiplexer 370 ist eine übliche Multiplexervorrichtung, wie sie den einschlägigen Fachleuten bekannt ist. Der Ausgang des Multiplexers 370 wird einem Computer angelegt, der dann die Daten in geeigneter Weise verarbeiten kann.
Ein zweites veranschaulichendes Ausführungsbeispiel eines mit der Bezugszahl 380 bezeichneten Positionsmatrixsystems ist in Fig. 16b gezeigt. Genau wie in der Ausführung von Fig. 16a werden die integrierenden Ladungsverstärker für die X-Richtung (mit den Bezugszahlen 362-1 bis 362-n) zur Ausführung der hier beschriebenen Kapazitätsmessungen für den Ansteuerpunkt für alle X-Leitungen in der Matrix verwendet. Für jede angesteuerte X-Leitung dienen die integrierenden Ladungsverstärker (Bezugszahlen 364-1 bis 364-n) für die Y-Richtung zur Durchführung der hier beschriebenen Empfangspunktkapazitätsmessungen.
Die in Fig. 15 gezeigte Abtast/Haltematrix 350 wird eingesetzt und beschreibt die Extraktion der Ableitung von Spannungen (V1,1) bis V(n,m) von der n · m-Matrix. Diese Spannungen werden dann an den Eingang eines neuronalen Netzwerks 382 mit Einfachpegel oder Mehrfachpegel gesendet. Jedes Eingangsneuron wird n · m Eingangsknoten haben müssen, um so die Gesamtgröße der Spannungsmatrix V(n · m) der Sensormatrix zu versorgen.
Ein Beispiel einer neuronalen Netzwerkmatrixschaltung 382 mit Einfachpegel, welche die benötigte Vorverarbeitungs- und Abtast/Halteschaltung 350 enthält, ist im US-Patent Nr. 5 08,3 044 beschrieben. Diese Schaltung kann so wie sie ist benutzt werden, oder kann auch repliziert und in zwei oder drei Lagen aufgebaut werden, die mehr Leistung und Funktionalität bieten. Diese Variationen und viele anderen sind in der Literatur gut beschrieben, wie zum Beispiel von Hertz, Krogh, und Palmer in "A Lecture Notes Volume in the Santa Fe Institute Studies in the Sciences of Complexity, Allen M. Wilde, Publ. (1991).
Die typische Anwendung dieser Ausführung würde ein neuronales Netzwerk oder ein Computerprogramm benötigen, das bei dem Einfachpegel ein Objekt (Fingerberührungspunkte) erkennen kann. Die Anwesenheit eines manipulierten Fingers ist das grundlegende Symbol. Von diesem Punkt ausgehend, können vorbestimmte Gesten bestimmte Aktionen angeben, die das System erkennt. Die Bewegung muß auch erfaßt werden. Eine mögliche Lösung dafür findet sich in Mead, Analog VLSI and Neural Systems, Addison-Wesley (1989), Kapitel 14, Optical Motion Sensor.
Es gibt wegen der einzigartigen physikalischen Merkmale dieser Erfindung einige ergonomisch interessante Anwendungen, die bislang nicht möglich waren. Gegenwärtig ist weder eine Maus noch eine Rollkugel physikalisch an tragbaren Computern günstig. Die vorliegende Erfindung erzielt ein sehr bequemes und leicht zu benutzendes Cursor- oder Schreibmarkenpositionseinstellsystem, das diese Vorrichtungen, d. h. eine Computermaus oder eine Rollkugel ersetzt.
In Anwendungen nach Art einer Computermaus, kann der erfindungsgemäße Fühler an einer geeigneten Stelle, zum Beispiel unterhalb des Abstandstastenbalkens in einer Tastatur eines tragbaren Computers untergebracht werden. Wenn er an dieser Stelle sitzt, läßt sich der Daumen des Anwenders als Positionszeiger auf dem Fühler verwenden, um die Cursorposition am Computerbildschirm einzustellen. Der Körser kann dann ohne daß der Anwender seine Finger von der Tastatur heben muß, bewegt werden. Ergonomisch gleicht dies dem Konzept des McIntosh "Power Book" mit seiner Rollkugel, die vorliegende Erfindung hat jedoch gegenüber der Rollkugel den wesentlichen Vorteil der reduzierten Größe. Erweiterungen dieser grundlegenden Idee sind dahingehend möglich, daß zwei Fühlerebenen unterhalb der Abstandtaste liegen können, um noch mehr Merkmale zu steuern.
Der Computerbildschirm mit seiner Schreibmarkenrückkopplung ist nur ein kleines Beispiel einer großen Vielfalt von Anwendungen, wo ein Display ein Leuchtenfeld oder LED-feld, ein LCD Display oder ein CRT Display sein kann. Beispiele umfassen eine Berührungssteuerung von Laborgeräten, von denen gegenwärtige Geräte eine Knopf/Tasten/- Berührungsschirmkombination verwenden. Aufgrund der artikulierenden Fähigkeit dieser Schnittstelle können eine oder mehrere solcher Eingaben zu einer unserer Eingaben kombiniert werden.
Geräte der Konsumelektronik, Stereogeräte, graphische Frequenzentzerrer (Mischer) benötigen häufig eine verhältnismäßig große Fläche einer Frontplatte für Schiebekontaktpotentiometer, weil variable Steuerungen nötig sind. Diese Erfindung kann solche Steuerungen in einem kleinen Berührungskissen unterbringen. Da elektronische Heimgeräte immer üblicher werden, braucht man auch eine dichtere und leistungsfähigere Mensch-Maschine-Schnittstelle. Die Fühlertechnik dieser Erfindung gestattet eine verdichtete Steuertafel. Handbediente Fernseh-, Videorecorder-, Stereofernbedienungen können ergonomisch ausgebildet und unter Einsatz dieser Fühlertechnik bessere Leistungsmerkmale ermöglichen.
Der erfindungsgemäße Fühler kann in die Form jeder Oberfläche gebracht werden und läßt sich zur Erfassung mehrerer Berührungspunkte gestalten, was einen leistungs fähigeren Joystick ermöglicht. Die einzigartige Druckerfassungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Fühlertechnik ist auch ein Schlüssel zu solchen Anwendungen. Computerspiele, "Fern"bedienungen (Hobbyelektronik, Flugzeugbedienungen) und Werkzeugmaschinenbedienungen sind einige Beispiel von Applikationen, die von der Fühlertechnik dieser Erfindung profitieren können.
Als Keyboards ausgebildete Musikinstrumente (Synthesizer, elektrische Klaviere) brauchen geschwindigkeitsempfindliche Tasten, die durch die Druckempfindlichkeit dieses Fühlers ermöglicht werden können. Außerdem gibt es Abstimmsteuerungen und andere Schiebeschalter, die durch diese Fühlertechnik ersetzt werden können. Eine noch einzigartigere Anwendung stellt ein Musikinstrument dar, das Töne als Funktion der Position und des Drucks der Hand und der Finger in einer sehr verständlichen 3-D-Schnittstelle erzeugen kann.
Die Fühlertechnik dieser Erfindung kann sehr gut jedes gegen die Fühlermatrix drückende leitende Material erfassen. Wenn man einen leitenden Schaumstoff auch auf der Oberseite des erfindungsgemäßen Fühlers anbringt, kann dieser auch indirekt den Druck von irgendeinem gehandhabten Objekt erfassen, unabhängig von seiner elektrischen Leitfähigkeit. Wegen der von diesem Sensor erhältlichen Informationsmenge kann dieser sehr gut als Eingabe in Maschinen, die eine virtuelle Realität erzeugen, dienen. Eine erfindungsgemäße Konstruktion, die eine Positionsüberwachung in drei Dimensionen und gleichzeitig einige Reaktionsgrade (Druck) auf Aktionen ermöglicht, läßt sich leicht anvisieren.
Obwohl von der Erfindung Ausführungsbeispiele und Anwendungsformen dargestellt und beschrieben worden sind, ist es den in dieser Technik bewanderten Fachleuten klar, daß viel mehr Modifikationen, als sie zuvor erwähnt wurden, innerhalb des Umfangs der beiliegenden Patentansprüche liegen.

Claims

1. Objektnähefühler, der enthält

mehrere voneinander beabstandete, leitende Fühlerstreifen (22), die in einer Matrix aus Zeilen und Spalten auf einer ersten Seite (16) eines Substrats (12) angeordnet sind;

mehrere leitende Zeilenleitungen (18), die auf dem Substrat und allgemein fluchtend mit den Zeilen angeordnet sind und von denen jede Zeilenleitung in elektrischem Kontakt mit bestimmten Fühlerstreifen in einer der Zeilen steht; und

mehrere leitende Spaltenleitungen (14), die auf dem Substrat angeordnet, von den Zeilenleitungen isoliert und im allgemeinen mit den Spalten fluchtend liegen, wobei jede Spaltenleitung in elektrischem Kontakt mit denjenigen Fühlerstreifen in einer der Spalten im Kontakt stehen, die nicht in Kontakt mit den Zeilenleitungen stehen; gekennzeichnet durch:

eine Einrichtung, die jeder Zeilenleitung zeitlich aufeinanderfolgend eine Stufenspannung anlegt, um eine Kapazitätsmessung an einem Ansteuerpunkt auszuführen, wobei die Ladung jeder Spaltenleitung in Reaktion auf die Stufenspannung aufgeladen wird, und

Fühlmittel, die gleichzeitig die Ladung an jeder Spaltenleitung erfassen und einen dazu in Beziehung stehenden Satz aus elektrischen Objekterfassungssignalen erzeugen.

2. Objektnähefühler nach Anspruch 1, der weiterhin enthält:

eine Einrichtung, die eine die Abwesenheit eines Objekts angebende Kapazität jeder Zeilenleitung und eine die Abwesenheit eines Objekts angebende Kapazität jeder Spaltenleitung erfaßt, um einen dazugehörigen Satz von die Abwesenheit eines Objekts angebenden elektrischen Signalen zu erzeugen; und

eine Einrichtung zur Subtraktion des Satzes, der die Abwesenheit eines Objekts angebenden elektrischen Signale vom Satz der elektrischen Objekterfassungssignale.

3. Objektnähefühler nach Anspruch 2, bei dem die Einrichtung, die einen Satz der die Abwesenheit eines Objekts angebenden elektrischen Signale erzeugt, die zu der die Abwesenheit eines Objekts angebenden Kapazität jeder Zeilenleitung und der die Abwesenheit eines Objekts angebenden Kapazität jeder Spaltenleitung (14) in Beziehung stehen, Mittel zur Berechnung gewichteter Minimalwerte ihrer elektrischen Objekterfassungssignale aufweist.

4. Objektnähefühler nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Zeilenleitungen (18) auf der ersten Seite des Substrats und die Spaltenleitungen (14) auf einer zweiten Seite des Substrats angeordnet sind, die der ersten Seite gegenüberliegt.

5. Objektnähefühler nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Fühlerstreifen (22) in ungeradzahligen Zeilen längs eines ersten Satzes Spaltenpositionen und die Fühlerstreifen geradzahliger Zeilen an einem zweiten Satz Spaltenpositionen angeordnet sind, welcher gegenüber dem ersten Satz Spaltenpositionen derart versetzt ist, daß die Fühlerstreifen ein sich wiederholendes Rautenmuster bilden;

bei dem die Zeilenleitungen (18) in elektrischem Kontakt mit jedem Fühlerstreifen (22) in einer der ungeradzahligen Zeilen stehen und

bei dem die Spaltenleitungen (14) allgemein mit den versetzten Spaltenpositionen fluchten und jede Spaltenleitung (14) durch das Substrat in elektrischem Kontakt mit den Sensorstreifen (22) in einer der versetzten Spaltenpositionen steht.

6. Objektnähefühler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Fühlerstreifen (22) in ungeradzahligen Zeilen längs eines ersten Satzes Spaltenpositionen und die Fühlerstreifen in geradzahligen Zeilen an einem zweiten Satz von Spaltenpositionen angeordnet sind, der gegenüber dem ersten Satz der Spaltenpositionen versetzt ist, und die Zeilen gegenseitig derart beabstandet sind, daß die Fühlerstreifen ein enges Paket eines sich wiederholenden Musters bilden, bei dem sich jeder Fühlerstreifen nicht in Kontakt mit angrenzenden Fühlerstreifen befindet;

jede Zeilenleitung (18) in elektrischem Kontakt mit jedem Fühlerstreifen (22) in einer der ungeradzahligen Zeilen steht; und

die Spaltenleitungen (14) im allgemeinen mit den versetzten Spaltenpositionen fluchten und jede Spaltenleitung elektrisch jene Fühlerstreifen (22) in einer der versetzten Spaltenpositionen kontaktiert.

7. Objektnähefühler nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Fühlmittel aufweisen:

mehrere Fühlverstärker (Ca&sub1;-Ca&sub6;), die jeweils einen Eingang, der mit einer unterschiedlichen Spaltenleitung verbunden ist und einen Ausgang haben;

mehrere Abtast/Halteschaltungen (S/H), die jeweils einen mit dem Ausgang eines unterschiedlichen Fühlverstärkers verbundenen Dateneingang, einen Steuereingang und einen Ausgang haben; und

Mittel, die simultan ein Abtastsignal an die Steuereingänge aller Abtast/Halteschaltungen in Reaktion auf die an jede Zeilenleitung angelegte Schrittspannung anlegen, um einen dazu in Beziehung stehenden Satz elektrischer Objektfühlsignale an den Ausgängen der Abtast/Halteschaltungen zu erzeugen.

8. Verfahren zur Erfassung der Nähe eines Objekts, das folgende Schritte enthält:

Vorsehen einer Fühlebene (10), die eine Matrix aus leitenden Leitungen in Form von einer Vielzahl gegenseitig beabstandeter Zeilen und Spalten bildenden leitenden Zeilen- und Spaltenleitungen (14, 18) enthält, wobei die Fühlebene eine Eigenkapazität zwischen den verschiedenen Zeilen- und Spaltenleitungen hat und diese Kapazität mit der Annäherung eines Objekts an die Zeilen- und Spaltenleitungen variiert, gekennzeichnet durch:

Zeitlich aufeinanderfolgendes Anlegen einer Schrittspannung an jede Zeilenleitung zur Ausführung einer Ansteuerkapazitätsmessung und Erfassung der gleichzeitig jeder Spaltenleitung in Reaktion auf die Schrittspannung zugeführten Ladung; und

Erzeugen eines Satzes elektrischer Objektfühlsignale, die in Beziehung zu der den Spaltenleitungen zugeführten Ladung stehen, als Ergebnis des Anlegens der Schrittspannung an jede Zeilenleitung.

9. Verfahren nach Anspruch 8, das außerdem einen Schritt enthält, der einen Satz elektrischer Signale, die man erhält, wenn sich kein Objekt in der Nähe der Fühlebene (10) befindet, von einem Satz elektrischer Objektfühlsignale subtrahiert, um einen Satz elektrischer Zeilensignale und einen Satz elektrischer Spaltensignale zu erzeugen, die ein Profil der Annäherung des Objekts sowohl in Zeilen- als auch in Spaltenrichtung definieren.