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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer
Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme, einem Transistor mit einer Laststrecke
und einem Steueranschluss, dessen Laststrecke zwischen die Eingangs-
und die Ausgangsklemme geschaltet ist, und mit einer Ansteuerschaltung,
die an den Steueranschluss des Transistors angeschlossen ist.
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Eine
solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der
EP 0 990 199 B1 beschrieben
und in
1 dargestellt.
Diese Schaltungsanordnung weist eine Eingangsklemme IN zum Anlegen
einer Eingangsspannung Vin, eine Ausgangsklemme OUT zum Bereitstellen
einer Ausgangsspannung Vout für eine
Last Cout und einen zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme
IN, OUT geschalteten Bipolartransistor Q11 auf. Zur Ansteuerung
des Transistors Q11 ist eine Ansteuerschaltung vorhanden, die an
den Basisanschluss des Transistors Q11 angeschlossen ist.
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Eine
derartige Schaltungsanordnung findet beispielsweise Verwendung in
Spannungsreglern, die aus einer an der Eingangsklemme anliegenden Eingangsspannung
eine geregelte Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme bereitstellen,
oder in Stromreglern, die einen definierten Strom von der Eingangsklemme
an die Ausgangsklemme liefern.
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Der
Strom von der Eingangs- zu der Ausgangsklemme IN, OUT wird bei der
Anordnung durch die Ansteuerschaltung
3 über den
Basisstrom des Transistors Q11 geregelt. Bei einem Spannungsregler
ist die Ansteuerschaltung
3 dazu ausgebildet, den Basisstrom
des Transistors Q11 abhängig
von der an der Ausgangsklemme anliegenden Ausgangsspannung Vout
zu regeln, wie dies beispielsweise in der erwähnten
EP 0 990 199 B1 beschrieben
ist. Bei einem Stromregler regelt die Ansteuer schaltung den Basisstrom
abhängig
von dem Strom, der von der Eingangs- an die Ausgangsklemme fließt.
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In 1 ist die Schaltungsanordnung
mit einer kapazitiven Last Cout an deren Ausgangsklemme OUT beschaltet.
Die Eingangsspannung wird beispielsweise durch eine nicht näher dargestellte
Batterie bereitgestellt. Ein zwischen die Eingangsklemme IN und
die Basis des Transistors geschalteter Widerstand R11 verhindert
in bekannter Weise, dass der Transistor Q11 bei hohen Temperaturen
durch Leckströme
aufgesteuert wird. Derartige Widerstände werden als "anti-leakage"-Widerstände bezeichnet.
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Probleme
können
bei einer derartigen Schaltung dann auftreten, wenn die Eingangsspannung Vin
unter den Wert der Ausgangsspannung Vout absinkt. Der Transistor
Q11 wird dann in Rückwärtsrichtung
betrieben, d.h. es fließt
ein Strom I11 von der Ausgangs- an die Eingangsklemme OUT, IN. Dieser "Rückstrom" I11 ist abhängig von der Spannungsdifferenz
Vdiff zwischen den Anschlüssen,
dem Widerstandswert des Widerstands R11 und dem inversen Stromverstärkungsfaktor
des Transistors Q11. Für den
Rückstrom
gilt: I11 = iB11·(βinv + 1)
= (Vdiff – Vth_inv)/R11·(βinv + 1) (1)
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iB11
bezeichnet dabei den über
den Widerstand R11 fließenden
Basisstrom, Vdiff bezeichnet die Differenz zwischen Ausgangs- und Eingangsspannung
Vout, Vin und βinv
bezeichnet die Stromverstärkung
des Transistors für
den Betrieb in Rückwärtsrichtung.
Vth_inv bezeichnet die Einsatzspannung des in Rückwärtsrichtung betriebenen Transistors
Q11.
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Ein
solcher Rückstrom
I11 ist für
Anwendungen, bei denen bei Ausfall oder Abschalten der Eingangsspannung
Vin der Ausgangskondensator Cout seine Ladung möglichst lange speichern soll,
unerwünscht.
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Zur
Reduzierung des Rückstromes
ist es aus der
EP 0
374 288 B1 bekannt, zusätzlich
zu dem zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme geschalteten
ersten Transistor einen zweiten Transistor vorzusehen, der mit dem
ersten Transistor einen Stromspiegel bildet.
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Eine
solche Schaltungsanordnung ist in 2 dargestellt.
Der zweite Transistor ist in 2 mit
Q12 bezeichnet. Dieser Transistor Q12 ist als Diode verschaltet
und zwischen die Ausgangsklemme OUT und die Basis des ersten Transistors
Q11 geschaltet.
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Für den Rückstrom
I11 gilt bei dieser Schaltung: I11 = I12·(k
+ 1) = (Vdiff – Vthl2)/R11·(k + 1) (2).
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Vthl2
bezeichnet dabei die Einsatzspannung des zweiten Transistors Q12,
und k bezeichnet den Stromspiegelfaktor zwischen den beiden Transistoren
Q12 und Q11. Dieser Stromspiegelfaktor k kann so eingestellt werden,
dass er kleiner als die Stromverstärkung βinv des ersten Transistors Q11
ist, woraus im Vergleich zu der Schaltung nach 1 ein geringerer Rückstrom resultiert.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung mit
einem zwischen eine Eingangs- und eine Ausgangsklemme geschalteten Transistor
zur Verfügung
zu stellen, der bei Absinken der Eingangsspannung unter den Wert
der Ausgangsspannung einen verringerten Rückstrom aufweist.
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Dieses
Ziel wird durch eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte
Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
Schaltungsanordnung weist eine Eingangsklemme zum Anlegen einer
Eingangsspannung und eine Ausgangsklemme zum Bereitstellen einer
Ausgangsspannung für
eine Last und einen ersten Transistor mit einer Laststrecke und
einem Steueranschluss auf. Die Laststrecke des ersten Transistors
ist dabei zwischen die Eingangsklemme und die Ausgangsklemme geschaltet.
Des weiteren umfasst die Schaltungsanordnung ein erstes Widerstandselement,
das zwischen den Steueranschluss des ersten Transistors und die
Eingangsklemme geschaltet ist, und eine erste Ansteuerschaltung,
die an den Steueranschluss des ersten Transistors angeschlossen
und die dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durch den ersten
Transistor in einer Vorwärtsrichtung
zu steuern. Außerdem
ist eine zweite Ansteuerschaltung vorgesehen, die dazu ausgebildet ist,
eine Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsklemme und der Ausgangsklemme
zu erfassen und den ersten Transistor abhängig von dieser Spannungsdifferenz
sperrend anzusteuern.
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Diese
zweite Ansteuerschaltung, die abhängig von der Spannungsdifferenz
zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme den ersten Transistor
sperrend ansteuert, bewirkt eine deutliche Reduktion des Rückwärtsstromes
im Vergleich zu herkömmlichen
derartigen Schaltungsanordnungen.
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Die
zweite Ansteuerschaltung ist beispielsweise dazu ausgebildet, den
Steueranschluss des ersten Transistors mit einem an die Ausgangsklemme
gekoppelten ersten Lastanschluss dieses ersten Transistors kurz
zu schließen,
um den ersten Transistor sperrend anzusteuern.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt
eine erste Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik.
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2 zeigt
eine zweite Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik.
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3 zeigt
eine Schaltungsanordnung mit einem zwischen eine Eingangs- und eine
Ausgangsklemme geschalteten Transistor und einer Ansteuerschaltung
zur sperrenden Ansteuerung des ersten Transistors abhängig von
einer Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme.
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4 zeigt
eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit einer besonders einfach zu realisierenden Ansteuerschaltung.
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5 zeigt
eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung
mit einem möglichen
Realisierungsbeispiel für
eine den ersten Transistor während
des Normalbetriebes ansteuernden ersten Ansteuerschaltung.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Bauelemente und Signale mit gleicher Bedeutung.
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Die
in 3 dargestellte erfindungsgemäße Ansteuerschaltung weist
eine Eingangsklemme IN zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin und
eine Ausgangsklemme OUT zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung
Vout für
eine Last auf. Als Last ist in 3 gestrichelt
eine kapazitive Last Cout dargestellt. Die Eingangs- und die Ausgangsspannung
Vin, Vout sind auf ein gleiches Potential, beispielsweise Masse,
bezogen.
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Zwischen
die Eingangsklemme IN und die Ausgangsklemme OUT ist die Laststrecke
eines ersten Transistors Q1 geschaltet. Dieser Transistor Q1 ist
in dem Beispiel als pnp-Bipolartransistor ausgebildet, dessen Emitter-Kollektor-Strecke
die Laststrecke bildet. Der Emitteranschluss dieses Transistors Q1
ist dabei an die Eingangsklemme IN gekoppelt, und der Kollektoranschluss
K dieses ersten Transistors Q1 ist an die Ausgangklemme OUT gekoppelt. Zur
Ansteuerung dieses ersten Transistors Q1 ist eine erste Ansteuerschaltung 3 vorhanden, die
an den Basisanschluss B, der den Steueranschluss bildet, des ersten
Transistors Q1 angeschlossen ist.
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Ein
Normalbetrieb dieser Schaltungsanordnung liegt dann vor, wenn die
Eingangsspannung Vin größer oder
gleich der Ausgangsspannung Vout ist. Ein Stromfluss durch den ersten
Transistor Q1 von der Eingangsklemme IN an die Ausgangklemme OUT
wird dabei durch die erste Ansteuerschaltung 3 über einen
Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 gesteuert. Die erste Ansteuerschaltung 3 kann
eine herkömmliche
Ansteuerschaltung für
derartige Schaltungsanordnungen sein. Diese erste Ansteuerschaltung 3 kann
in nicht näher
dargestellter Weise beispielsweise dazu ausgebildet sein, den Basisstrom
Ib des ersten Transistors Q1 abhängig
von einer Ausgangsspannung Vout zu erzeugen, um auf diese Weise
eine konstante Ausgangsspannung Vout zu erzeugen. In nicht näher dargestellter
Weise könnte
die erste Ansteuerschaltung 3 auch dazu ausgebildet sein,
den Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 abhängig von einem Stromfluss von
der Eingangs- an die Ausgangsklemme IN, OUT zu erzeugen, um auf
diese Weise den Stromfluss zu regeln und beispielsweise einen konstanten
Ausgangsstrom Iout zu erzeugen.
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Zwischen
den Basisanschluss B und den Emitteranschluss E des ersten Transistors
Q1 ist in grundsätzlich
bekannter Weise ein erster Widerstand R1 geschaltet, der zur Reduktion
von Leckströmen dient.
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Außer dem
zuvor erläuterten
Normalzustand, bei dem die Eingangsspannung Vin größer als die
Ausgangsspannung Vout ist, und bei dem ein Ausgangsstrom Iout in
der in 3 dargestellten Richtung von der Eingangsklemme
IN an die Ausgangsklemme OUT fließt, kann bei der dargestellten Schaltungsanordnung
ein zweiter Betriebszustand auftreten, bei dem die Ausgangsspannung
Vout größer als
die Eingangsspannung Vin ist. Ein solcher Zustand tritt beispielsweise
dann auf, und wenn die Eingangsspannung Vin beabsichtigt oder unbeabsich tigt absinkt
wenn an die Ausgangsklemme OUT eine kapazitive Last Cout angeschlossen
ist, über
der auch nach Abschalten der Eingangsspannung Vin die Ausgangsspannung
Vout noch anliegt. Um den Stromfluss von der Ausgangsklemme OUT
an die Eingangsklemme IN während
dieses zweiten Betriebszustandes möglichst gering zu halten, ist
eine zweite Ansteuerschaltung 2 vorhanden, die an den Basisanschluss
B des ersten Transistors Q1 angeschlossen ist, und die dazu ausgebildet
ist, eine Spannungsdifferenz Vdiff zwischen der Eingangsklemme IN
und der Ausgangsklemme OUT zu erfassen und den ersten Transistor
Q1 abhängig
von dieser Spannungsdifferenz Vdiff sperrend anzusteuern.
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Diese
zweite Ansteuerschaltung 2 weist in dem Beispiel gemäß 3 einen
Komparator 21 und ein durch den Komparator 21 angesteuertes
Schaltelement 22 auf. Ein erster Eingang des Komparators ist
dabei an die Ausgangklemme OUT bzw. den Kollektoranschluss des ersten
Transistors Q1 angeschlossen, und ein zweiter Eingang des Komparators 21 ist
an die Eingangsklemme IN bzw. den Emitteranschluss des ersten Transistors
Q1 angeschlossen. Das durch den Komparator angesteuerte Schaltelement 22 ist
zwischen den Kollektoranschluss K des ersten Transistors Q1 und
dessen Basisanschluss B geschaltet.
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Die
Funktionsweise dieser zweiten Ansteuerschaltung 2 wird
nachfolgend erläutert:
Übersteigt
die Ausgangsspannung Vout den Wert der Eingangsspannung Vin so steuert
der Komparator 21 das Schaltelement 22 leitend
an, um Kollektor K und Basis B des ersten Transistors Q1 kurzzuschließen und
dadurch eine leitende Ansteuerung des ersten Transistors Q1 in Rückwärtsrichtung
zu verhindern. Auch bei dieser Schaltung fließt zwar ein Rückstrom Ir
von der Ausgangsklemme OUT an die Eingangsklemme IN, nämlich über das
leitend angesteuerte Schaltelement 22 und den zwischen
die Basis B und den Emitter E geschalteten Widerstand R1 des ersten
Transistors Q1. Dieser Strom ist jedoch wesentlich ge ringer als
bei den bekannten Schaltungsanordnungen und ist lediglich gegeben
durch: Ir = Vdiff/R1 (3),wobei R1
den Widerstandswert des zwischen Basis und Emitter des ersten Transistors
Q1 geschalteten Widerstands bezeichnet.
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Dieser
Rückstrom
Ir ist damit in etwa um den Faktor βinv + 1 kleiner als der Rückstrom
I11 bei der Schaltungsanordnung nach 1 und in
etwa um den Faktor k kleiner als bei der Schaltungsanordnung gemäß 2.
Anders als bei den bekannten Schaltungsanordnungen wird bei der
Schaltungsanordnung gemäß 3 ein
Stromfluss über
die Laststrecke des zwischen die Eingangs- und die Ausgangsklemme
IN, OUT geschalteten ersten Transistors Q1 verhindert.
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Um
die Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung Vout und der
Eingangsspannung Vin, bei welcher der Komparator 21 das
Schaltelement 22 leitend ansteuert, zu Werten größer als Null
hin verschieben zu können
ist optional eine Hilfsspannungsquelle 23 vorgesehen, die
einem der Eingänge
des Komparators 21 vorgeschaltet ist. In dem Beispiel ist
diese Hilfsspannungsquelle 23 dem ersten Eingang des Komparators 21 vorgeschaltet
und liefert eine Hilfsspannung Vh mit der dargestellten Polung.
Eine leitende Ansteuerung des Schaltelements 22 erfolgt
in diesem Beispiel dann, wenn die Ausgangsspannung Vout den Wert
der Eingangsspannung Vin um den Wert der Hilfsspannung Vh übersteigt.
Die Hilfsspannungsquelle 23 könnte auch dem zweiten Eingang
des Komparators 21 vorgeschaltet werden, in diesem Fall
wäre die
Polung der Hilfsspannungsquelle jedoch umzudrehen.
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4 zeigt
ein einfach zu realisierendes Beispiel für die zweite Ansteuerschaltung 2.
Die zweite Ansteuerschaltung 2 weist in diesem Beispiel
einen zweiten Transistor Q2 auf, der als pnp-Bipolartransistor ausgebildet
ist und dessen Laststrecke (Emitter-Kollektor-Strecke) zwischen
den Kollektoranschluss K des ersten Transistors Q1 und dessen Basisanschluss
B geschaltet ist. Ein Basisanschluss dieses zweiten Transistors
Q2 ist über
einen Vorwiderstand R2 durch die Eingangsspannung Vin angesteuert.
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Der
zweite Transistor Q2 erfüllt
bei dieser zweiten Ansteuerschaltung 2 sowohl die Funktion
eines Vergleichers als auch die Funktion eines Schaltelements. Übersteigt
die Ausgangsspannung Vout bei dieser Schaltungsanordnung die Eingangsspannung
Vin um einen Spannungswert, der der Einsatzspannung des zweiten
Transistors Q2 entspricht, so wird dieser zweite Transistor Q2 leitend
angesteuert, um Basis B und Kollektor K des ersten Transistors Q1 kurzzuschließen. Die über der
Kollektor-Emitter-Strecke des leitend angesteuerten zweiten Transistors Q2
anliegende Spannung ist nicht ausreichend, um den ersten Transistor
Q1 leitend anzusteuern, so dass der erste Transistor Q1 während dieses
Betriebszustandes gesperrt ist.
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Während des
zweiten Betriebszustandes fließt
auch bei dieser Schaltungsanordnung ein geringer Rückstrom,
der sich aus dem Basisstrom des zweiten Transistors Q2 und dem Laststreckenstrom bzw.
Kollektorstrom dieses zweiten Transistors Q2 zusammensetzt. Der
Kollektorstrom dieses zweiten und dritten Transistors Q2 fließt über den
zwischen Basis und Emitter B, E des ersten Transistors Q1 geschalteten
ersten Widerstand R1.
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Für den Rückstrom
Ir gilt: Ir = Ir1
+ Ir2 = (Vdiff – Vth2)/R2
+ (Vdiff – Vcesat2)/R1 (4)Vth2 bezeichnet
dabei die Einsatzspannung des zweiten Transistors Q2, und Vcesat2
bezeichnet die Laststreckenspannung des zweiten Transistors Q2 im
eingeschalteten Zustand.
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Nimmt
man als typische Zahlenwerte für
die Widerstände
R1 = R2 = 300kΩ,
für die
Spannungsdifferenz Vdiff = 10V, die Einsatzspannung Vth2 = 0,7V und
die Laststreckenspannung Vcesat2 = 0,3V an, so gilt für den Rückstrom
IR: Ir = (10V – 0,7V)/300kΩ + (10V – 0,3V)/300kΩ = 63μA (4a).
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Dieser
Rückstrom
ist wesentlich geringer als bei den Schaltungsanordnungen gemäß der 1 und 2.
Für R11
= 300kΩ und
einer üblichen Rückwärtsverstärkung von βinv = 47
erhält
man als Rückstrom
I11 bei der Schaltung nach 1 unter Berücksichtigung
der Gleichung (1): I11
= (10V – 0,7V)/300kΩ·47 = 1,49mA (1a)
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Bei
entsprechenden Zahlenwerten für
die Spannungsdifferenz Vdiff und den ersten Widerstand R11 erhält man als
Rückstrom
für die
Schaltungsanordnung gemäß 2 unter
Berücksichtigung
der Gleichung (2): I11
= (10V – 0,7V)/300kΩ·31 = 961μA (2b),wenn ein
Stromspiegelverhältnis
von k = 30 angenommen wird.
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Bei
den zuvor gemachten Ausführungen
zur Ermittlung des Rückstromes
Ir bei den erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen
gemäß der 3 und 4 wurde
vorausgesetzt, dass der in die erste Ansteuerschaltung 3 fließende Basisstrom
Ib bei Vorliegen des zweiten Betriebszustandes gleich Null ist.
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5 zeigt
ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für eine erste
Ansteuerschaltung 3, bei der dies gewährleistet ist.
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Diese
erste Ansteuerschaltung 3 ist grundsätzlich dazu ausgebildet, den
Basisstrom Ib des ersten Transistors Q1 abhängig von der Ausgangsspannung
Vout einzustellen, um eine konstante Ausgangsspannung Vout über einer
kapazitiven Last Cout zu erreichen. Die erste Ansteuerschaltung
weist einen an die Ausgangsklemme OUT angeschlossenen Spannungsteiler
R31, R32 auf der eine heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout' bereitstellt, die
einem Differenzverstärker 32 zugeführt ist.
Der Differenzverstärker 32 vergleicht
diese heruntergeteilte Ausgangsspannung Vout' mit einer ersten Referenzspannung Vref1
und steuert abhängig
von dem Vergleichsergebnis einen Regeltransistor 31 an,
der zwischen den Basisanschluss B des ersten Transistors Q1 und
ein Bezugspotential GND geschaltet ist.
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In
Reihe zu diesem Regeltransistor 31 ist ein als Schalter
dienender weiterer Transistor 33 geschaltet, der über einen
weiteren Differenzverstärker 34 angesteuert
ist. Die Eingänge
dieses Differenzverstärkers 34 sind
an die Eingangsklemme IN und die Ausgangsklemme OUT angeschlossen.
Dieser Differenzverstärker 34 und
der weitere Transistor 33 sind so aufeinander abgestimmt,
dass der Transistor 33 nur dann leitend angesteuert ist,
wenn die Eingangsspannung Vin größer als
die Ausgangsspannung Vout ist. Übersteigt
die Ausgangsspannung Vout die Eingangsspannung Vin, so sperrt der
weitere Transistor 33, um dadurch die Erzeugung eines Basisstromes
Ib für
den ersten Transistor Q1 zu verhindern.
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- 2
- zweite
Ansteuerschaltung
- 22
- Hilfsspannungsquelle
- 21
- Komparator
- 23
- Schaltelement
- 3
- erste
Ansteuerschaltung
- 31
- Regeltransistor,
npn-Bipolartransistor
- 32,
34
- Differenzverstärker
- 33
- Schalttransistor,
npn-Bipolartransistor
- B
- Basisanschluss
- Cout
- kapazitive
Last
- E
- Emitteranschluss
- I11
- Rückstrom
- Ib
- Basisstrom
- Ib11
- Basisstrom
- Iout
- Ausgangsspannung
- Ir
- Rückstrom
- Ir1
- Teil-Rückstrom
- Ir2
- Teil-Rückstrom
- K
- Kollektoranschluss
- Q1
- erster
Transistor, pnp-Bipolartransistor
- Q11
- Transistor,
pnp-Bipolartransistor
- Q12
- zweiter
Transistor, pnp-Bipolartransistor
- Q2
- zweiter
Transistor, pnp-Bipolartransistor
- R1
- Widerstand
- R11
- Widerstand
- R2
- Widerstand
- R31,
R32
- Spannungsteiler,
Widerstände
- Vbe
- Basis-Emitter-Spannung
- Vdiff
- Differenzspannung
- Vh
- Hilfsspannung
- Vin
- Eingangsspannung
- Vout
- Ausgangsspannung
- Vref1
- Referenzspannung