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Die vorliegende Erfindung betrifft einen
Spannungsstabilisator, etwa in Form eines monolithisch
integrierten Spannungsstabilisators, der bei Anwendungen in
Kraftwagen oder in tragbaren Geräten verwendet werden kann.
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Spannungsstabilisatoren liefern eine Spannung mit einem genau
vorgeschriebenen und konstanten Wert bzw. entsprechenden
Werten aus einer Spannung mit einem unbestimmten Wert, die an
sie geliefert wird. Spannungsstabilisatoren konnen
vorteilhafterweise als Versorgungseinrichtung für andere
Einrichtungen verwendet werden. in Abhängigkeit von der an
sie angeschlossenen Last liefern sie nämlich den geforderten
Strom, so daß die an diese Last angelegte Spannung stets
konstant bleibt.
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Gegenwärtig tendieren die für alle Anwendungsbereiche
hergestellten Spannungsstabilisatoren aus Gründen der
Kompaktheit, Benutzungsleichtigkeit und wirtschaftlichen
Zuverlässigkeit dahin, in Form einer elektronischen
integrierten Schaltung ausgeführt zu werden.
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Im allgemeinen wird die elektrische Stärke der Spannung und
des Stromes an den Ausgangsklemmen dieser elektronischen
Spannungsstabilisatoren durch eine interne Regelschaltung
bestimmt, die Rückkopplungsschaltungsmittel enthält, welche
an die Ausgangsklemmen angeschlossen sind und auf den
Momentanwert dieser elektrischen Größen ansprechen.
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Die untere Grenze des Bereiches für den einwandfreien Betrieb
eines elektronischen Spannungsstabilisators wird aus einem
Parameter ermittelt, der in der technischen Literatur
allgemein unter dem Ausdruck "Drop-out" bekannt ist, wobei es
sich um den Unterschied zwischen dem Minimalwert der für den
einwandfreien Betrieb des Stabilisators erforderlichen
Eingangsspannung und dem Wert der Konstantspannung handelt,
die der Stabilisator als Ausgangsspannung liefern muß. Er
bezeichnet also den Spannungsabfall des Gerätes.
Beispielsweise müssen Spannungsstabilisatoren zur Verwendung
in Automobilanwendungen sehr strengen Anforderungen genügen,
und zwar infolge von Betriebsbedingungen, die sowohl
erhebliche Temperatur- und Feuchtigkeitsveränderungen und im
wesentlichen gelegentlich abrupte Änderungen der von der
Motorfahrzeugbatterie gelieferten Versorgungsspannung
umfassen können.
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Die Stabilisatoren müssen also sehr zuverlässig, genau und
stabil sein, während sie gleichzeitig wirtschaftlich tragbar
sein müssen und insbesondere nur einen niedrigen
Spannungsabfall aufweisen dürfen, da die von der Batterie
eines Motorfahrzeugs gelieferte Versorgungsspannung
normalerweise beim Kaltstart von typischerweise 14,4 V bei
voller Ladung auf 6 V abfallen kann. Weiter muß den positiven
und negativen Spannungsspitzen Rechnung getragen werden, die
eine maximale Amplitude von bis zu 150 V besitzen und auf der
Versorgungsleitung eines Motorfahrzeugs infolge von
Schaltübergangserscheinungen bei induktiven Lasten
(Zündspulen, Relais, etc.), oder Unterbrechungen, oder
Brüchen elektrischer Anschlußkabel auftreten können.
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Die bei Kraftfahrzeuganwendungen am meisten verwendeten
monolithischen integrierten Spannungsstabilisatorschaltungen
sind jene mit sog. "serieller" Regelung, bei der die
Ausgangsspannung durch einen bipolaren Leistungstransistor
auf einen konstanten Wert geregelt wird, wobei der Transistor
in Reihe mit einer Ausgangsklemme geschaltet ist und
zweckentsprechend basisgesteuert wird, damit er in
Abhängigkeit von der Last leitet. Ein passend dimensionierter
Leistungstransistor kann ohne Nachteile sogar positiven
Spannungsspitzen widerstehen, die eine hohe Amplitude
besitzen. Er kann somit ohne Unterbrechung die Regelung der
Ausgangsspannung gewährleisten.
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Die negativen Spitzen der Eingangsspannung können jedoch das
Abschalten des Transistors verursachen, wodurch
Unterbrechungen, wenn auch nur kurze, in der Versorgung der
an den Spannungsstabilisator angeschlossenen
Verbraucherschaltungen entstehen können, mit ernsten
Nachteilen, wenn diese Schaltungen integrierte Speicher- und
logische Schaltungen aufweisen, die eine konstante Versorgung
erfordern. Aus diesem Grunde enthalten
Spannungsstabilisatoren mit "seriellen Regelschaltungen" auch
einen Kondensator und eine Eingangsdiode, die nicht
integriert sind, so daß eine ausreichende Versorgung des
Leistungstransistors während sehr kurzer negativer Übergänge
bei der Eingangsspannung aufrechterhalten werden kann.
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Fig. 1 der Zeichnungen zeigt das Schaltbild eines
Spannungsstabilisators, wie er aus dem Dokument EP-A-
0 280 514 bekannt ist, mit "serieller" Regelung durch p-n-p
Leistungstransistoren. Das Schaltbild der Fig. 1 umfaßt einen
bipolaren p-n-p Transistor T, dessen Emitterklemme an die
Kathode einer Diode D, deren Anode eine Eingangsklemme EIN
bildet, und an eine erste Klemme eines Kondensators C
angeschlossen ist, dessen zweite Klemme an Erde gelegt ist.
Die Kollektorklemme des Transistors D bildet eine
Ausgangsklemme AUS.
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Die Basisklemme des Transistors D ist an die Ausgangsklemme
eines Differentialverstärkers A angeschlossen, dessen
nichtinvertierender Eingang über einen ersten Widerstand R1
an die Klemme AUS angeschlossen ist, und die weiter über
einen zweiten Widerstand R2 an Erde geschaltet ist. Der
invertierende Eingang des Verstärkers ist demgegenüber an
eine Bezugsspannung VR angeschlossen.
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Der Teil des Schaltbildes der Fig. 1, der die
Spannungsregelungsschaltung darstellt und monolithisch
integriert sein kann, ist in einem rechteckigen Block mit
gestrichelten Linien enthalten.
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Der Kondensator C wird unter normalen Ladebedingungen über
die Diode D auf den typischen Wert der Batteriespannung
abzüglich des Spannungsabfalls an der Diode geladen. Während
negativer Spannungsübergänge hindert die Diode D jedoch den
Kondensator C an der Entladung über die Eingangsklemme mit
der Folge, daß sich der Kondensator nur über den Transistor
der Regelschaltung entladen kann, so daß derselbe während des
Spannungsübergangs leiten kann.
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Bei einem Stabilisator mit einem Leistungstransistor vom Typ
p-n-p entsteht der nachfolgende Spannungsabfall:
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VDRP = VD + VCE sat,
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wobei VD der Spannungsabfall an der Diode D ist, wenn sie
leitet, und VCE sat die Kollektor-Emitter-Spannung des
Transistors T ist, wenn er sich in Sättigung befindet.
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Durch Verwendung eines Leistungstransistors vom n-p-n Typ
kann bei gleichem Spannungsabfall eine
Integrationsflächenbesetzung in Bezug auf die Regelschaltung
erzielt werden, die kleiner als diejenige ist, die mit einem
Leistungstransistors vom p-n-p Typ erhalten wird.
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Fig. 2 zeigt die Schaltung eines Spannungsstabilisators, der
aus dem Dokument EP-A-0 280 514 bekannt ist und der einen
bipolaren Leistungstransistor vom n-p-n Typ T1 enthält,
dessen Kollektorklemme an die Kathode einer Diode D' und an
eine erste Klemme eines Kondensator C' angeschlossen ist,
dessen zweite Klemme an Erde gelegt ist. Der Stabilisator
umfaßt erste und zweite p-n-p Transistoren T'2 und T'3, deren
Kollektorklemmen jeweils an die Basisklemme des Transistors
T'1 angeschlossen sind. Die Emitterklemme des Transistors T'2
ist an die Kathode der Diode D1 angeschlossen, während die
Emitterklemme des Transistors T'3 an die Anode der Diode D'
an einen Schaltungsknoten angeschlossen ist, der eine
Eingangsklemme EIN' des Stabilisators bildet.
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Die Emitterklemme des Transistors T'1 bildet eine
Ausgangsklemme AUS'.
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Die Basisklemme des Transistors T'1 ist an die Ausgangsklemme
eines Differentialverstärkers A' angeschlossen, dessen
invertierender Eingang über einen ersten Widerstand R'1 an
die Ausgangsklemme AUS', und über einen zweiten Widerstand
R'2 an eine gemeinsame Klemme GND' angeschlossen ist. Die
gemeinsame Klemme GND' ist an Erde gelegt. Der
nichtinvertierende Eingang des Differentialverstärkers ist an
eine Bezugsspannung V'R angeschlossen.
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Die Basisklemme des Transistors T'2 ist über einen ersten
Konstantstromgenerator G'2 an die gemeinsame Klemme GND' und
an die Kathode einer Diode D'2 angeschlossen, dessen Anode
mit der Emitterklemme des Transistors T2 verbunden ist. Die
Basisklemme des Transistors T'3 ist über einen zweiten
Konstantstromgenerator G'3 an die gemeinsame Klemme GN' und
an die Kathode eines Diode D'3 angeschlossen, dessen Anode
mit der Emitterklemme des Transistor T'3 verbunden ist.
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Die Regelschaltung, die monolithisch integriert sein kann,
ist weiter in einem rechteckigen Feld mit gestrichelten
Linien gemäß Fig. 2 enthalten. Der Spannungsabfall des hier
beschriebenen Spannungsstabilisators hat den Wert:
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VDROP = VBE + VCE sat,
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wobei VBE die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T'1 im
leitenden Zustand ist, mit einem Wert, der annähernd dem
:...
Spannungsabfall VD an einer Diode entspricht. Die Größe
VCE sat bezeichnet die Kollektor-Emitter-Spannung des
Transistors T'3, wenn er sich im Sättigungszustand befindet,
so daß dieser Spannungsabfall demjenigen des in Fig. 1
dargestellten Stabilisators entspricht.
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Gemäß der Erfindung wird ein Spannungsstabilisator
geschaffen, wie er im beigefügten Anspruch 1 definiert ist.
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Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den
übrigen beigefügten Ansprüchen definiert.
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Demgemäß kann also ein Spannungsstabilisatorgerät geschaffen
werden, dessen Spannungsabfall niedriger als der bekannter
Geräte ist.
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Nachfolgend wird die Erfindung beispielshalber und unter
Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
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Fig. 1 stellt das oben beschriebene Schaltbild eines
Spannungsstabilisators mit einer "seriellen"
Regelschaltung dar, die einen Leistungstransistor
vom Typ p-n-p enthält;
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Fig. 2 stellt das oben beschriebene Schaltbild eines
Spannungsstabilisators mit niedrigem
Spannungsabfall dar, der einen Leistungstransistor
vom Typ n-p-n enthält; und
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Fig. 3 stellt das Schaltbild eines Spannungsstabilisators
dar, der eine bevorzugte Ausführungsform der
Erfindung bildet.
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In den Figuren werden für entsprechende Komponenten die
gleichen Buchstaben und Ziffern verwendet.
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Der in Fig. 3 dargestellte Spannungsstabilisator umfaßt erste
und zweite bipolare p-n-p Transistoren Q1 und Q2. Die
Emitterklemme des Transistors Q2 bildet eine Eingangsklemme
EIN des Stabilisators, während die Kollektorklemme des
Transistors Q1 eine Ausgangsklemme AUS" bildet. Die
Kollektorklemme des Transistors Q2 ist an einem
Schaltungsknoten B an die Emitterklemme des Transistors Q1
angeschlossen, wobei der Knoten über einen Kondensator C" an
Erde gelegt ist. Die Basisklemme des ersten Transistors Q1
ist an die Eingangsklemme eines Differentialverstärkers A"
angeschlossen, dessen invertierender Eingang über einen
ersten Widerstand R"1 an die Kollektorklemme des Transistors
Q1, und über einen zweiten Widerstand R"2 an Erde
angeschlossen ist.
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Der Spannungsstabilisator der Fig. 3 weist auch eine
Vorspann- und Schaltkreiseinrichtung auf, die an die
Basisklemme des Transistors Q2, die Eingangsklemme EIN" und
Erde angeschlossen ist. Die Schaltkreiseinrichtung umfaßt
dritte und vierte Transistoren, beide vom n-p-n Typ. Die
Emitterklemmen von Q3 und Q4 sind beide an Erde gelegt. Die
Basis- und Kollektorklemmen des Transistors Q4 sind beide an
die Basisklemme des Transistors Q3 in einer
Stromspiegelungsschaltungskonfiguration angeschlossen. Die
Kollektorklemme des Transistors Q3 ist an die Basisklemme des
Transistors Q2 angeschlossen, während die Kollektorklemme des
Transistors Q4 über dritte und vierte in Reihe geschaltete
Widerstände R3 und R4 an die Eingangsklemme EIN"
angeschlossen ist. Der Verbindungsknoten zwischen diesen
Widerständen ist mit einer zweiten Bezugsspannung VR2
verbunden.
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Wie sich sofort ergibt, hat der Spannungsabfall des
Spannungsstabilisators folgenden Wert:
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VDROP = VCE sat Q1 + VCE sat Q2,
d.h., er entspricht der Summe der Kollektor-Emitter-
Spannungen der Transistoren Q1 und Q2, wenn sie sich in
Sättigung befinden, und er ist somit niedriger als der
Spannungsabfall der oben beschriebenen bekannten
Spannungsstabilisatoren.
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Die Vorspann- und Schaltkreiseinrichtung ist so ausgelegt,
daß sie die Basis des Transistors Q2 versorgt, wenn die an
die Eingangsklemme des Stabilisators gelieferte Spannung
höher als die Summe, bestehend aus der tatsächlich als
Ausgangsspannung geregelten Spannung und dem Spannungsabfall
VDROP des Stabilisierers, bleibt bzw. dieser entspricht,
d.h., wenn:
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VEIN" > VAUS" + 2 VCE sat ist;
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und sie ist so ausgelegt, daß sie die Verbindung zwischen der
Basisklemme des Transistors Q2 und Erde unterbricht, wenn die
an den Eingang gelieferte Spannung einen normalen Betrieb des
Stabilisators nicht länger ermöglicht.
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Während negativer Spitzen der Eingangsspannung hindert auf
diese Weise das Öffnen der Verbindung zwischen der
Basisklemme des Transistors Q2 und Erde das Vorspannen des
Basis-Kollektor-Übergangs des Transistors Q2 sowie das Bilden
eines Pfades zum Entladen des Kondensators C" an Erde. Der
Kondensator C" kann sich also nur über Q1 entladen, wodurch
der Knoten B auf einem Potential gehalten wird, das für den
normalen Betrieb der Ausgangsregelschaltung während der
gesamten Periode des Eingangsspannungsübergangs ausreicht.
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Die im Schaltbild der Fig. 3 enthaltene
Spiegel stromschaltungs struktur umfaßt Vorspann - und
Schaltkreiseinrichtungen, die von der Eingangsspannung über
die Widerstände R3 und R4 gesteuert werden, welche zusammen
mit der Bezugsspannung VR2 den Wert des im Transistors Q4
fließenden Stromes bestimmen. Der Transistor Q3 ist
gleichzeitig ein Stromgenerator zur Versorgung des
Transistors Q2 und eines elektronischen Schalters zum öffnen
der Verbindung zwischen der Basisklemme des Transistors Q2
und Erde, wenn die Versorgung dieses Transistors abgeschaltet
wird.
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Die Vorspann- und Schaltkreiseinrichtung kann von Fachleuten
natürlich auch in anderer Weise verwirklicht werden,
beispielsweise durch eine Auswahl und Dimensionierung der
Schaltungskomponenten solcher Art, daß der Schalter bei
spezifischen Eingangspotentialwerten in Gegenwart sowohl
negativer als auch positiver Spannungsspitzen automatisch
öffnet. In diesem Falle ist eine
Spannungsstabilisatorschaltungsstruktur mit zwei in Reihe
zwischen den Eingang und den Ausgang geschalteten p-n-p
Transistoren zusätzlich zum Vorhandensein eines
Spannungsabfalls, der niedriger als derjenige bekannter
Stabilisatoren ist, besonders für technologische
Ausführungslösungen geeignet, die das Gerät ohne
substantiellen Kostenzuwachs unter allen Gebrauchsbedingungen
sehr zuverlässig machen.
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Falls der Transistor Q2 sowohl bei positiven als auch bei
negativen Eingangsspannungsspitzen abgeschaltet und sein
Basisanschluß beim Abschalten geöffnet wird, gelangt der
Transistor Q1 wegen des Kondensators C an Spannungen mit
normalen Werten, unabhängig von der Eingangsspannung. Der
Transistor Q1 kann dementsprechend als ein p-n-p Transistor
mit getrenntem Vertikalkollektor ausgeführt werden, der zwar
keine hohen Spannungsübergänge verträgt, aber nur eine
begrenzte integrationsfläche besitzt. Demgegenüber kann der
Transistor Q2 als normaler p-n-p Lateraltransistor ausgeführt
werden, weil der Basiskontakt genau bei negativen
Eingangsspitzen geöffnet wird, was sowohl ein umgekehrtes
Leiten des Transistors, als auch ein Leiten über den
Kollektor-Emitter-Übergang vermeidet.
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Die vergrößerte integrationsflächenbesetzung beim lateralen
p-n-p Transistor kann zwar die Kosten erhöhen, doch werden
diese durch den sehr niedrigen Spannungsabfall wettgemacht,
der erzielt werden kann.